CN111052637B - 光发射器及传输方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于发射数据信号(101)的光发射器(100)。所述光发射器(100)包括编码器(102)，用于通过基于比特序列(101、401)为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号(201至204)的集合(200)中选择第一符号和第二符号对所述数据信号(101)进行编码。所述光发射器(100)还包括调制器(103)，用于在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波和，使用所述第二符号调制第二载波；在光载波(104)的正交偏振上发射所述两个载波。连续传输时隙中的符号(201至204)具有不同的偏振态。

Description

光发射器及传输方法
技术领域
本发明涉及一种光发射器和一种光发射数据信号的方法。本发明具体涉及编码和调制待发射的数据信号，因此尤其涉及使用高维调制格式。
背景技术
在现代光相干传输中，信息(数据信号)按照激光器发射的载波的振幅和相位进行编码。为此，将数据信号的信息比特映射到符号上，符号可以用复数表示。然后，在固定时长(称为‘符号时间’、‘间隔’或‘传输时隙’)内，分别使用给定复数符号调制光载波的同相(I)分量和正交(Q)分量。在传统的偏振复用传输中，两个载波进行调制并在光载波的两个正交偏振(称为X和Y)上发射。例如，光载波为光纤。
通过设计所谓的高维调制格式，可以实现性能增益和中等谱效率。具体而言，人们可以将上述自由度的每种组合想象为高维空间的一个维度。例如，偏振X的I分量可以对应一个维度，该维度可以标记为IX。然后，可以得到向量(IX、QX、IY、QY)跨越的四维空间。
这个空间的维度可以增大，例如通过将成对时隙分组并添加时隙(对于连续两个时隙，索引是1或2)作为附加自由度，将空间的维度增加到8。通过进一步将时隙数增加到超过2个，显然可以将这个方案推广到更高的维度。
选择高维空间中的星座点(所谓的集合划分)对应于在不同自由度之间引入约束条件。这类约束条件可用于优化使用调制格式的光发射器的线性性能。例如，可以通过从对应于高维密集堆积的点阵中选取各点来提高线性性能。例如，可以通过选取具有预定义偏振态值的星座点来优化非线性性能。
然而，光相干传输的(高维)调制格式的设计是一个巨大的技术挑战。这是由于调制格式必须遵循许多边界条件。也就是说，例如，调制格式应满足最大所需光信噪比(Required Optical Signal to Noise Ratio，ROSNR)的要求。因此，线性和非线性信道中需要良好的性能。ROSNR值由相干光传输系统的类型决定。对于长距离和超长距离传输系统，主要的限制是光纤的克尔效应(Kerr effect)，它通过引入自相位调制(Self PhaseModulation，SPM)、交叉相位调制(Cross Phase Modulation，XPM)和交叉偏振调制(CrossPolarization Modulation，XPolM)来削弱波长和偏振复用的光信号。因此，这里的一个技术挑战是降低(减轻)对光信号的影响。
此外，在本发明的上下文中，调制格式应能够在2到4比特/间隔之间的中等频谱效率下操作，其中，对间隔的投影包括四个维度：两个正交偏振(X、Y)中的同相(I)和正交(Q)。调制格式的构造也应使用简单的映射，以便在光发射器或传输系统中以低复杂度实现调制格式。最后，调制格式应具有星座点的最佳标记，以获得光传输系统的良好线性性能。
在上下文中使用的前两种调制格式是偏振分割复用二进制相移键控(Polarization Division Multiplexed Binary Phase Shift Keying，PDM-BPSK)和偏振分割复用正交相移键控(Polarization Division Multiplexed Quadrature Phase ShiftKeying，PDM-QPSK)，这两种调制格式的频谱效率分别为2比特/间隔和4比特/间隔。这些调制格式按照四个维度进行设计：两个正交偏振中的I和Q。这些符号具有恒定的模数。这意味着包括两个偏振的符号(用于驱动调制器的信号)的功率在时间上不会变化。与使用具有时变功率包络的开关键控(On-Off Keying，OOK)调制格式的传统系统相比，这种属性有助于减少光纤的非线性损伤。
随后，提出了偏振转换(Polarization Switched，PS)正交相移键控(Polarization Switched Quadrature Phase Shift Keying，PS-QPSK)调制格式，从而达到3比特/间隔的中等频谱效率，具有良好的线性和非线性性能。使用PS-QPSK增强非线性性能下的思路是偏振转换的新思路。偏振态对于任何四维符号只能取两个值。因此，减少了平均偏振旋转，由此也减少了一个信号对另一个信号产生的XPolM(交叉偏振调制)。这些调制格式也存在非常简单的映射。线性性能(线性传输条件下光发射器中使用的调制格式的性能)根据标记，即比特序列到星座点的分配来决定。对于提及的调制格式，采用标准的灰度标记技术(Gray-labeling)，获得了最佳性能。
然而，随着技术的进步，PDM-BPSK、PS-QPSK和PDM-QPSK的非线性性能不再令人满意，需要进行提高。下面描述最新技术如何解决这个问题，以及所提出的传统方案的缺点是什么。
在传统方案中，提出了2.5比特/间隔、3比特/间隔和3.5比特/间隔下的8维调制格式。传统方案利用了已知事实，即通过设计具有恒定模数的调制格式来获得高非线性容限。也就是说，所有时隙中的符号具有相同功率。除此约束条件外，传统方案提出在连续时隙中使用偏振平衡(PB)条件，即，时间上所有符号上的斯托克斯向量(Stokes-vector)之和等于零。这种特性会降低XPolM效应。
传统方案中的调制格式是临时构造的，例如，通过选取具有恒定模数的4维(4D)基本格式，在后续时隙中复制该基本格式，并使用偏振平衡准则。这可以通过构造以下三种调制格式来举例说明。
为了在第一种传统方案中获得PB-PS-QPSK符号，基于PS-QPSK提供的符号集合，使用集合分割方法。在8维(8D)中，PS-QPSK提供了64个符号，对应于3比特/间隔的频谱效率。传统方案采用偏振平衡准则，对PS-QPSK进行集合分割，得到8维的32个符号，因此频谱效率为2.5比特/间隔。
对于PB-PM-QPSK的调制格式，第二种传统方案针对第一时隙上的两个偏振中每个偏振和第二时隙上的其中一个偏振分别使用QPSK符号。然后，利用公式得到第二时隙上剩余偏振的符号。该公式确定了符号的偏振度的约束条件，在连续两个时隙中等于零。因此，得到的符号在连续两个时隙中是偏振平衡的。在这种约束条件下，8D的最大符号数为64，表示频谱效率为3比特/间隔。
使用具有偏振平衡特性的QPSK符号时，频谱效率最高可达3比特/间隔。为了达到3.5比特/间隔的频谱效率，第三种传统方案提出使用QPSK符号和8PSK符号的组合，增加了用于获得调制格式的符号数。这种调制格式遵循用于获得PB-PM-QPSK的相同方法：从QPSK符号和8PSK符号中分别选择第一时隙上的两个偏振和第二时隙上的一个偏振的符号，然后采用与之前相同的公式，得到第二时隙上的剩余偏振的符号。因此，满足了极化平衡准则，达到3.5比特/间隔的频谱效率。
上述提及的传统方案的缺点在于：调制格式构造并不一定产生最优线性或非线性性能，主要原因是偏振平衡准则限制过严。这有两个主要缺点：首先，在更高的频谱效率下，必须利用欧氏距离(Euclidean distance)减小的基星座来满足约束条件。当使用传统方案时，这会对光发射器的线性性能产生负面影响。其次，当PS-QPSK等专用格式采用集合分割时，光发射器使用该专用格式时不一定产生最佳非线性性能。此外，没有给出从数据信号的比特到符号的简单映射规则。
发明内容
鉴于上述提及的挑战和缺点，本发明旨在改进针对光传输系统中使用的调制格式的传统方案。本发明的目的是提供一种光发射器和一种传输方法，与本领域已知的相应方案相比，其操作性能更好。因此，需要频谱效率在2比特/间隔到4比特/间隔范围内的高维调制格式，以及更好的线性和非线性性能。此外，应给出从数据信号比特到符号的简单映射规则。
本发明的目的是通过所附独立权利要求中提供的方案来实现的。从属权利要求中进一步定义了本发明的有利实施方式。
本发明第一方面提供一种用于发射数据信号的光发射器，包括：编码器，用于通过基于比特序列为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号的集合中选择第一符号和第二符号对所述数据信号进行编码；调制器，用于在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波，使用所述第二符号调制第二载波；在光载波的正交偏振上发射所述两个载波，其中，连续传输时隙中的符号具有不同的偏振态。
第一方面中的光发射器获得的性能比根据传统方案的光发射器获得的性能更好。虽然理想情况下符号在连续时隙中具有相反的偏振(称为“偏振平衡”，严格应用在传统方案中)，但本发明的发明人发现，最重要的是避免符号在连续时隙中具有相同的偏振态(称为“偏振相同”)。在后续时隙中具有不同偏振态的符号(称为“偏振交替(polarizationalternating，PA)”)在替代偏振平衡(polarization balanced，PB)符号时可能会降低非线性性能。然而，使用这些符号降低了PB约束条件，从而允许显著改善线性性能，详见下文。
应注意，在本发明中，“偏振态”通过其对应的斯托克斯向量(Stokes vector)进行描述。这意味着，诸如“逆平行”、“相反”、“不同”或“正交”偏振态等名称是指符号的斯托克斯向量在后续时隙中的相对方向。如本领域所知，考虑到两个符号对应于两个偏振，可以计算斯托克斯向量。计算的结果根据斯托克斯向量的定义(或所使用的基础)来确定。然而，在本发明中，重点在于连续时隙中的斯托克斯向量不相同，具体可以是‘逆平行’或‘正交’。这些特性不依赖于斯托克斯向量的定义。
第一方面的光发射器使用包含四个符号的集合，即，共同的基星座，与本领域已知的传统方案相比，使得线性性能得到提高。这是因为，与其它星座相比，例如，与传统方案中使用的星座相比，基星座的欧氏距离要高一些。这里之所以有可能使用QPSK基星座，只是因为放宽了偏振平衡准则，而偏振平衡准则在传统方案中严格使用。
通过仅使用包含四个符号的集合，不严格使用“偏振平衡”而是严格使用“偏振交替”，使得第一方面的光发射器可以适用于不同的调制格式，在相同的频谱效率下都产生更好的线性和非线性信道性能。具体而言，稍后将呈现两种示例性的调制格式，它们分别具有频谱效率为2.5比特/传输时隙和3.5比特/传输时隙(比特/间隔)的8维(eight-dimensional，8D)调制格式。
在第一方面的一种实现方式中，所述编码器用于从QPSK基星座中选择所述符号。
只有放宽偏振平衡标准才能使用PDM-QPSK等作为基星座。与此相反，通常不可能使用传统方案中采用的严格偏振平衡的QPSK基星座。
在第一方面的另一种实现方式中，所述调制器用于调制每个载波的同相分量和正交分量。
在第一方面的另一种实现方式中，至少一个连续传输时隙子集中的符号具有逆平行偏振态。
如果可能，在后续时隙中使用逆平行斯托克斯向量提高了光发射器的性能。
在第一方面的另一种实现方式中，所述编码器用于基于所述数据信号生成所述比特序列，所述数据信号包括的比特比所述编码比特序列少。
在第一方面的另一种实现方式中，所述编码器用于基于所述数据信号的至少两个比特执行至少一个算术运算，以获取至少一个开销比特；基于所述数据信号的所述比特和所述至少一个开销比特生成所述比特序列。
根据上述实现方式，生成了开销比特。使用开销比特隐式地对符号选择带来了约束条件，产生更好的非线性性能。
在第一方面的另一种实现方式中，所述光发射器用于以每个传输时隙2.5比特的频谱效率发射所述数据信号。
在第一方面的另一种实现方式中，每个传输时隙中的符号偏振态采用至少四种不同偏振态中的一种。
这与传统方案有所区别，产生了更好的整体性能。
在第一方面的另一种实现方式中，所述数据信号包含5个比特b1……b5，所述编码器用于生成所述包含8个比特b1……b5、b1’、b2’、b3’的比特序列，其中，根据以下运算生成3个开销比特b1’、b2’、b3’：
b1’＝b3 XOR b4 XOR b5，
Figure BDA0002397922710000041
Figure BDA0002397922710000042
在第一方面的另一种实现方式中，对于两个连续传输时隙T1和T2，对于所述光载波的两个正交偏振X和Y，对于包含表示为–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的四个QPSK符号的集合，所述编码器用于基于所述数据信号根据以下标记选择所述符号：
Figure BDA0002397922710000043
Figure BDA0002397922710000051
以上给出的表格和公式定义了根据上述实现方式的2.5比特/传输时隙的调制格式。根据在任意对称及标记改变的条件下定义调制格式的前一实现方式中，改变公式来生成开销比特会产生相同性能的等效调制格式。
根据上述实现方式，获得了8D中频谱效率为2.5比特/间隔的调制格式。在相同频谱效率下，调制格式的非线性性能优于传统方案。具体而言，虽然线性性能相同，但是该调制格式具有更好的非线性性能(发现在Q2因子中高出0.35dB)。应注意，频谱效率为2.5比特/间隔的传统方案仅具有两种不同的偏振态，而第一方面的上述实现方式之一具有四种偏振态。
在第一方面的另一种实现方式中，所述光发射器用于以每个传输时隙3.5比特的频谱效率发射所述数据信号。
在第一方面的另一种实现方式中，至少一个连续传输时隙子集中的符号具有正交偏振态。
如果可能，在后续时隙中使用正交斯托克斯向量提高了光发射器的性能。
在第一方面的另一种实现方式中，所述数据信号的一部分包含7个比特b1……b7，所述编码器用于生成包含8个比特b1……b7、b’的比特序列，其中，根据以下运算生成所述开销比特b’：
b’＝b1 XOR b4 XOR b6 XOR(b1ANDb3)XOR(b1ANDb4)XOR(b1ANDb5)XOR(b1ANDb6)XOR(b2ANDb3)XOR(b2ANDb4)XOR(b2ANDb5)XOR(b2ANDb6)XOR(b3ANDb5)XOR(b3ANDb6)XOR(b4ANDb5)XOR(b4ANDb6)。
在第一方面的另一种实现方式中，对于两个连续传输时隙T1和T2，对于所述光载波的两个正交偏振X和Y，对于包含表示为–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的四个QPSK符号的集合，所述编码器用于基于所述数据信号根据以下标记选择所述符号：
Figure BDA0002397922710000061
Figure BDA0002397922710000071
Figure BDA0002397922710000081
Figure BDA0002397922710000091
Figure BDA0002397922710000101
以上给出的表格和公式根据前面的实现方式定义了调制格式，直到对称和标记发生改变，这将产生具有相同性能的格式。
根据上述实现方式，获得了8D中频谱效率为3.5比特/间隔的调制格式，相比相同频谱效率的传统方案具有更好的线性性能。具体而言，该调制格式具有更好的线性和非线性性能。这是因为，在第一方面中使用的四个符号的星座具有较高的欧氏距离，这提供了更好的线性性能。
在第一方面的另一种实现方式中，所述编码器用于将从所述包含四个符号–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的集合中选择的每个符号乘以一个实数。
将所有符号乘以一个实数仍然可以得到具有所需特性的调制格式。具体而言，将QPSK符号与实数相乘不会改变偏振态。根据实现方式，乘法可能没有效果，或者可能只是改变了传输功率。
本发明第二方面提供一种光传输系统，包括根据第一方面本身或第一方面的任一实现方式的光发射器，以及用于接收数据信号的光接收器，其中，所述光接收器用于接收和解码光载波的调制后载波，以获取所述数据信号。
第二方面的光传输系统实现了第一方面的光发射器的所有优点和效果。
本发明第三方面提供一种光发射数据信号的方法，包括：通过基于比特序列为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号的集合中选择第一符号和第二符号对所述数据信号进行编码；在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波，使用所述第二符号调制第二载波；在光载波的正交偏振上发射所述两个载波，其中，连续传输时隙中的符号具有不同的偏振态。
在第三方面的一种实现方式中，所述方法包括从QPSK基星座中选择所述符号。
在第三方面的另一种实现方式中，所述方法包括调制每个载波的同相分量和正交分量。
在第三方面的另一种实现方式中，至少一个连续传输时隙子集中的符号具有逆平行偏振态。
在第三方面的另一种实现方式中，所述方法还包括基于所述数据信号生成所述比特序列，所述数据信号包括的比特比所述编码比特序列少。
在第三方面的另一种实现方式中，所述方法包括基于所述数据信号的至少两个比特执行至少一个算术运算，以获取至少一个开销比特；基于所述数据信号的所述比特和所述至少一个开销比特生成所述比特序列。
在第三方面的另一种实现方式中，所述方法包括以每个传输时隙2.5比特的频谱效率发射所述数据信号。
在第三方面的另一种实现方式中，每个传输时隙中的符号偏振态采用至少四种不同偏振态中的一种。
在第三方面的另一种实现方式中，所述数据信号包含5个比特b1……b5，所述方法包括生成包含8个比特b1……b5、b1’、b2’、b3’的比特序列，其中，根据以下运算生成3个开销比特b1’、b2’、b3’：
b1’＝b3 XOR b4 XOR b5，
Figure BDA0002397922710000111
Figure BDA0002397922710000112
在第三方面的另一种实现方式中，对于两个连续传输时隙T1和T2，对于所述光载波的两个正交偏振X和Y，对于包含表示为–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的四个QPSK符号的集合，所述方法包括基于所述数据信号根据以下标记选择所述符号：
Figure BDA0002397922710000113
Figure BDA0002397922710000121
Figure BDA0002397922710000131
在第三方面的另一种实现方式中，所述方法包括以每个传输时隙3.5比特的频谱效率发射所述数据信号。
在第三方面的另一种实现方式中，至少一个连续传输时隙子集中的符号具有正交偏振态。
在第三方面的另一种实现方式中，所述数据信号包含7个比特b1……b7，所述方法包括生成包含8个比特b1……b7、b’的比特序列，其中，根据以下运算生成所述开销比特b’：
b’＝b1 XOR b4 XOR b6 XOR(b1ANDb3)XOR(b1ANDb4)XOR(b1ANDb5)XOR(b1ANDb6)XOR(b2ANDb3)XOR(b2ANDb4)XOR(b2ANDb5)XOR(b2ANDb6)XOR(b3ANDb5)XOR(b3ANDb6)XOR(b4ANDb5)XOR(b4ANDb6)。
在第三方面的另一种实现方式中，对于两个连续传输时隙T1和T2，对于所述光载波的两个正交偏振X和Y，对于包含表示为–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的四个QPSK符号的集合，所述方法包括基于所述数据信号根据以下标记选择所述符号：
Figure BDA0002397922710000132
Figure BDA0002397922710000141
Figure BDA0002397922710000151
Figure BDA0002397922710000161
Figure BDA0002397922710000171
在第三方面的另一种实现方式中，所述方法包括将从所述包含四个符号–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的集合中选择的每个符号乘以一个实数。
通过第三方面及其实现方式的方法，实现了第一方面及其各实现方式的光发射器的所有优点和效果。该方法还可以包括接收器侧的接收、解调和解码所述数据信号的步骤。
应注意，本申请所描述的所有设备、元件、单元和装置可以在软件或硬件元件或其任何组合中实施。本申请中描述的各种实体执行的所有步骤和所描述的将由各种实体执行的功能旨在表明各个实体适于或用于执行各自的步骤和功能。
即使在以下具体实施例的描述中，外部实体要执行的特定功能或步骤未反映在执行该特定步骤或功能的实体的特定详细元件的描述中，技术人员应清楚，这些方法和功能可以在相应的软件或硬件元件中实现，或以此类元件的任意可能组合实现。
附图说明
结合所附附图，下面具体实施例的描述将阐述上述本发明的各方面及其实现方式，其中：
图1示出了根据本发明实施例的一种光发射器。
图2示出了包含四个符号的集合，特别是QPSK星座和标记。
图3示出了根据本发明实施例的一种包括根据本发明实施例的光发射器的光传输系统。
图4示出了根据本发明实施例的一种光发射器的示例编码器。
图5示出了根据本发明实施例的一种方法。
具体实施方式
本发明提出了一种光发射器100、一种光传输系统和一种方法500，使用了通过对间隔投影为PDM–QPSK星座的星座进行集合分割得到的调制格式。调制格式设计时，存在如下约束条件：
·符号在两个连续时隙中不必具有相同(平行)的偏振态。
·如果可能，符号在两个连续时隙中具有相反(逆平行)的偏振态。
·如果没有足够的符号达到所需的频谱效率，则从具有偏振交替特性(不是相同的偏振态)的符号集合中选择缺少的符号。
·优选地，选取所述整个符号集，以更好地利用高对称性。更具体地，对于给定调制格式的每个符号，与其相邻符号的欧氏距离优选地选取为相对于整个PDM–QPSK星座提供的最大可能距离。
根据本发明实施例的光发射器100、传输系统和方法500分别使用的调制格式与已知调制格式(在相同的频谱效率下)的最重要区别在于：
·调制格式从包括四个符号个集合的同一个基星座推导出。
·调制格式在每个维度上分别具有相同的模数(这实际上是前一点的结果)。
·调制格式可以包含具有偏振交替特性的符号。
·调制格式至少有四种不同的偏振态。
图1示出了根据本发明实施例的一种光发射器100。光发射器100用于通过光载波104等光链路发射数据信号101，数据信号101包括比特序列。光发射器100包括：编码器102，用于对数据信号101进行编码；以及调制器103，用于在光载波104上调制和传输数据信号101。例如，光载波104可以是光纤。
具体而言，所述编码器102用于通过基于比特序列为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号201至204的集合200(见图2)中选择第一符号和第二符号对所述数据信号101进行编码。值得注意的是，比特序列可以是数据信号101本身的比特，也可以是从数据信号101获得的比特序列401。
调制器103用于在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波，使用所述第二符号调制第二载波。进一步地，调制器103用于在光载波104的正交偏振上发射两个载波。
重要的是，连续传输时隙中的符号201至204具有不同的偏振态，即，遵循上述“偏振交替”的概念。给定偏振和时隙的调制符号201至204优选地从图2所示的QPSK星座中获取，从而提供包含四个符号201至204的集合200。图2所示的集合200包括表示为–1–1i(符号201)、–1+1i(符号203)、1–1i(符号202)和1+1i(符号204)的四个QPSK符号。
图3示出了根据本发明实施例的一种可以实现调制格式的光通信或传输系统。该传输系统包括根据本发明实施例的光发射器100，特别是图1所示的光发射器100、用于接收数据信号101的光(相干)接收器300、发射器100和接收器300之间的光链路(即，光载波104)。光接收器300具体用于接收并解码光载波104的调制后载波，以获得数据信号101。
在光发射器100中，编码器102对数据信号101进行编码，并且通常可以从M＝4N维星座中生成M个驱动信号的序列，其中，N为时隙的数量。来自编码器102的驱动信号依次用于驱动调制器103，调制器103将相应维度调制到光载波104的(X和Y)偏振上。光发射器100的调制器103和激光器105可以使用本领域已知的设备实现。
光接收器300优选为相干接收器，包括光分束器301，用于将接收到的载波分离为X偏振和Y偏振。所获得的两个信号分别与本地振荡器302混合，一组光检测器304针对光混合器302产生的每个偏振检测混合信号中每个混合信号的光功率。模数转换器(analog todigital converter，ADC)305对光检测器304的每个电流进行采样。分别表示光载波104的其中一个调制后维度的样本流在数字信号处理器(digital signal processing，DSP)306中进行处理，处理可以包括色散补偿，可能还包括其它均衡技术和下采样。处理后的样本流在解码器307中进一步处理，使得对应于同一多维星座符号201至204的样本联合处理以恢复发射的数据信号101。具体地，接收器300中的解码器307执行发射器100中的编码器102的逆操作。
本发明中详述的调制格式在发射器100的编码器102中实现。图4示出了编码器102的一个示例。在编码器102中，输入多个比特，即待发射数据信号101的信息比特，优选地映射到比特序列401的多个输出比特。比特序列401包括从输入比特通过算术运算生成的多个开销比特402。然后，根据星座点的标记将输出比特映射到多维输出符号201至204。
下文具体举例说明两个细化的实施例。这些实施例定义了编码器103和解码器307，并且对应于8D中频谱效率分别为2.5和3.5比特/传输时隙的两种不同调制格式。两种调制格式都通过以下方式实现8D：I和Q；两个正交偏振，称为X和Y；两个连续的时隙，称为T1和T2。对于给定偏振和时隙，符号201至204从包含四个符号的集合200中选择，优选地从图2所示的I-Q平面上的点中选择。
在第一示例性实施例中，调制格式在8D中定义为：I、Q、偏振和两个连续时隙。编码器103(如图4所示)将数据信号101的5个信息比特，称为[b1、b2、b3、b4、b5]，映射到比特序列401的八个输出比特。使用以下等式定义三个校验比特或开销比特402，称为b1’、b2’和b3’：
b1’＝b3 XOR b4 XOR b5，
Figure BDA0002397922710000191
Figure BDA0002397922710000201
从而最终得到集合[b1、b2、b3、b4、b5、b1’、b2’、b3’]。使用前两个比特[b1、b2]从图2所示的集合200中选择符号201至204。这些符号201至204表示时隙T1上的偏振X的2个维度I和Q。然后，使用接下来两个比特[b3、b4]从图2的集合200中选择符号201至204，其中，符号201至204表示时隙T1上的偏振Y的2个维度I和Q。比特[b5、b1’]和[b2’、b3’]分别采用相同的方法，从而选择分别表示偏振X和偏振Y的时隙T2上的2个维度I和Q的符号201至204。最后，在本实施例中，频谱效率达到了2.5比特/传输时隙(8个维度中5个比特)，所有得到的符号201至204如下表所示：星座点的标记(数据信号101的信息比特到复数符号201至204的映射)决定了线性信道性能。
Figure BDA0002397922710000202
Figure BDA0002397922710000211
这些符号201至204共有4种可能的偏振态，条件是T2中的偏振态与T1中的偏振态相反。星座存在高对称性。该结构使得每个星座点具有相同数目个邻近符号。邻近符号分布于4个不同的欧氏距离处，如下表所示。
欧氏距离 邻近符号数
2.82 4
4 22
4.89 4
5.65 1
上表显示，星座的每个点在欧氏距离为2.82、4、4.89和5.65时分别有4个、22个、4个和1个符号。
在第二示例性实施例中，调制格式在8D中定义为：I、Q、偏振和两个连续时隙。为了将比特映射到符号201至204，采用以下方法：从数据信号101的7个信息比特中，这些信息比特称为[b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7]，通过以下等式获得1个开销比特(b’)：
Figure BDA0002397922710000212
从而得到集合[b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7、b’]。然后，按以下方式完成映射。使用前两个比特[b1、b2]从图2所示的集合200(QPSK星座)中选择符号201至204。这些符号表示时隙T1上的偏振X的2个维度I和Q。采用同样的方法，分别通过比特[b3、b4]、[b5、b6]和[b7、b’]得到T1上的偏振Y、T2上的偏振X和T2上的偏振Y的I和Q符号。最后，频谱效率达到了3.5比特/传输时隙(8个维度中7个比特)，所有得到的符号201至204如下表所示：表中还给出了每个符号201至204的标记(从比特到符号201至204的映射)，因为如前所述，不同的标记可能产生不同的线性信道性能(除了与对称相关的等效星座)。
Figure BDA0002397922710000221
Figure BDA0002397922710000231
Figure BDA0002397922710000241
Figure BDA0002397922710000251
Figure BDA0002397922710000261
这些符号具有4种可能的偏振态，条件是T2中的偏振态与T1中的偏振态相反或不同。星座存在高对称性。该结构使得每个星座点具有相同数目个邻近符号。邻近符号分布于8个不同的欧氏距离处，如下表所示。
欧氏距离 邻近符号数
2 4
2.82 12
3.46 28
4 38
4.47 28
4.89 12
5.29 4
5.65 1
基本上，星座的每个点在欧氏距离为2时具有8个符号，在欧氏距离为2.82时具有12个符号，以此类推。对于前一实施例的调制格式，此结构高度对称，具有良好的线性信道性能。
在第三示例性实施例中，调制格式在8D中定义为：I、Q、偏振和两个连续时隙。为了将比特映射到符号201至204，采用以下方法：从数据信号101的4个信息比特中，这些信息比特称为[b1、b2、b3、b4]，通过以下等式获得4个开销比特([b1’、b2’、b3’、b4’])：
b1’＝b1 XOR b2 XOR b3，
b2’＝b1 XOR b2 XOR b5，
Figure BDA0002397922710000271
Figure BDA0002397922710000272
从而得到集合[b1、b2、b3、b1’、b4、b2’、b3’、b4’]。然后，按以下方式完成映射。使用前两个比特[b1、b2]从图2所示的集合200(QPSK星座)中选择符号201至204。这些符号表示时隙T1上的偏振X的2个维度I和Q。采用同样的方法，分别通过比特[b3、b1’]、[b4、b2’]和[b3’、b4’]得到T1上的偏振Y、T2上的偏振X和T2上的偏振Y的I和Q符号。最后，频谱效率达到了2比特/传输时隙(8个维度中4个比特)，所有得到的符号201至204如下表所示：表中还给出了每个符号201至204的标记(从比特到符号201至204的映射)，因为如前所述，不同的标记可能产生不同的线性信道性能(除了与对称相关的等效星座)。
Figure BDA0002397922710000273
这些符号具有4种可能的偏振态，条件是T2中的偏振态与T1中的偏振态相反。星座存在高对称性。该结构使得每个星座点具有相同数目个邻近符号。这些邻近符号分布于2个不同的欧氏距离处，如下表所示。
欧氏距离 邻近符号数
4 14
5.65 1
基本上，星座的每个点在欧氏距离为4时具有14个符号，在欧氏距离为5.65时具有1个符号，以此类推。对于前一实施例的调制格式，此结构高度对称，具有良好的线性信道性能。
在第四示例性实施例中，调制格式在8D中定义为：I、Q、偏振和两个连续时隙。为了将比特映射到符号201至204，采用以下方法：从数据信号101的6个信息比特中，这些信息比特称为[b1、b2、b3、b4、b5、b6]，通过以下等式获得2个开销比特([b1’、b2’])：
Figure BDA0002397922710000281
Figure BDA0002397922710000282
从而得到集合[b1、b2、b3、b4、b5、b6、b1’、b2’]。然后，按以下方式完成映射。使用前两个比特[b1、b2]从图2所示的集合200(QPSK星座)中选择符号201至204。这些符号表示时隙T1上的偏振X的2个维度I和Q。采用同样的方法，分别通过比特[b3、b4]、[b5、b6]和[b1’、b2’]得到T1上的偏振Y、T2上的偏振X和T2上的偏振Y的I和Q符号。最后，频谱效率达到了3比特/传输时隙(8个维度中6个比特)，所有得到的符号201至204如下表所示：表中还给出了每个符号201至204的标记(从比特到符号201至204的映射)，因为如前所述，不同的标记可能产生不同的线性信道性能(除了与对称相关的等效星座)。
Figure BDA0002397922710000283
Figure BDA0002397922710000291
Figure BDA0002397922710000301
这些符号具有4种可能的偏振态，条件是T2中的偏振态与T1中的偏振态相反。星座存在高对称性。该结构使得每个星座点具有相同数目个邻近符号。这些邻近符号分布于4个不同的欧氏距离处，如下表所示。
Figure BDA0002397922710000302
Figure BDA0002397922710000311
基本上，星座的每个点在欧氏距离为2.82时具有12个符号，在欧氏距离为4时具有38个符号，以此类推。对于上一实施例的调制格式，此结构高度对称，具有良好的线性信道性能。
上文提出的四个示例性调制格式为光发射器100提供了超出最新技术的线性和非线性信道性能。具体而言，尽管线性性能相同，但频谱效率为2.5比特/传输时隙的示例性调制格式的非线性性能优于相应的传统方案的非线性性能(在Q2因子中发现高0.35dB)。频谱效率为3.5比特/传输时隙的调制格式具有更好的线性和非线性性能。这是因为包含符号201至204(基星座)的集合200具有更大的欧氏距离，这提供了更好的线性性能。如上所述，由于偏振平衡准则放宽为偏振交替，因此可以实现这一点。这允许使用如图2所示的基星座。频谱效率为2比特/传输时隙和3比特/传输时隙的调制格式具有与最新技术相同的性能，但使用布尔方程生成，简化了映射器和解映射器，并且实施复杂度低，产生了功耗低的方案。
图5示出了一种光传输数据信号101的方法500。所述方法500可以由光发射器100执行。所述方法包括步骤501：通过基于比特序列为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号201至204的集合200中选择第一符号和第二符号对所述数据信号101进行编码501。该步骤501可以由编码器102执行。所述方法500还包括步骤502：在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波，使用所述第二符号调制第二载波；在光载波104的正交偏振上发射所述两个载波。所述步骤501可以由光发射器103执行。连续传输时隙中的符号201至204具有不同的偏振态。
已经结合作为实例的不同实施例以及实施方案描述了本发明。但本领域技术人员通过实践所请发明，研究附图、本公开以及独立权项，能够理解并获得其他变体。在权利要求以及描述中，术语包括摂不排除其他元件或步骤，且一个摂并不排除复数可能。单个元件或其它单元可满足权利要求书中所叙述的若干实体或项目的功能。在仅凭某些措施被记载在相互不同的从属权利要求书中这个单纯的事实并不意味着这些措施的结合不能在有利的实现方式中使用。

Claims (10)

1.一种用于发射数据信号(101)的光发射器(100)，包括：
编码器(102)，用于通过为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号(201至204)的集合(200)中选择第一符号和第二符号对所述数据信号(101)进行编码；以及
调制器(103)，用于在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波，使用所述第二符号调制第二载波；在光载波(104)的正交偏振上发射所述第一载波和所述第二载波，
其中，连续传输时隙中的符号(201至204)具有不同的偏振态；
所述符号(201至204)对应于所述载波和所述传输时隙，所述符号映射到包括所述数据信号(101)的比特序列(401)和开销序列，使用布尔方程(Boolean equation)从所述数据信号(101)中生成所述开销序列；
所述光发射器(100)用于以每个传输时隙2.5比特的频谱效率发射所述数据信号(101)；
所述数据信号(101)包含5个比特b1……b5，所述编码器(102)用于生成包含8个比特b1……b5、b1’、b2’、b3’的比特序列(401)，其中，根据以下运算生成3个开销比特b1’、b2’、b3’(402)：
b1’＝b3 XOR b4 XOR b5，
Figure FDA0003202723280000012
Figure FDA0003202723280000013
对于两个连续传输时隙T1和T2，对于所述光载波(104)的两个正交偏振X和Y，对于包含表示为–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的四个QPSK符号(201至204)的集合(200)，所述编码器(102)用于基于所述数据信号(101)根据以下标记选择所述符号(201至204)：
Figure FDA0003202723280000011
Figure FDA0003202723280000021
2.根据权利要求1所述的光发射器(100)，其特征在于，
所述编码器(102)用于从正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)基星座(200)中选择所述符号(201至204)。
3.根据权利要求1所述的光发射器(100)，其特征在于，
所述调制器(103)用于调制每个载波的同相分量和正交分量。
4.根据权利要求2所述的光发射器(100)，其特征在于，
所述调制器(103)用于调制每个载波的同相分量和正交分量。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的光发射器(100)，其特征在于，
至少一个连续传输时隙子集中的符号(201至204)具有逆平行偏振态。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的光发射器(100)，其特征在于，
所述编码器(102)用于基于所述数据信号(101)生成所述比特序列(401)，
所述数据信号(101)包括的比特比所述比特序列(401)少。
7.根据权利要求6所述的光发射器(100)，其特征在于，
所述编码器(102)用于基于所述数据信号(101)的至少两个比特执行至少一个布尔运算，以获取所述开销序列的至少一个开销比特(402)；基于所述数据信号(101)的所述比特和所述至少一个开销比特(402)生成所述比特序列(401)。
8.根据权利要求1至4中任一项所述的光发射器(100)，其特征在于，
每个传输时隙中的符号偏振态采用至少四种不同偏振态中的一种。
9.一种光传输系统，其特征在于，包括：
根据权利要求1至8中任一项所述的光发射器(100)，以及
用于接收数据信号(101)的光接收器(300)，其中，所述光接收器(300)用于接收并解码光载波(104)的调制后载波，以获取所述数据信号(101)。
10.一种光发射数据信号(101)的方法(500)，其特征在于，包括：
通过为至少两个传输时隙中的每个传输时隙从包含四个符号(201至204)的集合(200)中选择第一符号和第二符号对(501)所述数据信号(101)进行编码；以及
在每个传输时隙中，使用所述第一符号调制第一载波，使用所述第二符号调制第二载波；在光载波(104)的正交偏振上发射所述第一载波和所述第二载波，
其中，连续传输时隙中的符号(201至204)具有不同的偏振态；
所述符号(201至204)对应于所述载波和所述传输时隙，所述符号映射到包括所述数据信号(101)的比特序列(401)和开销序列，使用布尔方程从所述数据信号(101)中生成所述开销序列；
以每个传输时隙2.5比特的频谱效率发射所述数据信号(101)；
所述数据信号(101)包含5个比特b1……b5，编码器(102)用于生成包含8个比特b1……b5、b1’、b2’、b3’的比特序列(401)，其中，根据以下运算生成3个开销比特b1’、b2’、b3’(402)：
b1’＝b3 XOR b4 XOR b5，
Figure FDA0003202723280000031
Figure FDA0003202723280000032
对于两个连续传输时隙T1和T2，对于所述光载波(104)的两个正交偏振X和Y，对于包含表示为–1–1i、–1+1i、1–1i和1+1i的四个QPSK符号(201至204)的集合(200)，所述编码器(102)用于基于所述数据信号(101)根据以下标记选择所述符号(201至204)：
Figure FDA0003202723280000033
Figure FDA0003202723280000041
Figure FDA0003202723280000051
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