JP5098439B2 - 永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石を磁界源とする同期電動機または発電機位置センサレス・速度センサレスによる可変速制御に係り、特に低速領域においても駆動を可能としたセンサレス制御装置に関するものである。

センサレス制御方法については、特許文献１〜特許文献３などが公知となっている。特許文献１では、図１１で示すように、回転座標系（３２ａ，３２ｂ）において単相電圧高調波電圧Ｖｄｃを加え、発生する電流をこの単相電圧と平行成分（Ｉｄｃ）と直交成分（Ｉｑｃ）に分離することが特徴となっている。そして、この電流を２軸に分離した成分から、位相差検出器３３により高周波電圧に対する電圧高周波電流の発生位相誤差（θ）を検出し、推定磁極位相θ０に補正を加えている。このように、単相の高周波電圧を入力し、高周波電流をこの単相成分と同じ座標上で検出してから位相誤差を推定している。なお、３０は電動機、３１はインバータである。また、図１１の単相高周波電圧成分と単相高周波電流成分の軸誤差を利用して、図１２のように積分器３４を設け、この積分器３４により積分を行って磁極位相を推定している。

３は電流の回転速度指令で、電流引き込みのための電流位相を強制的に回転させる周波数（速度）指令ω１^*を設定する。４は位相積分器で、速度指令３を積分して電流を発生させる基準位相θを出力する。このθは電機子巻線を基準とする位相角である。
基準位相θは、電流制御部５からの出力電圧（Ｖγ^*，Ｖδ^*）と共に逆回転座標変換部６に出力され、この逆回転座標変換部６において回転座標上の２軸成分の電圧指令（Ｖγ^*，Ｖδ^*）を、出力位相θで逆回転座標変換を行い、固定座標系の２軸電圧成分（Ｖａ^*，Ｖｂ^*）に変換する。

特許文献２および特許文献３では、具体的な高周波の分離方式を提案しているだけでなく、さらに積分演算を追加し、上記の高周波電圧と電流の位相誤差成分を積分して一旦速度を計算し、さらにそれを積分して推定位相を演算している。この速度推定の積分を追加したことにより、速度のランプ変化に対しても磁極位相の定常偏差として推定誤差が発生しないため、脱調しにくくなる。

上記した高周波法以外にも、従来からステッピングモータなどに利用されている方式として、強制的に一定の振幅の電流を発生させ、その電流位相を強制的に回転させて磁極を強引に追従させる方式もあるが、ここでは、この方式を電流引き込み法と呼ぶことにする。
電流引き込み法の制御ブロック図の一例を図１３に示す。
なお、以下の説明では永久磁石を界磁とする回転界磁形の同期電動機と仮定し、また、電機子を固定子または固定座標（ａ，ｂ軸）と仮定して、磁極側を回転子または回転座標（ｄ，ｑ軸）と呼称する。また、電流引き込みのために発生する電流指令の位相をγ軸およびそれに直交する軸をδ軸とする。
また、電流引き込みに使用する基本波成分と、高周波成分の電圧や電流とを区別するため、高周波成分の変数に”ｈ”の添え字を追加する。

図１３において、１は電流の振幅指令値であるγ軸電流指令で、回転座標系の直交２軸成分のうち、γ軸成分（ｉγ^*）に電流振幅指令の値｜Ｉ１^*｜を設定する。２は電流の振幅指令値であるδ軸電流指令で、回転座標系の直交２軸成分のうち、δ軸成分（ｉδ^*）に零を設定する。
これら各電流の振幅指令値（ｉγ^*，ｉδ^*）と、回転座標変換部１２からの２軸電流成分（ｉγ，ｉδ）は電流制御部５に入力され、この電流制御部５から電流指令に実電流が追従するように出力電圧（Ｖγ^*，Ｖδ^*）を出カする。この電流制御部５は、通常、電流指令と電流検出の差分演算都と、比例積分（ＰＩ）制御などにより構成されている。

３は電流の回転速度指令で、引き込み用の電流を強制的に回転させる周波数（速度）指令ω１^*を設定する。４は位相積分器で、速度指令３を積分して電流を発生させる基準位相θを出力する。このθは電機子巻線を基準とする位相角である。
基準位相θは、電流制御部５からの出力電圧（Ｖγ^*，Ｖδ^*）と共に逆回転座標変換部６に出力され、この逆回転座標変換部６において回転座標上の２軸成分の電圧指令（Ｖγ^*，Ｖδ^*）を、出力位相θで逆回転座標変換を行い、固定座標系の２軸電圧成分（Ｖａ^*，Ｖｂ^*）に変換する。

７は２相／３相変換部で、逆回転座標変換部６の出力である固定座標の直交２軸電圧成分を、１２０°位相差の３相交流電圧（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）に変換し、ＰＷＭ増幅部８でパルス幅変調（ＰＷＭ）方式を利用して、電力増幅を行う。
モータ９は、ここでは、永久磁石を界磁源とするＰＭモータを仮定しており。ｄ軸とｑ軸でインダクタンスが異なる磁気的な突極性を有するものを対象としている。モータ９への入力電流は電流検出器１０により検出され、３相の検出電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）は３相／２相変換部１１に出力されて直交二軸電流成分（ｉａ，ｉｂ）に変換される。検出電流は、実際には３相でなくてもよく、２相を検出して残りの１相はこの２相から演算により推定することもできる。
回転座標変換部１２は、３相／２相変換部１１の出力である直交二軸電流成分（ｉａ，ｉｂ）を積分器４の位相θで回転座標変換を行い、回転座標系の２軸電流成分（ｉγ，ｉδ）に変換する。この変換後の検出電流は、電流制御部５の電流制御で使用する。

以上が、高電流引き込み法の構成である。この構成により、電流振幅指令の値｜Ｉ１^*｜でかつ周波数（速度）指令ω１^*の電流が発生し、モータの回転子は、この電流に追従して回転する。
特開平７−２４５９８１ 特開２００３−１５３５８２ 特開２００３−３４８８９６

（１）高周波法の問題点について
高周波法は、単相高周波成分の電圧と電流の位相誤差を検出する部分と、その位相誤差情報から積分器などにより磁極位相を推定する部分の２つの部分が存在することを説明した。ここで、高周波法は原理に磁気的な突極性を利用しているため、Ｎ極とＳ極の判別機能がない。ｄ軸に単相高周波電圧を注入すると、高周波電流の発生位相が高周波電圧位相と一致するように積分器で推定位相を補正することにより、磁極位相の推定（追従）を行っているが、Ｎ極でもＳ極でもこの位相誤差が零の状態が存在する。

そこで、別の磁気飽和を利用した方式などにより、最初にＮ極の位相を推定しておき、これに常に追従させて、Ｎ極とＳ極を区別している。
しかし、電流検出にノイズが混入し、高周波の電流と電圧位相差に誤差が発生して、磁極推定の積分器が１８０°程度誤って積分した場合には、Ｓ極に収束してしまい、Ｎ極に対して１８０°推定位相誤差が発生する。一度でも、Ｎ極からＳ極に推定誤りが発生すると、以降は正常に動作していてもＮ極を推定しているつもりでも常にＳ極を認識するようになる。

このように、高周波法は磁極のＮＳ判定機能がないため、磁極位相の推定が脱調するとＳ極側をｄ軸と誤って推定するようになる。こうなると、速度制御系が想定している電流指令に対して１８０°反対方向に電流を発生させることになり、その結果、モータの発生トルクも逆極性になる。正転側のトルク指令を与えても、モータには逆転方向のトルクが発生して回転方向も逆転側に加速（零速なら逆転方向に加速、正転中なら減速）してしまう。

さらに、速度検出と遠度指令との差分が大きくなるため、速度制御系が正方向にトルク指令を増大するため。モータは逆方向のトルクを増大させ。逆転方向の加速が強くなって最終的には逆転方向に暴走する。このように、高周波法は脱調が発生した場合には、推定磁極がＮ極とＳ極が入れ替わり、逆転側に暴走する可能性がある。この逆転暴走を防止するためには、磁極推定ゲインを適切に設定しなければならず、また、計測に使用する高周波電流も大きな値としてノイズなどの誤差成分を抑制させる必要がある。
（２）電流引き込み法の問題点について
電流引き込み法は強制的に電流を引き込むため、Ｎ極とＳ極を誤って判定することはない。しかし、周波数指令や負荷が変動すると振動が発生しやすく、また、負荷トルクが過大になると、脱調する問題がある。
同期機の界磁鉄心にダンパー巻線が存在しない場合には、磁極位相が振動的になることが知られている。また、電流振幅により発生できる最大トルクよりも負荷が超えると脱調する。この位相振動を考慮した上で、脱調しないようにするためには、通常、設定した電流指令で発生できる最大トルクに対して、約２／３程度の負荷トルクしか掛けることができない。

２つの方式を比較すると、高周波法は磁極位相を推定して電流を制御しているため、発生トルクの比率が大きく振動も発生しない。また、過負荷時には速度が低下するが脱調しない利点がある。しかし、もし磁極推定が誤って脱調した時には逆転暴走してしまう問題がある。
電流引き込み法は、過渡的な振動や過負荷時の脱調問題があるが、脱調しても逆転暴走することはない。
そこで、本発明が目的とするところは、上記の２つの方式を組み合わせることにより、これらの問題点を改善する永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置を提供することにある。

本発明の請求項１は、交流同期電動機の検出電流を入力して回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流検出成分ｉγとδ軸電流検出成分ｉδに座標変換する回転座標変換部と、
回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流指令ｉγ ^* とδ軸電流指令ｉδ ^* で一定振幅の電流指令を発生させ、前記回転座標変換部からのγ軸電流検出成分ｉγとγ軸電流指令ｉγ ^* の差分、及び回転座標変換部からのδ軸電流検出成分ｉδとδ軸電流指令ｉδ ^* の差分をそれぞれ入力して電流位相を回転させて磁極を追従させる電圧指令を生成する電流制御部と、
この電流制御部で演算した電圧指令を、電流引き込みのための電流位相の周波数指令を積分して得られた基準位相に基づいて固定座標系の２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に座標変換する逆回転座標変換部を備え、
この逆回転座標変換部からの２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に基づいて交流同期電動機を制御する制御装置において、
前記制御装置に単相高周波電圧発生部を設け、この単相高周波電圧発生部からの高周波電圧成分を高周波電圧座標変換部により座標変換し、この座標変換された高周波電圧と前記電流制御部からの電圧指令と合成して電圧指令値ｖγ ^* ，ｖδ ^* として前記逆回転座標変換部に入力すると共に、
前記２軸の電流検出成分を高周波通過フィルタを通した後に単相高周波電流位相検出部に入力して単相軸位相信号を検出し、この検出された単相軸位相信号を磁極位相推定部に入力して高周波電圧の位相信号を生成し、この生成された位相信号を前記高周波電圧座標変換部に入力して座標変換時の位相信号とし、且つ高周波電圧の位相信号の微分値を安定化周波数補正部に入力して比例ゲインの乗算を含む補正演算を行い、この補正演算された信号と前記周波数指令の和を積分したものを基準位相信号として前記逆回転座標変換部に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の請求項２は、前記単相高周波電圧発生部は、高周波の周波数指令を積分して高周波の基準位相信号を生成して高周波を含む波形信号を発生し、この信号に単相電圧の振幅指令を乗算して電圧の単振動を演算することを特徴としたものである。

本発明の請求項３は、交流同期電動機の検出電流を入力して回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流検出成分ｉγとδ軸電流検出成分ｉδに座標変換する回転座標変換部と、
回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流指令ｉγ ^* とδ軸電流指令ｉδ ^* で一定振幅の電流指令を発生させ、前記回転座標変換部からのγ軸電流検出成分ｉγとγ軸電流指令ｉγ ^* の差分、及び回転座標変換部からのδ軸電流検出成分ｉδとδ軸電流指令ｉδ ^* の差分をそれぞれ入力して電流位相を回転させて磁極を追従させる電圧指令を生成する電流制御部と、
この電流制御部で演算した電圧指令を、電流引き込みのための電流位相の周波数指令を積分して得られた基準位相に基づいて固定座標系の２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に座標変換する逆回転座標変換部を備え、
この逆回転座標変換部からの２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に基づいて交流同期電動機を制御する制御装置において、
前記制御装置に単相高周波電圧発生部を設け、この単相高周波電圧発生部からの高周波電圧成分を高周波電圧座標変換部により座標変換し、変換された高周波電圧と前記電流制御部からの電圧指令と合成して電圧指令値ｖγ ^* ，ｖδ ^* として前記逆回転座標変換部に入力すると共に、
前記２軸の電流検出成分を高調波通過フィルタを通した後に単相高周波電流位相検出部に入力して単相軸位相信号を検出し、この検出された単相軸位相信号を磁極位相推定部に入力して高周波電圧の位相信号を生成し、この生成された位相信号を前記高周波電圧座標変換部に入力して座標変換時の位相信号とし、且つ生成された位相信号と前記単相軸位相信号との差分を安定化周波数補正部に入力して比例ゲインの乗算を含む補正演算を行い、この補正演算された信号と前記周波数指令の和を積分したものを基準位相信号として前記逆回転座標変換部に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の請求項４は、前記高周波電圧座標変換部に入力される信号は直交２成分信号で、そのうちの１軸成分は前記単相高周波電圧発生部からの高周波電圧成分とし、他の１軸成分は零としたことを特徴としたものである。

本発明の請求項５は、前記磁極位相推定部の出力信号は、単相高周波電流位相検出部の出力である高周波の電流軸位相信号から電圧軸位相信号を差し引き、これに比例ゲインを掛けて積分した信号であることを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、
（１）電流引き込み法であるため、高周波法のように磁極の推定が外乱成分などにより、Ｓ極をＮ極と誤って推定することが無い。そのため、逆転暴走する現象が発生しない。
（２）周波数指令が急変した場合でも、出力周波数を脱調しないように自動補正するため、周波数指令の急変時での安定性が向上する。
（３）負荷が急変してモータ速度が急変しても、出カ周波数を脱調しないように自動補正するため、（２）と（３）より、単に振動抑制するだけでなく、過渡変動時に周波数を自動補正して安定性を維持する効果が得られる。
（４）高周波法は磁極推定ゲインを適切に設定しないと、応答遅れによる脱調やゲインが過大のため発生する脱調が起こる。そのため、運転しながら調整する場合には、初期値を適切に調整しなければならない。不適切な初期値では、ゲイン調整時に脱調することがある。
これに対して本発明では、基本的には電流引き込み法を使用しており、速度指令や負荷急変さえなければ安定である。そして、補正ゲインは、初めは零に設定しておき、遠度変動や負荷変動に応じて少しずつ増加していけばよく、そのため、調整も簡単であり、過渡現象のない用途では本発明を適用しないように設定することも可能となる。

本発明は、脱調したときに暴走をしないことを優先し、電流引き込み法を基本原理とする。そして、高周波法も併用し、これにより過渡時の振動を抑制させる機能を追加したものである。
従来の高周波法では、初期値のＮ極位相から始まって、常に前回の推定位相がＮ極であると仮定して相対的に位相補正を図っていたため、脱調してもＮＳ極の変化が検出できなかった。そこで、高周波法の磁極位置推定の変化（微分に相当）を計算する。微分を行うと定常成分情報が失われる原理を利用して、電流引き込み法と、高周波法の磁極推位相の微分量をゲイン倍して速度推定に補正を組み合わせる方法を提供するものである。

図１は、本発明の実施例を示す全体制御系の構成図を示す。このブロック図では、図１３と同一部分、若しくは相当部分に同一符号を付してその説明を省略する。図１において、２１は単相高周波電圧発生部で、高周波法の高周波電流を発生させるために注入する電圧指令を演算する。この単相高周波電圧発生部２１は
高周波の周波数指令ω_hv ^*を積分して高周波の基準位相θ_hv ^*を作成する積分手段と、関数発生手段及び乗算手段を有している。特定の高周波を含む波形を発生させる手段として、ここではcosin関数の例を示す。この高周波波形に、単相電圧の振幅指令ｖ_hv ^*を乗算して電圧の単振動を演算する。

２２は高周波電圧座標変換部で、単相高周波電圧発生部２１の出力である単振動の高周波電圧成分を指定した磁極位相に一致させるようにこの座標変換部２２を適用する。座標変換部２２部の入力は、直交２軸成分の１軸成分が単振動電圧成分で、もう一方の軸は零としている。また、座標変換部２２の位相は、磁極推定位相φｄ（＝＾φｄ）を使用している。

この単相交流の電圧成分のベクトル軌跡と、これによって生じる単相交流電流の軌跡を図２に示す。図２は電機子巻線のＵ相を基準とする位相に対して。回転速度ω₁ ^*で回転している磁極軸をｄ軸、それに直交する軸をｑ軸としている。
また、電流指令の電流ベクトル軸をγ軸、そしてその直交軸をδ軸としている。この電流指令により発生する電流ベクトルｉ₁（ｉγ_-0，ｉδ_-0）とそのときの電圧ｖ₁（ｖγ_-0，ｖδ_-0）に対して、高周波電圧（ｖγ_-h ^*，ｖδ_-h ^*）を重畳させ、また、高周波電流（ｉγ_-h，ｉδ_-h）も電流に重畳されているものとして表している。

また、高周波成分の位相関係を明確にするために、高周波成分の中心を一致させた拡大図が図３である。この図３では位相関係を明確にするため、電圧の高周波成分を電流高周波の中心と一致させるように平行移動して示している。電流発生軸γから、単相交流電圧を注入する軸までの位相角をφｖ、また、この高周波電圧により同じ周波数の単相電流が発生するが、この高周波電流の発生位相をφｉとする。また、γ軸から磁極軸までの位相をφｄとしている。

２３は高周波電圧重畳部で、高周波電圧（ｖγ_-h ^*，ｖδ_-h ^*）を電流制御部５の出力電圧（ｖγ^*，ｖδ^*）に加算（重畳）する。２４は電流指令位相演算用積分器で、電流指令は直流量の指令値｜Ｉ₁ ^*｜と周波数指令ω₁ ^*で与えられる。周波数指令ω₁ ^*は安定化周波数補正部３０の出力信号と加算され、加算した結果の補正後の周波数ω₁を積分器２４で積分し、電圧指令を電機子巻線の座標系に変換するための位相θを発生する。その位相を基準として逆回転座標変換変部６で座標変換後、２相／３相変換部７およびＰＷＭ増幅部８を介してＰＷＭ変調方式などによって電圧増幅してモータ９に対して電圧を出力する。

２５は高周波除去フィルタで、電流検出器１０からは３相成分の電機子電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）が得られるので、これを３相／２相変換部１１および電流指令の基準位相θにより回転座標変換部１２で変換して（ｉγ，ｉδ）を得る。電流制御には、この電流検出の高周波成分は不要であるため、この基本波成分と高周波成分を含む（ｉγ，ｉδ）から高周波除去フィルタ２５で高周波成分を除去し、基本波電流成分のみを求める。

２６は高周波通過フィルタで、高周波除去フィルタ２５とは逆に、磁極位相の推定には基本波電流成分が不要であるため、高域通過フィルタ２６を用いて基本波成分を除去する。具体的な、高周波除去フィルタ２５や高周波通過フィルタ２６の構成例は、特許文献２において移動平均を利用した方法が説明されており、本発明はこのフィルタ部分は発明部分を限定するものではないため、ここでは、詳細な説明は省略し、図４、図５、図６に離散系で構成した例を示しておく。

図４は２５，２６のフィルタ部分の例で、１／Ｚは、ディジタル演算の１サンプル遅れを示し、Σは全入力の加算を示している。なお、ここでは、γ軸の１相分のみを示している。
高周波成分の１周期を８点の離散点で取り扱った場合には、８点の移動平均により高周波の中心を求めることができる。電流検出値からこの中心値を引けば高周波成分が抽出できる。高周波成分を除去した成分はこの８点の移動平均を用いてもよいが、電流変化時の検出遅れが大きい。そこで、１周期前の（８サンプル前）の高周波成分と今回の高周波成分は、高周波成分が等しく位相変化も少ないと仮定し、今回の検出値から１周期前の高周波成分を減算して高域除去成分としている。こうすれば、基本波成分の値が変化するときに検出ムダ時間が少なくなる。

２７は単相高周波電流発生位相検出部で、２軸成分の高周波単相交流電流成分である高周波通過フィルタ２６の出力から、単相軸位相を検出する。この検出方式としては、図５のように９０度位相の遅れたsin関数を利用して各軸の高周波成分を求め、これを１周期分移動平均した結果からarctan関数を使用して位相に変換すればよい。また図６のように、sin関数の代わりに高周波位相が０〜πなら１、π〜２πなら−１を出力する関数を利用しても同様に演算可能である。また，移動平均も半周期（図６の場合では４サンプルの移動平均）でも可能であるが、正負の非対称性によってリプル状の誤差成分が発生することがあるため、図６のように１周期分の移動平均の方が好ましい。この移動平均はＩＩＲ形のディジタルフィルタでも代用できる。後は上記と同様にarctan関数で位相を求める。

２８は磁極位相推定部で、モータの磁気突極性により直軸インダクタンスＬｄと横軸インダクタンスＬｑの関係が（Ｌｄ＜Ｌｑ）となっている場合には，位相検出部２７の電流高周波の発生位相は、高周波単相電圧軸と実磁極軸の位相間に高周波単相電流位相が存在する特性がある。そこで、この高周波の電流軸位相φｉから電圧軸位相φｖを差し引いて、これに比例ゲインを掛けた後、積分する。そして、この積分出力を新たな高周波電圧の出力位相φｖとする。このように磁極位相の推定と、高周波電圧の発生位相にフィードバックすることにより、電圧位相と電流位相が一致するようになり、また、このときには磁極軸φｄと高周波電圧の位相φｖが一致する。

２９は磁極推定位相微分演算部である。磁極推定位相部２８は、前述のように、電流検出ノイズなどによりＮ極とＳ極を過って収束させることがある。そこで、この磁極推定位相部２８からの磁極位相信号を微分することにより偏差成分を除去した位相変化分を求める。

３０は安定化周波数補正部である。正転（ω₁ ^*＞０）の場合を考えると、微分演算部２９により推定磁極位相の変化分が求まったので、これに比例した周波数補正を追加する。負荷トルクが大きくなるとモータの磁極位相は電流ベクトルに対して遅れる。この遅れが大きくなる時には微分演算部２９の位相変化成分は負になる。そのため、出カ周波数は低下し電流位相θと磁極位相の差Φｄの増加を抑制するように動作する。ここで周波数補正演算には、磁極推定位相の微分に比例ゲインを乗算する他に、過大な成分を抑制するリミッタや高周波数成分のノイズを除去する低域通過フィルタなども必要に応じて適用するとよい。
以上の構成からなる実施例１によれば、高周波電圧や電流を使用して磁極位相を推定し、その推定位相の微分成分を用いて周波数補正することにより、ダンパー巻線のない同期電動機に電流引き込み法を適用しても、振動が抑制できるようになる。

実施例１では、磁極推定位相微分演算部２９により磁極位相の推定結果を微分したが、磁極位相推定部２８で（φｉ一φｖ）成分を積分した後で、さらに微分している。この２つの積分と微分成分は打ち消すことができるため、図７のようなブロック図に等価変換できる。他は実施例１と同様で原理は同一である。
実施例１では磁極推定位相を微分演算しているが、この実施例によれば、磁極推定演算の内部データを利用することにより演算量を削減している。

図８は、図１３で示す従来の電流引き込み法による動作をシミュレーションした結果の特性図である。このシミュレーションは、本発明との比較のために実施したもので、安定化周波数補正部３０におけるＫ_ωφを、Ｋ_ωφ＝０と設定した場合である。

＜１＞評価条件（電流引き込み法で本発明の補償機能なし）
（ａ）電流指令の振幅はモータ定格の１００％に設定。
（ｂ）電流指令の周波数は、０ｓ〜０．１ｓ間に速度指令を０％〜５％に変更、１．０ｓ〜１．１ｓ間に速度指令を５％〜１０％に変更。
（ｃ）負荷変動０ｓ〜２ｓ間は負荷トルク無し、２ｓ以降は７０％の負荷トルクをステップ状にかけている。

＜２＞結果
（ａ）モータ速度は振動的であり、また、２ｓで負荷が掛かるとモータ遠度が低下して脱調を起こしている。
（ｂ）電流ベクトルとｄ軸との位相差φｄも振動的であり、また負荷時に脱調している。
（ｃ）発生トルクも、上記の速度と電流と同様に振動的であり、負荷を加えると脱調している。

図９は本発明を適用した場合のシミュレーションによる特性図（周波数指令および負荷の急変時の安定性改善効果）で、実施例２のシステムにおいて、Ｋ_ωφを有効な値に設定して制御機能を動作させた場合である。

＜１’＞評価条件（電流引き込み法：本発明の補償機能有効、それ以外は図８と同一条件）
（ａ’）電流指令の振幅はモータ定格の１００％に設定。
（ｂ’）電流指令の周波数は、０ｓ〜０．１ｓ間に速度指令を０％〜５％に変更、１．０ｓ〜１．１ｓ間に速度指令を５％〜１０％に変更。
（ｃ’）負荷変動０ｓ〜２ｓ間は負荷トルク無し。２ｓ以降は７０％の負荷トルクをステップ状にかけている。

＜２’＞結果
（ａ’）周波数指令ω₁ ^*が変化しても、モータ速度の応答遅れがあれば電流出力周波数ω₁は加速を抑制している。負荷時は、モータ遠度の低下に追従して、電流出力周波数ω₁は自動的に周波数を低減して脱調を防止している。また、時間が立つと、元の速度に復帰する。
（ｂ’）電流ｄ軸との位相差φｄは振動が無く安定になっている。負荷時にも振動は発生していない。
（ｃ’）発生トルクも、上記の速度と電流と同様に安定であり、加速や負荷に対応したトルクが発生できている。

図１０は本発明を適用した場合の効果（検出ノイズによる高周波法の磁極がＮＳを誤って収束した場合）を確認するためのシミュレーションによる特性図で、
時間１ｓの⇒で示した部分に磁極位相推定に対する外乱を入力した場合の応答を示している。

＜３＞評価条件（電流引き込み法：本発明による補償機能有効、図９と制御的には同一条件）
（ａ）電流指令の振幅はモータ定格の１００％に設定。
（ｂ）電流指令の周波数は、０ｓ〜０．１ｓ間に速度指令を０％〜５％に変更、あとは一定に設定。
（ｃ）負荷変動０ｓ〜２ｓ間は負荷トルク無し、２ｓ〜３ｓの期間のみ７０％の負荷トルクをステップ状に印加。
（ｄ）位相推定外乱を１．０〜１．０１ｓの期間に注入。
外乱は、積分するとちょうど１８０°（πｒａｄ）だけ磁極位相が変化するような大きさを設定。

＜４＞結果
（ａ）１ｓの時点で、磁極位相の外乱により磁極推定位相は１８０°反転している。つまりＮ極を推定していたが、外乱により、急にＳ極を推定するような誤動作状態になっている。
（ｂ）しかし、モータ速度ω_rや電流とｄ軸間の位相−φｄは、過渡的な変動はあるが、元の安定な状態に戻っている。
（ｄ）発生トルクも、この付近で安定である。

磁極推定に対する外乱により磁極推定位相Φｖは１８０°急変している。従来の高周波法であれば、これによりＮ極とＳ極を誤って検出したことになり逆転暴走が発生する。
しかし、本発明によれば、図１０で示したようにノイズ（⇒部）により変動成分は存在するが逆転暴走には至っておらず、安定性が改善できている。
以上に示した結果をまとめると実施例１および実施例２に共通な効果として下記の項目がある。

（１）逆転現象の防止
電流引き込み法であるため、高周波法のように磁極の推定が外乱成分などにより、Ｓ極をＮ極と誤って推定することが無い。そのため、逆転暴走する現象が発生しない。

（２）周波数指令の急変時の安定性
周波数指令が急変した場合でも、出力周波数を脱調しないように自動補正する。 （３）負荷急変時の安定性
負荷が急変してモータ速度が急変しても、出カ周波数を脱調しないように自動補正する。（２）と（３）より、単に振動抑制するだけでなく、過渡変動時に周波数を自動補正して安定性を維持する効果が得られている。
なお、設定した電流指令で発生可能な最大トルクを超えた負荷トルクがかかった場合には脱調する。特許文献１〜３のように高周波法とベクトル制御を利用した場合には、過負荷時でも速度は低下するが脱調することはない。しかし、最大トルク以内であれば、振動も無く、かつ過渡的にも安定な制御系が実現できるので、電流を大きめに設定すれば対処できる。

（４）ゲイン調整の簡易化効果
高周波法は磁極推定ゲインを適切に設定しないと、応答遅れによる脱調やゲインが過大のため発生する脱調が起こる。そのため、運転しながら調整する場合には、初期値を適切に調整しなければならない。不適切な初期値では。ゲイン調整時に脱調することがある。
これに対して本発明では、基本的には電流引き込み法を使用しており、速度指令や負荷急変さえなければ安定である。そして、補正ゲインは、初めは零に設定しておき、遠度変動や負荷変動に応じて少しずつ増加していけばよい。そのため、調整も簡単であり、過渡現象のない用途では本発明を適用しないように設定することも可能である。

本発明の実施形態を示す構成図。 基本波成分と高周波成分の電圧・電流ベクトル図。 単相高周波成分の軌跡拡大図。 高周波除去フィルタ及び低域通過フィルタの構成図。 高周波単相電流の発生位相検出部の構成図。 他の高周波単相電流の発生位相検出部の構成図。 本発明の他の実施形態を示す構成図。 シミュレーションによる従来の電流引き込み法の特性図で、（ａ）は周波数成分波形、（ｂ）は位相成分波形、（ｃ）はモータトルク波形。 シミュレーションによる本発明の特性図で、（ａ）は周波数成分波形、（ｂ）は位相成分波形、（ｃ）はモータトルク波形。 本発明における磁極位相推定への外乱注入時の特性図で（ａ）は周波数成分波形、（ｂ）は位相成分波形、（ｃ）はモータトルク波形。 従来のセンサレス制御装置の構成図。 他の従来のセンサレス制御装置の構成図。 従来の電流引き込み法によるセンサレス制御装置の構成図。

符号の説明

１… γ電流指令
２… δ電流指令
３… 周波数指令
４… 積分器
５… 電流制御部
６… 逆回転座標変換部
７… ２相／３相変換部
８… ＰＷＭ増幅部
９… モータ
１０… 電流検出器
１１… ３相／２相変換部
１２… 回転座標変換部
２１… 単相高周波電圧発生部
２２… 高周波電圧座標変換部
２３… 高周波電圧重畳部
２４… 電流指令位相演算用積分器
２５… 高周波除去フィルタ
２６… 高周波通過フィルタ
２７… 単相高周波電流発生位相検出部
２８… 磁極位相推定部
２９… 磁極推定位相微分演算部
３０… 安定化周波数補正部

Claims (5)

1. 交流同期電動機の検出電流を入力して回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流検出成分ｉγとδ軸電流検出成分ｉδに座標変換する回転座標変換部と、
   回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流指令ｉγ ^* とδ軸電流指令ｉδ ^* で一定振幅の電流指令を発生させ、前記回転座標変換部からのγ軸電流検出成分ｉγとγ軸電流指令ｉγ ^* の差分、及び回転座標変換部からのδ軸電流検出成分ｉδとδ軸電流指令ｉδ ^* の差分をそれぞれ入力して電流位相を回転させて磁極を追従させる電圧指令を生成する電流制御部と、
   この電流制御部で演算した電圧指令を、電流引き込みのための電流位相の周波数指令を積分して得られた基準位相に基づいて固定座標系の２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に座標変換する逆回転座標変換部を備え、
   この逆回転座標変換部からの２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に基づいて交流同期電動機を制御する制御装置において、
   前記制御装置に単相高周波電圧発生部を設け、この単相高周波電圧発生部からの高周波電圧成分を高周波電圧座標変換部により座標変換し、この座標変換された高周波電圧と前記電流制御部からの電圧指令と合成して電圧指令値ｖγ ^* ，ｖδ ^* として前記逆回転座標変換部に入力すると共に、
   前記２軸の電流検出成分を高周波通過フィルタを通した後に単相高周波電流位相検出部に入力して単相軸位相信号を検出し、この検出された単相軸位相信号を磁極位相推定部に入力して高周波電圧の位相信号を生成し、この生成された位相信号を前記高周波電圧座標変換部に入力して座標変換時の位相信号とし、且つ高周波電圧の位相信号の微分値を安定化周波数補正部に入力して比例ゲインの乗算を含む補正演算を行い、この補正演算された信号と前記周波数指令の和を積分したものを基準位相信号として前記逆回転座標変換部に入力するよう構成したことを特徴とした永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置。
2. 前記単相高周波電圧発生部は、高周波の周波数指令を積分して高周波の基準位相信号を生成して高周波を含む波形信号を発生し、この信号に単相電圧の振幅指令を乗算して電圧の単振動を演算することを特徴とした請求項１記載の永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置。
3. 交流同期電動機の検出電流を入力して回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流検出成分ｉγとδ軸電流検出成分ｉδに座標変換する回転座標変換部と、
   回転座標系の直交２軸成分のγ軸電流指令ｉγ ^* とδ軸電流指令ｉδ ^* で一定振幅の電流指令を発生させ、前記回転座標変換部からのγ軸電流検出成分ｉγとγ軸電流指令ｉγ ^* の差分、及び回転座標変換部からのδ軸電流検出成分ｉδとδ軸電流指令ｉδ ^* の差分をそれぞれ入力して電流位相を回転させて磁極を追従させる電圧指令を生成する電流制御部と、
   この電流制御部で演算した電圧指令を、電流引き込みのための電流位相の周波数指令を積分して得られた基準位相に基づいて固定座標系の２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に座標変換する逆回転座標変換部を備え、
   この逆回転座標変換部からの２軸電圧成分Ｖａ ^* ，Ｖｂ ^* に基づいて交流同期電動機を制御する制御装置において、
   前記制御装置に単相高周波電圧発生部を設け、この単相高周波電圧発生部からの高周波電圧成分を高周波電圧座標変換部により座標変換し、変換された高周波電圧と前記電流制御部からの電圧指令と合成して電圧指令値ｖγ ^* ，ｖδ ^* として前記逆回転座標変換部に入力すると共に、
   前記２軸の電流検出成分を高調波通過フィルタを通した後に単相高周波電流位相検出部に入力して単相軸位相信号を検出し、この検出された単相軸位相信号を磁極位相推定部に入力して高周波電圧の位相信号を生成し、この生成された位相信号を前記高周波電圧座標変換部に入力して座標変換時の位相信号とし、且つ生成された位相信号と前記単相軸位相信号との差分を安定化周波数補正部に入力して比例ゲインの乗算を含む補正演算を行い、この補正演算された信号と前記周波数指令の和を積分したものを基準位相信号として前記逆回転座標変換部に入力するよう構成したことを特徴とした永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置。
4. 前記高周波電圧座標変換部に入力される信号は直交２成分信号で、そのうちの１軸成分は前記単相高周波電圧発生部からの高周波電圧成分とし、他の１軸成分は零としたことを特徴とした請求項１乃至３記載の永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置。
5. 前記磁極位相推定部の出力信号は、単相高周波電流位相検出部の出力である高周波の電流軸位相信号から電圧軸位相信号を差し引き、これに比例ゲインを掛けて積分した信号であることを特徴とした請求項１乃至４記載の永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置。

Images