JP2007097039A - 平衡出力増幅装置 - Google Patents

Abstract

【課題】音質を損なうことなく出力電圧のレベルを抑えることができ、３端子ヘッドホン接続時でもセパレーション性能を確保することができる平衡出力増幅装置を提供する。
【解決手段】入力信号Ｓ_Lを非反転増幅して出力する演算増幅器１と、入力信号Ｓ_Lを反転増幅して出力する演算増幅器２と、入力信号Ｓ_Rを非反転増幅して出力する演算増幅器３と、入力信号Ｓ_Rを反転増幅して出力する演算増幅器４とを備え、抵抗Ｒ１及びＲ５を介して演算増幅器２と逆相出力端子１０とが接続され、抵抗Ｒ７を介して演算増幅器１と正相出力端子９とが接続され、抵抗Ｒ２及びＲ６を介して演算増幅器４と逆相出力端子１２とが接続され、抵抗Ｒ８を介して演算増幅器３と正相出力端子１１とが接続される平衡出力増幅装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、オーディオ信号を出力する平衡出力増幅装置に関するものである。

２値化量子化信号を増幅する従来のディジタルアンプについて図４〜図１１を参照して以下に説明する。

従来のディジタルアンプの要部構成例を図４に示す。なお、図４に示すディジタルアンプは、特許文献１の第５図に記載されている。

図４に示すディジタルアンプにおいて、２値量子化信号Ｓ１が入力される端子が、スイッチ回路１６の端子１６ａに接続される。また、アナログオーディオ信号Ｓ２が入力される端子が、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１３を介してスイッチ回路１６の端子１６ｂに接続される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３が入力される端子が、補間回路１４及びデルタシグマ（ΔΣ）変調回路１５を介してスイッチ回路１６の端子１６ｃに接続される。スイッチ回路１６の各端子１６ａ〜１６ｃは、スイッチ回路１６の端子１６ｄと選択的に接続されるものである。

スイッチ回路１６の端子１６ｄは、演算増幅器１７の非反転入力端子及び演算増幅器１８の反転入力端子に接続される。演算増幅器１７の反転入力端子及び演算増幅器１８の非反転入力端子は接地される。

演算増幅器１７の出力端子は、抵抗ｒ１９及びコンデンサｃ１９から成るローパスフィルタ１９を介して正相出力端子２１に接続される。抵抗ｒ１９の一端は演算増幅器１７の出力端子に接続され、抵抗ｒ１９の他端は正相出力端子２１に接続される。コンデンサｃ１９の一端は抵抗ｒ１９の他端に接続され、コンデンサｃ１９の他端は接地される。

演算増幅器１８の出力端子は、抵抗ｒ２０及びコンデンサｃ２０から成るローパスフィルタ２０を介して逆相出力端子２２に接続される。抵抗ｒ２０の一端は演算増幅器１８の出力端子に接続され、抵抗ｒ２０の他端は逆相出力端子２２に接続される。コンデンサｃ２０の一端は抵抗ｒ２０の他端に接続され、コンデンサｃ２０の他端は接地される。

続いて、このような構成である図４に示すディジタルアンプの動作について説明する。アナログオーディオ信号Ｓ２は、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１３によって２値量子化信号に変換される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３は、補間回路１４によって例えば、元のサンプリング周波数のＮ倍のサンプリング周波数の３２ビットディジタル信号に変換される。その３２ビットディジタル信号は、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１５によって２値量子化信号に変換される。したがって、スイッチ回路１６の端子１６ａ、１６ｂ、及び１６ｃに入力される信号は、いずれも２値量子化信号である。

スイッチ回路１６は、制御回路（図示せず）からの制御信号に応じて端子１６ａ〜１６ｃのいずれかを選択し、端子１６ｄと接続する。これにより、２値量子化信号が、演算増幅器１７及び演算増幅器１８に入力される。

ここで、演算増幅器１７及び演算増幅器１８に入力される２値量子化信号をＳ［Ｖ］とし、演算増幅器１７及び演算増幅器１８のゲインをＡとし、演算増幅器１７及び演算増幅器１８の電源電圧をＶCC［Ｖ］とし、演算増幅器１７及び演算増幅器１８の電源電圧の変動をΔＶCC［Ｖ］とする。また、演算増幅器１７及び演算増幅器１８は、出力信号の基準電位が電源電圧の半分になるように、電圧レベルシフトを行う。

演算増幅器１７は、２値量子化信号を非反転増幅して出力するので、演算増幅器１７の出力信号は、Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器１８は、２値量子化信号を反転増幅して出力するので、演算増幅器１８の出力信号は、Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。

ローパスフィルタ１９は、演算増幅器１７の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１７の出力信号の可聴域成分のみを正相出力端子２１に出力する。また、ローパスフィルタ２０は、演算増幅器１８の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１８の出力信号の可聴域成分のみを逆相出力端子２２に出力する。

ローパスフィルタ１９及びローパスフィルタ２０での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、正相出力端子２１と逆相出力端子２２との間の電圧は、｛Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、電源電圧の変動を含む（ＶCC＋ΔＶCC）／２の成分が相殺されて、Ａ×２Ｓ［Ｖ］となる。したがって、図４に示すディジタルアンプが出力するオーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。もちろん、図４に示すディジタルアンプは従来のアナログアンプに設けられていた結合コンデンサを必要としない。

次に、上述した図４に示すディジタルアンプを２チャンネルのステレオアンプに適用した場合について図５を参照して説明する。

図５のステレオアンプ１０１の演算増幅器には、左チャネル入力信号である２値量子化信号Ｓ_L及び右チャネル入力信号である２値量子化信号Ｓ_Rが入力される。図５では、演算増幅器よりも前段側の構成を省略しており、図４の各演算増幅器１７及び１８以降の構成が左右両チャネル分備えられている。図５の各演算増幅器１及び３が図４の演算増幅器１７に対応し、図５の各演算増幅器２及び４が図４の演算増幅器１８に対応し、図５の各ローパスフィルタ５及び７が図４のローパスフィルタ１９に対応し、図５の各ローパスフィルタ６及び８が図４のローパスフィルタ２０に対応し、図５の左チャネル正相出力端子９及び右チャネル正相出力端子１１が図４の正相出力端子２１に対応し、図５の左チャネル逆相出力端子１０及び右チャネル逆相出力端子１２が図４の逆相出力端子２２に対応している。なお、図５はステレオアンプ１０１の４つの出力端子に４端子ヘッドホンが接続された状態を示している。

第１の入力信号である２値量子化信号Ｓ_Lが入力される端子は、第１の正相増幅手段である演算増幅器１の非反転入力端子及び第１の逆相増幅手段である演算増幅器２の反転入力端子に接続される。演算増幅器１の反転入力端子及び演算増幅器２の非反転入力端子は、接地される。

演算増幅器１及び演算増幅器２は、第１の増幅手段を構成している。この第１の増幅手段は、ステレオアンプ１０１において２値量子化信号Ｓ_Lをスイッチング増幅するスイッチング増幅回路である。

演算増幅器１の出力端子は、抵抗ｒ５及びコンデンサｃ５から成るローパスフィルタ５を介して第１の正相出力端子である左チャネル正相出力端子９に接続される。演算増幅器２の出力端子は、抵抗ｒ６及びコンデンサｃ６から成るローパスフィルタ６を介して第１の逆相出力端子である左チャネル逆相出力端子１０に接続される。

第２の入力信号である２値量子化信号Ｓ_Rが入力される端子は、第２の正相増幅手段である演算増幅器３の非反転入力端子及び第２の逆相増幅手段である演算増幅器４の反転入力端子に接続される。演算増幅器３の反転入力端子及び演算増幅器４の非反転入力端子は、接地される。

演算増幅器３及び４は、第２の増幅手段を構成している。この第２の増幅手段は、ステレオアンプ１０１においては２値量子化信号Ｓ_Rをスイッチング増幅するスイッチング増幅回路である。

演算増幅器３の出力端子は、抵抗ｒ７及びコンデンサｃ７から成るローパスフィルタ７を介して第２の正相出力端子である右チャネル正相出力端子１１に接続される。演算増幅器４の出力端子は、抵抗ｒ８及びコンデンサｃ８から成るローパスフィルタ８を介して第２の逆相出力端子である右チャネル逆相出力端子１２に接続される。

このような構成のステレオアンプ１０１は次のように動作する。まず、左チャネル側について説明する。

演算増幅器１は、２値量子化信号Ｓ_Lを非反転増幅して出力するので、演算増幅器１の出力信号は、Ａ×Ｓ_L＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器２は、２値量子化信号Ｓ_Lを反転増幅して出力するので、演算増幅器２の出力信号は、Ａ×（−Ｓ_L）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。

ローパスフィルタ５は、演算増幅器１の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル正相出力端子９に出力する。また、ローパスフィルタ６は、演算増幅器２の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器２の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル逆相出力端子１０に出力する。

ローパスフィルタ５及び６での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、左チャネル正相出力端子９の出力信号Ｓ_L+は、Ａ×Ｓ_L＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になり、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号Ｓ_L-は、Ａ×（−Ｓ_L）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。

したがって、左チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_L+−Ｓ_L-）は、｛Ａ×Ｓ_L＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−Ｓ_L）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、Ａ×２Ｓ_L［Ｖ］となる。これにより、左チャネル出力オーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、左チャネル正相出力端子９の出力信号Ｓ_L+及び左チャネル逆相出力端子１０の出力信号Ｓ_L-の電圧波形の一例を図６に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。

次に、右チャネル側について説明する。演算増幅器３は、２値量子化信号Ｓ_Rを非反転増幅して出力するので、演算増幅器３の出力信号は、Ａ×Ｓ_R＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器４は、２値量子化信号Ｓ_Rを反転増幅して出力するので、演算増幅器４の出力信号は、Ａ×（−Ｓ_R）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。

ローパスフィルタ７は、演算増幅器３の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器３の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル正相出力端子１１に出力する。また、ローパスフィルタ８は、演算増幅器４の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器４の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル逆相出力端子１２に出力する。

ローパスフィルタ７及びローパスフィルタ８での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、右チャネル正相出力端子１１の出力信号Ｓ_R+は、Ａ×Ｓ_R＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になり、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号Ｓ_R-は、Ａ×（−Ｓ_R）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。

したがって、右チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_R+−Ｓ_R-）は、｛Ａ×Ｓ_R＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−Ｓ_R）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、Ａ×２Ｓ_R［Ｖ］となる。これにより、右チャネル出力オーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、右チャネル正相出力端子１１の出力信号Ｓ_R+及び右チャネル逆相出力端子１２の出力信号Ｓ_R-の電圧波形の一例を図６に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。

そして、図５のステレオアンプ１０１の出力端子には、４端子ヘッドホンが接続されている。４端子ヘッドホンのプラグの構成を図７に示す。４端子ヘッドホンのプラグは、プラグ先端側から、左チャネル用正端子２８、右チャネル用正端子２９、左チャネル用負端子３０、及び右チャネル用負端子３１を備えている。このプラグがステレオアンプ１０１に挿入されると、左チャネル用正端子２８は左チャネル正相出力端子９に接続され、左チャネル用負端子３０が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、右チャネル用正端子２９が右チャネル正相出力端子１１に接続され、右チャネル用負端子３１が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。

したがって、図５に示すように、ステレオヘッドホンの左チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ３の一端が左チャネル正相出力端子９に接続され、抵抗Ｒ３の他端が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、ステレオヘッドホンの右チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ４の一端が右チャネル正相出力端子１１に接続され、抵抗Ｒ４の他端が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。

抵抗Ｒ３の両端にＡ×２Ｓ_L［Ｖ］が印加され、Ａ×２Ｓ_L［Ｖ］である左チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が、左チャネルのボイス・コイルから発生する。また、抵抗Ｒ４の両端にＡ×２Ｓ_R［Ｖ］が印加され、Ａ×２Ｓ_R［Ｖ］である右チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が、右チャネルのボイス・コイルから発生する。

このように、図５のステレオアンプ１０１に４端子ヘッドホンを接続する場合、不具合は起こらない。しかしながら、図５のステレオアンプ１０１に３端子ヘッドホンを接続すると、以下のような問題が生じる。

図８に３端子ヘッドホンのプラグの構成を示す。３端子ヘッドホンのプラグは、プラグ先端側から、左チャネル用正端子３２、右チャネル用正端子３３、及び、共通端子３４を備えている。このプラグが図５のステレオアンプ１０１に挿入されると、左チャネル用正端子３２が左チャネル正相出力端子９に接続され、右チャネル用正端子３３が右チャネル正相出力端子１１に接続され、共通端子３４が左チャネル逆相出力端子１０及び右チャネル逆相出力端子１２に接続される。

したがって、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されることになる。あるいは、図８に示す３端子ヘッドホンのプラグの参照符３２で表される端子が負端子であって左チャネル逆相出力端子１０に接続され、参照符３３で表される端子が負端子であって右チャネル逆相出力端子１２に接続され、参照符３４で表される共通端子が左チャネル正相出力端子９及び右チャネル正相出力端子１１に接続されるならば、左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とが短絡接続されることになる。

以下の説明においては、図５のステレオアンプ１０１に３端子ヘッドホンを接続すると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されるものとする。

左チャネル逆相出力端子１０の出力信号Ｓ_L-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号Ｓ_R-とは、異なる電圧値をとる（図６参照）。また、通常、オーディオ信号をヘッドホン等の音声出力手段に出力するアンプの出力抵抗は、ほぼ零と考えてよい。

このため、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との間に大きな短絡電流が流れ、最悪の場合アンプが破損してしまう。また、アンプが破損しない場合でも左チャネル逆相出力端子１０の出力信号Ｓ_L-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号Ｓ_R-との中間レベルの信号が生成されるため大きなクロストークが発生してしまう。

そこで、３端子のヘッドホンを接続しても不具合が起こらないステレオアンプが特許文献１で提案されている（特許文献１の第１図を参照）。このような従来のステレオアンプ１０２を図９に示す。なお、図９において、図５と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。また、図９はステレオアンプ１０２の４つの出力端子に３端子ヘッドホンが接続された状態を示している。

ステレオアンプ１０２では、ローパスフィルタ６と左チャネル逆相出力端子１０との間に抵抗Ｒ１を設け、ローパスフィルタ８と右チャネル逆相出力端子１２との間に抵抗Ｒ２を設ける。なお、抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ３の抵抗値と等しくし、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ４の抵抗値と等しくする。

ステレオアンプ１０２には３端子ヘッドホンが接続されるので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されることになる。

ステレオアンプ１０２の出力端子から出力される信号Ｓ_L+、Ｓ_L-、Ｓ_R+、及びＳ_R-の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号Ｓ_L-’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号Ｓ_R-’の電圧波形を図１０に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。

左チャネル正相出力端子９の出力信号Ｓ_L+とローパスフィルタ６の出力信号Ｓ_L-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、左チャネル正相出力端子９とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号Ｓ_L-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。

右チャネル正相出力端子１１の出力信号Ｓ_R+とローパスフィルタ８の出力信号Ｓ_R-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値とが等しいので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、右チャネル正相出力端子１１とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号Ｓ_R-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。

左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されてもアンプが破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。すなわち、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とを等しくするための電圧降下を生成し、アンプの平衡出力を正常に保つ平衡用抵抗として機能する。

また、左チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_L+−Ｓ_L-）は、Ａ×Ｓ_L［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_R+−Ｓ_R-）は、Ａ×Ｓ_R［Ｖ］となる。したがって、ステレオアンプ１０２は、図５のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けないアンプである。

ステレオアンプ１０２の４つの出力端子に４端子ヘッドホンが接続された場合、図１１のようになる。この場合、当然のことながらオーディオ性能上の不具合は生じない。
特開２００３−８７０６４号公報

しかしながら、ステレオアンプ１０２において、ステレオヘッドホンのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ３及びＲ４の各端部に出力する最大出力電圧と演算増幅器１〜４の増幅度とが製品として決まっていて、そのままではステレオヘッドホンのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ３及びＲ４の各端部に出力する電圧が上記最大出力電圧を超えてしまう場合、上述した図４中のデルタシグマ（ΔΣ）変調回路に含まれるデジタルボリュームを絞って、２値量子化信号Ｓ_L及び２値量子化信号Ｓ_Rのレベルを下げるしか方策がなかった。このようにデジタルボリュームを絞った場合、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路から出力される２値量子化信号にビット落ちが生じるという問題が生じる。

本発明は、上記の問題点に鑑み、音質を損なうことなく出力電圧のレベルを抑えることができ、３端子ヘッドホン接続時でもセパレーション性能を確保することができる平衡出力増幅装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る平衡出力増幅装置は、入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段からなる第１の増幅手段と、入力信号を非反転増幅して出力する第２の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第２の逆相増幅手段からなる第２の増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子とを備え、前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、前記第１の逆相増幅手段と前記第１の逆相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、前記第２の逆相増幅手段と前記第２の逆相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、前記第１の正相増幅手段と前記第１の正相出力端子とが第３の抵抗を介して接続され、前記第２の正相増幅手段と前記第２の正相出力端子とが第４の抵抗を介して接続され、前記第１の抵抗の抵抗値が前記第３の抵抗の抵抗値より大きく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第４の抵抗の抵抗値より大きい又は前記第１の抵抗の抵抗値が前記第３の抵抗の抵抗値より小さく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第４の抵抗の抵抗値より小さいようにしている。なお、前記第１の抵抗〜前記第４の抵抗はそれぞれ複数の抵抗から構成されていてもよい。

このような構成によると、増幅手段の増幅度が固定されていても、前記第１の抵抗〜前記第４の抵抗によって、平衡出力増幅装置の各出力端子の出力電圧が最大出力電圧を超えないまで減衰するようにできるので、デジタル処理でボリュームを絞る必要がない。したがって、２値量子化信号のビット落ちが起こらず音質が損なわれることがなくなる。

また、前記第１の抵抗の抵抗値が前記第３の抵抗の抵抗値より大きく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第４の抵抗の抵抗値より大きい場合、前記第１の正相出力端子と前記第１の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると前記第１の逆相出力端子の電位を前記第１の正相増幅手段の出力信号と前記第１の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができ、前記第２の正相出力端子と前記第２の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると前記第２の逆相出力端子の電位を前記第２の正相増幅手段の出力信号と前記第２の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができる。これにより、３端子ヘッドホンが接続されることによって前記第１の逆相出力端子と前記第２の逆相出力端子とが接続されても、前記第１の逆相出力端子と第２の逆相出力端子との電位差を小さくすることができる。したがって、平衡出力増幅装置の破損を防ぐことができ、クロストークを小さくすることができる。さらに、前記第１の抵抗の抵抗値が前記第１の正相出力端子及び前記第１の逆相出力端子に接続されるボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と前記第３の抵抗の抵抗値との加算値に等しく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第２の正相出力端子及び前記第２の逆相出力端子に接続されるボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と前記第４の抵抗の抵抗値との加算値に等しい場合には、クロストークの発生を防ぐことができる。このように、上記構成の平衡出力増幅装置は、３端子ヘッドホン接続時でもセパレーション性能を確保することができる。

また、前記第１の抵抗の抵抗値が前記第３の抵抗の抵抗値より小さく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第４の抵抗の抵抗値より小さい場合、前記第１の正相出力端子と前記第１の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると前記第１の正相出力端子の電位を前記第１の正相増幅手段の出力信号と前記第１の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができ、前記第２の正相出力端子と前記第２の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると前記第２の正相出力端子の電位を前記第２の正相増幅手段の出力信号と前記第２の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができる。これにより、３端子ヘッドホンが接続されることによって前記第１の正相出力端子と前記第２の正相出力端子とが接続されても、前記第１の正相出力端子と第２の正相出力端子との電位差を小さくすることができる。したがって、平衡出力増幅装置の破損を防ぐことができ、クロストークを小さくすることができる。さらに、前記第３の抵抗の抵抗値が前記第１の正相出力端子及び前記第１の逆相出力端子に接続されるボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と前記第１の抵抗の抵抗値との加算値に等しく且つ前記第４の抵抗の抵抗値が前記第２の正相出力端子及び前記第２の逆相出力端子に接続されるボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と前記第２の抵抗の抵抗値との加算値に等しい場合には、クロストークの発生を防ぐことができる。このように、上記構成の平衡出力増幅装置は、３端子ヘッドホン接続時でもセパレーション性能を確保することができる。

本発明に係る平衡出力増幅装置によると、音質を損なうことなく出力電圧のレベルを抑えることができ、３端子ヘッドホン接続時でもセパレーション性能を確保することができる。

本発明の実施形態について図１、図２Ａ、図２Ｂ、及び図３を参照して以下に説明する。なお、図１、図２Ａ、図２Ｂ、及び図３において、図４〜図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

本発明に係る平衡出力増幅装置１００を図１に示す。本発明に係る平衡出力増幅装置１００は、図９及び図１１のステレオアンプ１０２に抵抗Ｒ５〜Ｒ８を付加した構成である。抵抗Ｒ５は抵抗Ｒ１と左チャネル逆相出力端子１０との間に設けられ、抵抗Ｒ６は抵抗Ｒ２と右チャネル逆相出力端子１２との間に設けられ、抵抗Ｒ７はローパスフィルタ５と左チャネル正相出力端子９との間に設けられ、抵抗Ｒ８はローパスフィルタ７と右チャネル正相出力端子１１との間に設けられる。なお、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ５からなる直列接続体を、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ５の抵抗値との加算値に等しい抵抗値を有する１つの抵抗で実現してもよい。同様に、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ６からなる直列接続体を、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ６の抵抗値との加算値に等しい抵抗値を有する１つの抵抗で実現してもよい。

次に、３端子ヘッドホンを接続した場合における本発明に係る平衡出力増幅装置１００の状態について説明する。

３端子ヘッドホンのプラグを図８に示す構造にした場合、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されることになる。あるいは、図８に示す３端子ヘッドホンのプラグの参照符３２で表される端子が負端子であって左チャネル逆相出力端子１０に接続され、参照符３３で表される端子が負端子であって右チャネル逆相出力端子１２に接続され、参照符３４で表される共通端子が左チャネル正相出力端子９及び右チャネル正相出力端子１１に接続されるならば、左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とが短絡接続されることになる。

以下の説明においては、本発明に係る平衡出力増幅装置１００に３端子ヘッドホンを接続すると、図２Ａに示すように左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されるものとする。

ここで、抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ３の抵抗値と等しくし、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ４の抵抗値と等しくする。また、抵抗Ｒ５の抵抗値は、抵抗Ｒ７の抵抗値と等しくし、抵抗Ｒ６の抵抗値は、抵抗Ｒ８の抵抗値と等しくする。さらに、抵抗Ｒ５〜Ｒ８の抵抗値は、平衡出力増幅装置１００の各出力端子の出力電圧が最大出力電圧を超えないまで減衰するために必要な値を実測または計算から別途算出するものとする。

図２Ａに示すような３端子ヘッドホンが接続された状態において、本発明に係る平衡出力増幅装置１００の各逆相出力端子から出力される信号Ｓ_L-及びＳ_R-の電圧波形、ローパスフィルタ５の出力信号Ｓ_L+’の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号Ｓ_L-’の電圧波形、ローパスフィルタ７の出力信号Ｓ_R+’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号Ｓ_R-’の電圧波形は図２Ｂに示すようになる。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。

ローパスフィルタ５の出力信号Ｓ_L+’とローパスフィルタ６の出力信号Ｓ_L-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値とが等しくなり且つ抵抗Ｒ５の抵抗値と抵抗Ｒ７の抵抗値とが等しくなるように設定されているので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、ローパスフィルタ５の出力側とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号Ｓ_L-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。

ローパスフィルタ７の出力信号Ｓ_R+’とローパスフィルタ８の出力信号Ｓ_R-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値とが等しくなり且つ抵抗Ｒ６の抵抗値と抵抗Ｒ８の抵抗値とが等しくなるように設定されているので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、ローパスフィルタ７の出力側とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号Ｓ_R-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。

左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されても、平衡出力増幅装置が破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。

また、左チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_L+−Ｓ_L-）はＡ×Ｓ_L［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_R+−Ｓ_R-）はＡ×Ｓ_R［Ｖ］となる。したがって、３端子ヘッドホンを接続した状態において本発明に係る平衡出力増幅装置１００は、図５のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けない。

図３に示すような４端子ヘッドホンが接続された状態において、本発明に係る平衡出力増幅装置１００の各出力端子は、４端子ヘッドホンのプラグの各端子とそれぞれ１対１で接続される。なお、４端子ヘッドホンのプラグは図９に示す構造である。この場合も、左チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_L+−Ｓ_L-）はＡ×Ｓ_L［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（Ｓ_R+−Ｓ_R-）はＡ×Ｓ_R［Ｖ］となるので、４端子ヘッドホンを接続した状態においても本発明に係る平衡出力増幅装置１００は、図５のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けない。

以上により、本発明に係る平衡出力増幅装置１００に４端子または３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗Ｒ５〜Ｒ８によって、平衡出力増幅装置１００の各出力端子の出力電圧が最大出力電圧を超えないまで減衰するようにできるので、デジタル処理でボリューム絞る必要がない。したがって、２値量子化信号のビット落ちが起こらず音質が損なわれることがなくなる。

一方、本発明に係る平衡出力増幅装置１００に３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗Ｒ１〜Ｒ８が平衡用抵抗として機能するので、図９及び図１１に示すステレオアンプ１０２と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することができる。

なお、図２Ａに示す状態において、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値が等しくない場合や、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値が等しくない場合は、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが一致しなくなる。この場合、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との間に短絡電流が流れる。しかしながら、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との電位差を小さくすることはできるので、アンプが破損するおそれをなくし、クロストークを小さくすることはできる。

また、抵抗Ｒ１及びＲ２をそれぞれ可変抵抗にしてもよい。あるいは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ５からなる直列接続体と等価な一つの抵抗及び抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ６からなる直列接続体と等価な一つの抵抗をそれぞれ可変抵抗にしてもよい。このようにすると、３端子ヘッドホンの種類によって異なる抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値に対応することができる。したがって、３端子ヘッドホンの種類にかかわらず、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とを等しくすることができ、クロストークの発生を防ぐことができる。

また、抵抗Ｒ１の代わりに複数の抵抗とそれらの抵抗の接続状態を切り替える切替回路を設け、抵抗Ｒ２の代わりに複数の抵抗とそれらの抵抗の接続状態を切り替える切替回路を設ける構成としても抵抗Ｒ１及びＲ２を可変抵抗にする構成と同様の効果を奏する。この構成の一実施形態としては、３端子ヘッドホンの種類によって異なる抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値に対応する抵抗値の抵抗を複数備え、切替回路が複数の抵抗から１つの抵抗を択一的に選択する形態や、同じ抵抗値の抵抗を複数備え、切替回路が並列接続する抵抗の数を切り替えて合成抵抗の抵抗値を可変する形態などが挙げられる。

また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ５からなる直列接続体と等価な一つの抵抗の代わりに複数の抵抗とそれらの抵抗の接続状態を切り替える切替回路を設け、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ６からなる直列接続体と等価な一つの抵抗の代わりに複数の抵抗とそれらの抵抗の接続状態を切り替える切替回路を設ける構成としてもよい。

なお、本発明に係る平衡出力増幅装置１００は逆相側に抵抗Ｒ１及びＲ２を設けた構成であるが、正相側に抵抗Ｒ１及びＲ２を設ける構成としてよい。正相側に抵抗を設ける構成の場合、３端子ヘッドホンが接続されると左チャネル正相出力端子と右チャネル正相出力端子とが接続されるように、ヘッドホンのプラグと接続されるアンプのジャックに設けられる左チャネル正相出力端子、左チャネル逆相出力端子、右チャネル正相出力端子、及び右チャネル逆相出力端子の位置を定める。

本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

は、本発明に係る平衡出力増幅装置の要部構成を示す図である。 は、図１の平衡出力増幅装置に３端子ヘッドホンが接続された状態を示す図である。 は、３端子ヘッドホンが接続された状態における図１の平衡出力増幅装置の各部信号波形を示す図である。 は、図１の平衡出力増幅装置に４端子ヘッドホンが接続された状態を示す図である。 は、従来のディジタルアンプの要部構成例を示す図である。 は、図４のディジタルアンプを適用したステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す図である。 は、図５のステレオアンプの各部信号波形を示す図である。 は、４端子ヘッドホンのプラグの側面図である。 は、３端子ヘッドホンのプラグの側面図である。 は、３端子のヘッドホンを接続しても不具合が起こらない構成の従来のステレオアンプに３端子ヘッドホンが接続された状態を示す図である。 は、図９のステレオアンプの各部信号波形を示す図である。 は、３端子のヘッドホンを接続しても不具合が起こらない構成の従来のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す図である。

符号の説明

１〜４ 演算増幅器
５〜８ ローパスフィルタ
９ 左チャネル正相出力端子
１０ 左チャネル逆相出力端子
１１ 右チャネル正相出力端子
１２ 右チャネル逆相出力端子
１００ 平衡出力増幅装置
ｃ５〜ｃ８ コンデンサ
ｒ５〜ｒ８ 抵抗
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｓ_L、Ｓ_R ２値量子化信号

Claims (1)

1. 入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段からなる第１の増幅手段と、入力信号を非反転増幅して出力する第２の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第２の逆相増幅手段からなる第２の増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子とを備え、
   前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、
   前記第１の逆相増幅手段と前記第１の逆相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、前記第２の逆相増幅手段と前記第２の逆相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、前記第１の正相増幅手段と前記第１の正相出力端子とが第３の抵抗を介して接続され、前記第２の正相増幅手段と前記第２の正相出力端子とが第４の抵抗を介して接続され、
   前記第１の抵抗の抵抗値が前記第３の抵抗の抵抗値より大きく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第４の抵抗の抵抗値より大きい又は前記第１の抵抗の抵抗値が前記第３の抵抗の抵抗値より小さく且つ前記第２の抵抗の抵抗値が前記第４の抵抗の抵抗値より小さいことを特徴とする平衡出力増幅装置。

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