JP5053357B2 - デジタルデータ送信装置およびデジタルデータ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタルデータの伝送技術に係り、特に、フレーム構造を構成してデータ伝送を行う送信装置、および、フレーム構造を認識してデータの受信を行う受信装置に関する。

まず、ＢＳデジタル放送の伝送方式について説明する。図１は、ＢＳデジタル放送の多重フレームの構成を示す図である。図１において、ＢＳデジタル放送の多重フレームにおいては、８つのフレーム＃１〜＃８により１チャンネルのスーパーフレームが構成される。フレーム＃１〜＃８は、それぞれ４８個のスロット＃１〜＃４８により構成される。ここで、「スロット」は、ＭＰＥＧ−２ ＴＳ（トランスポートストリーム）のパケット（１８８バイト）のうち先頭の同期バイト（１バイト）を除いた部分、およびＲＳ（リードソロモン）符号のパリティ（１６バイト）をデータとして格納できるメモリ上の領域である。また、各スロットの先頭バイトには、フレーム同期信号、ＴＭＣＣ（Transmission ＆ Multiplexing Configuration Control：伝送多重構成制御）信号、スーパーフレーム同期信号等が付加される。

ＴＭＣＣ信号には、伝送の制御を行う情報等が書き込まれており、１つのスーパーフレームに多重されたＴＭＣＣ信号を１まとまりとして１セットの制御内容が書き込まれている。この制御内容によって、時間軸において２つ後のスーパーフレームの伝送制御が行われる。伝送制御の一つとして、ＢＳデジタル放送のＴＭＣＣ信号では、各スロットに対し、表１に示す伝送モードを指定することができる。「値」は、ＴＭＣＣ信号のうちの伝送モードを指定するビットの値を示している。また「伝送モード」は、変調方式と内符号符号化率との組み合わせを意味しており、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫおよびＴＣ８ＰＳＫの変調方式と、１／２〜７／８の符号化率ｒの内符号とを組み合わせた７通りの伝送が可能となっている。

図２は、スロットの割り当ての規則を示す図である。ＴＭＣＣ信号により指定される伝送モードは、表１に示したように、変調方式自体の周波数利用効率と内符号の符号化率との積で計算される周波数利用効率が単純な整数比になるように構成されている。すなわち、８ＰＳＫ、ＱＰＳＫおよびＢＰＳＫの周波数利用効率は、それぞれ３［ｂｐｓ／Ｈｚ］、２［ｂｐｓ／Ｈｚ］および１［ｂｐｓ／Ｈｚ］であるから、ＢＰＳＫ（ｒ＝１／２）、ＱＰＳＫ（ｒ＝１／２）、ＱＰＳＫ（ｒ＝２／３）、ＱＰＳＫ（ｒ＝３／４）、ＱＰＳＫ（ｒ＝５／６）、ＱＰＳＫ（ｒ＝７／８）およびＴＣ８ＰＳＫ（ｒ＝２／３）の周波数利用効率は、それぞれ１／２、１、４／３、３／２、５／３、７／４および２となっている。このような整数比があるため、ＴＣ８ＰＳＫに対し、周波数利用効率の低い伝送モードを利用する場合には、効率の下がった分だけダミースロットを配置することにより、多重フレームのクロックレートを一定にし、ハードウェア化を容易にしている。

図３は、従来の送信装置の構成を示すブロック図である。この送信装置１００は、フレーム生成部１１０、エネルギー拡散部１２０、インターリーブ部１３０、畳み込み符号化部１４０、マッピング部１５０、ＲＳ［６８，４８］符号化部１７０およびエネルギー拡散部１８０を備え、データストリームを送信する場合に、図１に示した１つのスーパーフレームを構成する多重フレームの信号を生成してから変調波信号を生成するまでの一連の処理を行う。

フレーム生成部１１０は、各スロットのデータ部分に対しＲＳ［２０４，１８８］の符号化を行った後、第ｎ番目のスーパーフレームに対応する第ｎ−２番目（２つ手前）のＴＭＣＣ信号として、各信号の変調方式および内符号符号化率等を指定してフレームを生成し、スーパーフレームを生成する。図３に示した例では、スロット＃１〜＃４６にはＴＣ８ＰＳＫ変調（内符号符号化率ｒ＝２／３）が指定され、スロット＃４７にはＱＰＳＫ変調（内符号符号化率ｒ＝１／２）が指定されている。また、ＴＣ８ＰＳＫ変調とＱＰＳＫ変調とを比較すると、同じ変調シンボル数を使った場合に伝送できるビット数は、ＱＰＳＫ変調がＴＣ８ＰＳＫ変調の半分しかない。このため、図２を用いて説明したように、スロット＃４８をダミースロットとして、フレームを多重伝送する規則になっている。このように、フレーム生成部１１０は、使用する変調方式と内符号符号化率との組み合わせの効率に応じて、ダミースロットを挿入する。

また、フレーム生成部１１０は、生成したフレーム＃１〜＃８におけるスロットのうち、データおよびＲＳ符号のパリティ部分をエネルギー拡散部１２０に出力し、各スロットの先頭バイトに多重されている同期とＴＭＣＣ信号をＲＳ符号化部１７０に出力する。

エネルギー拡散部１２０は、フレーム生成部１１０により生成されたフレーム＃１〜＃８におけるスロットのうち、データおよびＲＳ符号のパリティ部分が入力され、スーパーフレームにおけるこれらのデータ等全体に対して、エネルギー拡散（ビットランダム化）を行う。これは、擬似ランダムな「１」および「０」のパターンをＭ系列を使って発生させ、これとスロット内のデータとでＭＯＤ２加算することにより実現する。これにより、「１」または「０」が連続することがなくなることから、後述する受信装置において、同期再生の安定化を図ることができる。

インターリーブ部１３０は、エネルギー拡散部１２０によりエネルギー拡散されたデータ等が入力され、スロット毎にインターリーブを行う。これは、ビットの並び順を擬似ランダムに入れ替えるものであり、各スロットの左から右に書き込まれたデータを、奥行き方向（フレームが並んでいる方向）に読み出すことにより実現する。これにより、伝送中に連続したビット誤りが発生しても、後述する受信装置が、元の順番に並び替えるデインターリーブ処理を行うことで、ランダムなビット誤りに変換するため、誤り訂正符号の効果を高めることができる。

畳み込み符号化部１４０は、インターリーブ部１３０によりインターリーブされたデータ等に対し、各スロットに指定された符号化率で、畳み込み符号（内符号）により符号化を行う。マッピング部１５０は、畳み込み符号化部１４０により畳み込み符号化されたデータ等に対し、指定された変調方式によるマッピングを行い、時分割多重／直交変調部１６０は、時分割多重および直交変調を行い、変調波信号を生成する。

一方、ＲＳ符号化部１７０は、フレーム生成部１１０により生成されたフレーム＃１〜＃８におけるスロットのうち先頭バイトに多重された同期とＴＭＣＣ信号が入力され、ＴＭＣＣ信号部分についてリードソロモン符号（ＲＳ［６４，４８］）で誤り訂正符号パリティを付加する。エネルギー拡散部１８０は、ＲＳ符号化部１７０により誤り符号パリティが付加されたＴＭＣＣ信号に対し、エネルギー拡散を行い、畳み込み符号化部１４０は畳み込み符号により符号化率ｒ＝１／２で符号化し、マッピング部はＢＰＳＫマッピングを行い、時分割多重／直交変調部１６０は直交変調を行い、変調波信号を生成する。そして、送信装置１００は、このように生成した変調波信号を伝送する。

図４は、図３に示した送信装置１００により伝送される変調波信号の例を示す図である。図４に示すように、変調波信号は、フレーム単位に、各フレームに対して、まずフレーム同期Ｗ１（３２シンボル）、ＴＭＣＣ信号（またはその誤り訂正パリティ／１２８シンボル）、スーパーフレーム同期（先頭フレームではＷ２、それ以外のフレームではＷ２の反転パターンＷ３／３２シンボル）の計１９２シンボルがＢＰＳＫ変調されて伝送される。その後、ＴＭＣＣ信号で指定されたデジタル変調方式により、映像・音声・データ放送等が多重された主信号が伝送される。主信号の伝送に際しては、周期的に同期補強用のバースト信号（ランダムなデジタル信号をＢＰＳＫ変調したもの）が多重される。このような処理を８フレーム分繰り返して行うことにより、ＴＭＣＣ信号に書き込まれた情報が後述する受信装置に伝送される。受信装置は、ＴＭＣＣ信号の情報を絶えず監視することにより、送信装置１００において様々な伝送制御が行われたとしても、それに追従して受信方式等を切り替えることができる。

図５は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、チャンネル選択部２１０、直交検波部２２０、伝送制御信号復号部２３０、内符号復号部２４０、デインターリーブ部２５０、エネルギー逆拡散部２６０および外符号復号部２７０を備え、図１に示した送信装置１００により伝送された変調波信号を受信し、ＴＭＣＣ信号の情報に基づいて伝送方式等を切り替え、元のデータストリームを生成する。

チャンネル選択部２１０は、送信装置１００からの変調波信号である放送波がＢＳアンテナおよびＢＳアンテナに内蔵されている周波数変換部（図示せず）を介してＢＳ−ＩＦ信号(第１ＩＦ)として入力され、チャンネルを選択し、そのチャンネルの信号を第２ＩＦ周波数に変換して出力する。なお、上記の周波数変換部では、１２ＧＨｚ帯の放送波が１ＧＨｚ帯のＢＳ−ＩＦ信号に変換される。

民間規格ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ２１においては、この第２ＩＦ周波数を「４０２．７８ＭＨｚ、４７９．５ＭＨｚまたはダイレクトコンバージョン」としている。

直交検波部２２０は、チャンネル選択部２１０により選択されたチャンネルのＢＳ−ＩＦ信号(第２ＩＦ)が入力され、同期ベースバンド信号に変換する。伝送制御信号復号部２３０は、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号が入力され、まずＴＭＣＣ信号の同期バイトを検出し、それを基準として、周期的に多重されているＢＰＳＫ変調波である位相基準バースト信号の位置も検出する。ＴＭＣＣ信号により伝送される変調方式・誤り訂正の情報についての検出もここで行う。伝送制御信号復号部２３０により復号された情報は、内符号復号部２４０、デインターリーブ部２５０、エネルギー逆拡散部２６０および外符号復号部２７０に入力される。

図６は、図５に示した直交検波部２２０の内部構成を示した図である。この直交検波部２２０は、複素乗算器２２１、ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）２２２−１，２２２−２、位相誤差テーブル２２３、ループフィルタ（ＬＦ）２２４および数値制御発振器（ＮＣＯ）２２５を備えている。図６では、チャンネル選択部２１０が、近年主流となっているダイレクトコンバージョン・準同期検波方式の場合を想定し、入力信号線は２本(Ｉ信号、Ｑ信号)となっている。この信号線には、チャンネル選択部２１０から、完全な同期検波が行われない状態で検波された信号点が出力されており、受信信号点が低速で回転したような状態で出力されている。複素乗算器２２１は、この回転を止めて静止した信号点を得るために、数値制御発振器２２５により生成された、この回転速度と同じ大きさの逆向きの回転の信号と、チャンネル選択部２１０から入力した信号とを複素乗算して出力する。このようにして得られたＩ信号およびＱ信号は静止した信号点となる。ルートロールオフフィルタ２２２−１，２２２−２は、このＩ信号およびＱ信号を周波数制限する。これにより直交検波出力が得られ、内符号復号部２４０へ出力される。

数値制御発振器２２５において周波数制御を行うため、この直交検波出力は分岐され、位相誤差テーブル２２３に入力される。この位相誤差テーブルは、受信された信号点と理想的な信号点との位相差を求めるためのテーブルである。位相誤差テーブル２２３には、伝送制御信号復号部２３０から変調方式・符号化率選択信号が入力され、直交検波出力の変調方式・符号化率が告知される。位相誤差テーブル２２３は、この変調方式・符号化率に対応した信号点の理想値と直交検波出力から得られた信号点との位相比較を行い、その位相誤差量に比例した値を出力する。位相誤差テーブル２２３の出力は、ループフィルタ２２４により平滑化され、数値制御発振器２２５の周波数制御端子に入力される。数値制御発振器２２５は、周波数制御端子の入力値に比例した周波数の正弦波および余弦波を複素乗算器２２１に出力する。これらの動作により、複素乗算器２２１の出力は、静止した信号点のＩ信号およびＱ信号となる。

内符号復号部２４０は、直交検波部２２０から直交検波出力である同期ベースバンド信号が入力されると共に、伝送制御信号復号部２３０により検出された変調方式・誤り訂正の情報が入力され、ＴＣ８ＰＳＫ変調部分についてはＴＣ８ＰＳＫ復号を行い、ＱＰＳＫまたはＢＰＳＫ変調部分についても、それに合わせた復号を行う。

図７は、図５に示した内符号復号部２４０の内部構成を示した図である。この内符号復号部２４０は、復号器２４１および尤度テーブル２４２を備えている。この尤度テーブル２４２は、受信された信号点から、シンボルを構成する各ビットが１または０である確率（尤度）を求めるためのテーブルである。直交検波部２２０から入力されたＩ信号およびＱ信号は、復号器２４１に入力される。復号器２４１は、このＩ信号およびＱ信号に対して、内符号の復号を行う。その際、伝送制御信号復号部２３０から入力される変調方式・誤り訂正の情報における変調方式・符号化率選択信号で指定された尤度テーブルを参照する。復号器２４１は、まず、Ｉ信号およびＱ信号を尤度テーブル２４２に渡し、尤度テーブル２４２は、シンボルを構成する各ビット(３２ＡＰＳＫの場合は５ビット分)に対する尤度を復号器２４１に出力する。復号器２４１は、この尤度情報を使って、内符号の復号を行う。

デインターリーブ部２５０は、内符号復号部２４０により内符号復号された信号に対し、送信装置１００のインターリーブ部１３０において疑似ランダムに入れ替えられたビットの並び順を元に戻す。エネルギー逆拡散部２６０は、デインターリーブ部２５０によりデインターリーブされた信号に対し、送信装置１００のエネルギー拡散部１２０において擬似ランダム符号がＭＯＤ２により加算された処理を元に戻すため、再度同じ擬似ランダム符号をＭＯＤ２により加算し、エネルギー逆拡散処理を行う。外符号復号部２７０は、エネルギー逆拡散部２６０によりエネルギー逆拡散された信号に対し、リードソロモン復号を行う。

このように、現在ＢＳデジタル放送では、４８のスロットからなる多重したフレームを構成し、スロットに多重されたＭＰＥＧ−２のＴＳパケットに対し、変調方式や誤り訂正符号の符号化率をＴＭＣＣ信号を使って指定することにより、複数の変調方式を柔軟に時分割多重して伝送することができる。

なお、このような伝送システムに用いる送信装置および受信装置の例として、特許文献１，２に記載のものが知られている。

特開２００３−１７９６５７号公報 特開２００６−２５４２７３号公報

このように、ＭＰＥＧ−２のＴＳパケットをさらに多重化するフレームを構成し、ＴＭＣＣ信号を使用することにより、現在運用中のＢＳデジタル放送では、柔軟な伝送制御を行うことができ、複数の変調方式を柔軟に時分割多重して伝送することができる。また、このような多重フレームを受信する受信装置では、予め設定された位相誤差テーブルを用いて位相誤差を検出し、同期検波を行うと共に、予め設定された尤度テーブルを用いて尤度を検出し、内符号復号を行っている。

しかしながら、衛星中継器の経年変化やバックオフ量の変更に伴い、伝送路特性が変化した場合には、最適な位相誤差を検出することができないことから、安定した同期検波を行うことができないという問題があった。また、伝送路特性が変化した場合には、安定した符号復号を行うことができず、Ｃ／Ｎを効果的に低減することができないという問題もあった。この場合、伝送路特性の変化に対応できるように、受信特性を改善することが望ましい。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、中継器の経年変化等により伝送路特性が変化した場合であっても、その変化に追従して受信特性の改善を図ることが可能なデジタルデータ送信装置およびデジタルデータ受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明による送信装置は、振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる送信装置において、送信データを、前記変調方式の各信号点に対応するシンボルあたりのビット数毎に、信号点にマッピングを行う手段と、前記変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルすべてについて、既知の順序で信号点マッピングを行う手段と、前記送信データからマッピングして生成した信号点信号に、前記既知の順序でマッピングして生成した信号点信号を周期的に時分割多重して時分割多重信号を生成する手段と、前記生成した時分割多重信号に直交変調を行って送信する手段とを備え、前記デジタル変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルをパイロット信号として、既知の順序で周期的に時分割多重し、直交変調して送信することを特徴とする。

また、本発明による送信装置は、振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる送信装置において、送信データを、前記変調方式の各信号点に対応するシンボルあたりのビット数毎に、信号点にマッピングを行う手段と、前記変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルのうち各同心円上の信号点の少なくとも１つについて、既知の順序で信号点マッピングを行う手段と、前記送信データからマッピングして生成した信号点信号に、前記既知の順序でマッピングして生成した信号点信号を周期的に時分割多重して時分割多重信号を生成する手段と、前記生成した時分割多重信号に直交変調を行って送信する手段とを備え、前記デジタル変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルをパイロット信号として、既知の順序で周期的に時分割多重し、直交変調して送信することを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる受信装置において、受信信号に直交検波を行う手段と、受信信号に既知の順序で周期的に時分割多重されているパイロット信号のシンボルについて、これらのシンボルによって変調された前記変調方式の全信号点を抽出するパイロット信号抽出手段とを備え、送信データと、送信データとは異なる既知のパイロット信号のシンボルとが周期的に時分割多重された信号を、前記直交検波手段により直交検波し、さらに、前記既知のパイロット信号のシンボルに対応する信号点位置情報を、前記パイロット信号抽出手段により検出し、該信号点位置情報に基づいて前記送信データの受信を行うことを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる受信装置において、受信信号に直交検波を行う手段と、受信信号に前記変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルのうち各同心円上の信号点の少なくとも１つが既知の順序で周期的に時分割多重されているパイロット信号のシンボルについて、これらのシンボルによって変調された信号点を抽出するパイロット信号抽出手段と、パイロット信号で送信されたシンボルから、パイロット信号で送信されないシンボルの信号点を推定する信号点位置推定手段とを備え、送信データと、送信データとは異なる既知のパイロット信号のシンボルとが周期的に時分割多重された信号を、前記直交検波手段により直交検波し、さらに、前記既知のパイロット信号のシンボルに対応する信号点位置情報を、前記パイロット信号抽出手段により検出し、該信号点位置情報から、パイロット信号で送信されないシンボルの信号点位置情報を、前記信号点位置推定手段により取得し、これらの信号点位置情報に基づいて前記送信データの受信を行うことを特徴とする。

また、本発明による送信装置は、振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式を、１６ＡＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＡＰＳＫまたは３２ＱＡＭとしたことを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式を、１６ＡＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＡＰＳＫまたは３２ＱＡＭとしたことを特徴とする。

また、本発明による送信装置は、さらに、ＬＤＰＣ符号化手段を備え、送信データに対してＬＤＰＣ符号による符号化を行うことを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、前記パイロット信号の信号点位置をシンボル毎に平均化するパイロット信号平均化手段と、前記パイロット信号の平均化結果に基づいて、変調方式および符号化率に対応した信号点位置で位相誤差を検出するための位相誤差テーブルを生成する位相誤差テーブル生成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。

また、本発明による受信装置は、前記パイロット信号の信号点位置をシンボル毎に平均化するパイロット信号平均化手段と、前記パイロット信号の平均化結果に基づいて、変調方式および符号化率に対応した信号点位置で内符号復号処理を行うための尤度テーブルを生成する尤度テーブル生成手段とを備えたことを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、さらに、ＬＤＰＣ復号手段を備え、前記尤度テーブル生成手段により生成した尤度テーブルを用いてＬＤＰＣ復号を行うことを特徴とする。

また、本発明による送信装置は、前記システムを、複数種類のデジタル変調方式を時分割多重伝送するデータ伝送システムとすることを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、前記システムを、複数種類のデジタル変調方式を時分割多重伝送するデータ伝送システムとすることを特徴とする。

また、本発明による送信装置は、前記デジタル変調方式として、３２ＡＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ、３２ＱＡＭまたは１６ＱＡＭのいずれか１つ以上を含むことを特徴とする。

また、本発明による受信装置は、前記デジタル変調方式として、３２ＡＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ、３２ＱＡＭまたは１６ＱＡＭのいずれか１つ以上を含むことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、中継器の経年変化等により伝送路特性が変化した場合であっても、その変化に追従して受信特性の改善を図ることが可能なデジタルデータ送信装置およびデジタルデータ受信装置を実現することができる。

ＢＳデジタル放送の多重フレーム構成を示す図である。 スロットの割り当ての規則を示す図である。 従来技術による送信装置の構成を示す図である。 変調波信号の例を示す図である。 従来技術による受信装置の構成を示す図である。 従来技術による受信装置の直交検波部の構成を示す図である。 従来技術による受信装置の内符号復号部の構成を示す図である。 本発明実施の形態による送信装置の構成を示す図である。 本発明実施の形態による送信装置が送信する変調波信号の例を示す図である。 本発明の実施の形態による受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態による受信装置の直交検波部の構成を示す図である。 ３２ＡＰＳＫの各シンボルの信号点位置の平均値の例を示す図である。 信号点位置の平均値から生成した位相誤差テーブルを示す図である。 本発明の実施の形態による受信装置の内符号復号部の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に用いる多重フレームの構成を示す図である。 本発明の実施の形態による受信装置の直交検波部の構成を示す図である。 本発明の実施の形態による受信装置の内符号復号部の構成を示す図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔送信装置〕
まず、本発明の実施の形態による送信装置について説明する。図８は、本発明の実施の形態による送信装置の構成を示す図である。この送信装置１は、変調方式毎に、予め決められた順に全ての信号点に対して割り当てられたシンボルを、パイロット信号として送信するものである。これにより、受信装置は、各シンボルに対応する信号点を知ることができ、その信号点により受信特性の改善を図ることができる。ただし、信号点配置が図１２に示す信号点配置のように、同心円上に複数の信号点をもつ場合、同心円上の各信号点が伝送路の非線形特性により振幅および位相に受ける影響は等しいので、各同心円上の信号点に対応するシンボル１つ以上をパイロット信号として伝送しても良い。その場合、受信機側ではパイロット信号で伝送されなかったシンボルの信号点を、パイロット信号で伝送された同心円上のシンボルの信号点位置から推定すればよい。すなわち、パイロット信号で伝送された同心円上のシンボルの信号点位置からの相対角度が、送信に用いた信号点位置と等しいという条件から推定することができる。

この送信装置１は、フレーム生成部１０、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号化部１１−１，１１−２、ＢＣＨ符号化部１１−３，１１−４、エネルギー拡散部１２，１３、スイッチ１４、マッピング部１５および時分割多重／直交変調部１６を備え、データストリームを送信する場合に、後述する図８中に示す多重フレームの信号を生成してから変調波信号を生成するまでの一連の処理を行う。

図３に示した従来の送信装置１００とこの送信装置１とを比較すると、両装置とも、エネルギー拡散部、マッピング部および時分割多重／直交変調部を備えている点で同一であるが、送信装置１において、従来の送信装置１００のフレーム生成部１１０とは異なるフレーム生成部１０を備えている点、内符号が畳み込み符号からＬＤＰＣ符号に置換されている点、外符号がＲＳ符号からＢＣＨ符号に置換されている点、マッピング部１５が１６ＡＰＳＫおよび３２ＡＰＳＫにも対応している点、スーパーフレームを形成しない点、および、インターリーブ部を備えていない点で相違する。

マッピング部１５が１６ＡＰＳＫおよび３２ＡＰＳＫにも対応している点については、対応する変調方式を単純に増やしたことによるものである。内符号が畳み込み符号からＬＤＰＣ符号に置換されている点、および外符号がＲＳ符号からＢＣＨ符号に置換されている点については、最近の技術動向に適合できるようにしたことによるものである。また、スーパーフレームを形成しない点、およびインターリーブを行なわない点については、ＬＤＰＣ符号が、既に十分長いインターリーブをかけることと同等の性質を備えているためである。したがって、本質的な相違としては、フレーム生成部１０が、後述する図８に示した構成のフレームを生成する点のみであり、その動作は、図３に示した従来の送信装置１００と同様である。

すなわち、フレーム生成部１０は、スロットＳｌビットについて、制御情報と、データと、ＢＣＨ符号化部１１−３により制御情報とデータが符号化された外符号パリティと、スタッフビットと、ＬＤＰＣ符号化部１１−１により制御情報、データ、および外符号パリティおよびスタッフビットがＬＤＰＣ符号化された内符号パリティとにより構成したスロット＃１〜＃Ｎから成るフレームを生成し、エネルギー拡散部１２に出力する。また、フレーム生成部１０は、ＴＭＣＣ信号について、ＢＣＨ符号化部１１−４によりＢＣＨパリティを生成し、さらにＬＤＰＣ符号化部１１−２によりＬＤＰＣパリティを生成する。なお、フレーム生成部１０により生成される多重フレームは、スロット数Ｎ、ダミーの量を規定するＥ、スロット長Ｓｌ、同期ビット長Ｓｙ、パイロットビット長Ｐｌ、並びにＴＭＣＣおよびパリティビット長Ｔが前述した数になるように生成される。

図９は、図８に示した送信装置１が送信する変調波信号の例を示す図である。この変調波信号は、後述する図８に示したフレームにおいて、最大効率の変調方式を３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ）とし、Ｎ＝１２０，Ｅ＝５，Ｓｌ＝４４８８０，Ｓｙ＝１２０，Ｐｌ＝１６０，Ｔ＝１３２０とした場合の信号であり、図８に示した時分割多重／直交変調部１６が生成する。

図９に示すように、変調波信号は、１フレーム分の情報を＃１〜＃１２０の変調スロットに分割して伝送される。奇数番号の変調スロットは、まずＢＰＳＫ変調されたスロット同期Ｓｙｎｃ１（２４シンボル）および当該変調スロットの変調方式に対応したパイロット信号（３２シンボル）が伝送される。続いて、ＴＭＣＣ信号により指定された変調方式で変調された、映像・音声・データ放送等が多重された主信号データ（１３６シンボル）と、ＢＰＳＫ変調されたＴＭＣＣ信号（４シンボル）とが交互に６６回伝送される。偶数番号の変調スロットは、まずＢＰＳＫ変調されたスロット同期Ｓｙｎｃ２（２４シンボル）またはその反転パターン！Ｓｙｎｃ２（２４シンボル）および当該変調スロットの変調方式に対応したパイロット信号（３２シンボル）が伝送される。続いて、ＴＭＣＣ信号により指定された変調方式で変調された、映像・音声・データ放送等が多重された主信号データ（１３６シンボル）と、ＢＰＳＫ変調されたＴＭＣＣ信号（４シンボル）とが交互に６６回伝送される。

上記の同期パターンＳｙｎｃ１、Ｓｙｎｃ２、およびその反転パターン！Ｓｙｎｃ２は擬似同期を避けるために、それ自体が鋭い自己相関ピークを持つものであるとともに、互いに低い相互相関を持つものである必要がある。このような符号として、Ｓｙｎｃ１として、０ｘ３６７１５ａ＝００１１０１１００１１１０００１０１０１１０１０、Ｓｙｎｃ２として０ｘ５２ｆ８６６＝０１０１００１０１１１１１００００１１００１１０、そのビット反転パターン！Ｓｙｎｃ２として０ｘａｄ０７９９＝１０１０１１０１０００００１１１１００１１００１とすると擬似同期の少ない受信が可能となる。ただし、信号点配置が図１２に示す信号点配置のように、同心円上に複数の信号点をもつ場合、前述の通り、各同心円上の信号点に対応するシンボル１つ以上をパイロット信号として伝送しても良い。

また、パイロット信号については、例えば、３２ＡＰＳＫ変調が多重されている変調スロットのパイロット信号として、３２ＡＰＳＫ変調の各信号点に割り当てられた５ビットからなるシンボル「０００００」「００００１」・・・「１１１１０」「１１１１１」を伝送することが考えられる。このように、予め決められた順にすべての信号点に対して割り当てられたシンボルを送信することで、受信側に各シンボルに対応する信号点を知らせることができる。特に、衛星中継器のような非線形特性をもつ伝送路を通過した信号の場合、その歪を受けた状態での各シンボルに対応する信号点が受信されるため、後述する方法により受信特性の改善を図ることが可能となる。

このような処理を１２０変調スロット分繰り返して行うことにより、変調方式毎の全ての信号点に対して割り当てられたシンボルが後述する受信装置へ伝送されると共に、ＴＭＣＣ信号に書き込まれた情報が伝送される。受信装置は、その信号点を用いることにより受信特性を改善することができる。また、ＴＭＣＣ信号の情報を絶えず監視することにより、送信装置１において様々な伝送制御が行われたとしても、それに追従して受信方式等を切り替えることができる。

〔受信装置〕
次に、本発明の実施の形態による受信装置について説明する。図１０は、本発明の実施の形態による受信装置の構成を示す図である。この受信装置２は、チャンネル選択部２０、直交検波部２１、伝送制御信号復号部２２、内符号復号部２３、エネルギー逆拡散部２４および外符号復号部２５を備えている。ここで、チャンネル選択部２０、直交検波部２１、伝送制御信号復号部２２、内符号復号部２３、エネルギー逆拡散部２４および外符号復号部２５は、図５に示したチャンネル選択部２１０、直交検波部２２０、伝送制御信号復号部２３０、内符号復号部２４０、エネルギー逆拡散部２６０および外符号復号部２７０とそれぞれ同等の機能を有する。

図５に示した従来の受信装置２００の構成とこの受信装置２とを比較すると、受信装置２にはデインターリーブ部２５０が無い点、直交検波部２１により検波される変調方式には１６ＡＰＳＫおよび３２ＡＰＳＫが追加されている点、直交検波部２１において検波する際、パイロット信号を参照して受信信号点の補正を行い特性を改善する点、内符号復号部２３における内符号がＬＤＰＣ符号に対応したものとなっている点、外符号復号部２７０における外符号がＢＣＨ符号に対応したものとなっている点、伝送制御信号復号部２２により図８に示したフレーム構成に対応した制御が行われる点で相違する。

直交検波部２１により検波される変調方式には１６ＡＰＳＫおよび３２ＡＰＳＫが追加されている点については、直交検波部２１において対応する変調方式を単純に増やしたことによるものである。また、内符号復号部２３における内符号がＬＤＰＣ符号に対応したものとなっている点、および外符号復号部２７０における外符号がＢＣＨ符号に対応したものとなっている点については、最近の技術動向に適合できるようにしたことによるものである。また、デインターリーブを行わないのは、ＬＤＰＣ符号が、既に十分長いインターリーブをかけることと同等の性質を備えているためである。したがって、本質的な相違としては、伝送制御信号復号部２２が、図８に示したフレーム構成に対応した制御を行う点およびパイロット信号を参照して受信を行う点のみであり、その他の動作は、図５に示した従来の受信装置２００と同様である。

図１１は、図１０に示した直交検波部２１の内部構成を示す図である。この直交検波部２１は、複素乗算部２２１、ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）２２２−１，２２２−２、ループフィルタ（ＬＦ）２２４、数値制御発振器（ＮＣＯ）２２５、パイロット信号抽出部２１１、パイロット信号平均化部２１２、位相誤差テーブル生成部２１３および位相誤差テーブル２１４を備えている。ここで、複素乗算部２２１、ルートロールオフフィルタ２２２−１，２２２−２、ループフィルタ２２４、数値制御発振器２２５は、図６に示したものとそれぞれ同等の機能を有する。

図６に示した従来の直交検波部２２０とこの直交検波部２１とを比較すると、直交検波部２１における位相誤差テーブル２１４の機能が、従来の直交検波部２２０における位相誤差テーブル２２３とは異なる点、直交検波部２１が、パイロット信号抽出部２１１、パイロット信号平均化部２１２および位相誤差テーブル生成部２１３を備えている点で相違する。

複素乗算部２２１、ルートロールオフフィルタ２２２−１，２２２−２、ループフィルタ２２４、数値制御発振器２２５の機能については、図６に示したものと同一であるので、ここでは説明を省略する。パイロット信号抽出部２１１は、図１０に示した伝送制御信号復号部２２から入力したパイロットタイミング信号を使い、ルートロールオフフィルタ２２２−１，２２２−２の出力からパイロット信号部分を抽出する。尚、伝送制御信号復号部２２は、直交検波部２１により変換された同期ベースバンド信号が入力され、変調方式・符号化率を検出して変調方式・符号化率選択信号を出力すると共に、パイロット信号を検出してパイロットタイミング信号を出力する。

パイロット信号抽出部２１１により抽出されたパイロット信号は、例えば３２ＡＰＳＫの場合、シンボルが「０００００」「００００１」「０００１０」・・・「１１１１０」「１１１１１」の順番で伝送されてくるので、パイロット信号平均化部２１２は、周期的に伝送されてくるパイロット信号の信号点を各シンボル毎に集積し、そのＩ−Ｑ平面上の信号点位置の平均値を求める。例えば、シンボル「０００００」に対応するパイロット信号の信号点が、｛Ｉ_１，Ｑ_１｝｛Ｉ_２，Ｑ_２｝｛Ｉ_３，Ｑ_３｝・・・｛Ｉ_Ｎ，Ｑ_Ｎ｝であった場合、

を求める。同様に、シンボル「００００１」・・・「１１１１１」の各シンボルについても、その平均値を求め、その値を出力する。位相誤差テーブル生成部２１３は、この値を使い、位相誤差テーブル２１４を生成する。すなわち、各シンボルの信号点位置の平均値が、同一円周上にある信号点を抽出し、各円周半径毎にまとめ、その中で位相誤差テーブルを生成する。

図１２は、各シンボルの信号点位置の平均値の例を示す図である。この場合、位相誤差テーブル生成部２１３は、図１３に示す位相誤差テーブル値を生成し、位相誤差テーブル２１４の対応する変調方式・符号化率のアドレスに上書きする。この位相誤差テーブル値は、各シンボルにおける平均値の信号点位置を結んだ３つの同心円の中間に２つの同心円を描き、さらにその２つの同心円の内側が重なる内側部分、２つの同心円の間の中側部分、および、２つの同心円の外側が重なる外側部分に対して、Ｉ軸とＱ軸の交点から各信号点および信号点と信号点の中間に向けて直線を描き、その直線と同心円で囲われた領域に＋または−の符号を割り当てている。例えば、図１３のＰ点の位置に受信信号点が存在する場合、そのＰ点が属する領域の符号は＋なので、位相誤差テーブル２１４は、正の値を出力する。

なお、信号点配置が図１２に示す信号点配置のように、同心円上に複数の信号点をもつ場合で、各同心円上の信号点に対応するシンボル１つ以上をパイロット信号として伝送する場合、直交検波部２１の内部構成を示す図は図１６のようになる。図１１の直交検波部との違いは、パイロット信号で送信されたシンボルから、パイロット信号で送信されないシンボルの信号点を推定する信号点推定部２１５を備えたことのみである。信号点推定部２１５では、パイロット信号で伝送されなかったシンボルの信号点を、パイロット信号で伝送された同心円上のシンボルの信号点位置から推定する。すなわち、パイロット信号で伝送された同心円上のシンボルの信号点位置からの相対角度が、送信に用いた信号点位置と等しいという条件から、パイロット信号で伝送されなかったシンボルの信号点位置を推定する。これにより、すべてのシンボルの信号点位置が取得でき、位相誤差テーブル生成部２１３以降の処理は図１１と全く同じなので、ここでは説明を割愛する。

図６に示した従来技術による位相誤差テーブル２２３は、固定のテーブル値を予め書き込んで使用していたが、位相誤差テーブル２１４ではテーブル値を位相誤差テーブル生成部２１３により書き換えられるようにしたため、衛星中継器の経年変化やバックオフ量の変更などにより伝送路特性が変化した場合であっても、受信装置２はそれに追従して、常に最適な位相誤差検出が行なえるようになり、サイクルスリップが発生しにくい安定した同期検波が可能となる。

図１４は、図１０に示した内符号復号部２３の内部構成を示す図である。この内符号復号部２３は、復号器２３１、パイロット信号抽出部２３２、パイロット信号平均化部２３３、尤度テーブル生成部２３４および尤度テーブル２３５を備えている。ここで、復号器２３１は、図７に示した復号器２４１と同等の機能を有する。

図７に示した従来の内符号復号部２４０とこの内符号復号部２３とを比較すると、内符号復号部２３が、パイロット信号抽出部２３２、パイロット信号平均化部２３３、尤度テーブル生成部２３４、および、図７に示した尤度テーブル２４２とは異なる機能を有する尤度テーブル２３５を備えている点で相違する。

復号器２３１の機能は図７に示した復号器２４１と同一であるので、ここでは説明を省略する。また、パイロット信号抽出部２３２、パイロット信号平均化部２３３の機能については、それぞれ図１１に示した直交検波部２１のパイロット信号抽出部２１１、パイロット信号平均化部２１２と同一であるので、ここでは説明を省略する。なお、これらを直交検波部２１と内符号復号部２３とで共用するようにしてもよい。したがって、例えば、パイロット信号が３２ＡＰＳＫであった場合、パイロット信号平均化部２３３の出力は、図１２に示したものと同様となる。

尤度テーブル生成部２３４は、シンボルを構成する各ビットについて尤度テーブル値を生成する。尤度テーブル値を図示するのは困難なので、ここではその一例として、最上位ビットの尤度テーブル値の生成手順を説明する。

図１２において、受信信号点が点Ｐであった場合、ゼロが送信された事後確率、および１が送信された事後確率は、それぞれ以下の数式１および数式２により求めることができる。

但し、ｄｉｓｔ（Ｐ：Ｓ_ｉ）は、点Ｐから値ｉのシンボル(ｉ＝１ならシンボル００００１)の信号点までの距離を示す。また、σはガウス雑音の標準偏差を示す。

一般に、これらの事後確率の値からさらに、対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ−Ｌｉｌｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を求めたものを尤度テーブル２３５の値とする。その場合、以下の数式３を用いて点Ｐのテーブル値とする。

このテーブル値を、Ｉ−Ｑ平面上の全ての点にＰを設定して、ＬＬＲ_Ｐを求めることにより、最上位ビットに対する尤度テーブル値を生成する。また、同様に、第２〜第５ビットそれぞれについてもＬＬＲ_Ｐを求めてテーブル値とすることにより、尤度テーブル２３５に出力する全てのテーブル値を求めることができる。尤度テーブル生成部２３４は、これらのテーブル値を尤度テーブル２３５の対応する変調方式・符号化率のアドレスに上書きする。

なお、信号点配置が図１２に示す信号点配置のように、同心円上に複数の信号点をもつ場合で、各同心円上の信号点に対応するシンボル１つ以上をパイロット信号として伝送する場合、内符号復号部２３の内部構成を示す図は図１７のようになる。図１４の内符号復号部との違いは、パイロット信号で送信されたシンボルから、パイロット信号で送信されないシンボルの信号点を推定する信号点推定部２３６を備えたことのみである。信号点推定部２３６では、パイロット信号で伝送されなかったシンボルの信号点を、パイロット信号で伝送された同心円上のシンボルの信号点位置から推定する。すなわち、パイロット信号で伝送された同心円上のシンボルの信号点位置からの相対角度が、送信に用いた信号点位置と等しいという条件から、パイロット信号で伝送されなかったシンボルの信号点位置を推定する。これにより、すべてのシンボルの信号点位置が取得できるので、尤度テーブル生成部２３４以降の処理は図１４と全く同じなので、ここでは説明を割愛する。

図７に示した従来技術による尤度テーブル２４２は、固定のテーブル値を予め書き込んで使用していたが、尤度テーブル２３５ではテーブル値を尤度テーブル生成部２３４により書き換えられるようにしたため、衛星中継器の経年変化やバックオフ量の変更などにより伝送路特性が変化した場合であっても、受信装置２はそれに追従して、常に最適な符号復号が行なえるようになり、所要Ｃ／Ｎの低減が可能となる。

なお、図１１に示した直交検波部２１および図１４に示した内符号復号部２３の構成と動作については、３２ＡＰＳＫを例にして説明したが、その他のデジタル変調、例えば１６ＡＰＳＫ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭなどの変調方式についても同様に構成し、動作させることができる。

〔多重フレーム構成〕
次に、図８に示した送信装置１および図１０に示した受信装置２に用いる多重フレームの構成について説明する。図１５は、本発明の実施の形態に用いる多重フレームの構成を示す図である。図８に示した送信装置１は、図１５に示す多重フレーム構成を用いることにより、伝送方式および符号化率の指定を行う。そして、図１０に示した受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調および誤り訂正符号の復号を行う。

この多重フレーム構成において、スロットは制御情報、データ、外符号パリティ、スタッフビットおよび内符号パリティにより構成され、その長さはＳｌビット、１フレームを構成するスロット数はＮ本となっている。また、スロットとは別に、同期、パイロット、およびＴＭＣＣとその誤り訂正パリティも備えており、その長さは、それぞれＳｙビット、ＰｌビットおよびＴビットとなっており、スロット＃１〜＃Ｎ／Ｅでは、それぞれＳｙ×Ｎ／Ｅ、Ｐｌ×Ｎ／ＥおよびＴ×Ｎ／Ｅのビット数が割り当てられている。

ここで、スタッフビットは、バイト単位での処理をしやすくするために必要な場合のみ挿入されるビットである。このため、バイト単位での処理をしやすくする必要がない場合には挿入されない。例えば、制御情報として確保できるビット数が１８２ビットだったとし、その後にデータがＸバイト後続したとする。この場合、制御情報は１８２ビット＝２２バイト＋６ビットとなるため、バイト単位を基本として処理しようとすると、後続するバイト単位のデータをわざわざ２ビットシフトして、制御情報末尾の６ビットと接続して書き込む必要が生じ、受信装置２ではこの接続を元に戻し、元のバイト単位のデータに復元する必要が生じる。このような場合、制御情報に使えるビット数のうち、６ビットは情報伝送に使わないスタッフビットとする方がハードウェア化の点でメリットが大きい。

この多重フレーム構成と、図１に示した従来の多重フレーム構成とを比較すると、図１では、１スロットの中には１８７バイトのデータおよび１６バイトの外符号パリティのみが包含されていたのに対し、本発明の実施の形態に用いる多重フレーム構成では、内符号パリティをも包含している点で異なる。これにより、ダミースロットを挿入する規則は、変調方式自体の周波数利用効率のみを考慮すればよくなる。

表２および表３は、利用対象とする変調方式のうち最も周波数利用効率が高いものを３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ）および１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ）とした場合におけるダミースロットの割り当て規則を示している。図２に示した表と表２および表３とを比較すると、主に、ダミースロット数が符号化率に依存することなく決定される点で異なる。

図１５において、Ｎはフレームあたりのスロット数を示している。実際のＮの値としては、ＩＳＤＢ−Ｓでは１スロットあたりのビットレートを約１．１Ｍｂｐｓとしていることから、この条件を満たすことが望ましい。

そのため、構成しようとする伝送システムで採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が、８ＰＳＫ（３ｂｐｓ／Ｈｚ）、１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ、４ｂｐｓ/Ｈｚ）および３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ、５ｂｐｓ／Ｈｚ）の場合、それぞれ伝送効率が、ＩＳＤＢ−ＳのＴＣ８ＰＳＫ（ｒ＝２／３、２ｂｐｓ／Ｈｚ）に比べ、１．５倍、２倍および２．５倍となることから、スロット数Ｎはそれぞれ、４８スロット×１．５＝７２スロット、４８スロット×２＝９６スロット、および４８スロット×２．５＝１２０スロットとすることが望ましい。

同期、パイロット並びにＴＭＣＣおよびその誤り訂正パリティの領域の下にダミー（Ｄｕｍｍｙ）領域を設けているのは、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式で伝送される主信号に対しては、一般に効率の低い変調方式を採用することが多く、その分だけ余分に変調シンボルを占有することになるから、この時間領域を確保しておくためである。なお、ダミー領域は仮想的なものであり、この領域のデータは実際には伝送されないことから、これに対応するメモリ領域を装備する必要はない。また、ダミーの量を規定しているＥの値は、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式の周波数利用効率に対する、これらの信号を伝送する変調方式の周波数利用効率の比である。例えば、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ、５ｂｐｓ／Ｈｚ）で、これらの信号を伝送する変調方式がＢＰＳＫ（１ｂｐｓ／Ｈｚ）であった場合、Ｅの値は５となる。同様に、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ、４ｂｐｓ／Ｈｚ）で、これらの信号を伝送する変調方式がＢＰＳＫ（１ｂｐｓ／Ｈｚ）であった場合、Ｅの値は４となる。

スロット長Ｓｌは、符号の長さに依存する。近年、規格化されたＤＶＢ−Ｓ２方式では、符号長６４８００ビットのＬＤＰＣ符号が用いられており、このクラスの符号が今後主流になってくることが想定される。このため、スロット長Ｓｌとしてはこれと同程度とすることが望ましい（条件１）。

また、ＭＰＥＧ−２ ＴＳ(パケット長１８８バイト、先頭１バイトの同期符号を除くと１８７バイト＝１４９６ビット)は今後もデジタル放送の主流になることから、これが過不足なく伝送できることが望ましい（条件２）。

また、複数の変調方式で１スロットのデータを過不足なく伝送するためには、各変調方式の変調シンボルあたりのビット数の最小公倍数である必要がある。例えば、伝送システムで採用する変調方式群を、ＢＰＳＫ（１ビット／シンボル）、ＱＰＳＫ（２ビット／シンボル）、８ＰＳＫ（３ビット／シンボル）、１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ、４ビット／シンボル）および３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ、５ビット／シンボル）とした場合、上記最小公倍数は、２２×３×５＝６０ビットとなり、スロット長Ｓｌはこの整数倍である必要がある。スロット長をバイト単位にする必要がある場合には、さらに８の倍数でもある必要があり、その場合、６０と８の最小公倍数１２０の整数倍である必要がある（条件３）。

また、ＤＶＢ−Ｓ２で採用されているような、周期性ＬＤＰＣ符号を内符号に利用する場合、その周期Ｍは符号の作り易さから３６０前後とする必要がある。またＭを、送信しようとするデータ単位１８７バイト＝２３×１１×１７ビットの因数とすることで、データとＬＤＰＣパリティとの配分を柔軟に行なえるため、この条件を満たすことになり、Ｍ＝３７４となり、スロット長Ｓｌは３７４＝２×１１×１７の整数倍とすることが望ましい（条件４）。

以上の条件２、３および４を満たすためには、バイト単位で処理する必要がない場合、スロット長をＬＣＭ（３７４，６０）＝ＬＣＭ（２×１１×１７，２×２×３×５）＝２×２×３×５×１１×１７＝１１２２０ビットの整数倍にすればよい（ＬＣＭ：最小公倍数）。さらに条件１を満たすためには、６４８００と同程度の数字として、１１２２０×５＝５６１００および１１２２０×６＝６７３２０とすればよい。しかし、後者は１６ビットで表現できる２^１６−１＝６５５３５を超えるため、ハードウェアの規模が急増する恐れがあることから、望ましくない。したがって、スロット長Ｓｌは、５６１００ビットとすることが望ましい。また、データとしてＬＤＰＣパリティとの配分を柔軟に行うためには、制御情報と外符号パリティとスタッフビットのビット数の和（スタッフビットを使用しない場合は制御情報と外符号パリティのビット数の和、以下同じ）は、ＬＤＰＣの周期Ｍ（＝３７４）の整数倍とする必要がある。なお、伝送しようとするデータの単位が１８７バイトでない場合、例えば１８８バイト、１８９バイト、１９０バイト、および１９２バイトの場合、同様の計算でそれぞれＬＤＰＣの周期Ｍはそれぞれ３７６、３７８、３８０、および３８４とする必要があり、このときのスロット長はそれぞれ、６２０４０、６０４８０、６３８４０および６５２８０となる。

また、バイト単位で処理する必要がある場合、スロット長さをＬＣＭ（３７４，１２０）＝ＬＣＭ（２×１１×１７，２×２×２×３×５）＝２×２×２×３×５×１１×１７＝２２４４０の整数倍にすればよい。また、条件１の６４８００と同程度の数字として、２２４４０×２＝４４８８０および２２４４０×３＝６７３２０があるが、後者は同様の理由で望ましくない。したがって、スロット長Ｓｌは４４８８０とすることが望ましい。また、データとＬＤＰＣパリティとの配分を柔軟に行うためには、制御情報と外符号パリティとスタッフビットのビット数の和は、ＬＤＰＣの周期Ｍ（＝３７４）の整数倍とする必要がある。なお、伝送しようとするデータの単位が１８７バイトでない場合、例えば１８８バイト、１８９バイト、１９０バイト、および１９２バイトの場合、同様の計算でそれぞれＬＤＰＣの周期Ｍはそれぞれ３７６、３７８、３８０、および３８４とする必要があり、このときのスロット長はそれぞれ、６２０４０、６４２６０、６４９８０および６５２８０となる。

同期信号については、ＩＳＤＢ−Ｓでは、フレーム同期２０シンボル、スーパーフレーム２０シンボルが挿入されている。これらの同期信号は、ＢＰＳＫ（畳み込み符号ｒ＝１／２）が受信できるＣ／Ｎ＝約０ｄＢで安定に同期捕捉できることを目標に設計されている。しかしながら、ＬＤＰＣ符号を採用したシステムでは、同じ効率の変調方式、すなわちＢＰＳＫ（ＬＤＰＣｒ＝１／２）でＣ／Ｎ＝−２ｄＢ程度まで受信できることから、より長い同期符号とする必要がある。

また、１フレーム分の変調信号をスロット数と同じＮの部分に分けて、それぞれにスロット同期またはフレーム同期を付加することを考えると、スロット同期およびフレーム同期を２４シンボルとし、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ）とした場合、Ｎ＝１２０となるので、２４×１２０＝２８８０シンボルが必要となる。同期信号を伝送する変調方式がＢＰＳＫであった場合、Ｎ／Ｅ＝２４となるので、２８８０シンボル分のデータを収容するためには、Ｓｙは１２０ビットとする必要がある。この場合、１フレームあたりの同期信号は１２０×２４＝２８８０ビットとなる。

同様に、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ）とした場合、Ｎ＝９６となるので、２４×９６＝２３０４シンボルが必要となる。同期信号を伝送する変調方式がＢＰＳＫであった場合、Ｎ／Ｅ＝２４となるので、２３０４シンボル分のデータを収容するためには、Ｓｙは９６ビットとする必要がある。この場合、１フレームあたりの同期信号は９６×２４＝２３０４ビットとなる。

ＡＰＳＫやＱＡＭ変調が用いられる場合には、受信装置２で衛星中継器の非線形特性を補償し、受信性能を改善するためのパイロット信号の領域も用意されている。

ここでは、各スロットに３２シンボルのパイロットを付加することを考え、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ）とした場合、Ｎ＝１２０となるので、１フレームあたり３２×１２０＝３８４０シンボルが必要となる。パイロット信号を伝送する変調方式がＢＰＳＫであった場合、Ｎ／Ｅ＝２４となるので、３８４０シンボル分のデータを収容するためには、Ｐｌは１６０ビットとする必要がある。

同様に各スロットに１６シンボルのパイロットを付加することを考え、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ）とした場合、Ｎ＝９６となるので、１フレームあたり１６×９６＝１５３６シンボルが必要となる。パイロット信号を伝送する変調方式がＢＰＳＫであった場合、Ｎ／Ｅ＝２４となるので、１５３６シンボル分のデータを収容するためには、Ｐｌは６４ビットとする必要がある。

ＩＳＤＢ−Ｓでは、ＴＭＣＣに総シンボルの０．３２％、位相同期バーストに１．９２％、合計２．２４％を割り当てている。何れもＢＰＳＫ変調であるため同期補強に利用できるが、ＴＭＣＣについては制御情報の伝送に寄与しているものの、位相同期バーストについては擬似ランダム符号で変調されているだけで、情報伝送に寄与していない。ここでは、ＴＭＣＣ信号を位相同期バースト状に周期的に伝送するものとし、ＴＭＣＣ信号に位相同期バーストの機能を兼備させる。

したがって、ＴＭＣＣ信号の総シンボルに占める割合は２．２４％、また、より低Ｃ／Ｎまでの受信に対応することを考慮して、それ以上とする必要がある。また、全スロットで伝送されるシンボル数と単純な整数比になっている必要がある。

全スロットで伝送される１フレームあたりのシンボル数はＳｌ＝４４８８０ビットとした場合、４４８８０×１２０／５＝１０７７１２０シンボルである。１フレーム分のＴＭＣＣ信号をスロット数と同じＮ個に等分に分け、さらにＸ等分して、ＩＳＤＢ−Ｓ同様、２０４シンボル以下のシンボル群を作り、そのシンボル群に対して、４シンボルのＴＭＣＣを付加することを考える。

採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が３２ＡＰＳＫ（または３２ＱＡＭ）とした場合、Ｎ＝１２０となるので、まず１２０等分したシンボルは１０７７１２０／１２０＝８９７６シンボルとなる。さらにＸ等分する。この場合、整数比で割り切れる組み合わせとしては、Ｘ＝４８で１８７シンボル、Ｘ＝５１で１７６シンボル、Ｘ＝６６で１３６シンボル、およびＸ＝６８で１３２シンボル等がある。これらのシンボル群に４シンボルのＴＭＣＣを付加した場合、総シンボルに占めるＴＭＣＣの割合はそれぞれ、２．１３８％、２．２７３％、２．９４１％、および３．０３０％となる。このうち、２．２４％以上を確保しているものが候補となるが、ここでは、Ｘ＝６６で１３６シンボル（ＴＭＣＣ割合２．９４１％）とする。この場合、ＴＭＣＣは１フレームあたり４×６６×１２０＝３１６８０シンボルが必要となる。ＴＭＣＣを伝送する変調方式がＢＰＳＫであった場合、Ｎ／Ｅ＝２４となるので、３１６８０シンボル分のデータを収容するためには、Ｔは１３２０ビットとする必要がある。

同様に、採用する変調方式群のうち最大効率の変調方式が１６ＡＰＳＫ（または１６ＱＡＭ）とした場合、全スロットで伝送される１フレームあたりのシンボル数はＳｌ＝４４８８０ビットとした場合、４４８８０×９６／４＝１０７７１２０シンボルである。Ｎ＝９６となるので、まず９６等分したシンボルは１０７７１２０／９６＝１１２２０シンボルとなる。さらにＸ等分する。この場合、整数比で割り切れる組み合わせとしては、Ｘ＝６０で１８７シンボル、Ｘ＝６６で１７０シンボル、Ｘ＝６８で１６５シンボル、およびＸ＝８５で１３２シンボル等がある。これらのシンボル群に４シンボルのＴＭＣＣを付加した場合、総シンボルに占めるＴＭＣＣの割合はそれぞれ、２．１３９０％、２．３５２９％、２．４２４２％、および３．０３０３％となる。これら２．２４％以上を確保しているもののうち、ここでは、Ｘ＝８５で１３２シンボル（ＴＭＣＣ割合３．０３０３％）とする。この場合、ＴＭＣＣは１フレームあたり４×８５×９６＝３２６４０シンボル必要となる。ＴＭＣＣを伝送する変調方式がＢＰＳＫであった場合、Ｎ／Ｅ＝２４となるので、３２６４０シンボル分のデータを収容するためには、Ｔは１３６０ビットとする必要がある。

以上のように、本発明の実施の形態によれば、送信装置１は、変調方式毎に、予め決められた順に全ての信号点に対して割り当てられたシンボルを、パイロット信号として送信するようにした。また、受信装置２は、受信した信号からパイロット信号を抽出し、そのパイロット信号により位相誤差テーブル２１４および尤度テーブル２３５を書き換えるようにした。これにより、受信装置２は、伝送路の歪みを反映したテーブルに基づいて同期検波および内符号復号を行うことができる。したがって、受信特性の改善を図ることができる。

一方、図１に示した従来のフレーム構成では、以下のような問題があった。すなわち、従来のフレーム構成は畳み込み符号を想定したものであり、例えばヨーロッパの放送規格であるＤＶＢ−Ｓ２等で近年利用されるようになった、長い符号長のＬＤＰＣ符号等には適用することができないという問題があった。

また、ＴＭＣＣ信号により指定できる伝送モードは、表１に示したように、変調方式自体の周波数利用効率と内符号の符号化率との積で計算される周波数利用効率が、単純な整数比になるように構成されており、ＴＣ８ＰＳＫに対し周波数利用効率の低い伝送モードを利用する場合には、効率が下がった分だけダミースロットを配置することにより、多重フレームのクロックレートを一定にしている。このため、例えば、周波数利用効率が２を超える８ＰＳＫ（ｒ＝３／４）の伝送モードを割り当てることができない、という問題があった。この点については、変調方式と符号化率とを自由に組み合わせてフレームを構成できることが望ましい。

そこで、本発明の実施の形態では、図８に示したフレーム構成を用いるようにしたから、送信装置１は、長い符号長をもつＬＤＰＣのような誤り訂正符号にも対応することができ、かつ、変調方式と符号化率とを自由に組み合わせることができる。したがって、ＭＰＥＧ−２ ＴＳおよびその他のデジタルデータストリームを効率良く伝送することが可能となる。

具体的には、本発明の実施の形態によれば、送信装置１は、少なくともフレーム生成部１０、ＬＤＰＣ符号化部１１−１，１１−２、ＢＣＨ符号化部１１−３，１１−４、エネルギー拡散部１２，１３、スイッチ１４、マッピング部１５および時分割多重／直交変調部１６を備え、少なくともデータ、外符号パリティおよび内符号パリティにより構成されるスロットを複数まとめたフレーム構成をもつ多重化データを、伝送制御信号に書き込まれた伝送制御情報に基づいて伝送する。この場合、スロット長を４４８８０ビットとすることにより、ＭＰＥＧ−２ ＴＳから除去した１８７バイトの情報を変調方式にかかわらず過不足なく伝送することが可能となる。また、伝送しようとするデータの単位が１８７バイトでない場合、例えば１８８バイト、１８９バイト、１９０バイトおよび１９２バイトの場合、このときのスロット長をそれぞれ、６２０４０、６４２６０、６４９８０および６５２８０とすることで、変調方式にかかわらず過不足無く伝送可能となる。また、符号長をバイト単位としたい場合には、それぞれ、６２０４０、６０４８０、６３８４０および６５２８０とすることで、変調方式にかかわらず過不足無く伝送可能となる。

最大効率の変調方式が３２ＡＰＳＫまたは３２ＱＡＭの場合、フレームを構成するスロット数を１２０とし、１フレームあたりの同期符号のビット数を２８８０ビットとし、該同期符号を２４変調シンボル単位で奇数番目の変調スロットにおいては同一のパターンを伝送し、偶数番目の変調スロットにおいてはビット反転したパターンを交互に伝送する。また、１フレームあたりのパイロット信号のシンボル数を３８４０シンボルとし、該パイロット信号を３２変調シンボル単位で伝送する。１フレームあたりの伝送制御信号のビット数を３１６８０ビットとし、該伝送制御信号を４変調シンボル単位で伝送する。

最大効率の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは１６ＱＡＭの場合、フレームを構成するスロット数を９６とし、１フレームあたりの同期符号のビット数を２３０４ビットとし、該同期符号を２４変調シンボル単位で奇数番目の変調スロットにおいては同一のパターンを伝送し、奇数番目の変調スロットにおいてはビット反転したパターンを交互に伝送する。また、１フレームあたりのパイロット信号のビット数を１５３６ビットとし、該パイロット信号を１６変調シンボル単位で伝送する。１フレームあたりの伝送制御信号のビット数を３２６４０ビットとし、該伝送制御信号を４変調シンボル単位で伝送する。

また、受信装置２は、チャンネル選択部２０、直交検波部２１、伝送制御信号復号部２２、内符号復号部２３、エネルギー逆拡散部２４および外符号復号部２５を備え、伝送制御信号復号部２２が、図８に示したフレーム構成に対応した制御を行うようにしたから、前記送信装置１により伝送された変調波信号に対して受信処理することができる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、図８に示した多重フレームの構成の配列により、メモリのアドレス上に収容される必要はなく、信号毎に別のメモリ素子を用意するようにしてもよい。また、受信装置２においては、図８に示した多重フレームの情報を全て収容する必要はなく、受信対象となるスロットのみを蓄積できるようにすればよい。

Claims (14)

1. 振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる送信装置において、
   送信データを、前記変調方式の各信号点に対応するシンボルあたりのビット数毎に、信号点にマッピングを行う手段と、
   前記変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルすべてについて、既知の順序で信号点マッピングを行う手段と、
   前記送信データからマッピングして生成した信号点信号に、前記既知の順序でマッピングして生成した信号点信号を周期的に時分割多重して時分割多重信号を生成する手段と、
   前記生成した時分割多重信号に直交変調を行って送信する手段とを備え、
   前記デジタル変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルをパイロット信号として、既知の順序で周期的に時分割多重し、直交変調して送信することを特徴とする送信装置。
2. 振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる送信装置において、
   送信データを、前記変調方式の各信号点に対応するシンボルあたりのビット数毎に、信号点にマッピングを行う手段と、
   前記変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルのうち各同心円上の信号点の少なくとも１つについて、既知の順序で信号点マッピングを行う手段と、
   前記送信データからマッピングして生成した信号点信号に、前記既知の順序でマッピングして生成した信号点信号を周期的に時分割多重して時分割多重信号を生成する手段と、
   前記生成した時分割多重信号に直交変調を行って送信する手段とを備え、
   前記デジタル変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルをパイロット信号として、既知の順序で周期的に時分割多重し、直交変調して送信することを特徴とする送信装置。
3. 振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる受信装置において、
   受信信号に直交検波を行う手段と、
   受信信号に既知の順序で周期的に時分割多重されているパイロット信号のシンボルについて、これらのシンボルによって変調された前記変調方式の全信号点を抽出するパイロット信号抽出手段とを備え、
   送信データと、送信データとは異なる既知のパイロット信号のシンボルとが周期的に時分割多重された信号を、前記直交検波手段により直交検波し、さらに、前記既知のパイロット信号のシンボルに対応する信号点位置情報を、前記パイロット信号抽出手段により検出し、該信号点位置情報に基づいて前記送信データの受信を行うことを特徴とする受信装置。
4. 振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式によってデータを伝送するシステムに用いる受信装置において、
   受信信号に直交検波を行う手段と、
   受信信号に前記変調方式の各信号点に割り当てられたシンボルのうち各同心円上の信号点の少なくとも１つが既知の順序で周期的に時分割多重されているパイロット信号のシンボルについて、これらのシンボルによって変調された信号点を抽出するパイロット信号抽出手段と、パイロット信号で送信されたシンボルから、パイロット信号で送信されないシンボルの信号点を推定する信号点位置推定手段とを備え、
   送信データと、送信データとは異なる既知のパイロット信号のシンボルとが周期的に時分割多重された信号を、前記直交検波手段により直交検波し、さらに、前記既知のパイロット信号のシンボルに対応する信号点位置情報を、前記パイロット信号抽出手段により検出し、該信号点位置情報から、パイロット信号で送信されないシンボルの信号点位置情報を、前記信号点位置推定手段により取得し、これらの信号点位置情報に基づいて前記送信データの受信を行うことを特徴とする受信装置。
5. 請求項１又は２に記載の送信装置において、
   振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式を、１６ＡＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＡＰＳＫまたは３２ＱＡＭとしたことを特徴とする送信装置。
6. 請求項３又は４に記載の受信装置において、
   振幅および位相を偏移させるデジタル変調方式を、１６ＡＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＡＰＳＫまたは３２ＱＡＭとしたことを特徴とする受信装置。
7. 請求項１または２に記載の送信装置において、
   さらに、ＬＤＰＣ符号化手段を備え、送信データに対してＬＤＰＣ符号による符号化を行うことを特徴とする送信装置。
8. 請求項３または４に記載の受信装置において、
   前記パイロット信号の信号点位置をシンボル毎に平均化するパイロット信号平均化手段と、
   前記パイロット信号の平均化結果に基づいて、変調方式および符号化率に対応した信号点位置で位相誤差を検出するための位相誤差テーブルを生成する位相誤差テーブル生成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
9. 請求項３または４に記載の受信装置において、
   前記パイロット信号の信号点位置をシンボル毎に平均化するパイロット信号平均化手段と、前記パイロット信号の平均化結果に基づいて、変調方式および符号化率に対応した信号点位置で内符号復号処理を行うための尤度テーブルを生成する尤度テーブル生成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
10. 請求項９に記載の受信装置において、
    さらに、ＬＤＰＣ復号手段を備え、前記尤度テーブル生成手段により生成した尤度テーブルを用いてＬＤＰＣ復号を行うことを特徴とする受信装置。
11. 請求項１又は２に記載の送信装置において、
    前記システムを、複数種類のデジタル変調方式を時分割多重伝送するデータ伝送システムとすることを特徴とする送信装置。
12. 請求項３又は４に記載の受信装置において、
    前記システムを、複数種類のデジタル変調方式を時分割多重伝送するデータ伝送システムとすることを特徴とする受信装置。
13. 請求項１１に記載の送信装置において、
    前記デジタル変調方式として、３２ＡＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ、３２ＱＡＭまたは１６ＱＡＭのいずれかひとつ以上を含むことを特徴とする送信装置。
14. 請求項１２に記載の受信装置において、
    前記デジタル変調方式として、３２ＡＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ、３２ＱＡＭまたは１６ＱＡＭのいずれかひとつ以上を含むことを特徴とする受信装置。

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