JP5032570B2 - 負荷インピーダンス測定を使用したクロストーク相殺 - Google Patents

Description

本発明は電気信号を増幅するためのシステムに関する。特に、非限定的には、本発明は、負荷インピーダンス測定を使用して、複数チャネル間のクロストークを相殺するシステムと方法とに関するものである。

ステレオヘッドセットを駆動することは、今日の移動体電話における共通の要求条件である。そのヘッドセットコネクタのピン数を最小化し、また、殆んどの家庭用音楽機器に見られる標準ヘッドセットコネクタに準拠させるための要求がある。通常、標準ヘッドセットは、左、右および接地端子の３端子コネクタを持つ。ＤＣ電流がそのヘッドセットを通って流れることは許されない。このことは、左および右の信号がゼロ電圧のＤＣオフセットをもつＡＣ信号であることを要求している。正および負の電圧源を持つ増幅器を使用して、そのような信号が生成される。しかしながら、単一のバッテリによって動作するデバイスでは、負電圧源は容易には利用可能でない。

図１Ａはステレオ信号（即ち、左信号および右信号）を生成するステレオ増幅器の一般的構成を示す簡略化した図である。信号Ｖ_in1が第１のシングルエンド出力増幅器（出力ＡＭＰ１）１１にフィードされ、信号Ｖ_in2が第２のシングルエンド出力増幅器（出力ＡＭＰ２）１２にフィードされる。それらの出力増幅器は、ヘッドフォン、スピーカ等（不図示）のような負荷に信号を提供している。その出力増幅器はＶＤＤ／２に等しい同相ＤＣ電圧を持つ。この電圧により、負荷を通してＤＣ電流が発生するのを防ぐため、ＤＣブロッキングキャパシタ（Ｃ_L1とＣ_L2）１３および１４が使用される。ＤＣブロッキングキャパシタは、負電圧源が無い場合に必要である。ＤＣブロッキングキャパシタの不利な点は、それらが通常、１００〜２００μＦの容量をもち、それぞれがプリント回路基板（ＰＣＢ）上で極めて広い面積を占める点である。

図１Ｂはステレオ信号を生成するステレオ増幅器のもう一つの一般的構成を示す簡略化した図である。この構成は、基準電圧源（ＶＭＩＤ）１５を利用する。ＶＭＩＤドライバが基準増幅器（基準ＡＭＰ）１６として実装され、基準ＤＣ電圧レベルとして電源電圧の半分の電圧（ＶＤＤ／２）を提供する。出力ＡＭＰ１ １１と基準ＡＭＰとの間に第１の出力負荷（Ｒ_L1）１７が接続される。出力ＡＭＰ２ １２と基準ＡＭＰとの間に第２の出力負荷（Ｒ_L2）１８が接続される。基準ＡＭＰを使用する主な理由は、ＤＣブロッキングキャパシタＣ_L1とＣ_L2を除去することであり、それにより、占有されるＰＣＢ面積を削減し、ヘッドフォンジャックのピン数を削減する。

図２は出力増幅器の負荷に基準ＡＭＰを使用する場合に生じる問題を示した図である。この構成では、チャネル間のクロストークを避けることは困難である。クロストークの主な源は、基準ＡＭＰ１６の出力インピーダンス（Ｒ_int）１９である。この内部基準ＡＭＰ出力インピーダンスＲ_intを経由して、１つのチャネルから他のチャネルへクロストークが入り込む。もし、Ｒ_intが１オームで、負荷が３２オームであれば、そのクロストークは−３０．１ｄＢ｛クロストーク＝２０ｌｏｇ（１／３２）｝となるであろう。一般的には、小さいＲ_intは、より大きなＲ_intよりコストがより大きい。それ故、同じクロストーク性能を持つより高い出力インピーダンスを許す方法がコスト節約になるであろう。
米国特許出願公開第２００６／００２３８８９号明細書は、音声信号の処理方法を開示している。クロストーク相殺部において、第１の加算器からの出力が遅延回路に入力され、遅延回路からの出力がローパスフィルタに入力される。ローパスフィルタの出力はハイパスフィルタに入力され、その出力信号の利得は動作増幅器により変調される。その変調信号の利得は第２の加算器の出力信号から減算される。同様に、クロストーク相殺部において、第２の加算器からの出力は遅延回路に入力され、その遅延回路の出力はローパスフィルタに入力される。ローパスフィルタの出力はハイパスフィルタに入力され、その出力信号の利得は動作増幅器により変調される。その変調信号の利得は第１の加算器の出力信号から減算される。
米国特許出願公開第２００５／０１８４８０７号明細書は、出力負荷に達するＤＣを防止するために用いられるＤＣ結合キャパシタの必要なく、その出力負荷に直接結合された、単一のＤＣ電圧電源から動作する駆動増幅器を開示している。

また、不安定性は、基準ＡＭＰ構成が持つ問題となり得る。増幅器負荷の異なる構成が、異なる容量性負荷と誘導性負荷となる結果をもたらす。増幅器の余りにも大きな容量性負荷は、増幅器を容易に不安定にさせる。基準ＡＭＰ出力と容量性負荷との間に直列抵抗を加えることにより、増幅器の安定性は改善されることが知られている。しかしながら、出力にさらに直列抵抗を加えることの不利な点は、それがチャネル間のクロストークを増加させるという点にある。

従来技術の不利な点を克服するクロストーク相殺のシステムと方法を持つことには利点がある。本発明はそのようなシステムと方法を提供する。

本発明は、負荷インピーダンス測定を使用して、複数チャネル間のクロストークを相殺するシステムと方法とに関するものである。ステレオシステムに関係する第１の実施例では、各チャネルからの信号が出力増幅器の入力の他のチャネルに加えられる。第２の実施例では、両方のチャネルからの信号が基準増幅器の入力に加えられる。出力信号の幾らかの歪みが両方の方法を使用して発生するであろうが、その歪みは出力信号レベルの振幅に影響を与えるのみであろう。

それ故、本発明は、クロストーク相殺のクロストークの値を改善する。他の利点は、最少のシリコン基板面積を使用しながら、ＡＳＩＣのデジタル領域に本発明を実装できるという事実を含む点にある。低コストで、低性能のアナログ入力増幅器、或は、ＡＳＩＣで既存の増幅器が測定増幅器として使用できる。また、本発明で実行する計算は、出力増幅器に接続する負荷抵抗の値を提供する。負荷がシステムに受け入れ可能でないことを示す警告メッセージをユーザに送信するために、この情報が使用される。また、もし、基準ＡＭＰと負荷との間に直列抵抗を加える場合、基準ＡＭＰ安定性が改善するなら、基準ＡＭＰの安定性を間接的に改善することができる。

それ故、一側面からすれば、本発明は、第１のステレオチャネルと第２のステレオチャネルとの間のクロストークを相殺する方法に関するものであり、第１の信号を第１のチャネルための第１の出力増幅器に入力し、第２の信号を第２のチャネルための第２の出力増幅器に入力し、各出力増幅器の出力負荷を各出力増幅器と基準増幅器との間に接続する。この方法は、第１と第２の出力増幅器に信号を入力する前に、第１と第２の信号を分割する工程と、第１と第２の出力増幅器に入力される他の信号に、各信号の分割部分を加える工程とを含む。他の信号に各信号の分割部分を加える工程は、他の信号に前記分割信号を加える前に、プログラマブル利得増幅器により各分割信号を調整することを含めてもよい。

もう一つの側面からすれば、本発明は、第１のステレオチャネルと第２のステレオチャネルとの間のクロストークを相殺する方法に関するものであり、第１の信号を第１のチャネルのための第１の出力増幅器に入力し、第２の信号を第２のチャネルのための第２の出力増幅器に入力し、各出力増幅器の出力負荷を各出力増幅器と基準増幅器との間に接続する。この方法は、第２の出力増幅器の入力に先立ち、第１の信号を第１の経路と第２の経路とに分割する工程と、第１の経路の第１の信号を第１のプログラマブル利得増幅器によって調整する工程とを含む。第２の出力増幅器の入力に先立ち、第２の信号を第３の経路と第４の経路に分割する。第３の経路の第２の信号は第２のプログラマブル利得増幅器によって調整される。第３の経路の調整された第２の信号を第２の経路の第１の信号に加えて第１の合計を生成し、第１の経路の調整された第１の信号を第４の経路の第２の信号に加えて第２の合計を生成する。第１の合計は第１の出力増幅器に入力され、第２の合計は第２の出力増幅器に入力される。

もう一つの実施例では、本発明は、第１のステレオチャネルと第２のステレオチャネルとの間のクロストークを相殺する方法に関するものであり、第１の信号を第１のチャネルための第１の出力増幅器に入力し、第２の信号を第２のチャネルのための第２の出力増幅器に入力し、各出力増幅器の出力負荷を各出力増幅器と基準増幅器との間に接続する。この方法は、第１と第２の入力信号を各々二つの経路に分割する工程と、各信号の第１の経路を各信号のそれぞれの出力増幅器に入力する工程と、第１と第２の信号の第２の経路を共に加える工程と、第１と第２の信号の合計を利得関数で調整する工程と、適当なＤＣバイアスをその調整された合計に加える工程と、バイアスされ調整された合計を基準増幅器に入力する工程とを含む。

さらにもう一つの側面から見れば、本発明は、移動体電話プラットフォームの混成信号特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に関するものである。このＡＳＩＣは、ヘッドフォンジャックに第１のステレオチャネルと第２のステレオチャネルを提供する。このＡＳＩＣには、第１と第２の出力増幅器を含む。第１の出力増幅器は、第１のチャネルのための第１の入力信号を増幅し、ヘッドフォンジャックと関連する第１の負荷に増幅された第１の信号を供給する。第２の出力増幅器は、第２のチャネルのための第２の入力信号を増幅し、ヘッドフォンジャックと関連する第２の負荷に増幅された第２の信号を供給する。基準増幅器は、第１と第２の負荷との間に基準信号を提供する。また、このＡＳＩＣには、第１と第２のチャネル間のクロストークを相殺するクロストーク相殺ユニットを含む。このクロストーク相殺ユニットには、第１と第２の出力増幅器に信号を入力する前に、第１と第２の信号を分割する手段と、第１と第２の出力増幅器に入力される他の信号に各々の信号の分割部分を加える手段とを含む。

さらにもう一つの側面から見れば、本発明は、移動体電話プラットフォームの混成信号ＡＳＩＣに関するものである。このＡＳＩＣは、ヘッドフォンジャックに第１のステレオチャネルと第２のステレオチャネルを提供する。このＡＳＩＣには、第１と第２の出力増幅器を含む。第１の出力増幅器は、第１のチャネルのための第１の入力信号を増幅し、ヘッドフォンジャックと関連する第１の負荷に増幅された第１の信号を供給する。第２の出力増幅器は、第２のチャネルのための第２の入力信号を増幅し、ヘッドフォンジャックと関連する第２の負荷に増幅された第２の信号を供給する。基準増幅器は、第１と第２の負荷との間に基準信号を提供する。また、このＡＳＩＣには、第１と第２のチャネル間のクロストークを相殺するクロストーク相殺ユニットを含む。このクロストーク相殺ユニットには、第１と第２の入力信号をそれぞれ二つの経路に分割する第１と第２の分割器と、各信号の第１の経路を各信号のそれぞれの出力増幅器に入力する手段と、第１と第２の信号の第２の経路を共に加える加算器とを含む。また、そのクロストーク相殺ユニットは、第１と第２の信号の合計を調整し、その調整された合計に適当なＤＣバイアスを加える利得増幅器と、バイアスされ調整された合計を基準増幅器に入力する手段とを含む。

以下の節では、次の図に例示された代表的な実施例を参照して本発明を説明する。

ステレオ信号を生成するステレオ増幅器の一般的構成を示す簡略図である。 ステレオ信号を生成するステレオ増幅器のもう一つの一般的構成を示す簡略図である。 出力増幅器負荷に基準ＡＭＰを使用した場合に発生する問題を示す図である。 本発明の第１の実施例に従う増幅器構成を示す簡略図である。 本発明の第２の実施例に従う増幅器構成を示す簡略図である。 本発明の第１の実施例に従う移動体電話プラットフォームの既存の混成信号ＡＳＩＣにおける増幅器構成の実施形を示す簡略図である。 本発明の方法の第１の実施例のステップを示すフローチャートである。 本発明の方法の第２の実施例のステップを示すフローチャートである。

本発明は、負荷インピーダンス測定を使用して、複数チャネル間のクロストークを相殺するシステムと方法に関するものである。ここでは、代表的な２つのチャネルシステムの環境で、２つの代表的な実施例について説明する。図３に示す第１の実施例では、各チャネルからの信号を出力増幅器の入力の他のチャネルに加える。図４に示す第２の実施例では、両方のチャネルからの信号を基準増幅器の入力に加える。幾らかの出力信号の歪みが、両方法を用いるときに生じるだろう。しかしながら、この歪みは、出力信号レベルの振幅に影響を及ぼすに過ぎないであろう。

クロストークの量を式Ｒ_int／Ｒ_Lを使用して計算することができる。ここで、Ｒ_intは基準ＡＭＰ出力インピーダンスであり、Ｒ_Lは負荷である。次の計算から、このことが真正なものであることを示すことができる。計算を簡単にするため、増幅器とそれらに接続する負荷に関してある仮定をたてる。可聴周波数領域（ｆ＜２０ｋＨｚ）以内で、増幅器はリニアであり、フラットな周波数応答を持つと仮定する。また、その増幅器負荷は可聴周波数領域（ｆ＜２０ｋＨｚ）で周波数に依存しないと仮定する。

図３は、本発明の第１の実施例に従う増幅器構成を示す簡略図である。この実施例では、各チャネルからの信号を出力増幅器の入力の他のチャネルに加える。信号Ｖ₁はデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２０ａにより変換され、第１のシングルエンド出力増幅器（出力ＡＭＰ１）２１にフィードされる。そして、信号Ｖ₂はＤ／Ａ変換器２０ｂにより変換し、第２のシングルエンド出力増幅器（出力ＡＭＰ２）２２にフィードされる。基準電圧源（ＶＭＩＤ）２３が基準増幅器（基準ＡＭＰ）２４への入力として実装されている。その基準ＡＭＰは、内部出力インピーダンスＲ₀２５を持ち、基準信号を生成する。この基準信号は基準ＤＣ電圧レベルであってもよい。第１の出力負荷（Ｒ_A）２６は出力ＡＭＰ１ ２１と基準ＡＭＰとの間に接続される。電圧降下Ｖ_Aは第１の出力負荷Ｒ_Aと関係している。第２の出力負荷（Ｒ_B）２７は出力ＡＭＰ２ ２２と基準ＡＭＰとの間に接続される。電圧降下Ｖ_Bは第２の出力負荷Ｒ_Bと関係している。

信号Ｖ₁は出力ＡＭＰ１ ２１の前で分割され、利得関数β２８を通して、信号Ｖ₁を信号Ｖ₂に加える加算器２９にルーティングされる。同様に、信号Ｖ₂は出力ＡＭＰ２ ２２の前で分割され、利得関数α３０を通して、信号Ｖ₂を信号Ｖ₁に加える加算器３１にルーティングされる。図示のデジタル領域またはアナログ領域で、利得関数αとβおよび加算器を実装してもよい。デジタル領域では、プログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ）を用いて利得関数αとβが実装されると良い。アナログ領域では、例えば、可変および固定の抵抗を用いて、可変増幅および加算動作が実施されると良い。

Ｖ_AとＶ_Bが、抵抗性負荷Ｒ_AとＲ_Bそれぞれの上に現れるであろう信号であるということを示すことで、下記の計算は始まる。一般性を失わずに、全ての増幅器は０ｄＢ利得を持つと仮定する。

なお、全ての式における記号“‖”は、その記号のいずれかの側にある抵抗Ｒが並列に接続されていることを示す。

負荷Ｒ_A上のＶ₂からの寄与と負荷Ｒ_B上のＶ₁からの寄与が完全に相殺されるなら、全クロストーク相殺が生じるだろう。

Ｒ_A＝Ｒ_B＝Ｒ≫Ｒ₀ （３）
と仮定する。

全体の相殺に達するためのクロストークの係数は次式で与えられる。

これは、全体の相殺に必要なクロストーク信号レベルが、−Ｒ₀／Ｒ＝−Ｒ_int／Ｒ_Lに等しいということを示している。また、この実施形の基準ＡＭＰ出力インピーダンスＲ₀からのクロストークが、Ｒ_int／Ｒ_Lであると仮定することができるということを証明している。

出力信号Ｖ_AとＶ_Bは、次式が示すように、各チャネルに加えられたクロストーク信号の大きさによって影響を受けるだろう。

Ｒ_A＝Ｒ_B＝Ｒ＝１００Ω、及びＲ₀＝１Ωと仮定すると、以下のようになる。

従って、第１の実施例は、増幅器の入力において、少量の反転信号レベルを加えることにより、他のチャネルの負荷抵抗に生じる一つのチャネルからの同量の信号レベルを相殺する。

図４は本発明の第２の実施例に従う増幅器構成を示す簡略図である。この実施例では、両チャネルからの信号を基準増幅器の入力に加える。信号Ｖ₁とＶ₂をそれらの各出力ＡＭＰの前で分割し、加算器３３と利得関数α３４を通してルーティングする。電圧Ｖ₀を基準ＡＭＰ２４に印加する前に、適当なＤＣバイアスＶＭＩＤ２３が調整された合計に加えられる。その基準ＡＭＰは基準信号を生成する。その基準信号は基準ＤＣ電圧レベルであってもよい。なお、Ｖ₁とＶ₂のそれぞれの値に依存して、加えられるＤＣバイアスはゼロでもよい。

第１の実施例におけると同様に、この実施例においても、クロストークは−Ｒ₀／Ｒ＝−Ｒ_int／Ｒ_Lに等しいという結果をもたらすということを示すことができる。Ｖ_AとＶ_Bが、抵抗性負荷Ｒ_AとＲ_Bそれぞれの上に現れるであろう信号であるということを示すことで、下記の計算は始まる。一般性を失わずに、全ての増幅器は０ｄＢ利得を持つと仮定する。

全体のクロストーク相殺は、次式が成立するとき達成される。

全体の相殺に達するためのクロストークの係数は、式（３）を仮定して次式で与えられる。

ここで、Ｒ₀≪Ｒである。

出力信号Ｖ_AとＶ_Bは、次式が示すように、各チャネルに加えられたクロストーク信号によって影響を受けるだろう。

式（３）を仮定すると、次のようになる。

Ｒ_A＝Ｒ_B＝Ｒ＝１００Ω、及びＲ₀＝１Ωと仮定すると、次のようになる。

図３と図４に示す両方の実施例は、容易に実装可能であり、クロストーク相殺に使用できる。簡単化のため、ここでは第１の実施例のみを選び、移動体電話プラットフォームの既存の混成信号ＡＳＩＣで、どのように実装できるかを示す。

図５は、本発明の第１の実施例に従う移動体電話プラットフォームの混成信号特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）における増幅器構成の実施形を示す簡略図である。クロストークレベルは、負荷抵抗が減少するにつれて増加する。例えば、１６Ωヘッドセットは、３２Ωヘッドセットより大きなクロストークを持つだろう。もし、そのプラットフォームが負荷のインピーダンスを予測できないなら、そのインピーダンスは測定されなければならない。負荷インピーダンス（Ｒ_L1とＲ_L2）と、Ｒ_L（Ｒ_L1とＲ_L2）とＲ_S（Ｒ_S1とＲ_S2）を直列にした抵抗との間の関係を計算することにより、負荷インピーダンスは決定される。第１の実施例では、その構成はアナログ領域で完全に実装され、それ故、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２０ａと２０ｂ、及び、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器４３は存在しない。クロストーク相殺部で実行される可変利得と加算合計動作とは、可変および固定抵抗で実行してもよい。アナログ増幅器３５はそのインピーダンスレベルを測定し、アナログＰＧＡ利得計算器３６にその情報を送る。ステレオヘッドセットで見られるように、もし、そのヘッドセットが各ヘッドフォンスピーカに対して２本のコードを備えているなら、Ｒ_L1とＲ_L2の中に全体のコードインピーダンスが含まれ、それは測定される。代替構成では、クロストーク相殺回路とＰＧＡ利得計算器とはデジタルであり、クロストーク相殺回路にＰＧＡ１ ４０とＰＧＡ２ ４２を利用して、可変利得関数を実行する。その構成は、ＡＣ電圧測定で用いるアナログ増幅器３５の替わりにＤＣ電圧測定を用いるＡ／Ｄ変換器４３を利用する。もう一つの代替構成では、クロストーク相殺回路とＰＧＡ利得計算器とはデジタルであり、その構成は、図５に示すように、アナログ増幅器３５とＡ／Ｄ変換器４３の両方を利用する。

もしヘッドセットがヘッドフォンスピーカに対して１本の共通コードを備えるなら、クロストークレベルも増加する。この場合、Ｒ_L1とＲ_L2の中に共通コードは含まれない。それ故、共通コードインピーダンスは、そのインピーダンスからのクロストーク相殺を必要とする場合には知る必要がある。

また、マルチプレクサ（ＭＵＸ）３７を使用することにより、基準ＡＭＰ出力信号から直接、ＰＧＡ利得の大きさを内部測定から計算できる。その信号測定は、電圧測定、電流測定、または電圧と電流の組合せであってもよい。

図５の構成を使用して、クロストーク相殺のための３つのシナリオができる。即ち、
１．Ｒ_Lが既知の場合（即ち、最初から組み込まれたＰＧＡ利得を有するクロストーク相殺）と、
２．Ｒ_Lが未知の場合（負荷インピーダンスを最初に測定しなければならない）と、
３．内部クロストーク測定が基準ＡＭＰ出力でとられる場合とである。このシナリオでは、ＭＵＸを利用して外部測定と内部測定との間でいずれかの選択をしてもよい。

加算器３８と３９と、最初の出力増幅器の前において、負の利得設定がなされたプログラマブル利得増幅器ＰＧＡ１ ４０とＰＧＡ２ ４１とを使用して、クロストーク相殺が実施されるとよい。

シナリオ１では、Ｒ_Lが既知の場合、次式を直接使用して、ＰＧＡ利得の大きさを計算できる。即ち、
Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｒ_int／Ｒ_L）＝２０ｌｏｇ（１／３２）＝−３０．１ｄＢである。

ここで、内部出力インピーダンスは１Ωと仮定し、負荷インピーダンスは３２Ωと仮定している。この結果で、ＰＧＡ利得計算器３６は正しいＰＧＡ利得を設定できる。

シナリオ２では、Ｒ_Lが未知の場合、所定の順序での次のステップを通じて、クロストーク相殺の正しい量を計算する。即ち、
Ａ．基準ＡＭＰ２４の内部出力インピーダンスＲ_int４２とヘッドフォンスピーカへのヘッドセットコードインピーダンス（もしヘッドセットが１本の共通コードを備えているなら）を決定することと、
Ｂ．負荷インピーダンス（Ｒ_L1とＲ_L2）を測定することと、
Ｃ．ＰＧＡ設定を計算することとである。

ステップＡに関し、Ｒ_int４２を決定するためにＲ_intを増幅器設計により与える。下記の例に関し、Ｒ_intは１Ωと仮定する。もしヘッドセットに１本の共通コードを備えているなら、ヘッドセットコードインピーダンスは、測定により、または供給業者から見いだすことができる。

ステップＢに関し、任意の負荷に対するクロストーク相殺を最適化するため、増幅器負荷Ｒ_L（Ｒ_L1とＲ_L2）を測定しなければならない。このことは、Ｒ_intとＲ_S（Ｒ_S1とＲ_S2）を知り、入力信号レベルＶ_inを知ることを必要とする。その結果、Ｒ_Lの出力インピーダンスは図５のように測定される。

Ｖ_In1＝Ｖ_out1 Ｖ_In2＝Ｖ_out2
Ｖ_measure1＝Ｖ_out2・｛（Ｒ_L1＋Ｒ_int）／（Ｒ_L1＋Ｒ_int＋Ｒ_S1）｝ （１３）

Ｖ_measure2＝Ｖ_out1・｛（Ｒ_L2＋Ｒ_int）／（Ｒ_L2＋Ｒ_int＋Ｒ_S2）｝ （１４）

あるいは、Ｒ_L1＝Ｒ_L2⇒Ｖ_measure1＝Ｖ_measure2を仮定する。

どのようにＲ_Lを計算できるかの例として、Ｒ_S＝１０Ω、Ｖ_out＝１Ｖ、およびＶ_measure＝０．７６７Ｖであることが仮定される。その結果、
Ｒ_int＝１Ω
Ｒ_L＝［１−｛１１・（Ｖ_measure／Ｖ_out）｝］／［（Ｖ_measure／Ｖ_out）−１］
Ｖ_measure／Ｖ_out＝０．７６７
Ｒ_L＝３１．９２Ω
となる。

なお、それは、チャネルに提供する信号と、間接的に負荷インピーダンスの値を与える入力増幅器（入力ＡＭＰ）３５により提供される測定信号レベルとの関係である。

ステップＣに関し、負荷抵抗が既知の場合、ＰＧＡ設定を計算するため、各チャネルへＰＧＡを通じて加えられる信号の正しい量の計算は下記にようになされる。

Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｒ_int／Ｒ_L） （１５）

例えば、
Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｒ_int／Ｒ_L）
＝２０ｌｏｇ（１／３１．９２）＝−３０．０８ｄＢ
となる。

その結果、ＰＧＡ利得計算器３６は、正しいＰＧＡ利得を設定できる。

考慮する最終シナリオは、基準ＡＭＰ出力で内部クロストーク測定がとられる場合である。Ｖ_MIDR電圧レベルを選択し測定するために、ＭＵＸ３７を使用してこの測定は実行される。以下のようにして、ＰＧＡ利得の計算を行うことができる。

Ｖ_In1＝Ｖ_out1 Ｖ_In2＝Ｖ_out2 Ｖ_measure＝Ｖ_MIDR
Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｒ_measure／Ｒ_in1）

その結果、ＰＧＡ利得計算器３６は、正しいＰＧＡ利得を設定できる。

図５の増幅器構成の代替実施例では、出力ＡＭＰ１ ２１と出力ＡＭＰ２ ２２の前にそれぞれ、デジタル／アナログ(Ｄ／Ａ)変換器２０ａと２０ｂが実装される。デジタル信号へ戻す変換をＡ／Ｄ変換器４３が実行する。もちろん、回路の異なる位置にＤ／Ａ変換器とＡ／Ｄ変換器を実装することにより、デジタル領域とアナログ領域を異なって定義してもよいということを当業者であれば認識するであろう。例えば、デジタル領域でクロストーク相殺を実行する替わりに、図示のように、例えば、可変および固定抵抗を使用して、可変増幅と加算合計動作とをアナログ領域で実行することができる。

図６は、本発明の方法の第１の実施例のステップを示すフローチャートである。図３と図６において、第１の信号を第１のチャネルのための第１の出力増幅器２１に入力し、第２の信号を第２のチャネルのための第２の出力増幅器２２に入力し、各出力増幅器の出力負荷２６と２７を各出力増幅器と基準増幅器２４との間に接続する。ステップ４５では、第１の信号を第１の出力増幅器の入力の前で分割する。ステップ４６では、第２の信号を第２の出力増幅器の入力の前で分割する。ステップ４７では、各分割信号の利得を利得関数β２８と利得関数α３０で調整する。ステップ４８では、各信号の調整された分割部分を加算器２９と３１における他の信号に加える。ステップ４９では、加算信号を第１と第２の出力増幅器に入力する。

図７は、本発明の方法の第２の実施例のステップを示すフローチャートである。図４と図７において、第１の信号を第１のチャネルのための第１の出力増幅器２１に入力し、第２の信号を第２のチャネルのための第２の出力増幅器２２に入力し、各出力増幅器の出力負荷２６と２７を各出力増幅器と基準増幅器２４との間に接続する。ステップ５１では、第１の入力信号を第１の出力増幅器の前で２つの経路に分割する。ステップ５２では、第１の経路が第１の出力増幅器に入力される。ステップ５３では、第２の経路が加算器３３に印加される。ステップ５４では、第２の入力信号を第２の出力増幅器の前で２つの経路に分割する。ステップ５５では、第１の経路が第２の出力増幅器に入力される。ステップ５６では、第２の経路を加算器３３に印加する。ステップ５７では、各信号の第２の経路を加算し、ステップ５８では、加算した第２の経路の利得を利得関数α３４で調整する。ステップ５９では、適当なＤＣバイアスを調整された合計に加える。ステップ６０では、バイアスされ調整された合計を、第１と第２の出力増幅器に並列接続された基準増幅器２４に入力する。

従って、クロストークの値をクロストーク相殺で改善することができる。本発明は、最少のシリコン面積を使用する一方、ＡＳＩＣのデジタル領域に実装可能である。低コストで、低性能のアナログ入力増幅器、或は、ＡＳＩＣに既存の増幅器を測定増幅器として使用することができる。

また、この計算は、出力増幅器に接続する負荷抵抗の値を与える。この情報を使用して、負荷がプラットフォームに受け入れできないことをユーザに示す警告メッセージを送信することができる。

もし、基準ＡＭＰと負荷との間に直列抵抗を加える場合、基準ＡＭＰの安定性が改善するなら、基準ＡＭＰの安定性を間接的に改善できる。

当業者により認識されるように、広い応用範囲にわたり、本願で述べた発明の概念は修正し変更することができる。例えば、本願の記述は２チャネルのステレオの実施形に焦点を当てているが、本発明は多チャネルの実施形におけるクロストーク相殺にも適用可能である。従って、特許されるべき主題の範囲は、上述の具体的で代表的な教示のいずれによっても限定されるべきでなく、その代わりに、添付の請求の範囲により規定されるものである。

Claims (9)

1. 第１のチャネルと第２のチャネルとの間のクロストークを相殺する方法であって、
   第１の信号を前記第１のチャネルのための第１の出力増幅器に入力し、第２の信号を前記第２のチャネルのための第２の出力増幅器に入力し、各出力増幅器の出力負荷が各出力増幅器と知られた内部出力インピーダンス（Ｒ _int ）をもつ基準増幅器との間に接続されるものであり、
   前記方法は、
   前記基準増幅器の信号レベルをクロストーク測定マルチプレクサ及び入力増幅器を介して入力し測定する工程と、
   前記入力される第１と第２の信号を各々、２つの経路に分割する工程と、
   第１の経路の各信号を該各信号のそれぞれの出力増幅器に入力する工程と、
   第２の経路の前記第１と第２の信号を加算する工程と、
   前記第１と第２の信号の合計を利得関数としての役目を果たすプログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ）を用いて調整する工程と、
   適当なＤＣバイアスを前記調整された合計に加える工程と、
   前記バイアスされ、調整された合計を前記基準増幅器に入力する工程とを有し、
   前記ＰＧＡの利得は、前記基準増幅器の前記測定された信号レベルに基づいて、前記マルチプレクサ及び入力増幅器に接続されたＰＧＡ利得計算器により計算されることを特徴とする方法。
2. ヘッドフォンジャックに第１のチャネルと第２のチャネルを備える装置であって、
   前記装置は、
   前記第１のチャネルのために入力される第１の信号を増幅し、該増幅された第１の信号を前記ヘッドフォンジャックと関連する第１の負荷に供給する第１の出力増幅器と、
   前記第２のチャネルのために入力される第２の信号を増幅し、該増幅された第２の信号を前記ヘッドフォンジャックと関連する第２の負荷に供給する第２の出力増幅器と、
   前記第１の負荷と前記第２の負荷との間に基準信号を提供する、知られた内部出力インピーダンス（Ｒ _int ）をもつ基準増幅器と、
   前記第１のチャネルと前記第２のチャネルとの間のクロストークを相殺するクロストーク相殺ユニットと有し、
   前記クロストーク相殺ユニットは、
   前記第１と第２の入力信号をそれぞれ２つの経路に分割するための第１と第２の分割器と、
   第１の経路の各信号を該各信号のそれぞれの出力増幅器に入力する手段と、
   第２の経路の前記第１の信号と前記第２の信号を加算する第１の加算器と、
   前記第１の信号と前記第２の信号の合計を調整する利得関数としての役目を果たすプログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ）と、
   前記調整された合計に適当なＤＣバイアスを加える第２の加算器と、
   前記バイアスされ、調整された合計を前記基準増幅器に入力する手段とを有し、
   前記装置はさらに、
   前記基準増幅器の信号レベルを測定するクロストーク測定マルチプレクサ及び入力増幅器と、
   前記マルチプレクサ及び入力増幅器に接続され、前記基準増幅器の前記測定された信号レベルに基づいて前記ＰＧＡの利得を計算するＰＧＡ利得計算器とを有することを特徴とする装置。
3. 前記第１と第２の負荷（Ｒ_L）とは知られており、
   前記ＰＧＡ利得計算器はさらに、前記基準増幅器の前記知られた内部インピーダンスと前記知られた第１と第２の負荷とに基づいて前記ＰＧＡの利得を計算することを特徴とする請求項２に記載の装置。
4. 前記ＰＧＡ利得計算器は、
   式Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｒ_int／Ｒ_L）を用いて、前記ＰＧＡの利得を計算することを特徴とする請求項３に記載の装置。
5. 前記装置はさらに、
   前記第１と第２の負荷（Ｒ_L）のインピーダンスを測定する手段を有し、
   前記ＰＧＡ利得計算器はさらに、前記基準増幅器の前記知られた内部インピーダンスと前記測定された第１と第２の負荷とに基づいて前記ＰＧＡの利得を計算することを特徴とする請求項２に記載の装置。
6. 前記ＰＧＡ利得計算器は、
   式Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｒ_int／Ｒ_L）を用いて、前記ＰＧＡの利得を計算することを特徴とする請求項５に記載の装置。
7. 前記ＰＧＡ利得計算器は、式Ｇ_PGA＝２０ｌｏｇ（Ｖ_measure／Ｖ_in1）を用いて、前記ＰＧＡの利得を計算し、
   前記Ｖ_measureは、前記基準増幅器の前記測定された電圧レベルであり、
   前記Ｖ_in1は、前記入力される第１の信号の電圧レベルであることを特徴とする請求項２に記載の装置。
8. 前記装置はさらに、
   前記マルチプレクサ及び入力増幅器と前記ＰＧＡ利得計算器との間に備えられるアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を有し、
   前記ＰＧＡ利得計算器は、前記Ａ／Ｄ変換器に接続されることを特徴とする請求項２に記載の装置。
9. 前記装置は、移動体電話のプラットフォームの混成信号の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣとして実装されることを特徴とする請求項２に記載の装置。

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