JP4955125B2 - 増加された数の偏波状態を有する変調方式 - Google Patents

Description

本発明は光通信に関し、詳細には、光信号が異なる偏波状態の間で変調される、光通信のための変調方式に関する。

２つの独立に位相変調された信号、例えば２つのＱＰＳＫ（四位相偏移変調）信号の偏波分割多重化（ＰＤＭ）を使用する、最新技術の光伝送方式は、非偏波の多様な伝送方式に比べて、より高いスペクトル効率を有する。コヒーレント受信器において、そのようなＰＤＭ信号が、ディジタル信号処理により偏波逆多重化され、ひずみ補償されうる。

図１は、従来のＰＤＭ−ＱＰＳＫ送信器を示す。送信器は、光搬送波信号を生成するレーザを備える。光搬送波信号が分割され、上のＩＱ変調器２ａおよび下のＩＱ変調器２ｂに供給される。上のＩＱ変調器２ａが、合成された光出力信号の第１の偏波成分（図１の「ｘ」で示される）、例えばＴＥ成分（ＴＥ−横断する電気）を位相変調するために使用される。下のＩＱ変調器２ａが、合成された光出力信号の第２の直交する偏波成分（図１の「ｙ」で示される）、例えばＴＭ成分（ＴＭ−横断する磁気）を位相変調するために使用される。ここで、各ＩＱ変調器２ａおよび２ｂは、同相成分および直交成分に対して２つのマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）により形成され、直交成分に割り当てられるＭＺＩの出力信号が、同相成分に割り当てられるＭＺＩの出力信号と比べて９０°だけシフトされる（図１の「９０」で示される９０°移相器参照）。好ましくは、各ＭＺＩは、２つの飽和状態の間で、ディジタルで変調される。飽和状態は、電極駆動電圧に対する出力場の振幅の従属性を表す、正弦関数状の伝達関数の最小および最大を示す。

伝送され、シンボルクロックでクロックされるべきデータに従って、変調エンコーダ４が、上のＩＱ変調器２ａを制御するための２つのバイナリ信号Ｄ１−Ｄ２および下のＩＱ変調器２ｂを制御するための２つのバイナリ信号Ｄ３−Ｄ４を生成する。バイナリ信号の各ペアは、ＱＰＳＫ立体配座の４つの位相状態から１つの位相状態を選択する。さらに、下の（または上の）ＩＱ 変調器の出力においてＴＥ−ＴＭ変換器（ＴＭからＴＥへの変換器）が設けられ（図示せず）、下の（上の）ＩＱ変調器のＴＥ（ＴＭ）動作の偏波を、ＴＭ（ＴＥ）偏波に変換する。代替として、ＩＱ変調器２ａおよび２ｂへの入力波が、すでに、直交する偏波を示してよい。ｘおよびｙの両偏波が、偏波合成器３の中で合成される。偏波合成器３の出力信号が、ファイバの中に供給される。

２つの光チャネルが、偏波合成器３における偏波多重化の前にビット整合されるならば、各シンボル周期Ｔにおいて、２つの合成された信号が、特定の偏波状態（ＳＯＰ）および特定の初期位相φを有する光波を形成する。

結果として得られた、合成された光信号のＳＯＰは、ポアンカレ球（ＰＳ）上の点として表されうる。図２は、半径１の球であり、ＰＳの中心の直交座標系Ｓ１、Ｓ２、およびＳ３によるスパンである、ＰＳを示す。正のＳ１軸上のＳＯＰが、０°の直線偏波（ＴＥ偏波）を示し、反対の偏波点が、直交するＳＯＰ、すなわち９０°の直線偏波（ＴＭ偏波）に対応する。正のＳ２軸が、４５°の仰角を有する直線偏波を指し、負のＳ２軸が、−４５°の仰角を有する直線偏波を指す。ＰＳの北極および南極が、それぞれ、左旋円偏波および右旋円偏波に対応する。極および赤道上の点以外の、球上のすべての点は、楕円の偏波状態を同定する。

図３は、送信器の出力における、合成されたＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の４つの可能なＳＯＰ１−４を示す。２つのＱＰＳＫ信号が、互いの間の光位相オフセットψを示す場合、４つのＳＯＰは、Ｓ１軸周りに（２・ψの回転で）回転させられる。４つの可能なＳＯＰは、ＰＳの共通平面内に配置され、共通平面は、ＰＳと同じ中心を有する。言い換えれば、４つの可能なＳＯＰは、ＰＳ上に厳密に１つの大円（大円１０参照）を画定し、その大円は、ＰＳと同じ円周を有し、ＰＳ上に描かれうる最大の円である。

両ＱＰＳＫ成分の信号の、変調された位相の間の差に従って、ＳＯＰのそれぞれが、複素平面内の４つの点として立体配座図の中に示されうる初期位相φ１、φ２、φ３またはφ４を示し、すなわち、各ＳＯＰが、４つの位相の間で変調されうる。図３において、４つのＳＯＰのそれぞれにおいて、ＱＰＳＫ位相の立体配座ＩＱ１−ＩＱ４が添えられ、それにより、４つの可能な位相φ１−φ４が示される。したがって、図１のＰＤＭ−ＱＰＳＫ送信器の出力における合同シンボルのシンボルアルファベットは、１６の異なるシンボル、すなわち、複素数体Ｅ（ｋ、ｍ）：

として記載されうる１６の異なる波から成る。

「ＳＯＰｋ」項は、ＳＯＰｋ、ｋ＝１、．．、４に属するジョーンズベクトルを表し、「φ_ｍ」項（ｍ＝１、．．、４）は、初期位相を表す。

変数ｋおよびｍが、それぞれ、ビットｂ_０とｂ_１の第１のペア、ならびにビットｂ_２とｂ_３の第２のペアによって決定されると仮定すると、各合同シンボルは、４ビットの情報を運ぶ。

既存のファイバインフラストラクチャを使用して、そのようなＰＤＭ−ＱＰＳＫ伝送システムを介して、例えば、４０Ｇｂ／ｓ、１００Ｇｂ／ｓまたはそれ以上に高速の高速データ転送速度で伝送し、長い伝送間隔、例えば数１００ｋｍまたは１０００ｋｍさえも橋絡するとき、たとえ、より低いシンボルレートおよび強力な電子等化を可能にするために、コヒーレント検出を使用したとしても、システムは、その感度限界で動作される。

米国特許出願公開第２００２／００７７０７１号は、光ファイバおよび無線の用途に対する偏波変調の方法を開示する。その文献は、偏波状態がポアンカレ球上の同じ大円上にすべては位置しない場合の、ポアンカレ球における信号の立体配座図を示す。その文献は、波の全２乗振幅、周波数、および絶対位相は、さらに変えられてよく、それにより、非常に緻密で帯域幅効率の良い変調方式が提供されることを述べる。

文献、「Ｈｙｂｒｉｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、Ｍ．Ｍ．Ｍａｔａｌｇａｈら、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｖｏｌ．２３、Ｎｏ．３、２００５年３月、１１５２−１１６３頁は、ハイブリッド周波数−偏波シフトキーイングと呼ばれる、周波数変調と偏波変調の信号を合成することに基づく変調方式を開示する。

文献、「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｓｉｎｇｌｙ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ａｔ １０ Ｇｂａｕｄ ｕｎｄｅｒ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ」、Ｇ．Ｃｈａｒｌｅｔら、ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ ２００８、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ／Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００８年２月２４日、Ｓａｎ Ｄｉｅｇｏは、偏波分割多重化を使用する送信器を開示する。

文献、「Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｔｏｋｅｓ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、Ｓ．Ｂｅｔｔｉ、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、１９９０年７月、Ｖｏｌ．８、Ｎｏ．７、Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、１１２７−１１３６頁は、ストークスパラメータ変調およびポアンカレ球上の決定に基づくマルチレベル伝送システムを開示する。

文献、「Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ」、Ｓ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏら、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ、ＮＪ、ＵＳ、Ｖｏｌ．４２、Ｎｏ．２／３／４、２月／３月／４月、１１７４−１１８６頁は、偏波状態に基づくマルチレベルコヒーレント光変調方式を開示する。その文献は、偏波状態がポアンカレ球上の同じ大円上にすべては位置しない場合の、信号点の立体配座図を示す。

文献、「Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｅｓｉｇｎ ｏｐｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ｏｖｅｒｌａｙｉｎｇ ４０Ｇｂ／ｓ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｏｖｅｒ ａ １０Ｇｂ／ｓ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」、Ｏ．Ｂ．Ｐａｒｄｏら、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ／Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００８、ＩＥＥＥ、Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ、ＮＪ、ＵＳＡ、２００８年２月２４日、１−３頁は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ伝送システムを開示する。

文献、「Ｌｉｎｅａｒ Ｆｉｂｅｒ Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ ４０−Ｇｂｉｔ／ｓ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＱＰＳＫ ｂｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｉｎ ａ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ」、Ｊ．Ｒｅｎａｕｄｉｅｒら、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．２６、Ｎｏ．１、２００８年１月１日、３６−４２頁は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ伝送システムを開示する。

文献、「Ｌｏｎｇ−Ｈａｕｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ １６×５２．５ Ｇｂｉｔ／ｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｄｉｖｉｓｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＯＦＤＭ ｅｎａｂｌｅｄ ｂｙ ＭＩＭＯ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、Ｓａｎｄｅｒ Ｌ．Ｊａｎｓｓｅｎら、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ、Ｖｏｌ．７、Ｎｏｌ．２、２００８年２月は、ＱＰＳＫ副搬送波変調を使用するＰＤＭ−ＯＦＤＭ伝送システム（ＯＦＤＭ−直交周波数分割多重方式）を開示する。

米国特許出願公開第２００２／００７７０７１号明細書

「Ｈｙｂｒｉｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、Ｍ．Ｍ．Ｍａｔａｌｇａｈら、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｖｏｌ．２３、Ｎｏ．３、２００５年３月、１１５２−１１６３頁 「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｓｉｎｇｌｙ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ａｔ １０ Ｇｂａｕｄ ｕｎｄｅｒ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ」、Ｇ．Ｃｈａｒｌｅｔら、ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ ２００８、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ／Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００８年２月２４日、Ｓａｎ Ｄｉｅｇｏ 「Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｔｏｋｅｓ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、Ｓ．Ｂｅｔｔｉ、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、１９９０年７月、Ｖｏｌ．８、Ｎｏ．７、Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、１１２７−１１３６頁 「Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ」、Ｓ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏら、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ、ＮＪ、ＵＳ、Ｖｏｌ．４２、Ｎｏ．２／３／４、２月／３月／４月、１１７４−１１８６頁 「Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｅｓｉｇｎ ｏｐｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ｏｖｅｒｌａｙｉｎｇ ４０Ｇｂ／ｓ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｏｖｅｒ ａ １０Ｇｂ／ｓ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」、Ｏ．Ｂ．Ｐａｒｄｏら、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ／Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００８、ＩＥＥＥ、Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ、ＮＪ、ＵＳＡ、２００８年２月２４日、１−３頁 「Ｌｉｎｅａｒ Ｆｉｂｅｒ Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ ４０−Ｇｂｉｔ／ｓ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＱＰＳＫ ｂｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｉｎ ａ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ」、Ｊ．Ｒｅｎａｕｄｉｅｒら、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．２６、Ｎｏ．１、２００８年１月１日、３６−４２頁 「Ｌｏｎｇ−Ｈａｕｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ １６×５２．５ Ｇｂｉｔ／ｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｄｉｖｉｓｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＯＦＤＭ ｅｎａｂｌｅｄ ｂｙ ＭＩＭＯ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、Ｓａｎｄｅｒ Ｌ．Ｊａｎｓｓｅｎら、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ、Ｖｏｌ．７、Ｎｏｌ．２、２００８年２月

本発明の目的は、そのような高いデータ転送速度において増加された感度をもたらす、偏波および位相の多様な変調方式を提供することにある。本発明のさらなる目的は、対応する受信方法、対応する送信器および対応する受信器を提供することにある。

これらの目的は、独立請求項による方法および送信器により、達成される。独立請求項が、本発明を画定する。

本発明の一態様によれば、光通信のための変調方法は、（同じまたは異なる振幅において）複数の異なる偏波状態の間、および異なる位相状態の間で変調された光信号を生成するステップを含む。偏波状態は、ポアンカレ球上の共通の１つの大円上に位置しない。

好ましくは、複数の偏波状態は、第１の偏波状態、例えば図３のＳＯＰ１−４を含む。第１の偏波状態は、ポアンカレ球上の単一の大円、例えば図３の大円１０を画定する。複数の偏波状態は、その大円の外に配置された１つまたは複数の第２の偏波状態をさらに含み、すなわち、第２の偏波状態の立体配座点は、球の中心から第１の偏波状態へのベクトルによって張られた平面内に位置しない。

２つの追加の第２の偏波状態がもたらされ、偏波状態当たり４つの位相が使用されるとき、そのような追加の第２の偏波状態は、シンボルアルファベットを、例えば１６のＰＤＭ−ＱＰＳＫシンボル（４・４）から２４シンボル（６・４）に増加させる。シンボルアルファベットの増加により、合同の光シンボル当たり、より多くのデータがエンコード可能であり、すなわち、シンボル当たりの送信ビット数が、ＰＤＭ−ＱＰＳＫの場合のように２つの独立に多重化された直交偏波成分だけを使用するのではないことにより、増加されうる。しかし、ＳＯＰによるＰＳ上の１つの大円だけを占めるのではなく、球のより多くの面を使用することにより導入される、追加の自由度により、シンボル当たりの情報は、追加のＯＳＮＲ（光信号対雑音比）ペナルティなしに、またはほんのわずかの追加のＯＳＮＲペナルティで増加され、すなわち、ＯＳＮＲは、全く低減されないか、または最小限低減されるのみである。

第１の偏波状態だけを使用する変調方式と同じデータ転送速度を伝送するとき、シンボル当たりの情報量がより多いため、シンボルレートが低減可能であり、それにより信号帯域幅が縮小され、感度が増加される。代替として、シンボルレートが維持されてよく、正味のデータ転送速度を減じることなく感度を増すために、冗長度が使用されてよい。より高い総データ転送速度のデータが、誤り訂正アルゴリズム（例えば、ＦＥＣ−前方誤り訂正）に従ってデータをエンコードするために使用されうる。したがって、追加のビットが、送信器および受信器それぞれの中で、ＦＥＣエンコーディングおよびデコーディングを適用するために使用されうる。ＦＥＣのコーディングゲインは、デコーダ出力におけるビット誤り率（ＢＥＲ）を低減し、それにより、受信器の感度が改良される。さらに、無線伝送において確立され、例えば、ＦＥＣコーディングによるＱＡＭ立体配座の変調を合成する符号化変調はまた、拡張された、偏波と位相の合成された立体配座に適用されうる。偏波状態の変調により導入された追加の自由度により、そのような符号化変調は、改良された性能を可能にする。

各偏波状態は、複数の位相に加えて、複数の振幅（ＱＡＭ−直交位相変調）をも示すことができ、すなわち、異なる位相状態の間の変調はまた、位相および振幅の変調（ＱＡＭ）を含むことに、留意されたい。代替として、振幅は、ＱＰＳＫの場合のように、すべての立体配座点に対して一定である。

好ましい実施形態によれば、方法は、互いに直交する２つの第２の偏波状態を提供する。２つの第２の偏波状態は、大円の中点に垂直な線上に配置されうる。特に、２つの第２の偏波状態は、０°および９０°の直線偏波状態（ＴＥおよびＴＭの偏波状態）でありうる。

ＱＰＳＫ変調の場合、第１の偏波状態は、偏波状態の２つのペアを含むことができ、各ペアは、互いに直交する２つの偏波状態を含む（例えば、図３のＳＯＰ１とＳＯＰ３のペアならびにＳＯＰ２とＳＯＰ４のペア参照）。好ましくは、第１の偏波状態は、右旋（図３のＳＯＰ４参照）および左旋（ＳＯＰ２参照）の円偏波状態、ならびに、＋４５°（ＳＯＰ１参照）および−４５°（ＳＯＰ３参照）の直線偏波状態にある。しかし、６つの偏波状態の全体が、回転されうる。例えば、光信号の２つの直交する偏波成分に割り当てられた２つの信号を使用し、互いの間で位相オフセットψを示すとき、Ｓ１軸周りに（２・ψの回転で）偏波状態の回転が発生する。それにもかかわらず、異なるＳＯＰの相対配向（例えば、図３の９０°の角度）が、変調の性能を決定する。

第２の偏波状態（例えば、ＴＥおよびＴＭ偏波）をもたらすために、本発明の方法は、出力信号の２つの直交する偏波成分のうちの一方を、選択的に非活性化することができる。したがって、一方の偏波成分（例えば、ＴＥ成分）を非活性化するとき、光出力信号は、他方の偏波成分（例えば、ＴＭ成分）に割り当てられた偏波成分だけを含む。

図１のＰＤＭ−ＱＰＳＫ送信器と同様に、本発明の方法は、２つの光波を位相変調するステップと、位相変調された光波を偏波合成するステップとの、基本的ステップを含む。光波は、偏波合成する前にビット整合されることが好ましい。好ましくは、２つの波のうちの一方に対する偏波変換のステップが中間に存在する。例えば、図１の、下の（上の）ＩＱ変調器の出力において、下の（上の）ＩＱ変調器の偏波を動作させるＴＥ（ＴＭ）をＴＭ（ＴＥ）偏波に変換するために、ＴＥ−ＴＭ変換（ＴＭからＴＥへの変換）が、もたらされうる。代替として、位相変調の前の入力波は、すでに、直交する偏波を示すことができる。

第２の偏波状態（例えば、ＴＥおよびＴＭ偏波）をもたらすために、方法は、光出力信号の２つの直交する偏波成分に割り当てられた２つの光波のうちの一方を選択的に非活性化するステップを、さらに含むことができる。非活性化する手段は、それぞれのフィールド成分を０に設定することができる。したがって、一方の偏波成分に割り当てられた一方の波を非活性化するとき、光出力信号は、他方の偏波成分に割り当てられた偏波成分だけを含む。そのようなシンボルに対して光出力を一定に維持するために、（残りの）他方の偏波成分は、ビット整合されたＰＤＭ−ＱＰＳＫ変調（図３のＳＯＰ１−４）に対する成分の振幅の

倍の振幅を有するように設定されうる。

好ましくは、光信号は、（ＰＤＭ−ＱＰＳＫの場合の４つの偏波状態に代わって）６つの偏波状態の間で、また、各偏波状態において４つの位相状態の間で変調され、結果として２４の数の異なるシンボルがもたらされる。４つの位相状態の複数が、各偏波状態に対して同一である必要はない。好ましくは、２つの第２の偏波状態における位相状態が、第１の偏波状態における位相状態に比べて４５°回転させられる。この方策が、異なるシンボル間のユークリッド距離を増加させることが示されうる。

ＰＤＭ−ＱＰＳＫの場合のように、シンボル当たり４ビットをエンコードする代わりに、２４の異なるシンボルが利用できるので、シンボル当たり平均４ビット超が、エンコードされる。これは、シンボル当たり、ｌｏｇ_２（２４）＝４．５８ビットまで、運ばれうることを意味する。好ましくは、２つの光シンボル当たり、（ＰＤＭ−ＱＰＳＫの場合の８ビットに代わって）９ビットがエンコードされる。これは、達成可能な最大値に近い、４．５ビット／シンボルを運ぶことを可能にする。ＰＤＭ−ＱＰＳＫの場合の４ビット／シンボルに代わる、これらの、２つのシンボル当たり９ビットは、（感度を低下させることなく）シンボルレートを維持するとき、情報が９／８＝１２．５％増加することを意味する。

２つの連続した光シンボルが、１つのスーパーシンボルを形成することができ、９ビットが、スーパーシンボルに合同でマッピングされうる。

ＰＤＭ−ＱＰＳＫと同じデータ転送速度をもたらし、２つの光シンボル当たり９ビットをエンコードするとき、シンボルレートは、８／９≒８９％に低下されうる。これは、理論的に、（誤り訂正を追加することなく）約０．５ｄＢのＯＳＮＲの改良をもたらし、特に電子回路に対して、速度要求を低減させる。

代替として、シンボルレートが維持可能であり、シンボル当たりの追加のビットが誤り訂正コーディングのために使用可能であり、それにより、感度が高められ、追加のマージンが得られる。例えば、そのビットは、１／８＝１２．５％以下のデータオーバヘッドで、ＦＥＣ方式を適用するために使用されうる。９つのスーパーシンボルビットが、ＦＥＣ内で処理される１シンボルに対応する、リードソロモン（ＲＳ）符号が適用可能であり、例えば、ＲＳ（５１１、４５５）は、１２．３％の冗長度を有する。

また、符号化変調（例えば、トレリス符号化変調）が、拡張された立体配座方式を有する提案された変調方式に関連して適用されうる。

上述の方策のうちのいくつかまたはすべてがまた、（より少ない程度で）組合せで使用されうることに、留意されたい。

本発明の変調方法はまた、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）に関連して使用されうる。位相、偏波、および任意選択で振幅が、シンボルを画定するための信号空間として使用されうる。

一般に、ＯＦＤＭシステムが、コヒーレントＰＤＭ−ＱＰＳＫシステムの能力を超える将来の伝送システムとして、目下、説明されている。既存のファイバインフラストラクチャを使用して、従来のＯＦＤＭ伝送システムを介して、高いデータ転送速度、例えば４０Ｇｂ／ｓまたは１００Ｇｂ／ｓを転送し、長い伝送間隔、例えば数１００ｋｍまたは１０００ｋｍさえも橋絡するとき、システムは、受信器の感度で制限される。

本発明の方法は、複数の合成された副搬送波信号を含むＯＦＤＭ信号を生成することができる。それぞれの合成された副搬送波信号は、ｘ偏波成分副搬送波およびｙ偏波成分副搬送波（ｙ偏波は、ｘ偏波に直交）に、両方が同じ周波数で、分割されうる。したがって、複数の副搬送波の、狭い間隔の波長グリッドの中で、グリッドの各波長が、ｘ偏波の副搬送波と、直交するｙ偏波の副搬送波との２つの副搬送波で占有される。本発明の変調方法は、好ましくは前記第２の偏波状態を使用することにより、それぞれの合成された副搬送波信号に適用されうる。したがって、合成された副搬送波信号は、偏波および位相において変調される。したがって、位相変調、任意選択で振幅変調、および（新しい）偏波変調が、個々の副搬送波信号に適用される。好ましくは、それぞれの位相変調された副搬送波信号は、（第１の偏波状態に加えて）前記第２の偏波状態を使用して、個々に偏波変調され、上述と同じ利点、特に、従来のＰＤＭ−ＯＦＤＭシステムに比べて感度の増加につながる。

基本的に、本発明の上述の実施形態は、任意に組み合わされうることに留意されたい。さらに、本発明の開示はまた、従属クレームにおける後方参照により明確に与えられる特許請求の範囲の組合せ以外の特許請求の範囲の組合せをカバーし、すなわち、特許請求の範囲は、基本的に、いかなる順序においても組み合わされうることに留意されたい。

上述の変調方法により生成されるような光信号を受信するための対応法が、開示される。受信するための方法は、少なくとも１つのシンボルの直交する偏波成分を、合同で決定することができる（すなわち、受信された偏波成分は、別々には決定されない）。さらに、その方法はまた、光信号の、１つより多くのシンボル（例えば、２つのシンボル）を合同で決定することができる。特に、受信するための方法は、上述のように、スーパーシンボルを形成し、９ビットを伝達する、２つの連続したシンボルを、合同で決定することができる。

本発明の他の態様は、光通信のための対応送信器に関する。そのような送信器は、複数の異なる偏波状態の間、および異なる位相状態の間で変調された光信号を生成するための手段を含む。複数の偏波状態は、上述の通り、第１の偏波状態と第２の偏波状態とを含む。

第２の偏波状態（例えば、ＴＥおよびＴＭ偏波）をもたらすために、送信器は、出力信号の２つの直交する偏波成分のうちの一方を、選択的に非活性化するための手段を含むことができる。したがって、一方の偏波成分（例えば、ＴＥ成分）を非活性化するとき、光出力信号は、他方の偏波成分（例えば、ＴＭ成分）に割り当てられた偏波成分だけを含む。

図１のＰＤＭ−ＱＰＳＫ送信器と同様に、本発明の送信器は、２つの光波を位相変調するための手段（例えば、図１のＩＱ変調器２ａおよび２ｂ参照）、ならびに、位相変調のための手段の下流に、偏波合成するための手段（例えば、偏波合成器３参照）を含むことができる。任意選択で、２つの波のうちの一方のための偏波変換器（例えば、ＴＥからＴＭへの変換器）が、中間に配置されうる。代替として、２つの光波は、位相変調するための手段に供給される前に、すでに直交偏波を有する。２つの光波は、光出力信号の２つの異なる直交偏波成分（例えば、ＴＥおよびＴＭ）に割り当てられる。

位相変調のための手段は、図１に関連して説明したように、４つのＭＺＩで形成されうる。

第２の偏波状態（例えば、ＴＥおよびＴＭ偏波）をもたらすために、送信器は、出力信号のＴＥ偏波成分またはＴＭ偏波成分を、選択的に非活性化するように構成されうる。したがって、送信器は、光出力信号の２つの直交偏波成分（例えば、ＴＥおよびＴＭ成分）に割り当てられた２つの波のうちの一方を、選択的に非活性化するための手段を提供することができる。非活性化の手段はまた、その手段が２つの偏波成分のうちの一方を非活性化しないときの状態を、もたらされうる。選択的に非活性化するための手段は、位相変調するための手段の一部であってよい。送信器は、選択的に２つの波のうちの一方を暗くすることができる。

特に、送信器は、３つの強度状態の間の２つの光波を強度変調するための強度変調器を備えることができる。強度変調器は、位相変調するための手段の上流または下流に配置されうる。第１の強度状態において、両波は、本質的に同じ（高い）強度を有し、第２の強度状態において、一方の波が高い強度を有し、他方の波が低いかまたはゼロの強度を有し、また、第３の強度状態において、一方の波が低いかまたはゼロの強度を有し、他方の波が高い強度を有する。

第１の強度状態において、従来の偏波立体配座点が選択される（例えば、ＱＰＳＫ変調の場合の図３のＳＯＰ１−４参照）。第２および第３の強度状態において、２つの第２の偏波状態のうちの一方が、選択される。

非活性化手段に加えて、送信されるべきデータを受信し、そのデータに従って、位相変調するための手段および非活性化する手段に供給される変調信号を生成するように構成された、変調エンコーダが、設けられうる。好ましくは、位相変調するための手段に供給される信号は、バイナリ信号である。この場合、位相変調のためにＭＺＩを使用するとき、各ＭＺＩは、２つの飽和状態の間でスイッチングされる。

強度変調器を使用する代わりに、電気ドメインにおける送信器の両偏波経路の光場を計算することができ、位相変調のための手段を介して送信器場を生成することができる。この場合、変調エンコーダは、非バイナリの変調信号が偏波状態を選択しながら、受信されたデータに従って、非バイナリ信号を、特に位相変調するための手段に供給されるアナログ変調信号を生成することが好ましい。

異なる実施形態によれば、追加の偏波変調器が提供されうる。好ましくは、偏波変調器は、偏波合成するための手段の下流に配置される。偏波変調器は、第２の偏波状態のうちの一方にスイッチングするように構成された偏波スイッチとして実施されうる。例えば、円偏光を直線偏光に変換し、それにより、第１の偏波状態のうちの１つを第２の偏波状態のうちの１つに変換することができる、スイッチング可能な四分の一波長板が、使用されうる。例えば、図３の円偏波ＳＯＰ２およびＳＯＰ４が、０および９０°の直線偏波状態（図４のＳＯＰ５およびＳＯＰ６）に変換されうる。

さらに、変調エンコーダが、偏波変調器に加えて提供されうる。そのような変調エンコーダは、送信されるべきデータを受信され、そのデータに従って、位相変調するための手段および偏波変調器に供給される変調信号を生成するように構成される。好ましくは、変調信号は、バイナリ信号である。

本発明の送信器はまた、ＯＦＤＭ信号を生成するように構成されてよく、（第１の偏波成分のための１つの副搬送波と第２の直交する偏波成分のための１つの副搬送波とを含む）各副搬送波信号が、上述の通り、変調される。特に、第２の偏波状態が、上述の通り、使用されうる。

上述の変調方法で生成されるような光信号を受信するための受信器が、開示される。

好ましくは、そのような受信器はコヒーレント受信器であり、受信された信号の２つの直交する偏波を（個別にではなく）合同シンボルとして処理し、光信号の１つまたは複数のシンボル、例えば、スーパーシンボルを形成する９ビットをエンコードする２つのシンボル、の直交する偏波成分を合同で決定するように、構成される。したがって、受信された偏波成分は、別々には決定されない。そのような受信器は、電子的偏波逆多重化および／または電子的ひずみ等化を含むことができる。電子的偏波逆多重化とは違って、光偏波多重化が、代替として使用されてよい。

受信器はまた、上述のＯＦＤＭ信号を受信するように構成されうる。

本発明の態様のうちの特定の一態様に関する上の所見はまた、本発明の個々の他の態様に対して、基本的に適用可能である。

本発明は、添付の図面を参照して、例示的な形式で、以下に説明される。

従来のＰＭ−ＱＰＳＫ送信機を示す図である。 ポアンカレ球上のＳＯＰ１−６の配置を示す図である。 ポアンカレ球上のＰＭ−ＱＰＳＫ変調方式の４つの偏波状態ＳＯＰ１−４、およびそれぞれの偏波状態における４つの位相状態の配置を示す図である。 ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４変調方式の立体配座を示す図である。 ＰＭ−ＱＰＳＫの場合の、２つのシンボルすべての１６・１６の組合せに対するユークリッド距離の逆数を示すグラフである。 ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４の場合の、２つのシンボルすべての２４・２４の組合せに対するユークリッド距離の逆数を示すグラフである。 ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４送信機の第１の実施形態を示す図である。 ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４送信機の第２の実施形態を示す図である。 従来のＩＱ変調器の基本的動作を示す図である。 ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４送信機の第３の実施形態を示す図である。 従来のＰＤＭ−ＯＦＤＭ伝送システムを示す図である。 ＰＯＬ−ＱＡＭによる副搬送波変調を有するＯＦＤＭ伝送システムの一実施形態を示す図である。

図１から図３は、すでに上で説明された。図４は、本発明の変調方式の例示的一実施形態として、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４変調方式の立体配座を示す。ＰＤＭ−ＱＰＳＫ（図３参照）の場合の４つの位相の立体配座点をそれぞれ有する４つのＳＯＰに加えて、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４において、ＳＯＰ１−ＳＯＰ４で定義される平面内に位置しない、２つの追加の偏波状態（図４のＳＯＰ５およびＳＯＰ６参照）が加えられる。したがって、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４は、４つのＩＱ立体配座点をそれぞれ有する６つのＳＯＰを使用する。ここで、０°（ＴＥ）および９０°（ＴＭ）の直線偏波状態が、追加の偏波状態として使用される。しかし、ＳＯＰ１−６全体が、偏波状態の間の相対距離が同じまま、球上で回転させられうる。例えば、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４信号を形成する２つの偏波成分が、互いの間で位相オフセットψを示す場合、ＳＯＰ１−４は、図２のＳ１軸周りに（２・ψの回転で）回転させられる。

ＰＤＭ−ＱＰＳＫの合同シンボルは、下式のように表されうる：
シンボル＝ＳＯＰｘ・（ｅ^ｊ０、ｅ^ｊπ／２、ｅ^ｊπ、ｅ^{ｊ３π／２}）、ｘ＝１、．．、４。

同様に、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４の合同シンボルは、下式のように表されうる、
シンボル＝ＳＯＰｘ・（ｅ^ｊ０、ｅ^ｊπ／２、ｅ^ｊπ、ｅ^{ｊ３π／２}）、ｘ＝１、．．、６。

しかし、好ましくは、ＳＯＰ５およびＳＯＰ６の位相状態は、ＳＯＰ１−ＳＯＰ４（図３参照）における位相状態に比べて４５°回転させられ、すなわち、位相状態は、ＳＯＰ１−ＳＯＰ４およびＳＯＰ５−ＳＯＰ６に対して、同一ではない。このことが異なるシンボル間のユークリッド距離を増すことが、示されうる。

追加のＳＯＰ５およびＳＯＰ６（ここでは、ＴＥおよびＴＭの出力波に相当）が、１６シンボル（４つのＩＱ立体配座点をそれぞれ有する４つのＳＯＰ）から２４シンボル（４つのＩＱ立体配座点をそれぞれ有する６つのＳＯＰ）に、シンボルのアルファベットを拡張する。したがって、１つのシンボルで伝達されうる最大の情報は、ｌｏｇ_２１６＝４ビット／シンボルからｌｏｇ_２２４＝４．５８ビット／シンボルに増加する。

本発明の変調方式は、偏波状態当たり（ＱＰＳＫの場合のように）４つの初期位相に限定されるものではなく、より大きな数の位相、例えば、８ＰＳＫの場合の８位相、または１６−ＱＡＭ（直交振幅変調）の場合の１２位相を使用することができる。８位相の場合、本発明の方法は、大円１０上に８つのＳＯＰ、ならびに大円１０の外に２つの追加のＳＯＰ５およびＳＯＰ６を提供する。したがって、これまで説明した６つのＳＯＰとは異なるＳＯＰが、やはり、シンボルアルファベット、例えば、共通の大円上にない８つのＳＯＰ、またはＰＳ上に三面角を形成する４つのＳＯＰ、に対する信号を形成することができる。

図５（ａおよびｂ）は、ＰＭ−ＱＰＳＫの場合およびＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４の場合の、２つのシンボルのすべての組合せに対するユークリッド距離の逆数を示す。ＰＭ−ＱＰＳＫに対するシンボルアルファベットは１６シンボルを含み、したがって、図５ａは１６・１６のバーを示す一方、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４のシンボルアルファベットは２４シンボルを含み、結果として図５ｂに２４・２４のバーをもたらす。ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４に対する図５ｂは、ＰＯＬ−ＱＡＭに対する図５ａにおけるバーより高いバーを、１本も示さない。バーの最大高さが同じであることは、両者において、最小ユークリッド距離が同じであることを示す。したがって、ＯＳＮＲペナルティは、ＰＭ−ＱＰＳＫからＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４に移動するときに、変更されないままである。したがって、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４は、ＯＳＮＲ感度を劣化させることなく、可能なシンボルの数を、１６から２４に拡張する。

複数の情報ビットを、シンボルアルファベットを形成する光波の状態の上にマッピングするために、多くの代替が存在する。以下に、（スーパーシンボルを形成する）２つの連続したシンボル上の９つの情報ビットの単純マッピングが、例示的な形式として説明される。この場合、伝送される情報速度は、９ビット／２シンボル＝４．５ビット／シンボルである。この値は、最大達成可能値である４．５８ビット／シンボルより、わずかに低い。

２つの連続したシンボル、シンボル１およびシンボル２、を含むスーパーシンボルの波の状態は、シンボル１の直交するＴＥ、ＴＭ偏波成分ｘ１、ｙ１、ならびにシンボル２の直交するＴＥ、ＴＭ偏波成分ｘ２、ｙ２により形成される。両偏波成分は、送信機の偏波ビーム合成器（図１の合成器３参照）の中で合成される。波ｘ１、ｙ１、ｘ２、およびｙ２は、ＩＱ変調器（図３のＩＱ変調器２ａおよび２ｂ参照）により変調される。２つのビットｂ１およびｂ２が、偏波成分の複素出力波を、ＩＱ（ｂ１、ｂ２）＝（ｂ１−０．５）＋ｊ（ｂ２−０．５）により決定することができる。ＩＱ（ｂ１、ｂ２）は、振幅１のＱＰＳＫ立体配座点を表す。

下の表１は、２つの連続した光シンボルで形成される光スーパーシンボルに対する９つのビットｂ０−ｂ１のマッピングを示す。送信機マッピング表において、例えば、ＩＱ_ｘ１（ｂ１、ｂ２）における「ｘ１」項は、シンボル１に対して、ＴＥ（＝ｘ）偏波が、ビットｂ１およびｂ２で決定されるＱＰＳＫ立体配座点により変調されることを示す。追加のＳＯＰ（ＳＯＰ５およびＳＯＰ６）のうちの一方が励起される（すなわち、送信機出力信号は、ＴＥ（ｘ）またはＴＭ（ｙ）の偏波成分のいずれか１つだけを伝達する、ｙ１／２＝０またはｘ１／２＝０）場合、関連するＩＱ変調器の振幅は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ変調に関して、信号電力を同じレベル（＝１）に保つために、

倍だけ増加させられる。表１から明らかなように、スーパーシンボル内の２つのシンボルのうちの一方だけが、ＳＯＰ５またはＳＯＰ６の中に存在することができる。

この、ＩＱ立体配座に対する２つのビットのマッピングにより、受信器における決定が容易になる。受信器において、以下の決定が実施される：Ｄｉ_１＝｜ｘ１｜−｜ｙ１｜およびＤｉ_２＝｜ｘ２｜−｜ｙ２｜、Ｄｉ_１、２はｘ１、２およびｙ１、２の信号の振幅（大きさ）の間の差を示す。それぞれの差の結果Ｄｉ_１、２は、３つの状態のうちの１つにある。したがって、ＳＯＰ１−４が送信される場合（図３）はＤｉ_１、２は０であり、ＳＯＰ５−６が送信される場合はＤｉ_１、２は＋１または−１である。

受信器における決定プロセスが、表２に示される。受信器内の決定は、ＤＳＰの中で実現されうる。決定プロセスは、Ｄｉ_１、２を決定し、解析することに基づく。Ｄｉ_１およびＤｉ_２の両方が０である場合、ｂ０＝０で、ＳＯＰ１−４だけが、スーパーシンボルの両シンボルに使用される。この場合、例えば、２つのビットｂ１、ｂ２が、決定ｄｅｃ（ｘ１）により求められる。「ｄｅｃ（ｘ１）」項は、成分波ｘ１により運ばれた、受信された立体配座点から２つのビットｂ１およびｂ２を抽出するために必要な２つの決定を示し、すなわちｂ１＝（Ｒｅ（ｘ１）＞０）の結果およびｂ２＝（Ｉｍ（ｘ１）＞０）の結果である。同様に、他のビットｂ３−ｂ８が求められる。

Ｄｉ_１≠０またはＤｉ_２≠０の場合、ｂ０は１に相当し、すなわち、ＳＯＰ５および６のうちの１つが、現在のスーパーシンボルのうちの１つのシンボルに対して使用されていた。さらに、Ｄｉ_１≠０であるか、または代わりにＤｉ_２≠０であるかを、チェックしなければならない。Ｄｉ_１≠０の場合は、ｂ１は０に相当する。代替としては、ｂ１は１に相当する。Ｄｉ_１、２の値に従って、ｂ２もまた決定される（表２の第３列参照）。残りのビットｂ３−ｂ８は、第４列から第７列に示されるように求められる。

図６、図７、図９および図１０における、後続の送信器の実施形態は、変調信号を求めるために、表１のマッピング方式を使用することができる。

すべての６つのＳＯＰの間で変調された光信号を生成するための、送信器の第１の実施形態が、図６に示される。図６のＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４送信器は、図１のＰＭ−ＱＰＳＫ送信器に基づいており、例えば、４０Ｇｂ／ｓまたは１００Ｇｂ／ｓのデータ速度を運ぶように構成されうる。同じ参照記号で示される、図１および図６における図示された要素は、基本的に同一である。図１の要素に加えて、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４送信器は、光偏波合成器３に供給される２つの光波のうちの一方を、選択的に暗くするように構成された、強度変調器２０を備える。図６において、強度変調器２０はＭＺＩとして実現され、強度変調は、ＩＱ変調器２ａおよび２ｂの上流、すなわちＩＱ変調器２ａおよび２ｂの入力において、実施される。しかし、強度変調はまた、ＩＱ変調器２ａおよび２ｂの下流で実施されてよい。

図６の強度変調器２０は、２つの相補型出力を有し、すなわち、上の変調器２ａに供給される上の出力における強度は、下の変調器２ｂに供給される下の出力における強度に対して相補的である。ここで、３状態の強度変調器２０が使用され、すなわち、変調器２０は、３つの強度状態の間の２つの光波を変調する。０．５／０．５強度状態において、両方の波は本質的に同じ（高い）強度を有し、１／０強度状態において、（上の変調器２ａに供給される）上の波は高い強度を有し、（上の変調器２ｂに供給される）下の波はきわめて低い、またはゼロの強度を有し、０／１強度状態において、上の波はきわめて低い、またはゼロの強度を有し、下の波は高い強度を有する。好ましくは、１／０および０／１状態において、強度変調器は、飽和状態で動作する。

０．５／０．５強度状態において、従来の偏波立体配座点が選択される（例えば、ＱＰＳＫ変調の場合の図３のＳＯＰ１−４参照）。１／０および０／１強度状態において、２つの追加の偏波状態が選択される。例えば、上の経路が、０°の偏波角を有するＴＥ偏波に割り当てられ、下の経路が、９０°の偏波角を有するＴＭ偏波に割り当てられる場合、上の波を暗くすること（０／１状態）が、ＳＯＰ６（ＴＭ偏波）を結果としてもたらす一方、下の波を暗くすること（１／０状態）が、ＳＯＰ５（ＴＥ偏波）を結果としてもたらす。

図１と同様に、変調エンコーダ４’は、上のＩＱ変調器２ａを制御するための２つのバイナリ信号Ｄ１−Ｄ２、および下のＩＱ変調器２ｂを制御するための２つのバイナリ信号Ｄ３−Ｄ４を、生成する。バイナリ信号の各ペアは、ＱＰＳＫの立体配座の４つの位相状態から１つの位相状態を選択する。

変調器のエンコーダ４’はさらに、強度変調器２に供給される変調信号Ｄ５を生成する。変調器信号Ｄ５は、３状態のそれぞれを選択するための３状態信号である。

すべての６つのＳＯＰの間で変調される光信号を生成する送信器の第２の実施形態が、図７に示される。図７のＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４送信器は、図１のＰＭ−ＱＰＳＫ送信器に基づく。同じ参照記号で示される図１および図７における図示された要素は、基本的に同一である。

図７において、追加の光偏波変調器３０が、偏波合成器３の下流に設けられる。ここで、偏波変調器は、追加のＳＯＰのうちの１つにスイッチングする偏波スイッチ３０として実現される。偏波スイッチ３０は、活性化されると、円偏光を直線偏光に変換することができる、スイッチング可能な四分の一波長板（ＱＷＰ）を使用することにより実現される。これは、ＱＷＰの中で、高速軸に沿って偏波される光の偏波成分が、直交する低速軸に沿って偏波される直交偏波成分より速く伝播するということにより引き起こされる。ＱＷＰの中で、この速度の差が、両偏波成分の間に、四分の一波長の位相シフトを結果としてもたらす。したがって、偏波スイッチ３０の中でＱＷＰを活性化することにより（例えば、光路の中でＱＷＰをスイッチングすることにより）、直接、偏波スイッチ３０の入力における、円偏波の２つの直交する偏波成分（図３のＳＯＰ２またはＳＯＰ４参照）の間の９０°位相シフトが相殺され、偏波スイッチ３０の出力において、直線偏波が結果として得られうる。

ＱＷＰを活性化するときにＳＯＰ２およびＳＯＰ４からＳＯＰ５およびＳＯＰ６にスイッチングするために、ＱＷＰは、偏波合成器３の出力において、ＱＷＰの軸が光信号の直交する偏波成分に比べて４５°傾斜する（すなわち、４５°偏光がＱＷＰの軸の１つにおいてのみ結合される）ように、配列されなければならない。

送信されるべきデータに従って、変調エンコーダ４’’が、変調信号Ｄ１−Ｄ５を生成する。好ましくは、変調信号Ｄ１−Ｄ５は、バイナリ信号である。変調エンコーダ４’’は、変調信号Ｄ１−Ｄ４をＩＱ変調器２ａおよび２ｂに、また、変調信号Ｄ５を偏波変調器３０に、供給する。バイナリ信号Ｄ５は、上述のように、偏波スイッチ３０の中でＱＷＰを活性化または非活性化する。

ＰＯＬ−ＱＡＭ信号の変調のために、電気ドメインにおいて光場Ｅ_ｘおよびＥ_ｙを計算し、送信器場を、場変調器を介して生成する選択肢も存在する。ＭＺＩがゼロにバイアスされる（Ｄ＝０に対して送信がない）場合、位相変調器をその干渉計アームの中に有するＭＺＩが、場の振幅において、印加された駆動電圧Ｄに（Ｄの小さい値に対して）比例する光出力場をもたらすことは、よく知られている。Ｅは、Ｄの大きさがより大きい場合、ｓｉｎ（ａ・Ｄ）に比例し、「ａ」は定数である。これは、さらに、図８のＩＱ変調器で示される。２つのＭＺＩが、場Ｅ＝Ｅ_Ｉ＋ｊＥ_Ｑの実数（Ｉ）成分および虚数（Ｑ）成分に対する２つの場変調器を形成する。場の振幅Ｅ_ＩおよびＥ_Ｑは、印加された駆動電圧ＤＩおよびＤＱそれぞれに、大まかに比例する。

すでに上で説明した図１、図６および図７に示すように、直交偏波に対する第２のＩＱ変調器の組合せが、直交偏波を変調することを可能にし、例えば、第１の変調器が、ｘ偏波に対してＥｘ＝Ｅｘ_Ｉ＋ｊＥ_ｘＱをもたらし、第２の変調器が、直交するｙ偏波に対してＥ_ｙ＝Ｅ_ｙＩ＋ｊＥ_ｙＱをもたらす。必要な駆動電圧は、それぞれＤ_ｘＩ、Ｄ_ｘＱ、Ｄ_ｙＩ、およびＤ_ｙＱである。電圧Ｄ_ｘＩ、Ｄ_ｘＱ、Ｄ_ｙＩ、およびＤ_ｙＱは、情報ビットを受信するディジタル（ＤＳＰ）またはアナログの電子プロセッサの中で計算されうる。プロセッサの出力において、すべてのＤ_ｘＩ、Ｄ_ｘＱ、Ｄ_ｙＩ、およびＤ_ｙＱの（例えば、シンボルレートを有する、またはダブルシンボルレートを有する）タイムサンプルがもたらされる。電圧Ｄ_ｘＩ、Ｄ_ｘＱ、Ｄ_ｙＩ、およびＤ_ｙＱは、例えば表１を使用することにより、計算されうる。ＩＱｘおよびＩＱｙはすでに、駆動電圧Ｄ_ｘＩ、Ｄ_ｘＱ、Ｄ_ｙＩ、およびＤ_ｙＱに比例し、２つのビットｂｉおよびｂｊによって決まる複素数：ＩＱ（ｂｉ、ｂｊ）＝（ｂｉ−０．５）＋ｊ（ｂｊ−０．５）である。ＩＱ_ｘ、ｙの実部および虚部は、それぞれＤ_ｘ、ｙＩおよびＤ_ｘ、ｙＱに比例する。

図９は、すべての６つのＳＯＰの間で出力信号を変調することができ、変調エンコーダ４’’’における電気ドメインにおいて必須の両偏波成分の必要な光場Ｅ_ｘおよびＥ_ｙを計算するというアイデアに基づく送信器の第３の実施形態を示す。変調エンコーダ４’’’により生成されるような変調信号Ｄ１’−Ｄ４’は、非バイナリのアナログ信号である。ＩＱ変調器２ａおよび２ｂは、アナログドメインの中で動作される。これは、光搬送波上のサブチャネル信号の逆フーリエ変換により形成されたアナログ信号を変調する、ＯＦＤＭ送信器に相当する。

本発明の変調方式はまた、ＯＦＤＭと関連して使用されうる。したがって、各副搬送波は、図３に示すように、追加の偏波状態ＳＯＰ５およびＳＯＰ６を使用して変調されうる。

図１０は、ＰＤＭ−ＯＦＤＭ送信器およびＰＤＭ−ＯＦＤＭ受信器を備える、従来のコヒーレントＰＤＭ−ＯＦＤＭ伝送システムを示す。

ｘ偏波面（例えば、ＴＥ）を介して伝送されたデータ（「ｘデータ」）およびｙ偏波面を介して伝送されたデータ（「ｙデータ」）は、２つの偏波面に関する別々の送信器経路の中で独立に処理される。それぞれの送信器経路は、直列−並列変換器４０ａ／ｂ、コーダ４１ａ／ｂ、逆高速フーリエ変換実施のためのＩ−ＦＦＴブロック４２ａ／ｂ、並列−直列変換器４３ａ／ｂ、ならびに同相成分（「Ｉ」で表示）および直交成分（「Ｑ」で表示）のための２つのＤＡＣ ４４ａ−ｄ（ディジタルアナログ変換器）を備える。各偏波成分ｘおよびｙの同相成分および直交成分は、ＩＱ変調器４５ａ／ｂにより光搬送波上で変調される。２つの直交する偏波成分ｘおよびｙは、偏波合成器４６により合成される。

受信器において、光信号の偏波成分ｘおよびｙは、完全に別々に処理される。最初に、偏波多重化信号が、偏波分割器４７により直交する偏波成分ｘおよびｙに分割される。その後、偏波成分ｘおよびｙが、光ハイブリッド４８ａ／ｂにより同相成分と直交成分に分割される。偏波成分ｘの同相成分Ｉｘおよび直交成分Ｑｘ、ならびに偏波成分ｙの同相成分Ｉｙおよび直交成分Ｑｙが、４つのフォトダイオード４９ａ−ｄにより電気信号に変換される。フォトダイオード４９ａ−ｄの下流に、ＡＤＣ ５０ａ−ｄ（アナログディジタル変換器）、直列−並列変換器５１ａ／ｂ、ｘおよびｙ偏波成分のための２つの別々のＦＦＴブロック５２ａ／ｂ（高速フーリエ変換）、ならびに別々のデコーダ５３ａ／ｂおよび並列−直列変換器５４ａ／ｂがある。

図１０の下部に示すように、各副搬送波に対して、ｘ偏波およびｙ偏波が、所与の位相立体配座（例えば、ＱＰＳＫ）によって、別々に変調される。受信器において、ｘ偏波成分およびｙ偏波成分が、別々に検出される。

偏波分割器４７の偏波成分ｘおよびｙは、通常、送信器における偏波成分ｘおよびｙと整合されないので、電子的偏波逆多重化が、伝送されたｘ信号および伝送されたｙ信号を復元するために適用されうる。この目的のために、それぞれ対応する、ＦＦＴの上部（５２ａ）および下部（５２ｂ）副搬送波出力に対して、２・２複素行列の乗算が適用されうる（図示せず）。この乗算が、ｘ副搬送波信号およびｙ副搬送波信号につながる偏波逆多重化演算を実施し、次いでそれらの信号が、ｘおよびｙの副搬送波信号が別々に、独立に決定されるデコーダ５３ａおよび５３ｂそれぞれに、供給される。代替として、光偏波逆多重化は、偏波分割器４７の偏波成分ｘおよびｙを、送信器における偏波成分ｘおよびｙに整合させることにより、使用されうる（図示せず）。

図１１は、ＰＯＬ−ＱＡＭによる副搬送波変調を有するコヒーレントＯＦＤＭ伝送システムの一実施形態を示す。同じ参照記号で示された、図１０および図１１の図示された要素は、基本的に同じである。図１１において、送信されるべきデータは、直列−並列変換器４０’および組み合わされたマッパ／コーダ４１’のカスケードに、供給される。組み合わされたマッパ／コーダ４１’において、必要なｘおよびｙ偏波成分が、各副搬送波の波長ごとに、個々のＰＯＬ−ＱＡＭ信号を生成するために、好ましくは、上述のＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４信号を生成するために求められる。これは、図１１の下部において、図４の偏波および位相の立体配座図と同等の、ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４の偏波および位相の立体配座図により、示される。ＰＯＬ−ＱＡＭ ６／４副搬送波信号は、ｘ偏波成分の副搬送波とｙ偏波成分の副搬送波を同じ周波数で合成することにより、形成される。

ｘおよびｙ成分が、２つのＩ−ＦＦＴブロック４２ａ／ｂにより、時間ドメインにおいて変換される。送信器の残りの部分は、図１０の送信器と同等である。

受信器において、光信号の偏波成分ｘおよびｙは、図１０に関連して説明したように、最初に処理され、逆多重化される。しかし、図１０の別々のデコーダ５３ａ／ｂとは違って、図１１の受信器は、副搬送波ごとに組み合わされたシンボルを形成するｘおよびｙ成分を、合同で決定するための合同デコーダ５３’を備える。合同デコーダ５３’は、２つの連続するシンボルが上述のようにスーパーシンボルを形成して、副搬送波ごとに２つの連続するシンボルを合同で決定するように、構成されうる。デコードされた副搬送波情報は、元の直列データストリームを復元するために、合同の並列−直列変換器５４’に供給される。

上述の本発明の実施形態がまた、シンボル当たり、より多数の位相状態、例えば、８ＰＳＫの場合のシンボル当たり８位相に対して構成されうることに留意されたい。さらに、真のＰＳＫ変調に代わるＱＡＭ変調が、特に、上述のＩＱ変調器に対して使用されうる。

Claims (11)

1. 複数の異なる偏波状態（ＳＯＰ１−６）の間および異なる位相状態の間で変調された光信号を生成するステップを含み、
   偏波状態（ＳＯＰ１−６）が、ポアンカレ球上の同じ大円（１０）上にすべては位置せず、
   複数の偏波状態が、
   ポアンカレ球上の単一の大円（１０）を画定する第１の偏波状態（ＳＯＰ１−４）と、
   大円（１０）の外に１つまたは複数の第２の偏波状態（ＳＯＰ５−６）とを含む、光通信のための変調方法であって、
   第２の偏波状態（ＳＯＰ５−６）において、光信号の２つの直交する偏波成分のうちの一方が非活性化されることを特徴とする、方法。
2. 光信号を生成するステップが、
   ２つの光波を位相変調するステップと、
   位相変調された光波を偏波合成するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
3. 光信号を生成するステップが、
   光信号の２つの直交する偏波成分に割り当てられた２つの光波のうちの一方を、選択的に非活性化するステップをさらに含む、請求項２に記載の方法。
4. 光信号が、６つの偏波状態（ＳＯＰ１−６）および各偏波状態における４つの位相状態の間で変調され、
   光信号が一連の光シンボルを含み、シンボルが、偏波状態（ＳＯＰ１−６）のうちの１つと位相状態のうちの１つとを有し、シンボル当たり平均で４ビット超がエンコードされる、請求項１に記載の方法。
5. ２つの光シンボル当たり９ビットがエンコードされる、請求項４に記載の方法。
6. 方法が、複数の合成された副搬送波信号を含むＯＦＤＭ信号を生成し、それぞれの合成された副搬送波信号が、複数の偏波状態（ＳＯＰ１−６）の間で変調される、請求項１に記載の方法。
7. 複数の異なる偏波状態（ＳＯＰ１−６）の間および異なる位相状態の間で変調された光信号を生成するための手段を含み、
   複数の偏波状態が、ポアンカレ球上に単一の大円（１０）を画定する第１の偏波状態（ＳＯＰ１−４）を含み、
   複数の偏波状態（ＳＯＰ１−６）が、大円（１０）の外に１つまたは複数の第２の偏波状態（ＳＯＰ５−６）をさらに含む、光通信のための送信器であって、
   光信号を生成するための手段が、光信号の２つの直交する偏波成分のうちの一方が第２の偏波状態（ＳＯＰ５−６）において非活性化されるように構成されることを特徴とする、送信器。
8. 光信号を生成するための手段が、
   ２つの光波を位相変調するための手段（２ａ、２ｂ）と、
   位相変調するための手段の下流に、偏波合成するための手段（３）とを含む、請求項７に記載の送信器。
9. 光信号を生成するための手段が、
   光信号の２つの直交する偏波成分に割り当てられた２つの光波のうちの一方を、選択的に非活性化するための手段（２０）をさらに含む、請求項８に記載の送信器。
10. 光信号を生成するための手段が、
    送信されるべきデータを受信し、そのデータに従って、位相変調するための手段（２ａ、２ｂ）に供給される非バイナリ変調信号（Ｄ１'−Ｄ４'）を生成するように構成された、変調エンコーダ（４'''）をさらに備え、非バイナリ変調信号が偏波状態（ＳＯＰ１−６）を選択する、請求項８に記載の送信器。
11. 光信号を生成するための手段が、
    偏波合成するための手段（３）の下流に、偏波変調器（３０）をさらに備える、請求項８に記載の送信器。

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