JPH06188931A - ディジタル変調器のベースバンド信号生成回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 パイロット挿入方式を適用した多値ＱＡＭ変
調方式であって，入力データに対して所定のフィルタ特
性を有する応答データを格納したＲＯＭを用いたベース
バンド信号生成回路において，伝送シンボル数の増加に
伴って各相の振幅状態数が増加した場合においても，フ
ィルタＲＯＭ容量が著しく増加する欠点を回避したベー
スバンド信号生成回路を提供することを目的とする。 【構成】 入力データからパイロットシンボルとデータ
シンボルとを識別するための識別ビットを抽出し，当該
抽出した識別ビットをｍシンボル保持して，ｍシンボル
の入力データにおけるパイロットシンボルの挿入位置を
検出し，当該検出したパイロットシンボルの位置情報
（マッピング情報）をアドレス信号としてフィルタＲＯ
Ｍに与えて，所定のベースバンド信号波形を生成する構
成である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は，多値直交振幅変調（Ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ：以下ＱＡＭと略称する）等の高能率変調方式
におけるディジタル変調器用のベースバンド信号生成回
路の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年，陸上移動通信においては，データ
伝送速度の高速化要求と周波数の有効利用の点から，多
値ＱＡＭ変調方式に代表される高能率のディジタル変調
方式が採用されている。一方，この種のディジタル変調
器におけるベースバンド信号の帯域制限用のフィルタ回
路は，従来ディジタルフィルタが用いられてきたが，高
速演算処理を必要とし，回路が複雑化することから，上
記フィルタ応答の演算値を予めＲＯＭに格納して，回路
の簡素化を図る技術が例えば特開昭５３−２４７６３号
に開示されている。

【０００３】従来の技術を図２，図７及び図８を用いて
説明する。２のｊ乗個（ｊは自然数）のデータシンボル
を有する多値ＱＡＭ変調方式では，ｊビットの送信デー
タを一変調単位とする。例えば，１６値ＱＡＭでは１６
値＝２の４乗個のデータシンボルが有り，１データシン
ボル当り４ビットの送信データが一変調単位となる。

【０００４】図７は１６値ＱＡＭ変調方式における信号
空間配置の一例を示す図である。図７において，（ａ）
は通常の１６値ＱＡＭ変調方式における信号空間配置の
一例であり，前記４ビットからなる１６種の送信データ
に対して，１６種のデータシンボルが１対１に対応して
いる。

【０００５】図２は１６値ＱＡＭディジタル変調器のベ
ースバンド信号生成回路の従来例を示すブロック図であ
る。図において，１はカウンタ，２は直列／並列変換回
路，３は直交符号器，４はシフトレジスタ，６はフィル
タＲＯＭ，７はＤ／Ａ変換器，８はデータ入力端，９は
クロック信号入力端，１０は同相位相（以下Ｉ相と称す
る）ベースバンド信号出力端，１１は直交位相（以下Ｑ
相と称する）ベースバンド信号出力端である。

【０００６】図２に示す従来回路において，一変調単位
の４ビットからなる２値直列データがデータ入力端８に
入力されると，当該入力データは直列／並列変換回路２
で４ビットの並列データに変換され，更に直交符号器３
で当該４ビットデータに対応するデータシンボルのＩ相
及びＱ相の振幅値を示すデータに変換される。

【０００７】図８は上記直交符号器３における入出力デ
ータ関係の一例を示す図である。通常の１６値ＱＡＭ変
調方式においては，入力のｊ＝４ビットからなる送信デ
ータは，当該送信データに対応するデータシンボルのＩ
相及びＱ相の振幅値を示すｋ＝２ビットからなる振幅値
データ（ｋは自然数）に変換され，各々Ｉ相，Ｑ相別に
分割出力される。例えば，“００００”の送信データが
直交符号器３に入力された場合，図７（ａ）に示すよう
に対応するデータシンボルのＩ相，Ｑ相の振幅値は各々
“３”であり，この振幅値３を示すｋ＝２ビットの振幅
値データ“００”がＩ相及びＱ相別に各々出力される。

【０００８】図２において，この直交符号器３の各出力
は，ｋ（＝２ビット）×ｍ段（ｍは自然数）で構成され
るシフトレジスタ４にそれぞれ与えられ，Ｉ相及びＱ相
毎にｍシンボル分の振幅値データがシフトレジスタ４で
保持される。以下，このｍシンボルをフィルタの相関シ
ンボルと称する。

【０００９】上記シフトレジスタ４のｋ（＝２ビット）
×ｍ段のレジスタの出力はフィルタＲＯＭ６の上位のア
ドレスバスに接続される。一方，クロック信号入力端９
より入力されたクロック信号は，カウンタ１にて２のｎ
乗分の１タイムスロット（ｎは自然数）の周波数に分周
され，当該カウンタ１のｎ本の出力線はフィルタＲＯＭ
６の下位のアドレスバスに接続される。したがって，フ
ィルタＲＯＭ６には（ｋ×ｍ＋ｎ）本のアドレス信号線
が接続されていることになり，このアドレス信号に対応
したアドレスに格納されたデータがフィルタＲＯＭ６か
ら出力される。

【００１０】ここで，カウンタ１はクロック信号が供給
される度にカウントが進行するリングカウンタになって
いる。このため，クロック信号が供給される度に，下位
アドレスが変化し，フィルタＲＯＭ６の読み出しアドレ
スが順次更新される。フィルタＲＯＭ６には，予め前記
フィルタの相関シンボル数分（ｍシンボル）の全ての振
幅値データの組合せ（重複順列の組合せ）に対応するフ
ィルタ応答信号を量子化したデータが格納されており，
フィルタＲＯＭ６の読み出しアドレスが順次更新される
に従って，量子化データが順次フィルタＲＯＭ６より出
力される。これらの量子化データは，Ｄ／Ａ変換器７に
よってアナログ信号に変換され，各々Ｉ相，Ｑ相ベース
バンド信号として出力される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術におい
てフィルタＲＯＭ６の容量は，フィルタの相関シンボル
数ｍ，１タイムスロットにおけるフィルタＲＯＭ６のデ
ータ出力回数（１タイムスロット当り２のｎ乗回出
力），Ｉ，Ｑ相の振幅状態数（振幅値データを表すのに
必要なビット数をｋとする），フィルタＲＯＭ６の出力
ビット数ｈによって決定され，必要なフィルタＲＯＭの
総容量は次の数１の（１）式で与えられる。

【００１２】

【数１】

【００１３】ところが，送信と受信の同期をより確実に
行う等の理由で，データシンボルと信号空間配置の異な
るパイロットシンボルを周期的にデータシンボル間に挿
入するパイロットシンボル挿入方式を適用した多値ＱＡ
Ｍ変調方式においては，上記パイロットシンボルによる
伝送シンボル数の増加に伴って信号空間が拡大し，送信
データの一変調単位がｊビットから少なくともｊ＋１に
増大するとともに，各Ｉ，Ｑ相の振幅値を表すために必
要なビット数ｋが増加するため，結果としてフィルタＲ
ＯＭの容量が著しい増加を招く欠点がある。

【００１４】１６値ＱＡＭ変調方式において，上記パイ
ロットシンボルを適用した一例を図７（ｂ）に示す。図
に示すように，パイロットシンボルＰ₁，Ｐ₂の追加によ
り，伝送シンボル数が１６から１８に増え，４ビットの
２値データの組合せでは１対１に対応できないため，送
信データの構成としてｊ＋１＝５ビット必要となる。同
様に，パイロットシンボルの追加により，Ｉ相，Ｑ相の
振幅状態数が増えるため（図におけるＩ_P1，Ｉ_P2，
Ｑ_P1，Ｑ_P2の増加），振幅値データの必要ビット数は図
８に示すように，通常時のｋ＝２ビットから３ビットに
増加する。

【００１５】このパイロットシンボルの追加によるＩ
相，Ｑ相の各振幅値データのビット数ｋの増加ビット分
をαビット（αは自然数）とすると，フィルタＲＯＭの
総容量は次の数２の（２）式となり，通常時の（１）式
と比べて指数的に増大する。

【００１６】

【数２】

【００１７】本発明は，上記の状況に鑑み，パイロット
シンボル挿入方式を適用したディジタル変調方式におい
て，従来よりも必要なフィルタＲＯＭ容量を著しく低減
したディジタル変調器のベースバンド信号生成回路を提
供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は，上記の目的を
達成するため，従来のようにパイロットシンボルの挿入
により構成ビット数が増加したＩ，Ｑ相の各振幅値デー
タをｍシンボル分保持し，当該保持したｍシンボル分の
振幅値データの組合せ（重複順列の組合せ）に対する全
フィルタ応答データをＲＯＭに格納するのではなく，送
信データからパイロットシンボルとデータシンボルとを
識別するための識別ビットを抽出し，当該抽出した識別
ビットをｍシンボル保持する保持手段と，入力したｍシ
ンボルの伝送シンボル列におけるパイロットシンボルの
挿入位置を検出するための検出手段と，検出したパイロ
ットシンボルの位置情報をフィルタＲＯＭ６にアドレス
信号として出力する手段（以下マッピング回路と称す
る）を設けることにより，従来と同じ相関シンボル数に
対するフィルタ応答信号を少ないＲＯＭ容量で実現した
ものである。

【００１９】本発明の全体構成を図１に示す。図１にお
いて，５はマッピング回路であり，その他の符号は従来
例と同一である。本発明では，直列／並列変換回路２か
ら出力される並列データからパイロットシンボルとデー
タシンボルとを識別する識別ビットを抽出してマッピン
グ回路５に入力し，ｍ段のシフトレジスタ４におけるパ
イロットシンボル該当データのレジスタ位置を表すマッ
ピング情報をマッピング回路５より出力すると共に，当
該マッピング情報と，シフトレジスタ４より出力される
データシンボルのＩ，Ｑ相の各振幅値データと，カウン
タ１からのクロック信号とをアドレス信号としてフィル
タＲＯＭ６に与えて，従来と同等のベースバンド信号を
生成する構成としている。

【００２０】

【作用】本発明では，上記の如くｍシンボルの伝送シン
ボル列におけるパイロットシンボルの挿入位置を検出し
て処理する構成とした結果，直交符号器３でｋ＋αビッ
トの振幅値データに変換し，当該ｍシンボル分の振幅値
データの組合せ（重複順列の組合せ）に対する全てのフ
ィルタ応答データをＲＯＭに格納する必要がなくなり，
振幅値データに必要なビット数をパイロットシンボルを
含まない従来の多値ＱＡＭ変調方式の場合と同じくｋビ
ットとすることができるため，フィルタＲＯＭ容量の大
幅な低減が可能となる。

【００２１】

【実施例】以下この発明の一実施例を図３〜図６及び図
９により説明する。図３は本発明の一実施例を示すブロ
ック図，図４はパイロットシンボル挿入方式の伝送フレ
ームフォーマットの一例を表す図，図５は図４の伝送フ
レームフォーマットに対してシフトレジスタの段数をｍ
＝５としたときのシフトレジスタ内のパイロットシンボ
ルデータの挿入状態を表す状態図，図６はマッピング回
路の出力信号の一例を示す図，図９は本発明の実施例に
おける直交符号器３の入出力データ関係の一例を示す図
である。

【００２２】図３において，１はカウンタ，２は直列／
並列変換回路，３は直交符号器，４はシフトレジスタ，
５はマッピング回路，６はフィルタＲＯＭ，７はＤ／Ａ
変換器，８はデータ入力端，９はクロック信号入力端，
１０はＩ相ベースバンド信号出力端，１１はＱ相ベース
バンド信号出力端，１２はマッピングＲＯＭ，１３はシ
フトレジスタである。本実施例では，マッピング回路５
をシフトレジスタ１３とマッピングＲＯＭ１２からなる
構成としている。

【００２３】以下，この動作について説明する。１シン
ボル当りｊ＋１ビットから成る２値直列データがデータ
入力端８から入力されると，当該直列データは直列／並
列変換回路２によりｊ＋１ビットの並列データに変換さ
れ，このうち識別ビットを除くｊビットが直交符号器３
に入力される。

【００２４】１６値ＱＡＭ変調方式の例で説明すると，
図９に示すように１シンボル当り５ビット構成のデータ
シンボルに対応する送信データが入力されたとき，直交
／並列変換回路２の出力から識別ビットを除く４ビット
構成のデータが直交符号器３に与えられ，当該直交符号
器３からは従来のデータシンボルのみを送信する場合と
同じくｋ＝２ビットからなるＩ相，Ｑ相の各振幅値デー
タが出力される。また，同様にパイロットシンボルに対
応する５ビットの送信データが入力されたときも，識別
ビットを除く４ビットのデータが直行符号器３に与えら
れ，当該直行符号器３からはｋ＝２ビット構成のダミー
データが出力される。

【００２５】図３において，上記振幅値データ及びダミ
ーデータはｋビット×ｍ段のレジスタを持つシフトレジ
スタ４に入力され，各レジスタの出力はＲＯＭ６の上位
のアドレスバスに与えられる。また，従来と同様にカウ
ンタ１からのｎ本の出力はフィルタＲＯＭ６の下位のア
ドレスバスに接続され，クロック信号が供給される度
に，下位のアドレス信号が変化し，フィルタＲＯＭ６の
読み出しアドレスが順次更新される。

【００２６】一方，前記並列データの中でパイロットシ
ンボルとデータシンボルとを識別するための識別ビット
は，マッピング回路５内の１ビット×ｍ段のシフトレジ
スタ１３へ入力され，ｍシンボル分の識別ビットが保持
される。このシフトレジスタ１３のｍ段のレジスタ出力
はマッピングＲＯＭ１２のアドレスバスに接続され，当
該マッピングＲＯＭ１２からシフトレジスタ４内におけ
るパイロットシンボルの該当データの位置状態を表すＭ
ビット（Ｍは自然数）から成るマッピング情報が出力さ
れ，フィルタＲＯＭ６の最上位のアドレスに与えられ
る。したがって，本実施例におけるフィルタＲＯＭ６に
は合計（ｋ×ｍ＋ｎ＋Ｍ）本のアドレス信号線が接続さ
れていることになり，このアドレス信号に対応したアド
レスに格納されたデータがフィルタＲＯＭから読み出さ
れる。

【００２７】次に，前記マッピング回路５の動作につい
て，図４〜図６を用いて説明する。図４は，２種類のパ
イロットシンボルＰ₁，Ｐ₂を有し，１フレームが８シン
ボルから成る伝送フレームフォーマットの一例を示して
いる。ここで，前記シフトレジスタ４及び１３の段数を
ｍ＝５段と仮定し，当該５段のシフトレジスタ４に上記
の伝送フレームフォーマットに従う伝送シンボル列の該
当データが入力したとき，５段のシフトレジスタ４にお
けるパイロットシンボルＰ₁，Ｐ₂に該当するデータの位
置状態は，図５のように全部で８状態ある。この８状態
は２値データで表すとＭ＝３ビットで表すことができ
る。

【００２８】上記の各８状態に対して，例えば図６に示
すように３ビットデータが割り当てられ，この３ビット
データはパイロットシンボルの挿入位置状態を表すマッ
ピング情報として，予めマッピングＲＯＭ１２に格納さ
れる。例えば，パイロットシンボルに関する識別ビット
をＸ＝“１”，データシンボルに関する識別ビットをＸ
＝“０”とし，シフトレジスタ１３内の値が“０１００
１”であったとき，シフトレジスタ４内のパイロットシ
ンボルに該当する前記ダミーデータの位置状態番号は５
番と判定され，マッピングＲＯＭ１２の出力は“１０
０”となる。これは，シフトレジスタ４内の２番目のレ
ジスタにＰ₂，５番目のレジスタにＰ₁のパイロットシン
ボルの該当データが挿入されていることを意味してい
る。

【００２９】以上の様に，マッピング回路５は入力した
識別ビットをｍシンボル分保持し，図６の様に定められ
たＭ＝３ビットのマッピング情報に変換した後，このマ
ッピング情報をアドレス信号としてフィルタＲＯＭ６の
最上位のアドレスに与える。

【００３０】フィルタＲＯＭ６には，上記マッピング情
報等によって指定される所定アドレスに，ｍ段のシフト
レジスタ４からの出力データに対して所定のインパルス
応答特性を有するフィルタの畳み込み演算値を量子化し
たデータが予め格納されており，フィルタＲＯＭ６の読
み出しアドレスが順次更新されるに従い，上記量子化デ
ータが順次フィルタＲＯＭ６より出力される。例えば，
マッピング情報“１００”に対応して，フィルタＲＯＭ
６の最上位のアドレスが“１００”であるエリアに，ｍ
＝５シンボルの伝送シンボル列中，２番目にＰ₂，５番
目にＰ₁のパイロットシンボルが挿入されている場合に
おける上記量子化データを格納しておく。

【００３１】また，カウンタ１は前述したようにクロッ
ク信号が供給される度にカウントを進行させ，フィルタ
ＲＯＭ６の読みだしアドレスの下位アドレスを刻々と変
化させる。したがって，隣接するアドレスにほぼ同等の
値であるが若干異なる量子化データを格納しておくこと
により，上記カウントの進行に伴い滑らかに変化するフ
ィルタ応答データを出力することができる。このカウン
ト動作によりフィルタＲＯＭ６の上位アドレスのデータ
パターンに対応したデータが１タイムスロットに２のｎ
乗回出力される。カウントが一巡するとデータパターン
もシフトするため，フィルタ応答データが順次出力され
ることになる。

【００３２】フィルタＲＯＭ６の出力信号はＤ／Ａ変換
器７でアナログ信号に変換され，ベースバンド信号とし
て出力される。

【００３３】本発明では，上記の如く並列データからパ
イロットシンボルとデータシンボルの識別ビットを取り
出し，当該識別ビットをフィルタの相関シンボル数分保
持してシフトレジスタ内のパイロットシンボル該当デー
タの位置状態を示すマッピング情報に変換した後，フィ
ルタＲＯＭ６に与える構成としたことから，必要なフィ
ルタＲＯＭ容量は次の数３の（３）式で示される容量と
なる。

【００３４】

【数３】

【００３５】この（３）式を従来の（２）式と比較する
と，パイロットシンボルのマッピング情報に必要なビッ
ト数ＭがＭ＜ｍ×α（ｍはフィルタの相関シンボル数，
αはパイロットシンボルを挿入したことによる振幅値デ
ータの増加ビット数）であるとき，フィルタＲＯＭ６の
必要容量を低減できることがわかる。上記の実施例にお
いては，Ｍ＝３，ｍ＝５，α＝１であり，従来と比べて
必要容量を低減することができる。

【００３６】また，フィルタ６からの出力データの打切
り誤差を低減するために相関シンボル数ｍの値を大きく
する程，あるいは，フィルタＲＯＭ６からの出力データ
における量子化誤差を低減するためにデータ長ｈを大き
くする程，フィルタＲＯＭの容量低減効果が著しくなる
こともわかる。

【００３７】ここで，上記の実施例において，前記パイ
ロットシンボルに該当するダミーデータはｋ＝２ビット
であり，“００”“０１”“１０”“１１”の４通りあ
るが，この４種類のダミーデータを含むアドレス信号に
よって指定されるフィルタＲＯＭ６の４アドレス全てに
同じ応答データを格納しておけば，ダミーデータが上記
４種の何れの場合であっても所定の応答データが出力さ
れることになる。更に，上記ダミーデータが一種類の固
定データに限定できる場合は，対応する１アドレスのみ
に応答データを格納しておけばよいため，フィルタＲＯ
Ｍの必要容量は（３）式に示す容量値の１／４に低減す
ることができる。

【００３８】一方，マッピングＲＯＭ１２の容量は次の
数４の（４）式で示される容量となるが，フィルタＲＯ
Ｍ６の容量に比べて，十分小さく全体のＲＯＭ容量の増
加にはほとんど影響を与えない。

【００３９】

【数４】

【００４０】以上の説明では多値ＱＡＭ変調方式の例に
ついて説明したが，本発明は直交符号器を有する他のデ
ィジタル変調方式への適用が可能である。

【００４１】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば，パイ
ロットシンボル挿入方式を適用したディジタル変調方式
のベースバンド波形生成回路において，パイロットシン
ボルの追加による伝送シンボル数の増加に伴って各Ｉ，
Ｑ相の振幅状態数が増加した場合においても，従来と同
じフィルタの相関シンボル数（ｍシンボル）に対してフ
ィルタＲＯＭの総容量を低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の全体構成を示すブロック図。

【図２】従来技術の全体構成例を示すブロック図。

【図３】本発明の一実施例を示すブロック図。

【図４】パイロットシンボル挿入方式の伝送フレームフ
ォーマットの一例を表す図。

【図５】図４の伝送フレームフォーマットに対して５段
シフトレジスタ内のパイロットシンボルの挿入状態を表
す状態図。

【図６】図４の伝送フレームフォーマットに対するマッ
ピング回路の入出力信号の一例を示す図。

【図７】１６値ＱＡＭ変調方式の信号空間の例を示す
図。

【図８】従来のベースバンド信号生成回路における直交
符号器の入出力データの関係の一例を示す図。

【図９】本発明のベースバンド信号生成回路における直
交符号器の入出力データの関係の一例を示す図。

【符号の説明】

１…カウンタ ２…直列／並列変換回路 ３…直交符号
器 ４…シフトレジスタ ５…マッピング回路 ６…フィル
タＲＯＭ ７…Ｄ／Ａ変換器 ８…データ入力端 ９…クロック信
号入力端 １０…Ｉ相ベースバンド信号出力端 １１…Ｑ相ベース
バンド信号出力端 １２…マッピングＲＯＭ １３…シフトレジスタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のデータシンボルから成るデータシ
   ンボル列と，前記データシンボルと異なる信号空間に割
   り当てられ前記データシンボル列の予め定められた位置
   に周期的に挿入されるパイロットシンボルとで構成され
   るデータ列を変調するディジタル変調器のベースバンド
   信号生成回路であって， 少なくとも入力されたデータを同相及び直交位相毎の振
   幅値データに変換する手段と，当該同相及び直交位相毎
   の振幅値データを各々ｍシンボル保持する保持手段と，
   前記入力データに対して所定のフィルタ特性を有する応
   答データを予め格納した記憶手段とを有し，前記保持手
   段の出力信号に応じて指定されるアドレスに格納された
   前記応答データを順次読みだしてベースバンド信号を生
   成するディジタル変調器のベースバンド信号生成回路に
   おいて， 前記ｍシンボルの入力データにおけるパイロットシンボ
   ルの挿入位置を検出し当該検出したパイロットシンボル
   の位置情報を前記記憶手段に与えるための位置情報生成
   手段を具備することを特徴とするディジタル変調器のベ
   ースバンド信号生成回路。
2. 【請求項２】 前記位置情報生成手段は，入力されたデ
   ータからデータシンボルとパイロットシンボルとを識別
   するための識別データを入力し，当該識別データをｍシ
   ンボル保持する保持手段と，当該保持手段の出力信号に
   対応した前記パイロット信号の位置情報を予め格納した
   記憶手段とで構成されることを特徴とする特許請求の範
   囲請求項１記載のディジタル変調器のベースバンド信号
   生成回路。