CN101663873A - 数字数据发送装置及数字数据接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种数字数据发送装置及数字数据接收装置，即便在传输路特性因转发器的经时变化等而发生变化的情况下，仍可追随该传输路特性的变化而实现接收特性的改善。发送装置1生成复帧且以由传输控制信号所指定的传输方式来传输各时隙的数据，所述复帧包含N个时隙并附加有同步、导频、传输控制信号以及奇偶校验，其中所述时隙包含控制信息、数据、外码奇偶校验、填充比特、内码奇偶校验。在该情况下，导频信号成为于每个调制方式，按照预先设定的顺序对所有信号点进行分配的码元。接收装置2根据导频信号来对相位误差表214进行重写并求出相位误差，且进行同步检波。此外，该接收装置2对似然度表235进行重写并进行内码解码。由此，可进行适合于传输路特性的失真的接收处理，因此可实现接收特性的改善。

Description

数字数据发送装置及数字数据接收装置
技术领域
本发明涉及一种数字数据(digital data)的传输技术，特别是涉及一种构成帧结构(frame structure)而进行数据(data)传输的发送装置、及识别帧结构而进行数据的接收的接收装置。
背景技术
首先，对广播卫星数字广播(Broadcasting Satellite DigitalBroadcasting)的传输方式加以说明。图1是表示BS数字广播的复帧(multi-frame)的构成的图。图1中，在BS数字广播的复帧中，由8个帧#1～#8构成1个信道(channel)的超帧(superframe)。帧#1～#8分别由48个时隙(slot)#1～#48所构成。在此，“时隙”是可将活动图像专家组(Moving Picture Experts Group，MPEG)-2传输流(Transport Stream，TS)的数据包(packet)(188字节(byte))中除了前导的同步字节(1字节)以外的部分以及里德索罗门(Reed-Solomon，RS)码(code)的奇偶校验(16字节)作为数据而加以存储的存储器(memory)上的区域。另外，在各时隙的前导字节(lead-byte)中附加有帧同步信号、传输和复用配置控制(Transmission & Multiplexing Configuration Control，TMCC)信号、超帧同步信号等。
在TMCC信号中写入着进行传输的控制的信息等，将在1个超帧中所复用的TMCC信号作为一个集合而写入着一组(set)控制内容。通过该控制内容，进行在时间轴上为2个以后的超帧的传输控制。作为传输控制的一种，在BS数字广播的TMCC信号中，可对各时隙指定表1所示的传输模式(mode)。“值”表示TMCC信号中的指定传输模式的比特(bit)的值。并且，“传输模式”是指调制方式与内码编码率的组合，可进行将二进制相移键控(Binary PhaseShift Keying，BPSK)、四相相移键控(Quadri Phase Shift Keying，QPSK)以及网格编码八相相移键控(Trellis Coded 8 Phase Shift Keying，TC8PSK)的调制方式与1/2～7/8的编码率r的内码组合而成的7种传输。
[表1]
表1传输模式
  值   传输模式
  0000   保留(reserve)
  0001   BPSK(r＝1/2)
  0010   QPSK(r＝1/2)
  0011   QPSK(r＝2/3)
  0100   QPSK(r＝3/4)
  0101   QPSK(r＝5/6)
  0110   QPSK(r＝7/8)
  0111   TC8PSK(r＝2/3)
  1000～1110   保留
  1111   无分配方式
图2是表示时隙的分配规则的图。如表1所示，由TMCC信号所指定的传输模式构成为以调制方式自身的频率利用效率与内码的编码率的乘积来计算出的频率利用效率成为单纯的整数比。即，因为8PSK、QPSK以及BPSK的频率利用效率分别是3[bps/Hz]、2[bps/Hz]以及1[bps/Hz]，所以BPSK(r＝1/2)、QPSK(r＝1/2)、QPSK(r＝2/3)、QPSK(r＝3/4)、QPSK(r＝5/6)、QPSK(r＝7/8)以及TC8PSK(r＝2/3)的频率利用效率分别成为1/2、1、4/3、3/2、5/3、7/4以及2。因为存在这样的整数比，所以在对于TC8PSK而使用频率利用效率低的传输模式的情况下，通过配置相当于效率降低的部分的空时隙(dummy slot)，使复帧的时钟频率(clock rate)成为固定而容易实现硬件化(hardware)。
图3是表示现有的发送装置的构成的方块图(block diagram)。该发送装置100具备帧生成部110、能量(energy)扩散部120、交错(interleave)部130、卷积编码(convolution coding)部140、映射(mapping)部150、RS[68，48]编码部170以及能量扩散部180，在发送数据流(data stream)的情况下，进行从生成构成图1所示的1个超帧的复帧的信号开始到生成调制波信号(modulate wave signal)为止的一系列处理。
帧生成部110对各时隙的数据部分进行RS[204，188]的编码后，作为与第n个超帧相对应的第n-2个(2个前)的TMCC信号，指定各信号的调制方式及内码编码率等而生成帧，并生成超帧。在图3所示的例中，在时隙#1～#46中指定TC8PSK调制(内码编码率r＝2/3)，在时隙#47中指定QPSK调制(内码编码率r＝1/2)。另外，对TC8PSK调制与QPSK调制进行比较时，就在使用相同的调制码元数的情况下可传输的比特数而言，QPSK调制仅是TC8PSK调制的一半。因此，如使用图2进行说明的那样，成为将时隙#48作为空时隙来对帧进行复用传输的规则。如上所述，帧生成部110根据所使用的调制方式与内码编码率的组合的效率来插入空时隙。
另外，帧生成部110将生成的帧#1～#8中的时隙中数据及RS码的奇偶校验部分输出到能量扩散部120，并将在各时隙的前导字节中所复用的同步与TMCC信号输出到RS编码部170。
能量扩散部120中输入着由帧生成部110所生成的帧#1～#8的时隙中的数据及RS码的奇偶校验部分后，该能量扩散部120对超帧中的这些数据等全体进行能量扩散(比特随机(bit random)化)。这是通过如下方式而实现：使用M序列来产生伪随机(pseudo random)的“1”及“0”的码型(pattern)，并由该码型与时隙内的数据来进行MOD2加法运算。由此，“1”或“0”变得不连续，因此在后述的接收装置中可实现同步再生的稳定化。
交错部130中输入着由能量扩散部120进行了能量扩散后的数据等，然后该交错部130于每个时隙进行交错。这是将比特的排列顺序更换成伪随机，且是通过沿着深度方向(帧排列的方向)将从各时隙的左到右写入的数据予以读出而实现。由此，即便在传输中发生连续的比特误差，后述的接收装置仍可通过进行重新排列为原来的顺序的去交错(de-interleave)处理而转换成随机的比特误差，因此可提高纠错码(error correcting code)的效果。
卷积编码部140以各时隙中所指定的编码率，利用卷积码(内码)来对经交错部130进行了交错的数据等进行编码。映射部150对经卷积编码部140进行了卷积编码的数据等进行所指定的调制方式的映射，时分复用(time-division multiplexing)/正交调制部160进行时分复用及正交调制而生成调制波信号。
另一方面，RS编码部170中输入着由帧生成部110所生成的帧#1～#8的时隙中在前导字节中所复用的同步与TMCC信号后，该RS编码部170以里德索罗门码(RS[64，48])来对TMCC信号部分附加纠错码奇偶校验。能量扩散部180对通过RS编码部170附加有错码奇偶校验的TMCC信号进行能量扩散，卷积编码部140利用卷积码，以编码率r＝1/2进行编码，映射部进行BPSK映射，时分复用/正交调制部160进行正交调制而生成调制波信号。接着，发送装置100对以所述方式生成的调制波信号进行传输。
图4是表示由图3所示的发送装置100所传输的调制波信号的一例的图。如图4所示，调制波信号以帧为单位来对各帧，首先对帧同步W1(32个码元)、TMCC信号(或者其纠错码奇偶校验/128个码元)、超帧同步(前导帧中是W2，除此以外的帧中是W2的反转码型(reversal pattern)W3/32个码元)的总计192个码元进行BPSK调制后加以传输。其后，以由TMCC信号所指定的数字调制方式，对复用着影像、声音、数据广播等的主信号加以传输。在传输主信号时，周期性地复用着同步增强用的脉冲信号(burst signal)(对随机的数字信号进行BPSK调制后的信号)。通过每8个帧重复进行这种处理，将TMCC信号中所写入的信息传输到后述的接收装置。接收装置通过不断地对TMCC信号的信息进行监视，即便在发送装置100中进行各种传输控制，该接收装置仍可追随发送装置100而切换接收方式等。
图5是表示现有的接收装置的构成的方块图。该接收装置200具备信道选择部210、正交检波部220、传输控制信号解码部230、内码解码部240、去交错部250、能量解扩散部260以及外码解码部270，该接收装置200接收由图1所示的发送装置100所传输的调制波信号，并根据TMCC信号的信息来切换传输方式等而生成原来的数据流。
来自发送装置100的调制波信号即广播波经由BS天线(antenna)及BS天线中内置的变频部(未图示)，作为数字广播中频(BroadcastingSatellite-Intermediate Frequency，BS-IF)信号(第1IF)而输入到信道选择部210后，该信道选择部210选择信道，将该信道的信号转换成第2IF频率后加以输出。另外，在所述变频部中，将12GHz频段的广播波转换成1GHz频段的BS-IF信号。
在民用标准日本无线工业及商贸联合会(Association of RadioIndustries and Businesses，ARIB)STD-B21中，将该第2IF频率设为402.78MHz、479.5MHz或者直接转换(direct conversion)。
正交检波部220中输入着由信道选择部210所选择的信道的BS-IF信号(第2IF)后，其将该BS-IF信号转换成同步基带(baseband)信号。传输控制信号解码部230中输入着由正交检波部220所转换的同步基带信号后，首先，对TMCC信号的同步字节进行检测，并以此为基准，也对周期性地复用的BPSK调制波即相位基准脉冲信号的位置进行检测。在此，也对通过TMCC信号所传输的调制方式·纠错的信息进行检测。将通过传输控制信号解码部230而解码的信息输入到内码解码部240、去交错部250、能量解扩散部260以及外码解码部270中。
图6是表示图5所示的正交检波部220的内部构成的图。该正交检波部220具备复数乘法器(complex multiplier)221、根滚降滤波器(Root Roll-offFilter，RRF)222-1、222-2、相位误差表223、环路滤波器(Loop Filter，LF)224以及数控振荡器(Numerical Control Oscillator，NCO)225。图6中，假设信道选择部210为近年来成为主流的直接转换·半同步检波方式的情况，且输入信号线为2根(同相(in-phase，I)信号、正交(quadrature，Q)信号)。在该信号线中，从信道选择部210输出了在未进行完全的同步检波的状态下进行了检波的信号点，且将接收信号点在低速并旋转的状态下加以输出。为了使该旋转停止而获得静止的信号点，须在复数乘法器221中对由数控振荡器225所生成的与该旋转速度相同大小的反向的旋转的信号、与从信道选择部210输入的信号进行复数乘法运算后加以输出。以所述方式获得的I信号及Q信号成为静止的信号点。根滚降滤波器222-1、222-2对该I信号及Q信号进行频率限制。由此获得正交检波输出，并输出到内码解码部240。
为了在数控振荡器225中进行频率控制，将该正交检波输出加以分支而输入到相位误差表223。该相位误差表是用以求出所接收的信号点与理想的信号点的相位差的表格。从传输控制信号解码部230将调制方式·编码率选择信号输入到相位误差表223中，来通知正交检波输出的调制方式·编码率。相位误差表223进行与该调制方式·编码率相对应的信号点的理想值和从正交检波输出所获得的信号点的相位比较，并输出与该相位误差量成比例的值。相位误差表223的输出通过环路滤波器224而加以平滑化后，输入到数控振荡器225的频率控制端子。数控振荡器225将与频率控制端子的输入值成比例的频率的正弦波及余弦波输出到复数乘法器221。通过这些动作，复数乘法器221的输出成为静止的信号点的I信号及Q信号。
内码解码部240被从正交检波部220输入着正交检波输出即同步基带信号，并且被输入着由传输控制信号解码部230所检测的调制方式·纠错的信息后，对TC8PSK调制部分进行TC8PSK解码，对于QPSK或BPSK调制部分也进行与之配合的解码。
图7是表示图5所示的内码解码部240的内部构成的图。该内码解码部240具备解码器241及似然度表242。该似然度表242是用以根据接收到的信号点而求出构成码元的各比特为1或0的概率(似然度)的表格。将从正交检波部220输入的I信号及Q信号输入到解码器241。解码器241对该I信号及Q信号进行内码的解码。此时，参照由从传输控制信号解码部230输入的调制方式·纠错的信息中的调制方式·编码率选择信号所指定的似然度表。解码器241首先将I信号及Q信号传输到似然度表242，似然度表242将与构成码元的各比特(当为32振幅相移键控(Amplitude Phase Shift Keying，APSK)时为5比特)相对应的似然度输出到解码器241。解码器241使用该似然度信息来进行内码的解码。
去交错部250对通过内码解码部240而进行了内码解码的信号，将发送装置100的交错部130中更换成伪随机的比特的排列顺序予以复原。为了将发送装置100的能量扩散部120中利用MOD2对伪随机码进行了加法运算的处理予以复原，能量解扩散部260对通过去交错部250进行了去交错的信号，再次利用MOD2来对相同的伪随机码进行加法运算，以进行能量解扩散处理。外码解码部270对通过能量解扩散部260而进行了能量解扩散的信号，进行里德索罗门(Reed-Solomon)解码。
如上所述，当前在BS数字广播中，构成包含48个时隙的复用的帧，并对时隙中所复用的MPEG-2的TS数据包，使用TMCC信号来指定调制方式或纠错码的编码率，由此可灵活地对多种调制方式进行时分复用并加以传输。
另外，作为用于所述传输系统(system)中的发送装置及接收装置的一例，已知有日本专利特开2003-179657号公报(以下称作“专利文献1”)、日本专利特开2006-254273号公报(以下称作“专利文献2”)中所记载的装置。
如上所述，通过构成使MPEG-2的TS数据包进而复用化的帧并使用TMCC信号，可在当前运用中的BS数字广播中进行灵活的传输控制，且可灵活地对多种调制方式进行时分复用并加以传输。此外，在接收所述复帧的接收装置中，使用预先设定的相位误差表来检测相位误差，进行同步检波，并且使用预先设定的似然度表来检测似然度，并进行内码解码。
然而，在伴随着卫星转发器(satellite repeater)的经时变化或补偿(back off)量的变更而使得传输路特性发生变化的情况下，无法检测出最佳的相位误差，因此存在无法进行稳定的同步检波的问题。此外，在传输路特性发生变化的情况下，也存在无法进行稳定的解码而无法有效降低载噪比(C/N，carrier to noise ratio)的问题。此时，优选改善接收特性以便可应对传输路特性的变化。
发明内容
因此，本发明是为了解决所述问题而研制成的，其目的在于提供一种数字数据发送装置及数字数据接收装置，即便在传输路特性因转发器的经时变化等而发生变化的情况下，仍可追随该变化而实现接收特性的改善。
为了解决所述问题，本发明的发送装置是通过使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中所用的发送装置，其特征在于具备：在与所述调制方式的各信号点相对应的每个码元的比特数，对信号点映射发送数据的机构；按照已知的顺序，对分配到所述调制方式的各信号点的所有码元进行信号点映射的机构；将按照所述已知的顺序进行映射而生成的信号点信号周期性地时分复用于从所述发送数据映射而生成的信号点信号，而生成时分复用信号的机构；及对所述生成的时分复用信号进行正交调制并加以发送的机构；将分配到所述数字调制方式的各信号点的码元作为导频信号(pilotsignal)，按照已知的顺序周期性地进行时分复用，并进行正交调制后加以发送。
此外，本发明的发送装置是通过使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中所用的发送装置，其特征在于具备：在与所述调制方式的各信号点相对应的每个码元的比特数，对信号点映射发送数据的机构；按照已知的顺序，对分配到所述调制方式的各信号点的码元中各同心圆上的信号点中的至少一个进行信号点映射的机构；将按照所述已知的顺序进行映射而生成的信号点信号周期性地时分复用于从所述发送数据映射而生成的信号点信号，而生成时分复用信号的机构；及对所述生成的时分复用信号进行正交调制并加以发送的机构；将分配到所述数字调制方式的各信号点的码元作为导频信号，按照已知的顺序周期性地进行时分复用，并进行正交调制后加以发送。
此外，本发明的接收装置是通过使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中所用的接收装置，其特征在于具备：对接收信号进行正交检波的机构；及导频信号提取机构，对于按照已知的顺序周期性地时分复用于接收信号的导频信号的码元，提取利用该码元而调制的信号点；利用所述正交检波机构，对周期性地时分复用着发送数据及与发送数据不同的已知的导频信号的码元的信号进行正交检波，进而利用所述导频信号提取机构，对与所述已知的导频信号的码元相对应的信号点位置信息进行检测，根据该信号点位置信息来进行所述发送数据的接收。
此外，本发明的接收装置是通过使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中所用的接收装置，其特征在于具备：对接收信号进行正交检波的机构；导频信号提取机构，对于分配到所述调制方式的各信号点的码元中各同心圆上的信号点中的至少一个按照已知的顺序周期性地时分复用于接收信号的导频信号的码元，提取利用该码元而调制的信号点；及信号点位置推断机构，根据以导频信号来发送的码元，而推断未以导频信号来发送的码元的信号点；利用所述正交检波机构，对周期性地时分复用着发送数据及与发送数据不同的已知的导频信号的码元的信号进行正交检波，进而利用所述导频信号提取机构，对与所述已知的导频信号的码元相对应的信号点位置信息进行检测，根据该信号点位置信息，利用所述信号点位置推断机构而取得未以导频信号来发送的码元的信号点位置信息，根据这些信号点位置信息来进行所述发送数据的接收。
此外，本发明的发送装置的特征在于：将使振幅及相位偏移的数字调制方式设为16APSK、16正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)、32APSK或者32QAM。
此外，本发明的接收装置的特征在于：将使振幅及相位偏移的数字调制方式设为16APSK、16QAM、32APSK或者32QAM。
此外，本发明的发送装置的特征在于：还具备低密度奇偶校验(LowDensity Parity Check，LDPC)编码机构，对发送数据进行以LDPC码来形成的编码。
此外，本发明的接收装置的特征在于具备：导频信号平均化机构，于每个码元，将所述导频信号的信号点位置加以平均化；及相位误差表生成机构，根据所述导频信号的平均化结果，在与调制方式及编码率相对应的信号点位置生成用以检测相位误差的相位误差表。
此外，本发明的接收装置的特征在于具备：导频信号平均化机构，于每个码元，将所述导频信号的信号点位置加以平均化；及似然度表生成机构，根据所述导频信号的平均化结果，在与调制方式及编码率相对应的信号点位置生成用以进行内码解码处理的似然度表。
此外，本发明的接收装置的特征在于：还具备LDPC解码机构，使用由所述似然度表生成机构生成的似然度表来进行LDPC解码。
此外，本发明的发送装置的特征在于：使所述系统为对多种数字调制方式进行时分复用传输的数据传输系统。
此外，本发明的接收装置的特征在于：使所述系统为对多种数字调制方式进行时分复用传输的数据传输系统。
此外，本发明的发送装置的特征在于：作为所述数字调制方式，包含32APSK、16APSK、32QAM或者16QAM中的任一种或一种以上。
此外，本发明的接收装置的特征在于：作为所述数字调制方式，包含32APSK、16APSK、32QAM或者16QAM中的任一种或一种以上。
[发明的效果]
如上所述，根据本发明，可实现一种数字数据发送装置及数字数据接收装置，即便在传输路特性因转发器的经时变化等而发生变化的情况下，仍可追随该变化而实现接收特性的改善。
附图说明
图1是表示BS数字广播的复帧构成的图。
图2是表示时隙的分配的规则的图。
图3是表示现有技术的发送装置的构成的图。
图4是表示调制波信号的一例的图。
图5是表示现有技术的接收装置的构成的图。
图6是表示现有技术的接收装置的正交检波部的构成的图。
图7是表示现有技术的接收装置的内码解码部的构成的图。
图8是表示本发明实施方式的发送装置的构成的图。
图9是表示本发明实施方式的发送装置所发送的调制波信号的一例的图。
图10是表示本发明实施方式的接收装置的构成的图。
图11是表示本发明实施方式的接收装置的正交检波部的构成的图。
图12是表示32APSK的各码元的信号点位置的平均值的一例的图。
图13是表示根据信号点位置的平均值而生成的相位误差表的图。
图14是表示本发明实施方式的接收装置的内码解码部的构成的图。
图15是表示本发明实施方式中所使用的复帧的构成的图。
图16是表示本发明实施方式的接收装置的正交检波部的构成的图。
图17是表示本发明实施方式的接收装置的内码解码部的构成的图。
具体实施方式
以下，使用附图来对具体实施方式加以详细说明。
[发送装置]
首先，对本发明的实施方式的发送装置加以说明。图8是表示本发明的实施方式的发送装置的构成的图。该发送装置1将于每个调制方式、按照预先设定的顺序分配到所有信号点的码元作为导频信号而加以发送。由此，接收装置可获知与各码元相对应的信号点，利用该信号点而可实现接收特性的改善。其中，当信号点配置如图12所示的信号点配置那样在同心圆上具有多个信号点时，由于同心圆上的各信号点因传输路的非线性特性而导致振幅及相位受到的影响相等，因此也可将与各同心圆上的信号点相对应的码元中的一个或一个以上作为导频信号来进行传输。此时，在接收器侧，只要根据以导频信号来传输的同心圆上的码元的信号点位置来推断未以导频信号传输的码元的信号点即可。即，可根据距离以导频信号来传输的同心圆上的码元的信号点位置的相对角度与发送中所用的信号点位置相等的这一条件来进行推断。
该发送装置1具备帧生成部10、LDPC(Low Density Parity Check)编码部11-1、11-2、BCH编码部11-3、11-4、能量扩散部12、13、开关(switch)14、映射部15以及时分复用/正交调制部16，在发送数据流的情况下，进行后述的从生成图8所示的复帧的信号到生成调制波信号为止的一系列的处理。
将图3所示的现有的发送装置100与该发送装置1进行比较，相同方面是两装置均具备能量扩散部、映射部以及时分复用/正交调制部，但发送装置1的不同于现有的发送装置100的方面在于：具备与现有的发送装置100的帧生成部110不同的帧生成部10；内码被从卷积码替换为LDPC码；外码被从RS码替换为BCH码；映射部15也与16APSK及32APSK相对应；未形成超帧；及不具备交错部。
至于映射部15也与16APSK及32APSK相对应的方面，是源于单纯地增加对应的调制方式。至于内码被从卷积码替换为LDPC码的方面、及外码被从RS码替换为BCH码的方面，是为了能够适合于最近的技术动向。此外，至于未形成着超帧的方面及不进行交错的方面，是因为LDPC码已具有与进行足够长的交错同等的性质。因此，作为本质上的不同而仅为帧生成部10生成后述的图8所示的构成的帧的方面，其动作与图3所示的现有的发送装置100相同。
即，帧生成部10生成包含时隙#1～#N的帧并输出到能量扩散部12，所述时隙#1～#N于时隙S1比特中包含控制信息、数据、通过BCH编码部11-3来对控制信息与数据进行编码的外码奇偶校验、填充比特(stuff bit)、以及通过LDPC编码部11-1来对控制信息、数据、外码奇偶校验以及填充比特进行LDPC编码的内码奇偶校验。此外，帧生成部10针对TMCC信号，通过BCH编码部11-4而生成BCH奇偶校验，进而通过LDPC编码部11-2而生成LDPC奇偶校验。另外，由帧生成部10所生成的复帧是以时隙数N、规定空出(dummy)的量的E、时隙长S1、同步比特长Sy、导频比特长P1、以及TMCC及奇偶校验比特长T成为所述的数的方式生成。
图9是表示图8所示的发送装置1所发送的调制波信号的一例的图。该调制波信号是在后述的图8所示的帧中将最大效率的调制方式设为32APSK(或32QAM)、且设为N＝120、E＝5、S1＝44880、Sy＝120、P1＝160、T＝1320时的信号，并且是由图8所示的时分复用/正交调制部16所生成。
如图9所示，调制波信号是将1帧的信息分割为#1～#120的调制时隙而进行传输。奇数编号的调制时隙是首先对已进行BPSK调制的时隙同步Sync1(24个码元)及与该调制时隙的调制方式相对应的导频信号(32个码元)进行传输。接着，将以由TMCC信号所指定的调制方式进行了调制的复用着影像、声音、数据广播等的主信号数据(136个码元)、与已进行BPSK调制的TMCC信号(4个码元)交替传输66次。偶数编号的调制时隙是首先对已进行BPSK调制的时隙同步Sync2(24个码元)或其反转码型！Sync2(24个码元)、及与该调制时隙的调制方式相对应的导频信号(32个码元)进行传输。接着，将以由TMCC信号所指定的调制方式进行了调制的复用着影像、声音、数据广播等的主信号数据(136个码元)、及已进行BPSK调制的TMCC信号(4个码元)交替传输66次。
为了避开伪同步，所述的同步码型Sync1、Sync2及其反转码型！Sync2必须为其本身具有尖锐的自相关峰(peak)，并且相互具有低的互相关。作为这种码，若将Sync1设为0x36715a＝001101100111000101011010，将Sync2设为0x52f866＝010100101111100001100110，将其比特反转码型！Sync2设为0xad0799＝101011010000011110011001，则可进行伪同步少的接收。其中，在信号点配置如图12所示的信号点配置那样在同心圆上具有多个信号点的情况下，如上所述，也可将与各同心圆上的信号点相对应的码元中的一个或一个以上作为导频信号而进行传输。
此外，关于导频信号，考虑了作为例如复用着32APSK调制的调制时隙的导频信号，而对分配到32APSK调制的各信号点的由5比特所构成的码元“00000”“00001”...“11110”“11111”进行传输。如上所述，通过发送按照预先设定的顺序分配到所有信号点的码元，可在接收侧获知与各码元相对应的信号点。特别是在为经过具有如卫星转发器那样的非线性特性的传输路的信号的情况下，因为接收如下的信号点，所以可利用后述的方法实现接收特性的改善，该信号点是与在接收到所述信号的失真的状态下的各码元相对应。
通过每120个调制时隙重复进行这种处理，将分配到每个调制方式的所有信号点的码元传输到后述的接收装置，并且对TMCC信号中所写入的信息进行传输。接收装置通过使用上述信号点则可改善接收特性。并且，通过不断监视TMCC信号的信息，即便在发送装置1中进行各种传输控制，仍可追随发送装置1而切换接收方式等。
[接收装置]
接着，对本发明实施方式的接收装置加以说明。图10是表示本发明实施方式的接收装置的构成的图。该接收装置2具备信道选择部20、正交检波部21、传输控制信号解码部22、内码解码部23、能量解扩散部24以及外码解码部25。在此，信道选择部20、正交检波部21、传输控制信号解码部22、内码解码部23、能量解扩散部24以及外码解码部25分别具有与图5所示的信道选择部210、正交检波部220、传输控制信号解码部230、内码解码部240、能量解扩散部260以及外码解码部270相同的功能。
将图5所示的现有的接收装置200的构成与该接收装置2进行比较，接收装置2的不同于现有的接收装置200的方面在于：无去交错部250；在由正交检波部21进行检波的调制方式中追加着16APSK及32APSK；当在正交检波部21中进行检波时，参照导频信号以进行接收信号点的修正来改善特性；内码解码部23中的内码与LDPC码相对应；外码解码部270中的外码与BCH码相对应；及通过传输控制信号解码部22来进行与图8所示的帧构成相对应的控制。
至于在由正交检波部21进行检波的调制方式中追加着16APSK及32APSK的方面，是源于在正交检波部21中单纯增加所对应的调制方式。此外，至于内码解码部23中的内码与LDPC码相对应的方面、及外码解码部270中的外码与BCH码相对应的方面，是为了可适合于最近的技术动向。此外，不进行去交错是因为LDPC码已具备与进行足够长的交错同等的性质。因此，作为本质上的不同仅为传输控制信号解码部22进行与图8所示的帧构成相对应的控制的方面、及参照导频信号进行接收的方面，其他动作与图5所示的现有的接收装置200相同。
图11是表示图10所示的正交检波部21的内部构成的图。该正交检波部21具备复数乘法部221、根滚降滤波器(RRF)222-1、222-2、环路滤波器(LF)224、数控振荡器(NCO)225、导频信号提取部211、导频信号平均化部212、相位误差表生成部213以及相位误差表214。在此，复数乘法部221、根滚降滤波器222-1、222-2、环路滤波器224、数控振荡器225分别具有与图6所示的部分相同的功能。
将图6所示的现有的正交检波部220与该正交检波部21进行比较，在以下方面不同：正交检波部21中的相位误差表214的功能与现有的正交检波部220中的相位误差表223的功能不同；及正交检波部21具备导频信号提取部211、导频信号平均化部212以及相位误差表生成部213。
复数乘法部221、根滚降滤波器222-1、222-2、环路滤波器224、数控振荡器225的功能与图6所示的部分的功能相同，因此在此省略说明。导频信号提取部211使用从图10所示的传输控制信号解码部22输入的导频定时信号(pilot timing signal)，从根滚降滤波器222-1、222-2的输出中提取导频信号部分。另外，传输控制信号解码部22中输入着由正交检波部21进行了转换的同步基带信号后，该传输控制信号解码部22检测调制方式、编码率并输出调制方式、编码率选择信号，且检测导频信号并输出导频定时信号。
在由导频信号提取部211提取的导频信号例如为32APSK的情况下，按照码元为“00000”“00001”“00010”...“11110”“11111”的顺序来进行传输，因此导频信号平均化部212于各码元对周期性地传输而来的导频信号的信号点加以集中，而求出其I-Q平面上的信号点位置的平均值。例如在与码元「00000」相对应的导频信号的信号点为{I1，Q1}{I2，Q2}{I3，Q3}...{IN，QN}的情况下，求出
{ Σ n = 1 N I n , Σ n = 1 N Q n } .
同样地，也对于码元“00001”...“11111”的各码元求出其平均值，并输出该值。相位误差表生成部213使用该值而生成相位误差表214。即，各码元的信号点位置的平均值是提取存在于相同圆周上的信号点，并于各圆周半径进行归总，在这一过程中生成相位误差表。
图12是表示各码元的信号点位置的平均值的一例的图。此时，相位误差表生成部213生成图13所示的相位误差表值，并写在相位误差表214的对应的调制方式、编码率的地址(address)上。该相位误差表值是在将各码元的平均值的信号点位置连结的3个同心圆的中间绘制2个同心圆，进而对所述2个同心圆的内侧相重叠的内侧部分、2个同心圆之间的中间部分、以及2个同心圆的外侧相重叠的外侧部分，从I轴与Q轴的交点朝各信号点及信号点与信号点的中间绘制直线，对以该直线和同心圆所包围的区域分配+或-的符号。例如当在图13的P点的位置存在接收信号点时，该P点所属的区域的符号为+，因此相位误差表214输出正的值。
另外，当信号点配置如图12所示的信号点配置那样在同心圆上具有多个信号点的情况下，当将与各同心圆上的信号点相对应的码元中的一个或一个以上作为导频信号而进行传输时，表示正交检波部21的内部构成的图成为图16所示的那样。与图11的正交检波部的不同之处仅在于具备信号点推断部215，该信号点推断部215根据以导频信号来发送的码元，而推断未以导频信号来发送的码元的信号点。在信号点推断部215中，根据以导频信号来传输的同心圆上的码元的信号点位置，而推断未以导频信号来传输的码元的信号点。即，根据以导频信号来传输的同心圆上的码元的信号点位置开始算起的相对角度是与发送中所用的信号点位置相等的这一条件，推断未以导频信号来传输的码元的信号点位置。由此，可取得所有码元的信号点位置，因为相位误差表生成部213之后的处理与图11完全相同，所以在此省略说明。
图6所示的现有技术的相位误差表223是预先写入着固定的表值而加以使用，但在相位误差表214中可利用相位误差表生成部213来对表值进行重写，因此即便在传输路特性因卫星转发器的经时变化或补偿量的变更等而发生变化的情况下，接收装置2仍可追随该变化而一直进行最佳的相位误差检测，从而可进行难以发生周跳(cycle slip)的稳定的同步检波。
图14是表示图10所示的内码解码部23的内部构成的图。该内码解码部23具备解码器231、导频信号提取部232、导频信号平均化部233、似然度表生成部234以及似然度表235。在此，解码器231具有与图7所示的解码器241同等的功能。
将图7所示的现有的内码解码部240与该内码解码部23进行比较，在如下方面不同：内码解码部23具备导频信号提取部232、导频信号平均化部233、似然度表生成部234、以及具有与图7所示的似然度表242不同的功能的似然度表235。
解码器231的功能与图7所示的解码器241相同，因此在此省略说明。此外，导频信号提取部232、导频信号平均化部233的功能分别与图11所示的正交检波部21的导频信号提取部211、导频信号平均化部212相同，因此在此省略说明。另外，也可在正交检波部21与内码解码部23中共用这些部分。因此，例如在导频信号为32APSK的情况下，导频信号平均化部233的输出与图12所示者相同。
似然度表生成部234是针对构成码元的各比特而生成似然度表值。因为难以对似然度表值进行图示，所以在此作为其一例，对最高位比特的似然度表值的生成顺序进行说明。
图12中，在接收信号点为点P的情况下，发送零后的事后概率及发送1后的事后概率分别可根据以下的数学式1及数学式2而求出。
[数学式1]
Figure A20088001290900221
[数学式2]
Figure A20088001290900231
其中，dist(P:Si)表示从点P到值i的码元(若i＝1则码元为00001)的信号点为止的距离。并且，σ表示高斯噪声(gauss noise)的标准偏差。
通常将根据这些事后概率的值而进一步求出对数似然比(LLR：Log-Lilelihood Ratio)的值作为似然度表235的值。此时，使用以下的数学式3而成为点P的表值。
[数学式3]
Figure A20088001290900232
利用该表值，对I-Q平面上的所有点设定P而求出LLRP，以此生成关于最高位比特的似然度表值。并且，同样地也可对第2～第5比特分别求出LLRP而成为表值，由此可求出输出到似然度表235的所有表值。似然度表生成部234将这些表值写在似然度表235的对应的调制方式·编码率的地址上。
另外，在信号点配置如图12所示的信号点配置那样在同心圆上具有多个信号点的情况下，当将与各同心圆上的信号点相对应的码元中的一个或一个以上作为导频信号而进行传输时，表示内码解码部23的内部构成的图成为图17所示的那样。与图14的内码解码部的不同之处仅在于具备信号点推断部236，该信号点推断部236根据以导频信号来发送的码元，而推断未以导频信号来发送的码元的信号点。在信号点推断部236中，根据以导频信号传输的同心圆上的码元的信号点位置，而推断未以导频信号传输的码元的信号点。即，根据以导频信号来传输的同心圆上的码元的信号点位置开始算起的相对角度是与发送中所用的信号点位置相等的这一条件，来推断未以导频信号进行传输的码元的信号点位置。由此，可取得所有码元的信号点位置，由于似然度表生成部234之后的处理与图14完全相同，因此在此省略说明。
图7所示的现有技术的似然度表242是预先写入着固定的表值而加以使用，但在似然度表235中可利用似然度表生成部234来对表值进行重写，因此即便在传输路特性因卫星转发器的经时变化或补偿量的变更等而发生变化的情况下，接收装置2仍可追随该变化而始终进行最佳的解码，从而可使所需C/N降低。
另外，以32APSK为例，对图11所示的正交检波部21及图14所示的内码解码部23的构成及动作加以说明，其他的数字调制例如16APSK、32QAM、16QAM等的调制方式也可同样地构成并进行动作。
[复帧构成]
接着，对图8所示的发送装置1及图10所示的接收装置2中所使用的复帧的构成加以说明。图15是表示本发明的实施方式中所使用的复帧的构成的图。图8所示的发送装置1通过使用图15所示的复帧构成，来进行传输方式及编码率的指定。接着，图10所示的接收装置2根据该帧构成来进行解调及纠错码的解码。
该复帧构成中，时隙包含控制信息、数据、外码奇偶校验、填充比特以及内码奇偶校验，该时隙的长度为S1比特，构成1帧的时隙数为N个。此外，该复帧除时隙外，还具备同步、导频及TMCC信号及其纠错奇偶校验，这些部分的长度分别为Sy比特、P1比特以及T比特，在时隙#1～#N/E中分别分配着Sy×N/E、P1×N/E以及T×N/E的比特数。
在此，该填充比特是仅在需要容易地以字节单位进行处理的情况插入的比特。因此，在无须容易地以字节单位进行处理的情况下并不插入。例如作为控制信息，将可确保的比特数设为182比特，其后仍有X字节的数据后续着。此时，控制信息成为182比特＝22字节+6比特，因此若欲以字节单位为基本来进行处理，则必须特意地使后续的字节单位的数据移位(shift)2比特，而与控制信息末尾的6比特连接来进行写入，且在接收装置2中必须将该连接复原，而恢复为原来的字节单位的数据。在这种情况下，控制信息中可使用的比特数中使6比特为未用于信息传输的填充比特，则在实现硬件化的方面上的优点(merit)大。
将该复帧构成与图1所示的现有的复帧构成进行比较，在如下方面不同：图1中在1个时隙中仅包含187字节的数据及16字节的外码奇偶校验，与此相对，在本发明的实施方式中所使用的复帧构成中还包含内码奇偶校验。由此，插入空时隙的规则仅考虑调制方式本身的频率利用效率即可。
表2及表3表示当将作为使用对象的调制方式中频率利用效率最高的调制方式设为32APSK(或32QAM)及16APSK(或16QAM)时的空时隙的分配规则。将图2所示的表与表2及表3进行比较，主要在空时隙数不依存于编码率而进行决定的方面不同。
[表2]
表2时隙的分配单位
(最大效率的调制方式为32APSK或32QAM的情况)
Figure A20088001290900251
[表3]
表3时隙的分配单位
(最大效率的调制方式为16APSK或16QAM的情况)
图15中，N表示每1帧的时隙数。作为实际上的N的值，在综合业务数字广播-卫星(Integrated Services Digital Broadcasting-Satellite，ISDB-S)中将每一个时隙的比特率(bit rate)设为约1.1Mbps，因此优选满足该条件。
因此，在欲构成的传输系统中所采用的调制方式群中最大效率的调制方式为8PSK(3bps/Hz)、16APSK(或16QAM，4bps/Hz)以及32APSK(或32QAM，5bps/Hz)的情况下，传输效率分别是ISDB-S的TC8PSK(r＝2/3，2bps/Hz)的1.5倍、2倍以及2.5倍，因此优选时隙数N分别是48个时隙×1.5＝72个时隙、48个时隙×2＝96个时隙、以及48个时隙×2.5＝120个时隙。
在同步、导频以及TMCC及其纠错奇偶校验的区域下设置着空(Dummy)区域的原因在于：对于以所采用的调制方式群中最大效率的调制方式来传输的主信号，通常大多采用效率低的调制方式，从而会相应地多余而占有调制码元，因此预先确保该时间区域。另外，空区域是虚拟的，实际上并不传输该区域的数据，因此无须配备与其相对应的存储器区域。此外，规定空出的量的E的值是传输这些信号的调制方式的频率利用效率相对于所采用的调制方式群中最大效率的调制方式的频率利用效率的比。例如当所采用的调制方式群中最大效率的调制方式为32APSK(或32QAM，5bps/Hz)而传输这些信号的调制方式为BPSK(1bps/Hz)时，E的值为5。同样地，当采用的调制方式群中最大效率的调制方式为16APSK(或16QAM，4bps/Hz)而传输这些信号的调制方式为BPSK(1bps/Hz)时，E的值为4。
时隙长S1依存于码的长度。近年来，在标准化的数字视频广播-卫星(DVB-S2，Digital Video Broadcasting-Satellite)方式中，使用码长为64800比特的LDPC码，估计该类别(class)的码今后会成为主流。因此，作为时隙长S1，优选为与该类型的码相同的程度(条件1)。
此外，MPEG-2TS(数据包长188字节，除去前导的1字节的同步码后为187字节＝1496比特)今后也将成为数字广播的主流，因此优选可适当传输该MPEG-2TS(条件2)。
此外，为了以多种调制方式来适当传输1个时隙的数据，需要为各调制方式的每个调制码元的比特数的最小公倍数。例如在将传输系统中所采用的调制方式群设为BPSK(1比特/码元)、QPSK(2比特/码元)、8PSK(3比特/码元)、16APSK(或16QAM，4比特/码元)以及32APSK(或32QAM，5比特/码元)的情况下，所述最小公倍数成为22×3×5＝60比特，时隙长S1必须为该最小公倍数的整数倍。在需要使时隙长成为字节单位的情况下，进而需要也是8的倍数，此时，需要为60与8的最小公倍数120的整数倍(条件3)。
此外，当将DVB-S2中所采用的周期性LDPC码用于内码时，就码的形成容易度而言，该LDPC码的周期M需要为360左右。此外，通过使M成为所欲发送的数据单位187字节＝23×11×17比特的因数，可灵活地进行数据与LDPC奇偶校验的分配，因此优选满足所述条件，而M＝374，时隙长S1为374＝2×11×17的整数倍(条件4)。
为了满足以上的条件2、3以及4，在无需以字节单位进行处理的情况下，将时隙长设为LCM(374，60)＝LCM(2×11×17，2×2×3×5)＝2×2×3×5×11×17＝11220比特的整数倍即可(LCM：Lease Common Multiple，最小公倍数)。为了进而满足条件1，作为与64800相同程度的数字，设为11220×5＝56100及11220×6＝67320即可。然而，因为后者超过能以16比特进行表现的216-1＝65535，所以有可能会导致硬件的规模剧增，因此不理想。因此，优选时隙长S1为56100比特。此外，为了灵活地进行数据与LDPC奇偶校验的分配，必须使控制信息、外码奇偶校验以及填充比特的比特数的和(在不使用填充比特的情况下是控制信息与外码奇偶校验的比特数的和，以下相同)成为LDPC的周期M(＝374)的整数倍。另外，在所欲传输的数据的单位不为187字节的情况下，例如为188字节、189字节、190字节以及192字节时，必须以相同的计算分别使LDPC的周期M分别成为376、378、380以及384，此时的时隙长分别为62040、60480、63840以及65280。
此外，在需要以字节单位进行处理的情况下，使时隙长度成为LCM(374，120)＝LCM(2×11×17，2×2×2×3×5)＝2×2×2×3×5×11×17＝22440的整数倍即可。此外，作为与条件1的64800相同程度的数字而有22440×2＝44880及22440×3＝67320，但后者由于相同的原因而不理想。因此，优选时隙长S1为44880。此外，为了灵活地进行数据与LDPC奇偶校验的分配，必须使控制信息、外码奇偶校验以及填充比特的比特数的和成为LDPC的周期M(＝374)的整数倍。此外，在所欲传输的数据的单位不为187字节的情况下，例如为188字节、189字节、190字节以及192字节时，必须以相同的计算分别使LDPC的周期M分别成为376、378、380以及384，此时的时隙长分别为62040、64260、64980以及65280。
在ISDB-S中，对同步信号插入着帧同步20个码元、超帧20个码元。这些同步信号是以在BPSK(卷积码r＝1/2)可接收的C/N＝约0dB下能够稳定地同步捕获为目标而设计的。然而，在采用LDPC码的系统中，以相同效率的调制方式即BPSK(LDPC码r＝1/2)甚至可接收C/N＝-2dB左右，因此需要更长的同步码。
此外，若考虑将1帧的调制信号分成与时隙数相同的N个部分，且在各个部分中附加有时隙同步或帧同步，则在将时隙同步及帧同步设为24个码元，且将所采用的调制方式群中最大效率的调制方式设为32APSK(或32QAM)时，成为N＝120，因此需要24×120＝2880个码元。在传输同步信号的调制方式为BPSK的情况下，成为N/E＝24，因此为了收纳2880个码元的数据，必须使Sy成为120比特。此时，每1帧的同步信号成为120×24＝2880比特。
同样地，在将所采用的调制方式群中最大效率的调制方式设为16APSK(或16QAM)的情况下，成为N＝96，因此需要24×96＝2304个码元。在传输同步信号的调制方式为BPSK的情况下，成为N/E＝24，因此为了收纳2304个码元的数据，必须使Sy成为96比特。此时，每1帧的同步信号成为96×24＝2304比特。
在使用APSK或QAM调制的情况下，也准备着利用接收装置2而补偿卫星转发器的非线性特性以用来改善接收性能的导频信号的区域。
在此，当考虑在各时隙中附加32个码元的导频而将所采用的调制方式群中最大效率的调制方式设为32APSK(或32QAM)时，成为N＝120，因此每1帧需要32×120＝3840个码元。在传输导频信号的调制方式为BPSK的情况下，成为N/E＝24，因此为了收纳3840个码元的数据，必须使P1为160比特。
同样地，当考虑在各时隙中附加16个码元的导频而将所采用的调制方式群中最大效率的调制方式设为16APSK(或16QAM)的情况下，成为N＝96，因此每1帧需要16×96＝1536个码元。在传输导频信号的调制方式为BPSK的情况下，成为N/E＝24，因此为了收纳1536个码元的数据，必须使P1为64比特。
在ISDB-S中，对TMCC分配总码元的0.32％，对相位同步脉冲分配总码元的1.92％，即分配总计2.24％的总码元。由于均为BPSK调制，因此可用于同步增强，虽然TMCC有助于控制信息的传输，但相位同步脉冲仅以伪随机码进行调制而不会有助于信息传输。在此，将TMCC信号以相位同步脉冲状而周期性地进行传输，从而使TMCC信号兼具相位同步脉冲的功能。
因此，TMCC信号占总码元的比例为2.24％，此外考虑到对应于接收甚至更低的C/N，必须成为所述比例或所述比例以上。此外，必须与以全部时隙所传输的码元数成单纯的整数比。
在将以全部时隙所传输的每1帧的码元数设为S1＝44880比特的情况下，为44880×120/5＝1077120个码元。考虑将1帧的TMCC信号等分成与时隙数相同的N个，再进而进行X等分，与ISDB-S同样地作成204个码元或204个码元以下的码元群，对该码元群附加4个码元的TMCC。
在将所采用的调制方式群中最大效率的调制方式设为32APSK(或32QAM)的情况下，成为N＝120，因此首先进行了120等分的码元成为1077120/120＝8976个码元。进而对该码元进行X等分。此时，作为以整数比除尽的组合，存在X＝48时为187个码元，X＝51时为176个码元，X＝66时为136个码元，以及X＝68时为132个码元等。当在这些码元群中附加有4个码元的TMCC时，TMCC占总码元的比例分别为2.138％、2.273％、2.941％以及3.030％。其中，确保了2.24％或2.24％以上的TMCC成为候补，在此X＝66时设为136个码元(TMCC的比例为2.941％)。此时，TMCC在每1帧中必须为4×66×120＝31680个码元。在传输TMCC的调制方式为BPSK的情况下，成为N/E＝24，因此为了收纳31680个码元的数据，T必须为1320比特。
同样地，在所采用的调制方式群中最大效率的调制方式为16APSK(或16QAM)的情况下，当将以全部时隙所传输的每1帧的码元数设为S1＝44880比特时，为44880×96/4＝1077120个码元。因为成为N＝96，所以首先进行96等分的码元成为1077120/96＝11220个码元。进而对该码元进行X等分。此时，作为以整数比除尽的组合，存在X＝60时为187个码元，X＝66时为170个码元，X＝68时为165个码元，以及X＝85时为132个码元等。当在这些码元群中附加有4个码元的TMCC时，TMCC占总码元的比例分别为2.1390％、2.3529％、2.4242％以及3.0303％。在这些确保了2.24％或2.24％以上的TMCC中，在此X＝85时设为132个码元(TMCC的比例为3.0303％)。此时，TMCC在每1帧中必须为4×85×96＝32640个码元。在传输TMCC的调制方式为BPSK的情况下，成为N/E＝24，因此为了收纳32640个码元的数据，必须使T成为1360比特。
如上所述，根据本发明的实施方式，发送装置1将于每个调制方式，按照预先设定的顺序使分配到所有信号点的码元作为导频信号而加以发送。此外，接收装置2从所接收到的信号中提取导频信号，根据该导频信号而对相位误差表214及似然度表235进行重写。由此，接收装置2可根据反映传输路的失真的表来进行同步检波及内码解码。因此，可实现接收特性的改善。
另一方面，在图1所示的现有的帧构成中存在如下问题。即，存在的问题是：现有的帧构成是假设存在着卷积码，而无法适用于例如近年来在欧洲(Europe)的广播标准即DVB-S2等中所使用的码长度较长的LDPC码等。
此外，可通过TMCC信号来指定的传输模式如表1所示，构成为以调制方式本身的频率利用效率与内码的编码率的乘积计算出的频率利用效率为单纯的整数比，在对于TC8PSK而使用频率利用效率低的传输模式的情况下，通过配置相当于效率降低的部分的空时隙，而使复帧的时钟频率成为固定。因此，存在无法分配例如频率利用效率超过2的8PSK(r＝3/4)的传输模式的问题。关于这一点，优选可自由组合调制方式与编码率而构成帧。
因此，在本发明的实施方式中，因为使用图8所示的帧构成，所以发送装置1也可应对如具有长的码长度的LDPC之类的纠错码，且可自由组合调制方式与编码率。因此，可有效传输MPEG-2TS及其他数字数据流。
具体而言，根据本发明的实施方式，发送装置1至少具备帧生成部10、LDPC编码部11-1、11-2、BCH编码部11-3、11-4、能量扩散部12、13、开关14、映射部15以及时分复用/正交调制部16，且根据传输控制信号中所写入的传输控制信息来对具有如下的帧构成的复用化数据进行传输，该帧构成中汇集着多个至少包含数据、外码奇偶校验以及内码奇偶校验的时隙。此时，通过使时隙长成为44880比特，无论何种调制方式，均可适当地传输从MPEG-2TS中除去的187字节的信息。此外，在所欲传输的数据的单位不为187字节的情况下，例如为188字节、189字节、190字节以及192字节时，通过使此时的时隙长分别成为62040、64260、64980以及65280，无论何种调制方式，均可适当地传输。此外，在欲将码长作为字节单位的情况下，通过使此时的时隙长分别成为62040、60480、63840以及65280，无论何种调制方式，均可适当地传输。
在最大效率的调制方式为32APSK或32QAM的情况下，将构成帧的时隙数设为120个，将每1帧的同步码的比特数设为2880比特，对于该同步码，以24个调制码元为单位而在第奇数个的调制时隙中传输相同的码型，并在第偶数个的调制时隙中交替传输比特反转的码型。此外，将每1帧的导频信号的码元数设为3840个码元，以32个调制码元为单位来传输该导频信号。将每1帧的传输控制信号的比特数设为31680比特，以4个调制码元为单位来传输该传输控制信号。
在最大效率的调制方式为16APSK或16QAM的情况下，将构成帧的时隙数设为96，将每1帧的同步码的比特数设为2304比特，对于该同步码，以24个调制码元为单位在第奇数个的调制时隙中传输相同的码型，并在第奇数个的调制时隙中交替传输比特反转的码型。此外，将每1帧的导频信号的比特数设为1536比特，以16个调制码元为单位来传输该导频信号。将每1帧的传输控制信号的比特数设为32640比特，以4个调制码元为单位来传输该传输控制信号。
此外，接收装置2具备信道选择部20、正交检波部21、传输控制信号解码部22、内码解码部23、能量解扩散部24以及外码解码部25，传输控制信号解码部22可进行与图8所示的帧构成相对应的控制，因此可对于由所述发送装置1所传输的调制波信号进行接收处理。
以上，举出实施方式而对本发明进行了说明，但本发明并不限定于所述实施方式，可在不脱离其技术思想的范围内进行各种变形。例如，根据图8所示的复帧的构成的排列，无需收纳在存储器的地址上，且也可对每个信号而准备不同的存储元件。此外，在接收装置2中，无需全部收纳图8所示的复帧的信息，仅能够存储作为接收对象的时隙即可。

Claims (14)

1、一种发送装置，用于以使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中，其特征在于包括：
在与所述调制方式的各信号点相对应的每个码元的比特数，对信号点映射发送数据的机构；
按照已知的顺序，对分配到所述调制方式的各信号点的所有码元进行信号点映射的机构；
将按照所述已知的顺序进行映射而生成的信号点信号周期性地时分复用于从所述发送数据映射而生成的信号点信号，而生成时分复用信号的机构；及
对所述已生成的时分复用信号进行正交调制并加以发送的机构；
将分配到所述数字调制方式的各信号点的码元作为导频信号，按照已知的顺序周期性地时分复用，并进行正交调制后加以发送。
2、一种发送装置，用于以使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中，其特征在于包括：
在与所述调制方式的各信号点相对应的每个码元的比特数，对信号点映射发送数据的机构；
按照已知的顺序，对分配到所述调制方式的各信号点的码元中各同心圆上的信号点的至少一个进行信号点映射的机构；
将按照所述已知的顺序进行映射而生成的信号点信号周期性地时分复用于从所述发送数据映射而生成的信号点信号，而生成时分复用信号的机构；及
对所述已生成的时分复用信号进行正交调制并加以发送的机构；
将分配到所述数字调制方式的各信号点的码元作为导频信号，按照已知的顺序周期性地时分复用，并进行正交调制后加以发送。
3、一种接收装置，用于以使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中，其特征在于包括：
对接收信号进行正交检波的机构；及
导频信号提取机构，对于按照已知的顺序周期性地时分复用于接收信号的导频信号的码元，提取利用所述码元而调制的信号点；
利用所述正交检波机构，对周期性地时分复用着发送数据及与发送数据不同的已知的导频信号的码元的信号进行正交检波，进而利用所述导频信号提取机构，对与所述已知的导频信号的码元相对应的信号点位置信息进行检测，根据该信号点位置信息，进行所述发送数据的接收。
4、一种接收装置，用于以使振幅及相位偏移的数字调制方式来传输数据的系统中，其特征在于包括：
对接收信号进行正交检波的机构；
导频信号提取机构，对于分配到所述调制方式的各信号点的码元中各同心圆上的信号点的至少一个按照已知的顺序周期性地时分复用于接收信号的导频信号的码元，提取利用该码元而调制的信号点；及信号点位置推断机构，根据以导频信号来发送的码元，而推断未以导频信号来发送的码元的信号点；
利用所述正交检波机构，对周期性地时分复用着发送数据及与发送数据不同的已知的导频信号的码元的信号进行正交检波，进而利用所述导频信号提取机构，对与所述已知的导频信号的码元相对应的信号点位置信息进行检测，根据该信号点位置信息，利用所述信号点位置推断机构而取得未以导频信号来发送的码元的信号点位置信息，根据这些信号点位置信息，进行所述发送数据的接收。
5、根据权利要求1或2所述的发送装置，其特征在于：
将使振幅及相位偏移的数字调制方式设为16APSK、16QAM、32APSK或者32QAM。
6、根据权利要求3或4所述的接收装置，其特征在于：
将使振幅及相位偏移的数字调制方式设为16APSK、16QAM、32APSK或者32QAM。
7、根据权利要求1或2所述的发送装置，其特征在于：
还包括LDPC编码机构，该LDPC编码机构对发送数据进行以LDPC码来形成的编码。
8、根据权利要求3或4所述的接收装置，其特征在于包括：
导频信号平均化机构，于每个码元而将所述导频信号的信号点位置加以平均化；及
相位误差表生成机构，根据所述导频信号的平均化结果，生成用以在与调制方式及编码率相对应的信号点位置检测相位误差的相位误差表。
9、根据权利要求3或4所述的接收装置，其特征在于包括：
导频信号平均化机构，于每个码元而将所述导频信号的信号点位置加以平均化；及似然度表生成机构，根据所述导频信号的平均化结果，生成用以在与调制方式及编码率相对应的信号点位置进行内码解码处理的似然度表。
10、根据权利要求9所述的接收装置，其特征在于：
进而包括LDPC解码机构，该LDPC解码机构使用由所述似然度表生成机构所生成的似然度表来进行LDPC解码。
11、根据权利要求1或2所述的发送装置，其特征在于：
使所述系统作为对多种数字调制方式进行时分复用传输的数据传输系统。
12、根据权利要求3或4所述的接收装置，其特征在于：
使所述系统作为对多种数字调制方式进行时分复用传输的数据传输系统。
13、根据权利要求11所述的发送装置，其特征在于：
作为所述数字调制方式，包含32APSK、16APSK、32QAM或者16QAM中的任意一种以上。
14、根据权利要求12所述的接收装置，其特征在于：
作为所述数字调制方式，包含32APSK、16APSK、32QAM或者16QAM中的任意一种以上。
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