CN101557260B - 具有增多的偏振态的调制方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于光通信的调制方法，包括步骤：生成在多个不同偏振态之间和在多个不同相位态之间调制的光信号。该多个偏振态包括第一偏振态(SOP1-4)。该第一偏振态(SOP1-4)定义了Poincaré球上的单个大圆(10)。该方法的特征在于：该多个偏振态还包括一个或多个位于该大圆(10)之外的第二偏振态(SOP5-6)。这种附加的第二偏振态扩展了符号字母表。

Description

具有增多的偏振态的调制方法和装置
技术领域
本发明涉及光通信，特别地涉及用于光通信的调制机制，其中光信号在不同的偏振态之间进行调制。 
背景技术
现有技术的使用两个独立相位调制的信号(例如两个QPSK(正交相移键控)信号)的偏振复用(PDM)的光传输机制与非偏振分集传输机制相比，具有较高的频谱效率。在相干接收机中，可以借助数字信号处理对这样的PDM信号进行偏振解复用和失真补偿。 
图1示出了传统的PDM-QPSK发射机。该发射机包括生成光载波信号的激光器。光载波信号被分割并且馈送到上方的IQ调制器2a和下方的IQ调制器2b。上方的IQ调制器2a用于对组合的光输出信号的第一偏振分量(图1中表示为“x”)，例如TE分量(TE-横电模)进行相位调制。下方的IQ调制器2b用于对组合的光输出信号的第二正交偏振分量(图1中表示为“y”)，例如TM分量(TM-横磁模)进行相位调制。此处，每个IQ调制器2a和2b由针对同相和正交分量的两个Mach-Zehnder干涉仪(MZI)形成，其中分配给正交分量的MZI的输出信号与分配给同相分量的MZI的输出信号相比相移90°(参见90°相移器，图1中表示为“90”)。优选地，每个MZI在两个饱和态之间进行数字调制。饱和态表示描述输出场幅度对电极驱动电压的依赖性的类正弦传递函数的最小值和最大值。 
基于要传输并由系统时钟定时的数据，调制编码器4生成用于控制上方IQ调制器2a的两个二进制信号D1-D2，和用于控制下方IQ调制器2b的两个二进制信号D3-D4。每对二进制信号从QPSK 星座图的4个相位态中选择一个相位态。此外，在下方IQ调制器的输出处，提供TE-TM转换器(TM到TE的转换器)(未示出)，将下方(上方)IQ调制器的TE(TM)工作偏振转换为TM(TE)偏振。作为替代，IQ调制器2a和2b的输入波可能已经呈正交偏振。两个偏振x和y在偏振组合器3中组合在一起。偏振组合器3的输出信号被馈送进光纤。 
假设在偏振组合器3中进行偏振复用之前，两个光信道是比特对准的，则每个符号周期T，两个组合信号形成具有特定的偏振态(SOP)和特定的初始相位 
Figure G2009101348302D00021
的光波。 
所得到的组合光信号SOP可以被表示为Poincaré球(PS)上的点。图2示出了这种PS，该球半径为1，被以PS中心为原点的卡迪尔坐标系S1、S2和S3所穿越。正S1轴上的SOP表示0°的线偏振(TE偏振)，相反的偏振点对应于正交SOP，即90°线偏振(TM偏振)。正S2轴指向具有45°仰角的线偏振，负S2轴指向具有-45°仰角的线偏振，并且PS的北极和南极分别对应于左旋和右旋圆偏振。该球上除了两极以及赤道上的点之外的所有点均表示椭圆偏振态。 
图3示出了在发射机输出处的组合PDM-QPSK信号的4种可能的SOP1-4。在2个QPSK信号彼此间呈光相位偏移ψ的情况下，四种SOP绕着S1轴旋转(旋转2ψ)。四种可能的SOP位于PS的公共面上，其中该公共面具有与PS相同的中心。换言之，四种可能的SOP正好定义了PS上的一个大圆(参见大圆10)，其中该大圆具有与PS相同的圆周，并且是PS上可以画出的最大的圆。 
取决于两个QPSK分量信号的调制相位之间的差异，每个SOP呈现初始相位 
Figure G2009101348302D00022
Figure G2009101348302D00023
Figure G2009101348302D00024
或 
Figure G2009101348302D00025
其可以在星座图中示为复平面上的四个点，即每个SOP可以在4种相位之间调制。在图3中，在四种SOP中的每一种SOP处，加上QPSK相位星座IQ1-IQ4，由此示出四种可能的相位 - 因此，图1中PDM-QPSK发射机的输出处的联合符号的符号字母表包括16个不同的符号，即16种不同的波， 其可以写为复数场E(k，m)： 
Figure G2009101348302D00031
项“a(SOPk)”表示属于SOPk的Jones矢量，其中k＝1，..，4，并且项 
Figure G2009101348302D00032
(其中m＝1，..，4)描述初始相位。 
假设变量k和m分别由第一对比特b0和b1以及第二对比特b2和b3决定，则每个联合符号传送4比特信息。 
当使用现有的光纤基础设施经由这样的PDM-QPSK传输系统传送高数据速率(例如40Gb/s、100Gb/s或者更高)并且跨接长的传输跨距(例如几百km或者1000km)时，尽管使用了相干检测来实现较低符号速率和强大的电子均衡，系统仍然工作于其灵敏度的极限上。 
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种在这样的高数据速率下提供提高的灵敏度的偏振和相位分集的调制方案。本发明的另外的目的是提供对应的接收方法、对应的发射机和对应的接收机。 
根据本发明的方法、发射机和接收机实现了这些目的。 
根据本发明的第一方面，一种用于光通信的调制方法包括步骤：生成在多个不同偏振态之间和在多个不同相位态之间调制的光信号(具有相同或不同的幅度)。该多个偏振态并不都位于Poincaré球上的公共大圆上。 
优选地，该多个偏振态包括第一偏振态，例如图3中的SOP1-4。该第一偏振态定义了Poincaré球上的单个大圆，例如图3中的大圆10。该多个偏振态还包括一个或多个位于该大圆之外的第二偏振态，即，第二偏振态的星座点不位于从球心到第一偏振态的矢量所延伸出的平面内。 
这种附加的第二偏振态扩展了符号字母表，例如当提供两个附加的第二偏振态并且每个偏振态使用4个相位时，从16个PDM-QPSK符号(4×4)扩展到24个符号(6×4)。由于扩展了符号字母表，每个联合光符号可以编码更多的数据，即在PDM-QPSK的情况下，通过 不仅仅使用两个独立复用的正交偏振分量，每个符号传输的比特数目可以增加。然而，由于通过使SOP不是仅占用PS上的一个大圆而是使用更多的球表面从而引入了附加的自由度，每符号的信息增加，但是不带来或者只带来很低的附加OSNR(光信噪比)代价，即OSNR完全没有降低或者仅有最小程度的降低。 
当传送与仅使用第一偏振态的调制方案中相同的数据速率时，由于每符号具有更高的信息内容，符号速率可以降低，由此降低了信号带宽且增大了灵敏度。作为替代，符号速率可以保持不变，使用冗余来增大灵敏度而不降低净数据速率。可以使用更高的总数据速率(gross datarate)来依据纠错算法(例如FEC-前向纠错)编码数据。因此，在发射机和接收机中，可以使用附加的比特来分别应用FEC编码和解码。FEC的编码增益将降低解码器输出处的比特错误率(BER)，并且因此提高接收机的灵敏度。此外，在无线传输中建立的并且例如结合了QAM星座调制和FEC编码的编码调制也可以应用于偏振和相位的扩展的组合星座。由于偏振态调制带来的附加的自由度，这样的编码调制实现了改进的性能。 
应该注意，每个偏振态除了呈现多个相位之外还可以呈现多个幅度(QAM-正交相位调制)，即在不同的相位态之间的调制还包括相位和幅度调制(QAM)。作为替代，在QPSK中，对于所有的星座点，幅度是恒定的。 
根据优选的实施例，该方法包括两个彼此正交的第二偏振态。这两个第二偏振态可以位于大圆的中点的垂线上。特别地，这两个第二偏振态可以是0°和90°的线偏振态(TE和TM偏振态)。 
在QPSK调制的情况下，第一偏振态可以包括两对偏振态，每对包括两个彼此正交的偏振态(参见例如图3中的SOP1和SOP3这一对以及SOP2和SOP4这一对)。优选地，第一偏振态是右旋(参见图3中的SOP4)和左旋(参见SOP2)圆偏振态，以及+45°(参见，SOP1)和-45°(参见，SOP3)线偏振态。然而，6个偏振态可以全部是旋转的。例如，当使用分配给光信号的两个正交偏振分量并且彼此间呈现相 位偏移ψ的两个信号时，将发生偏振态绕着S1轴的旋转(其中，旋转2ψ)。尽管如此，不同SOP的相对定向(例如图3中的90°角)确定了调制的性能。 
为了提供第二偏振态(例如，TE和TM偏振)，本发明的方法可以选择性地停用输出信号的两个正交偏振分量之一。因此，当停用一个偏振分量(例如TE分量)时，光输出信号仅包括分配给另一偏振分量的偏振分量(例如，TM分量)。 
与图1中的PDM-QPSK发射机类似，本发明的方法包括基本步骤：对两个光波进行相位调制以及将经相位调制的光波进行偏振组合。优选地，在偏振组合之前，光波应该是比特对准的。优选地，在中间包括对两个波之一进行偏振转换的步骤。例如，在图1的下方(或上方)IQ调制器的输出处，可以提供TE-TM转换(TM-TE转换)，以便将下方(或上方)IQ调制器的TE(TM)工作偏振转换为TM(TE)偏振。作为替代，在相位调制之前的输入波可能已经呈现正交偏振。 
为了提供第二偏振态(例如TE和TM偏振)，该方法可以进一步包括选择性地停用被分配给光输出信号的两个正交偏振分量的两个光波之一的步骤。 
停用装置可以将相应的场分量设置为0。因此，当停用分配给一个偏振分量的一个波时，光输出信号仅包括分配给另一偏振分量的偏振分量。为了保持这种符号的光功率恒定，(剩余的)另一偏振分量的幅度可以设置为在比特对准的PDM-QPSK调制中的一个分量的幅度的 
Figure G2009101348302D00051
倍(图3中的SOP1-4)。 
优选地，光信号在6个偏振态(而不是在PDM-QPSK情况下的4个偏振态)之间以及在每个偏振态的4个相位态之间进行调制，从而得到24个不同的符号。对于每个偏振态，4个相位态不一定是相同的。优选地，两个第二偏振态中的相位态与第一偏振态中的相位态相比旋转45°。可以证明这种措施提高了不同符号之间的欧几里得距离。 
与PDM-QPSK情况下对于每符号编码4比特不同，对于每符号 平均可以编码4个以上的比特，因为有24个不同的符号可用。这意味着每符号可以传送高达log2(24)＝4.58个比特。优选地，对于每两个光符号，编码9比特(而不是PDM-QPSK情况下的8比特)。这使得能够传送4.5bits/symbol(比特/符号)，这接近可得到的最大值。每两个符号9个比特替代PDM-QPSK情况下的4bits/symbol意味着，当保持符号速率不变时(不降低灵敏度)，会增多9/8＝12.5％的信息。 
两个连续光符号可以形成一个超级符号并且9个比特可以被联合映射到一个超级符号。 
当提供与PDM-QPSK相同的数据速率并且对于每两个光符号编码9个比特时，符号速率可以降低到8/9≈89％。这提供了理论上大约0.5dB的OSNR的改善(不需要附加的纠错)并且降低了速度要求，特别是对电子电路而言。 
作为替代，符号速率可以保持不变，并且每符号附加的比特可以用于纠错编码，由此提高灵敏度并获得附加余量。例如，这些比特可以用来应1/8＝12.5％或更低数据开销的FEC方案。可以应用Reed-Solomon(RS)码，其中9个超级符号比特对应于FEC内处理的一个符号，该RS码例如具有12.3％冗余的FEC RS(511，455)。 
同样，编码调制(例如Trellis编码调制)可以与所提议的具有扩展星座方案的调制方案结合使用。 
应该注意，上面讨论的措施中的一些措施或所有措施还可以结合(简化)使用。 
本发明的调制方法还可以与OFDM(正交频分复用)结合使用。相位、偏振和可选的幅度可以用作定义符号的信号空间。 
通常，讨论OFDM系统以用于超出相干PDM-QPSK系统的能力的未来传输系统。当使用现有的光纤基础设施经由传统的OFDM传输系统传送高数据速率(例如40Gb/s、100Gb/s)并且跨接长的传输跨距(例如几百km或者甚至1000km)时，系统受限于接收机灵敏度。 
本发明的方法可以生成包括多个组合的子载波信号的OFDM信号。每个组合的子载波信号可以被细分为x偏振分量子载波和y偏振分 量子载波(y偏振与x偏振正交)，两者处于相同频率。因此，在多个子载波的窄间隔的波长栅格中，栅格的每个波长被两个子载波占用，一个用于x偏振，一个用于正交y偏振。优选地，通过使用所述第二偏振态，本发明的调制方法可以应用于每个组合的子载波信号。因此，组合的子载波信号的偏振和相位被调制。因此，对偏振的相位和可选的幅度(以及其他参数)的调制被应用于各个子载波信号。优选地，(除了第一偏振态之外)，每个相位调制的子载波信号各自还使用所述第二偏振态进行偏振调制，从而得到于上面讨论的相同的好处，特别是相对于传统PDM-OFDM系统提高了灵敏度。 
应该注意，基本上，上面提到的本发明的实施例可以任意组合。此外，应该注意，本发明的公开还覆盖除从属权利要求的引用关系中明确给出的权利要求组合之外的其他权利要求组合，即基本上权利要求可以以任意顺序组合。 
本发明的第二方面涉及一种对应的用于接收通过上述调制方法生成的光信号的方法。该接收方法可以联合判决至少一个符号的正交偏振分量(即，接收的偏振分量不是单独判决的)。此外，还可以联合判决光信号的不止一个符号(例如，两个符号)。特别地，该接收方法可以联合判决上面讨论的形成一个超级符号且携带9个比特的两个连续符号。 
本发明的第三方面针对一种对应的用于光通信的发射机。这种接收机包括：用于生成光信号的装置，该光信号在多个不同偏振态之间和在多个不同相位态之间调制。该多个偏振态包括如上面讨论的第一偏振态和第二偏振态。 
为了提供第二偏振态(例如TE和TM偏振)，该发射机可以包括用于选择性地停用输出信号的两个正交偏振分量之一的装置。因此，当停用一个偏振分量(例如，TE分量)时，光输出信号仅包括分配给另一偏振分量的偏振分量(即TM分量)。 
与图1中的PDM-QPSK发射机类似，本发明的发射机可以包括用于对两个光波(参见图1中的IQ调制器2a和2b)进行相位调制 的装置，以及在用于相位调制的装置的下游的用于偏振组合的装置(参见，例如偏振组合器3)。可选地，用于两个波之一的偏振转换器(例如TE-TM转换器)可以位于两者之间。作为替代，两个光波在被馈送到用于相位调制的装置之前已经具有正交偏振。两个光波可以被分配给光输出信号的两个不同的正交偏振分量(例如，TE和TM)。 
用于相位调制的装置可以由4个MZI形成，如结合图1所讨论的那样。 
为了提供第二偏振态(例如TE和TM偏振)，该发射机可以被配置为选择性地停用输出信号的TE偏振分量或者TM偏振分量。因此，该发射机可以提供用于选择性地停用分配给光输出信号的两个正交偏振分量(TE和TM分量)的两个波之一的装置。用于停用的装置还可以提供一个状态，在该状态中该装置不停用两个偏振分量之一。用于选择性地停用的装置可以是用于相位调制的装置的一部分。该发射机可以选择性地使两个波之一变暗。 
特别地，该发射机可以包括强度调制器，用于将两个光波在3个强度态之间进行强度调制。该强度调制器可以位于用于相位调制的装置的上游或者下游。在第一强度态中，两个波具有基本相同的(高)强度，在第二强度态中，一个波具有高强度而另一个波具有低强度或强度为零，并且在第三强度态中，该一个波具有低强度或强度为零而该另一个波具有高强度。 
在第一强度态中，传统的偏振星座点被选择(参见，例如QPSK调制情况下，图3中的SOP1-4)。在第二和第三强度态中，两个第二偏振态之一被选择。 
除了停用装置之外，还可以提供调制编码器，其接收要传输的数据，并且被配置为基于该数据生成馈送到用于相位调制的装置和停用装置的调制信号。优选地，馈送到用于相位调制的装置的信号是二进制信号。在该情况下，当使用MZI进行相位调制时，每个MZI在两个饱和态之间进行切换。 
作为对使用强度调制器的替代，可以在电域中计算发射机的两个偏振路径的光场，并且经由用于相位调制的装置来生成发射机场。在该情况下，优选地，调制编码器基于接收的数据生成非二进制调制信号，特别是模拟调制信号，其被馈送到用于相位调制的装置，其中非二进制调制信号选择偏振态。 
根据不同的实施例，可以提供附加的偏振调制器。优选地，偏振调制器位于用于偏振组合的装置的下游。偏振调制器可以实现为偏振开关，其配置为切换到第二偏振态之一。例如，可以使用可切换的四分之一波片，其能够将圆偏振光转换为线偏振光，由此将第一偏振态之一变换到第二偏振态之一。例如，图3中的圆偏振SOP2和SOP4可以被转换为0和90°线偏振态(图4中的SOP5和SOP6)。 
此外，除了偏振调制器之外，还可以提供调制编码器。这种调制编码器接收要传输的数据并且被配置为基于该数据生成馈送到用于相位调制的装置和偏振调制器的调制信号。优选地，调制信号是二进制信号。 
本发明的发射机还可以配置为生成OFDM信号，每个子载波信号(包括一个用于第一偏振分量的子载波和一个用于第二正交偏振分量的子载波)如上所述那样地调制。特别地，可以如上文讨论地那样使用第二偏振态。 
本发明的第四方面涉及一种用于接收通过如上所述的调制方法生成的光信号的接收机。 
优选地，这种接收机是相干接收机，并且被配置为将接收的信号的两个正交偏振作为联合符号(并且不是单独地)进行处理，并且联合地判决光信号的一个或多个符号的正交偏振分量(例如2个符号编码9个比特，形成一个超级符号)。因此，接收到的偏振分量不是单独判决的。这种接收机可以包括电子偏振解复用和/或电子失真均衡。与电子偏振解复用相对，可以替代地使用光偏振复用。 
接收机还可以配置为接收如上所述的OFDM信号。 
基本上，上面针对本发明的四个方面的特定方面的论述也可应用 于本发明的相应的其他方面。 
附图说明
下面以示例的方式，参考附图来解释本发明，其中： 
图1示出了一个传统的PM-QPSK发射机； 
图2示出了SOP1-6在Poincaré球上的位置； 
图3示出了PM-QPSK调制方案的4个偏振态SOP1-4在Poincaré球上的位置以及每个偏振态的4个相位态； 
图4示出了POL-QAM 6/4调制方案的星座图； 
图5示出了在PM-QPSK情况下两个符号的所有16×16个组合下(参见左图)的和在POL-QAM 6/4情况下所有24×24个组合下(参见右图)的欧几里得距离； 
图6示出了POL-QAM 6/4发射机的第一实施例； 
图7示出了POL-QAM 6/4发射机的第二实施例； 
图8示出了传统的IQ调制器的基本操作； 
图9示出了POL-QAM 6/4发射机的第三实施例； 
图10示出了一个传统的PDM-OFDM发射系统；以及 
图11示出了具有根据POL-QAM的子载波调制的OFDM传输系统的实施例。 
具体实施方式
图1-图3在上文已经进行了讨论。图4示出了作为本发明的调制方案的示例性实施例的POL-QAM 6/4调制方案的星座图。除了PDM-QPSK情况下4个均具有4个相位星座点的SOP(参见图3)之外，在POL-QAM 6/4中，添加了两个附加的偏振态(参见图4中的SOP5和SOP6)，其并不位于SOP1-SOP4所定义的平面中。因此，POL-QAM 6/4使用6个均具有4个IQ-星座点的SOP。此处，使用0°(TE)和90°(TM)线偏振态作为附加的偏振态。然而，SOP1-6整体可以在球上旋转，使得偏振态之间的相对距离保持相同。例如，在形成POL-QAM 6/4信号 的两个偏振分量彼此间呈现相位偏移ψ时，SOP1-4绕着图2中的S1轴旋转(旋转2ψ)。 
联合PDM-QPSK符号可以描述为： 
symbol＝SOPx·(ej0，ejπ/2，ejπ，ej3π/2)，其中x＝1，..，4。 
类似地，联合POL-QAM 6/4符号可以描述为： 
symbol＝SOPx·(ej0，ejπ/2，ejπ，ej3π/2)，其中x＝1，..，6。 
然而，优选地，SOP5和SOP6的相位态与SOP1-SOP4的相位态相比旋转了45°(参见图3)，即SOP1-SOP4和SOP5-SOP6的相位态是不同的。可以证明这增加了不同符号间的欧几里得距离。 
附加的SOP5和SOP6(此处对应于TE和TM输出波)将符号字母表从16个符号(4个均具有4个IQ-星座点的SOP)扩展到24个符号(6个均具有4个IQ-星座点的SOP)。因此，一个符号可以携带的最大信息从log2 16＝4bits/symbol增大到log2 24＝4.58bits/symbol。 
应该注意，本发明的调制方案不限于每个偏振态4个初始相位(如QPSK情况中那样)，并且可以使用更多的相位，例如8PSK情况下的8相位，或者16-QAM(正交幅度调制)情况下的12相位。在8相位的情况下，本发明的方法提供大圆10上的8个SOP以及大圆10外的两个附加的SOP5和SOP6。因此，同样，不同于至此已讨论的6个SOP的SOP可以形成符号字母表的信号，例如8个SOP不位于公共大圆上，或者4个SOP形成PS上的三脚架形(tripod)。 
图5示出了在PM-QPSK情况下(参见左图)以及POL-QAM 6/4情况下(参见右图)两个符号的所有组合的欧几里得距离的逆。针对PM-QPSK的符号字母表包括16个符号，因此，左图示出了16×16个条柱，而POL-QAM 6/4的符号字母表包括24个符号，得到右图中的24×24个条柱。针对POL-QAM 6/4的右图中示出的条柱没有1个比针对POL-QAM的左图中的条柱高。条柱的相同最高高度证明了两种情况下的相同的最小欧几里得距离。因此，当从PM-QPSK移动到POL-QAM6/4时，OSNR代价保持不变。因此，POL-QAM 6/4将可能符号的数目从16扩展到24，而OSNR灵敏度没有退化。 
存在多种替代方案将多个信息比特映射到形成符号字母表的光波态上。在下文中，以示例的方式解释了9个信息比特到两个连续符号(其形成一个超级符号)的简单映射。在该情况下，被传输的信息速率是9bits/2symbols＝4.5bits/symbol。该值稍小于可获得的最大值4.58bits /symbol。 
超级符号的波态包括两个连续符号(符号1和符号2)，该波态由符号1的正交TE、TM偏振分量x1、y1和符号2的正交TE、TM偏振分量x2、y2形成。在发射机的偏振波束组合器(参见图1中的组合器3)中组合两个偏振分量。波x1、y1、x2和y2由IQ调制器(参见图3中的IQ调制器2a和2b)进行调制。通过IQ(b1，b2)＝(b1-0.5)+j(b2-0.5)，两个比特b1和b2可以确定偏振分量的复输出波。IQ(b1，b2)描述了幅度为1的QPSK星座点。 
下面的表1示出了9个比特b0-b1到由两个连续光符号形成的光超级符号的映射。在发射机映射表中，例如IQx1(b1，b2)中的项“x1”表明：对于符号1，TE(＝x)偏振通过由比特b1和b2确定的QPSK星座点来调制。在附加的SOP(SOP5和SOP6)之一被激活时(即，发射机输出信号仅携带TE(x)或TM(y)偏振分量，y1/2＝0或x1/2＝0)，所关联的IQ调制器的幅度增大 
Figure G2009101348302D00121
倍，以保持信号功率与PDM-QPSK调制中的级别相同(＝1)。从表1中可以证明，一个超级符号内的两个符号中仅有一个符号可以在SOP5或SOP6中。 
表1：将9个比特映射到一个超级符号的例子 
利用这种两个比特到一个IQ星座的映射，接收机中的判决将变得容易。在接收机处，执行下面的判决：Di1＝|x1|-|y1|和Di2＝|x2|-|y2|，其中Di1，2表示x1，2和y1，2的信号幅度(大小)之间的差值。每个差值结果Di1，2处于三种状态之一中。因此，如果传输SOP1-4(图3)，则Di1，2是0，并且如果传输SOP5-6，则Di1，2是+1或-1。 
在表2中示出了在接收机处的判决过程。接收机中的判决可以在DSP中实现。该判决过程基于确定和分析Di1，2。在Di1和Di2二者都为0的情况下，b0＝0并且仅将SOP1-4用于超级符号的两个符号。在这种情况下，通过dec(x1)来确定两个比特b1、b2。项“dec(x1)”表示从接收到的通过分量波x1传送的星座点中提取两个比特b1和b2所需的判决，即b1＝(Re(x1)＞0)的判决结果以及b2＝(Im(x1)＞0)的判决结果。类似地，确定其他比特b3-b8。 
在Di1≠0或者Di2≠0的情况下，b0对应于1，即SOP5和SOP6被用于当前超级符号的一个符号。此外，必须检查是Di1≠0还是作为替代地Di2≠0。在Di1≠0的情况下，b1对应于0。否则，b1对应于1。取决于Di1，2的值，b2也被确定(参见表2中的第3栏)。如第4栏到第7栏所表明地那样确定剩余的比特b3-b8。 
Figure G2009101348302D00131
表2：在接收机中从超级符号到9个比特的判决映射 
后面的在图6、7、9和10中的发射机实施例可以使用表1中的映射机制来确定调制信号。 
在图6中示出了用于生成在所有6个SOP之间调制的光信号的发射机的第一实施例。图6中的POL-QAM 6/4发射机基于图1中的PM-QPSK发射机，并且例如可以配置成传送40Gb/s或者100Gb/s的数据速率。图1和图6中的由相同附图标记表示的象征元件基本相同。除了图1中的元件之外，POL-QAM 6/4发射机还包括强度调制器20，其被配置成选择性地使馈送到光学偏振组合器3的两个光波之一变暗。在图6中，强度调制器20被实现为MZI，并且强度调制在IQ调制器2a和2b的上游执行，即在IQ调制器2a和2b的输入端执行。然而，强度调制也可以在IQ调制器2a和2b的下游执行。 
图6中的强度调制器20具有两个互补输出，即在馈送到上方调制器2a的上方输出处的强度与在馈送到下方调制器2b的下方输出处的强度是互补的。此处，使用了三态强度调制器20，即调制器20在3个强度态之间调制两个光波。在0.5/0.5强度态中，两个波具有基本相同的(高)强度，在1/0强度态中，上方的波(馈送到上方调制器2a)具有高强度而下方的波(馈送到下方调制器2b)具有很低的强度或者强度为0，以及在0/1强度态中，上方的波具有很低的强度或者强度为0而下方的波具有高强度。优选地，在1/0和0/1态中，调制器以饱和状态操作。 
在0.5/0.5强度态中，传统的偏振星座点被选择(参见例如图3中的QPSK调制情况下的SOP1-4)。在1/0和0/1强度态中，两个附加的偏振态被选择。如果例如上方通路被分配给具有0°偏振角的TE偏振，并且下方通路被分配给具有90°偏振角的TM偏振，则使上方的波变暗(0/1态)，得到SOP6(TM偏振)，反之使下方的波变暗(1/0态)，得到SOP5(TE偏振)。 
与图1类似，调制编码器4’生成用于控制上方IQ调制器2a的 两个二进制信号D1-D2，和用于控制下方IQ调制器2b的两个二进制信号D3-D4。每对二进制信号从QPSK星座图的4个相位态中选择相位态。 
调制编码器4’还生成馈送到强度调制器2的调制信号D5。调制器信号D5是一个三态信号，用于选择三种状态中的每一种。 
在图7中示出了用于生成在所有6个SOP之间调制的光信号的发射机的第二实施例。图7中的POL-QAM 6/4发射机基于图1中的PM-QPSK发射机。图1和图7中的由相同附图标记表示的象征元件基本相同。 
在图7中，在偏振组合器3的下游提供了附加的光学偏振调制器30。此处，偏振调制器被实现为偏振开关30，其切换到附加的SOP之一。偏振调制器30是通过使用可切换的四分之一波片(QWP)来实现的，该QWP能够在被激活时将圆偏振光转换为线偏振光。这是由于在QWP中沿快轴偏振的光偏振分量比沿正交慢轴偏振的正交偏振分量传播得更快的事实引起的。在QWP中，这种速度差异导致了两个偏振分量之间四分之一波长的相移。因此，通过激活偏振开关30中的QWP(例如，通过切换光路中的QWP)，直接在偏振开关30的输入处的圆偏振波的两个正交偏振分量(参见图3中的SOP2或者SOP4)之间的90°相移可以被补偿，在偏振开关30的输出处得到线偏振光。为了在激活QWP时从SOP2和SOP4切换到SOP5和SOP6，QWP必须被安排成这样的方式：在偏振组合器3的输出处，QWP的轴与光信号的正交偏振分量成45°倾斜(即，45°偏振光将仅被耦合进QWP的一个轴中)。 
基于要传输的数据，调制编码器4”生成调制信号D1-D5。优选地，调制信号D1-D5是二进制信号。调制编码器4”将调制信号D1-D4馈送到IQ调制器2a和2b，并且将调制信号D5馈送到偏振调制器30。二进制信号D5激活或者停用如上所述的偏振开关30中的QWP。 
为了调制POL-QAM信号，还有一个选择是在电域中计算光场Ex和Ey，并且经由场调制器生成发射机场。众所周知，在其干涉仪臂中带相位调制器的MZI提供了场幅度与施加的驱动电压D(对于小的D 值)成比例的光学输出场，其中假设该MZI被偏置在0点(对于D＝0，没有传输)。如果D的幅度较大，则E与sin(a·D)成比例，其中“a”是系数。这还通过图8的IQ调制器来说明。两个MZI形成用于场E＝EI+jEQ的两个实(I)分量和虚(Q)分量的两个场调制器。场幅度EI和EQ分别大致与所施加的驱动电压DI和DQ成比例。 
如在上文已经讨论的图1、6和7中所示，对用于正交偏振的第二IQ调制器的组合使得能够调制正交偏振，例如第一调制器提供针对x偏振的Ex＝ExI+jExQ，以及第二调制器提供针对正交y偏振的Ey＝EyI+jEyQ。所需的驱动电压分别是DxI、DxQ、DyI、和DyQ。电压DxI、DxQ、DyI、和DyQ可以在接收信息比特的数字DSP或者模拟电子处理器中计算。在处理器的输出处提供对所有DxI、DxQ、DyI、和DyQ的时间采样(例如，以符号速率或者双倍的符号速率进行)。电压DxI、DxQ、DyI和DyQ可以例如通过使用表1来计算。IQx和IQy已经是复数，其与驱动电压DxI、DxQ、DyI和DyQ成比例，并且基于2个比特bi和bj∶IQ(bi，bj)＝(bi-0.5)+j(bj-0.5)。IQx，y的实部和虚部分别与Dx，yI和Dx，yQ成比例。 
图9示出了发射机的第三实施例，其能够在所有6个SOP之间调制输出信号，并且其基于如下思想，即在调制编码器4”’中基本上在电域中计算两个偏振分量的必需的光场Ex和Ey。调制编码器4”’所生成的调制信号D1’-D4’是非二进制的模拟信号。IQ调制器2a和2b在模拟域中操作。这对应于OFDM发射机，其调制通过对光载波上的子信道信号进行傅立叶逆变换形成的模拟信号。 
本发明的调制方法还可以与OFDM结合使用。因此，每个子载波可以使用如图3示出的附加偏振态SOP5和SOP6来调制。 
图10示出了一个传统的相干PDM-OFDM发射系统，其包括PDM-OFDM发射机和PDM-OFDM接收机。 
经由x偏振平面(例如TE)传输的数据(“x data”)和和经由y偏振平面传输的数据(“y data”)在与两个偏振平面相关联的分开的发射机通路中独立处理。每个发射机通路包括串并转换器40a/b、编码器41a/b、用于执行快速傅立叶逆变换的I-FFT模块42a/b、并串转换器 43a/b和针对同相(表示为“I”)和正交(表示为“Q”)分量的两个DAC44a-d(数模转换器)。每个偏振分量x和y的同相和正交分量通过IQ调制器45a/b被调制在光载波上。两个正交偏振分量x和y通过偏振组合器46进行组合。 
在接收机处，光信号的偏振分量x和y是完全独立地处理的。第一，偏振复用的信号通过偏振分路器47分割成正交偏振分量x和y。此后，偏振分量x和y通过光学混合器48a/b被分割成同相和正交分量。偏振分量x的同相分量Ix和正交分量Qx与偏振分量y的同相分量Iy和正交分量Qy通过4个光电二极管49a-d转换成电信号。光电二极管49a-d的下游是ADC 50a-d(模数转换器)、串并转换器51a/b、用于x和y偏振分量的两个单独的FFT(快速傅立叶变换)模块52a/b以及单独的解码器53a/b和并串转换器54a/b。 
如图10的下部所示，对于每个子载波，x偏振和y偏振根据给定的相位星座单独调制(例如QPSK)。在接收机处，x偏振分量和y偏振分量被单独检测。 
因为偏振分路器47的偏振分量x和y通常不对准发射机处的偏振分量x和y，因此可以应用电子偏振解复用来恢复发射的x信号和发射的y信号。为此，针对FFT的每个对应的上方(52a)和下方(52b)子载波输出，可以应用复2×2矩阵乘法(未示出)。该乘法执行偏振解复用操作，得到x子载波信号和y子载波信号，继而将其馈送到相应的解码器53a和53b，在解码器53a和53b中分别独立地确定x子载波信号和y子载波信号。作为替代，可以通过将偏振分路器47的偏振分量x和y与发射机处的偏振分量x和y对准来使用光偏振解复用(未示出)。 
图11示出了具有根据POL-QAM的子载波调制的相干OFDM传输系统的实施例。图10和图11中的由相同附图标记表示的象征元件基本相同。在图11中，要传输的数据被馈送到串并转换器40’和组合的映射器/解码器41’的级联。在组合的映射器/解码器41’中，针对每个子载波波长，确定必需的x和y偏振分量，以生成各个POL-QAM信号，优 选地生成如上所述的POL-QAM 6/4信号。这在图11的下部通过与图4中的偏振和相位星座图相同的POL-QAM 6/4偏振和相位星座图示出。通过组合相同频率处的x偏振分量子载波和y偏振分量子载波而形成POL-QAM 6/4子载波信号。 
通过两个I-FFT模块42a/b在时域中转换x和y分量。发射机的其余部分与图10中的相同。 
在接收机处，光信号的偏振分量x和y初始地如结合图10讨论的那样进行处理和解复用。然而，与图10中单独的解码器53a/b不同，图11中的接收机包括联合解码器53’，用于联合判决形成每个子载波的组合符号的x和y分量。联合解码器53’可以配置为联合判决每个子载波的两个连续符号，其中如上所述，两个连续符号形成一个超级符号。解码后的子载波信息被馈送到联合并串转换器54’，以便恢复原始的串行数据流。 
应该注意，上文讨论的本发明的实施例还可以配置用于每符号更多数目的相位态，例如在8PSK情况下的每符号8个相位。此外，可以使用QAM调制替代单纯的PSK调制，特别是用于上面讨论的IQ调制器。 

Claims (9)

1.一种用于光通信的调制方法，包括步骤：
-生成在多个不同偏振态(SOP1-6)之间和在多个不同相位态之间调制的光信号，
其中所述偏振态(SOP1-6)并不都位于Poincaré球上的同一大圆(10)上，
其中所述多个偏振态包括：
-第一偏振态(SOP1-4)，其定义了Poincaré球上的单个大圆(10)，以及
-一个或多个第二偏振态(SOP5-6)，其位于所述大圆(10)之外，以及
其中所述生成光信号的步骤包括步骤：
对两个光波进行相位调制；
利用调制编码器产生调制信号；以及
在所述调制信号的作用下对经过相位调制的两个光波进行偏振组合，
其中：
在第二偏振态(SOP5-6)中，所述光信号的两个正交偏振分量中之一被停用。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述生成光信号的步骤还包括步骤：
-选择性地停用所述两个光波中的一个光波，其中所述两个波被分配给所述光信号的两个正交偏振分量。
3.根据权利要求1所述的方法，其中
-所述光信号在6个偏振态(SOP1-6)和每个偏振态中的4个相位态之间调制，以及
-所述光信号包括一系列光符号，其中一个符号具有所述偏振态(SOP1-6)之一和所述相位态之一，并且平均每个符号编码4个以上比特。
4.根据权利要求3所述的方法，其中每两个光符号编码9个比特。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法生成OFDM信号，其包括多个组合的子载波信号，其中每个组合的子载波信号在所述多个偏振态(SOP1-6)之间调制。
6.一种用于光通信的发射机，包括：
-用于生成光信号的装置，所述光信号在多个不同偏振态(SOP1-6)之间和在多个不同相位态之间调制，
-其中所述多个偏振态(SOP1-6)包括第一偏振态(SOP1-4)，其定义了Poincaré球上的单个大圆(10)，
-其中所述多个偏振态(SOP1-6)还包括一个或多个第二偏振态(SOP5-6)，其位于所述大圆(10)之外，
其中所述用于生成光信号的装置包括：
用于对两个光波进行相位调制的装置(2a，2b)；
调制编码器，用于产生调制信号；以及
用于偏振组合的装置(3)，其在所述用于相位调制的装置的下游，用于在所述调制信号的作用下对经过相位调制的两个光波进行偏振组合，
其中：
用这样的方式配置所述用于生成光信号的装置：在第二偏振态(SOP5-6)中，所述光信号的两个正交偏振分量之一被停用。
7.根据权利要求6所述的发射机，其中所述用于生成光信号的装置还包括：
-用于选择性地停用所述两个光波中的一个光波的装置(20)，其中所述两个波被分配给所述光信号的两个正交偏振分量。
8.根据权利要求6所述的发射机，其中
所述调制编码器是用于执行如下操作的调制编码器：其接收要发射的数据，并且被配置为基于所述数据生成非二进制调制信号(D1’-D4’)，其被馈送到所述用于相位调制的装置(2a，2b)，其中所述非二进制调制信号选择偏振态(SOP1-6)。
9.根据权利要求6所述的发射机，其中所述用于生成光信号的装置还包括：
偏振调制器(30)，其在所述用于偏振组合的装置(3)的下游。
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