JP4897227B2 - 最適な作動電流分布で電動アクチュエータを制御する装置の操作方法 - Google Patents

Description

本発明は、最適な作動電流分布で電動アクチュエータを制御する装置の操作方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は例証の目的のみで以下の実施例に開示される、例えばVariable Valve Actuation（可変バルブ駆動、以下「ＶＶＡ」という）バルブ制御システムを特徴とするエンジンなどの車両内燃機関の吸気および排気を制御するソレノイドバルブの制御に有益に、しかしながら独占的にではなく使用される。本発明による方法は、実際にＡＢＳ装置や類似のソレノイドバルブおよび電子噴射装置など、他種の電動アクチュエータに適用することができる。

より詳しくは、ＶＶＡシステムにおいて電気的に制御される油圧式バルブ（ソレノイドバルブ）に接続されているオイルチャンバは、機械式カムと吸気および排気バルブのあいだに位置している。ソレノイドバルブが閉じられている際は、吸気および排気バルブの駆動は機械式カムの運動に追随し、ソレノイドバルブが開いている際は、カムはオイルチャンバの一部を空にして機械式カムから吸気および排気バルブを切り離す。ソレノイドバルブを適切に制御することによって、機械式カムの運動により許可される最大の動作範囲(envelope)のうちでのあらゆる動線（軌道）バルブリフト線図、また内燃機関内の空気および燃焼ガスの量の正確な制御を達成することが可能になる。

特許文献１は、電動アクチュエータを制御する装置に関するものであり、特に、各々の制御されている電気スイッチによって同一の送電線と同一のアース線のあいだに平行に接続されている多数の誘導式電動アクチュエータを制御するものである。

さらに詳しくは、送電線は、例えば車両電池（典型的に１３．５Ｖを供給する）などの電源に外部ケーブルによって接続されており、さらにキャパシタ・バンクにも接続されている。

上記の制御装置において、電動アクチュエータの駆動電流線図はＰＷＭ（パルス幅変調）方式で制御されている。さらに詳しくは、電動アクチュエータを流れる電流が所定の作動値付近で維持されているとき、各々の電動アクチュエータを送電線に接続する制御された電気スイッチはＰＷＭ制御されている。

電動アクチュエータの平均電流需要量は、直接電源から―記載の例では車両バッテリから―外部ケーブルを通して供給されることを示すことがおおよそ可能であり、残りの電流（“リップル”電流）は、キャパシタ・バンクにより次式によって供給される：

ここで、
Ｉ_Crmsはキャパシタ・バンクを流れる電流の有効値、
Ｉ_Lrmsは電動アクチュエータを流れる電流の有効値、および
Ｉ_Lmeanは電動アクチュエータを流れる電流の平均値である。

電動アクチュエータは、制御装置によって完全に独立して駆動されることが可能であるため、一定の操作条件においては同時に動作が部分的に重複するか完全に重複することがある。

そのような場合は、同時に作動した電動アクチュエータの需要電流が加算されることがあり、したがってキャパシタ・バンクの必要な有効電流Ｉ_Crmsの相当な増加となる。

キャパシタ・バンクはその内部を流れる有効電流に基づいて設計されているため、有効電流Ｉ_Crmsの増加は、大きいコスト高のキャパシタの使用が必要とする。

欧州特許第９２４５８９号明細書

本発明の目的は、前述の欠点を除去するために設計された低コストの電動アクチュエータの制御装置の操作方法を提供するものである。

本発明の電動アクチュエータを制御する装置を操作する方法は、該装置が使用の際に電気エネルギー源に接続される１対の入力端子と；各々のあいだに各々の電動アクチュエータが使用の際に接続される多数の対の出力端子；および前記電動アクチュエータを前記電気エネルギー源に互いに独立して接続するための制御されたスイッチ手段からなり；前記方法が、前記電気エネルギー源を介して電流を前記電動アクチュエータに供給するために前記制御されたスイッチ手段を制御する工程からなり；
前記制御工程が：特定の複数の電動アクチュエータが、前記電気エネルギー源から同時に電流を供給される一連の操作状態の可能性を決定する工程；および前記電気エネルギー源から引き出された電流の有効値を減少するために、前記特定の複数の電動アクチュエータに供給される電流を一時的に位相シフトする工程からなることを特徴としている。

本発明によれば、低コストの電動アクチュエータ装置の制御方法が提供される。

本発明の好ましい非限定的実施の形態を、添付図面を参照して例証する。

図１に示されるように、全体として１に示される制御装置は、その１つが各々の電動アクチュエータ３のためにある多数の制御回路２からなる。簡易に示すために図１では、各々が一連に接続されたレジスタおよび誘導器（たとえば、抵抗の値が２７０ｍΩ、誘導器の値が１．４ｍＨである）によって規定される対応する等価回路によって、その各々が図１に示されるそれぞれ２つの電動アクチュエータ３に対する２つの制御回路２のみが示されている。

それぞれの制御回路２は、各々が通常１３．５Ｖのわずかな値の電圧Ｖ_BATTを供給する電源、たとえば車両バッテリ６など、の正極および負極にそれぞれ接続される第１および第２の入力端子４、５；および対応する電動アクチュエータ３がその間に接続される第１および第２の出力端子７、８からなる。バッテリ６の負極は制御装置１のアース線９に接続されており、バッテリ・キャパシタ１０は第１の入力端子４とアース線９のあいだに接続されている。第１の出力端子７に接続されている各々の電動アクチュエータ３の端子は、通常“ハイサイド”（ＨＳ）端子と称され、第２の出力端子８に接続されている各々の電動アクチュエータ３の端子は、通常“ローサイド”（ＬＳ）端子と称される。

各々の制御回路２はまた、第１および第２のＭＯＳトランジスタ１１、１２からなる。第１のＭＯＳトランジスタ１１は、エンジン中央制御ユニット（図示せず）から第１の制御信号Ｔ１を受け取るゲート端子；第１の入力端子４に接続されているドレイン端子；および第１の出力端子７に接続されているソース端子を有する。第２のＭＯＳトランジスタ１２は、エンジン中央制御ユニットから第２の制御信号Ｔ２を受け取るゲート端子；第２の出力端子８に接続されているドレイン端子；および検出ステージを経由してアース線９に接続されているソース端子を有する。検出ステージは検出レジスタ１３によって画定され、その端子は、検出レジスタ１３の電流に比例して電圧を発生する演算増幅器１４の入力側に接続されている。

第１および第２のＭＯＳトランジスタ１１、１２は、各々の電動アクチュエータ３のハイサイドおよびローサイド端子にそれぞれ接続されているため、それぞれ“ハイサイド”および“ローサイド”トランジスタと称される。

各々の制御回路２はまた、入力端子５に接続されている陽極および第１の出力端子７に接続されている陰極を有するいわゆる“還流”ダイオード１５を備えている。これに代えて、ダイオード１５は、同期整流器として作用する第３のＭＯＳトランジスタ（図示せず）に置き換えることも可能である。

各々の制御回路２は、電動アクチュエータ３を流れる電流の異なるパターンによって特徴付けられる３つの操作モード；電流が所定の維持（電流）値まで増加する充電モード；電流が、前工程で到達した値付近において粗い鋸歯のパターンで振動する維持モード；および電流が、前工程で想定される値から０の可能性もある最終値にまで減少する放電モードを有する。

周知のように、前記３つのモードの変化および繰り返しによって、各々の電動アクチュエータ３は図３に示されるように時間パターンにともなって電流が供給される。各々の電動アクチュエータ３は、第１の維持値まで上昇する第１上昇部Ａ；電流の振幅が第１維持値付近で振動する第１維持部Ｂ；第２の維持値まで上昇する第２上昇部Ｃ；振幅が第２維持値付近で振動する第２維持部Ｄ；第１の維持値と一致する可能性のある第３の維持値まで減少する第１減少部Ｅ；振幅が第３維持値付近で振動する第３維持部Ｆ；値がほぼ０にまで減少する第２減少部Ｇからなる。簡易に示すために図３では、維持部が各々の維持値と一致する線分によって示されている。

さらに詳しくは、各々の上昇部ＡおよびＣにおいて、第１および第２のＭＯＳトランジスタ１１および１２は、それぞれの制御信号Ｔ１およびＴ２によって閉じられた状態に保たれるため、蓄電池電圧Ｖ_BATTが電動アクチュエータ３の端子に印加され、電流がバッテリ６、第１のＭＯＳトランジスタ１１、電動アクチュエータ３、第２のＭＯＳトランジスタ１２および検知レジスタ１３からなる回路を流れ、時間とともに急激に増加する。この段階において、電動アクチュエータ３はバッテリ６からエネルギーを引き出す。

各々の維持部Ｂ、ＤおよびＦにおいて、第２のＭＯＳトランジスタ１２は相対的な制御信号Ｔ２によって閉じられた状態に保たれる一方で、第１のＭＯＳトランジスタ１１は繰り返し開閉されるため、蓄電池電圧Ｖ_BATT（第１のＭＯＳトランジスタ１１が閉じられている際）および０電圧（第１のＭＯＳトランジスタ１１が開けられている際）は、電動アクチュエータ３の端子に交互に印加される。

最初の場合（第１のＭＯＳトランジスタ１１が閉じられている）において、電動アクチュエータ３はバッテリ６からエネルギーを引き出し、電流が、バッテリ６、第１のＭＯＳトランジスタ１１、電動アクチュエータ３、第２のＭＯＳトランジスタ１２および検知レジスタ１３からなる回路を流れ、ほぼ実質的に直線の形式で時間とともに急激に増加する。

それに対し、２番目の場合（第１のＭＯＳトランジスタ１１が開かれている）において、電動アクチュエータ３はエネルギーを放出し、電流が、電動アクチュエータ３、第２のＭＯＳトランジスタ１２、検知レジスタ１３および惰性走行ダイオード１５からなる回路を流れ、ほぼ実質的に直線の形式で時間とともに急激に減少する。

さらに詳しくは、維持部Ｂ、Ｄ、Ｆにおいて、第１のＭＯＳトランジスタ１１は、所定の時間Ｔでの一連のパルスにより画定される相対的な制御信号Ｔ１、および電流をそれぞれの維持値付近で電動アクチュエータ３に保持するエンジン中央制御ユニット（図示せず）により規制される、開または閉回路の負荷サイクルＤによってＰＷＭ制御されている。

さらに詳しくは、開回路制御の場合には、第１のＭＯＳトランジスタ１１のクローズ時間（ＰＷＭオン）、つまり制御信号Ｔ１の負荷サイクルＤ、が回路パラメータ、特に以下の式による蓄電池電圧Ｖ_BATTおよび電動アクチュエータ３の等価抵抗Ｒに基づいて前もって計算される：

ここで、Ｉ_Lは電動アクチュエータ３を流れる電流である。

これに対して、閉回路制御の場合では、適切にＰＷＭオンおよびオフ位相を調節するために、電動アクチュエータ３を流れる電流Ｉ_Lの値が、検知レジスタ１３および演算増幅器１４により画定される電流検知段階によって監視される。

さらに詳しくは、閉回路制御は、電動アクチュエータ３を流れる電流Ｉ_Lの最大値または最小値の制御によって実施され得る。

最初の場合、つまり電流Ｉ_Lの最大値を制御する場合において、第１のＭＯＳトランジスタ１１は、同期信号の到達時に制御信号Ｔ１によって最初は閉じられるため（ＰＷＭオン）、電流Ｉ_Lは上昇を開始する。同期信号は、例えばＰＷＭ制御信号の時間Ｔに等しい適正な時間をともなう、エンジン中央制御ユニットの内部時間信号ＣＫであり得る。その後電流Ｉ_Lは電流測定段階を使用して測定され、電流Ｉ_Lが所定の最大値に到達すると、第１のＭＯＳトランジスタ１１は開かれ（ＰＷＭオフ）、電流Ｉ_Lが減少を開始する。その後、次の同期信号の到達により、第１のＭＯＳトランジスタ１１は再び閉じられ（次のＰＷＭオン位相）、再び繰り返される。

２番目の場合、つまり電流Ｉ_Lの最小値を制御する場合において、第１のＭＯＳトランジスタ１１は、同期信号の到達時に開かれるため（ＰＷＭオフ）、電動アクチュエータ３の電流Ｉ_Lは減少を開始する。電流Ｉ_Lが所定の最小値に到達すると、第１のＭＯＳトランジスタ１１は閉じられ（ＰＷＭオン）、電流Ｉ_Lは上昇を開始する。その後、次の同期信号の到達により、第１のＭＯＳトランジスタ１１は再び開かれ（次のＰＷＭオフ位相）、再び繰り返される。

減少部Ｅにおいて、第１のＭＯＳトランジスタ１１は永久的に開かれた状態に保たれる一方で第２のＭＯＳトランジスタ１２は閉じられた状態に保たれるため、電動アクチュエータ３の電流Ｉ_Lは急激に減少し、電動アクチュエータ３はバッテリ６からすでに引き出されたエネルギーの一部を放出する。

最終的に減少部Ｇにおいて、第１のＭＯＳトランジスタ１１および第２のＭＯＳトランジスタ１２は永久的に開かれた状態に保たれ；第２のＭＯＳトランジスタ１２が“機能停止”するため、電動アクチュエータ３の電流Ｉ_Lは急速に急激に減少し、電動アクチュエータ３は再びバッテリ６からすでに引き出されたエネルギーの一部を放出する。

上昇部および減少部の存続期間は、検知レジスタ１３の端子に接続されている演算増幅器１４により供給されている論理信号を使用し、電動アクチュエータ３を流れる電流Ｉ_Lの値を示すエンジン中央制御ユニットによって決定され得る。

本発明の一様態によると、維持部Ｂ、Ｄ、Ｆにおいて、同時に供給される電動アクチュエータ３の第１のＭＯＳトランジスタ１１のオンとオフを制御するＰＷＭのために供給する制御信号Ｔ１は、共通の同期信号―時間信号ＣＫに対して適切に位相シフトされており、２つまたはそれ以上の同時に作動する電動アクチュエータ３の電流の需要が加算される際(各々のＰＷＭオン位相中)の時間間隔を除去するか大幅に減少することによって、バッテリ・キャパシタ１０を流れる有効電流Ｉ_Crmsを減少する。

このことは、以下に第１および第２の電動アクチュエータ３と称される２つの電動アクチュエータ３を同時に制御する制御装置１に関する図２により明確に示される。本事例について言及されることは、後に詳細に説明される制御装置１によって同時に制御されるｎ数の電動アクチュエータにも安全に応用され得る。

最初に図２ｆを参照すると、時間信号ＣＫは、電動アクチュエータ３を制御するための同期信号としてエンジン中央制御ユニットより使用される。

同時に作動される第１および第２の電動アクチュエータ３を決定する公知の方法によって同時に両方が電流を要求すると、エンジン中央制御ユニットは時間信号ＣＫについて適切に位相シフトする相対的制御信号Ｔ１を提供する。

さらに詳しくは、第１の電動アクチュエータ３の制御信号Ｔ１（図２ａ）は時間信号ＣＫと同期に発せられる一方、第２の電動アクチュエータ３の制御信号 ― 以下Ｔ１'（図２ｂ）と示す ― は、時間信号ＣＫについて半期（Ｔ／２）の位相シフトされるため、信号Ｔ１のＰＷＭオン位相は時間信号ＣＫの前縁から開始する一方、信号Ｔ１'のＰＷＭオン位相は時間信号ＣＫの後縁から開始する。

図２ｃおよび２ｄにおいて、Ｉ_LおよびＩ_L'はそれぞれ、制御信号Ｔ１に対して第１の電動アクチュエータ３を流れる電流、および制御信号Ｔ１'に対して第２の電動アクチュエータ３を流れる電流を示すものである。図示されるように、また前記の通り電流Ｉ_LおよびＩ_L'は、所望の維持値付近で鋸歯パターンを生じさせるために、相対的なＰＷＭオン位相において上昇し、続くオフ位相において減少する。

ＰＷＭオン位相において第１および第２の電動アクチュエータ３を流れる電流（供給電流と称される）は、バッテリ６およびバッテリ・キャパシタ１０によって供給され、図２ｅではＩ_Sと示される。各々のＰＷＭオン位相は、ＰＷＭオン位相に等しい持続期間および電動アクチュエータ３を流れる電流Ｉ_Lに等しい振幅である概台形供給電流パルスに相当する。さらに詳しくは、２つの電動アクチュエータ３の需要は、それぞれのＰＷＭオン位相中に加算される。

図２に示されるように、第１および第２の電動アクチュエータ３のＰＷＭオン位相は、ＰＷＭ負荷サイクルＤＣが５０％以下の場合は全く重ならないため、電動アクチュエータ３を流れる電流Ｉ_LおよびＩ_L'は加算されない；また、ＰＷＭ負荷サイクルＤＣが５０％を少し上回る場合、第１および第２の電動アクチュエータ３のＰＷＭオン位相は、可能な限りの最短の時間で重なるため、電動アクチュエータ３を流れる電流Ｉ_LおよびＩ_L'は、最短の時間で加算される。

図示されるように、制御信号Ｔ１およびＴ１'を時間信号ＣＫに対して適切に位相シフトすることにより、供給電流Ｉ_Sの平均値は、供給電流Ｉ_Sの有効値に近接するため、バッテリ・キャパシタ１０の有効電流Ｉ_Crmsの値が大幅に減少する。

さらに詳しくは、図２ａ〜２ｆに示された例のそれぞれのＰＷＭ制御信号Ｔ１およびＴ１'、デューティーサイクルＤおよび５０％の位相シフト（位相反転）である２つの電動アクチュエータ３において、バッテリ・キャパシタ１０の有効電流Ｉ_Crmsは以下の式によって示される：

ここで、Ｉ_Mは一時期に１つの電動アクチュエータ３を流れる電流の平均値である。

これに対して、２つの電動アクチュエータ３のＰＷＭ制御信号Ｔ１およびＴ１'が０位相シフト（同期して）を有する際は、バッテリ・キャパシタ１０の有効電流Ｉ_Crmsは以下の式によって示される。

上記の式は図４のグラフに示されおり、ＰＷＭ制御信号のデューティーサイクルＤと平行してバッテリ・キャパシタ１０の有効電流Ｉ_Crmsを減少する点において、同期制御（図４のＩ_Crms1）に対する位相反転制御（図４のＩ_Crms2曲線）の利点を明確に示している。

本事例について言及されることは、制御装置１によって同時にＰＷＭ制御されるｎ数の電動アクチュエータ３にも同様に応用される；その場合は、電動アクチュエータ３のそれぞれの制御信号Ｔ１は、時間信号ＣＫに関し時間間隔Ｔ／ｎによりエンジン中央制御ユニットによって、互いに対して適切に位相シフトされる。

本発明のさらなる様態によると、時間信号ＣＫは、全てのＰＷＭ制御の電動アクチュエータを周波数変調するために、“スペクトラム拡散変調”によって適切に周波数変調される。さらに詳しくは、時間信号ＣＫの周波数は、量子化された工程において適切に選択された最小値から最大値に直線的に変調される。

電動アクチュエータを駆動することによって発生された電磁発光（放射性および伝導性）は、したがって振幅が変調の振幅に依存する周波数帯域に分布される。したがって、結果として生じる発光スペクトラムは、幅は広いが値が低いため、同期信号の定周波と比較すると制御装置１の電磁発光を大幅に改善する。

実際に、例えばＭが、最小および最大時間信号周波数の量子化間隔数であれば、時間信号ＣＫの公称周波数に関連するエネルギー頂点は、種々の変調生成周波数に関連するＭ頂点に分割される。

さらに詳しくは、いわゆる“スペクトラム拡散”変調技術―当初は電磁妨害に対して影響されないため軍事目的に使用された―は、周波数の広幅に渡って信号エネルギーを分布する原理に基づくものであり、特に変調信号を２回提供する：初回は、例えばＰＳＫ（位相変位変調方式）、ＦＳＫ（周波数偏位変調）などの従来の変調によって、そして２回目は、例えばＦＨ（周波数ホッピング）、ＤＳ（直接配列）またはＦＨＤＳ（最初の２つの交差）の広帯域変調による。

“スペクトラム拡散”技術のさらに詳細な情報は、Harris Semiconductorによって出版された“1996 Wireless Communications Design Seminar Handbook”に見られる。

本発明の利点は、前述の記述により明確にされるであろう。

特に、種々の電動アクチュエータの制御信号を適切に位相シフトすることは、バッテリ・キャパシタを流れる有効電流を減少し、それによってバッテリ・キャパシタがより小型で安価になり得る。

さらに、ＰＷＭ同期信号の周波数変調は、電動アクチュエータ制御装置の電磁発光（放射性および伝導性）を大幅に減少する。

明らかに、添付の請求項によって定義される本発明の範囲から逸脱することなしに、ここに示されたものに変更が加えられるであろう。

特に、同時に制御される電動アクチュエータに供給される電流を適切に位相シフトする概念は、電動アクチュエータの維持位相以外の他の制御位相にも応用され得ることが指摘されるべきである。特に、多数の電動アクチュエータによる電源からの同時の電流の需要に関係する全ての位相に応用され得る。

さらに、本発明による方法は電動アクチュエータの制御回路のハイサイドトランジスタのＰＷＭ制御に関する記述であるが、同一の考察はローサイドトランジスタのＰＷＭ制御にも応用され得る。

電動アクチュエータ制御装置を示す回路図である。 図１の制御装置の電気量を示す時間グラフである。 図１の電動アクチュエータのうちの１つに流れる平均電流を示す時間グラフである。 図１の回路の電気量を示すグラフである。

符号の説明

１ 制御装置
２ 制御回路
３ 電動アクチュエータ
４ 第１の入力端子
５ 第２の入力端子
６ バッテリ
７ 第１の出力端子
８ 第２の出力端子
１０ バッテリ・キャパシタ
１１ 第１のＭＯＳトランジスタ
１２ 第２のＭＯＳトランジスタ
Ｔ１ ＰＷＭ制御信号
Ｔ２ ＰＷＭ制御信号

Claims (11)

1. 電動アクチュエータ（３）を制御する装置（１）を操作する方法であって、該装置が使用の際に電気エネルギー源（６，１０）に接続される１対の入力端子（４，５）と；各々のあいだに各々の電動アクチュエータ（３）が使用の際に接続される多数の対の出力端子（７，８）；および前記電動アクチュエータ（３）を前記電気エネルギー源（６，１０）に互いに独立して接続するための制御されたスイッチ手段（１１，１２）を備え；前記方法が、前記電気エネルギー源（６，１０）を介して電流を前記電動アクチュエータ（３）に供給するために前記制御されたスイッチ手段（１１，１２）を制御する工程を含み；
   前記制御工程が：
   特定の複数の電動アクチュエータ（３）が、前記電気エネルギー源（６，１０）から同時に電流を供給される一連の操作状態の可能性を決定する工程；
   前記電気エネルギー源（６，１０）から引き出された電流の有効値を減少するために、前記一連の操作状態の可能性を決定する工程において決定された結果に合わせて、前記特定の複数の電動アクチュエータ（３）に供給される電流を一時的に位相シフトする工程；および
   所定の操作条件において、前記制御されたスイッチ手段（１１，１２）に周期Ｔを有する一連のパルスからなる制御信号（Ｔ１，Ｔ２）を供給する工程を有しており；
   前記パルスの各々が、前記電動アクチュエータ（３）が前記電気エネルギー源（６，１０）から電流を引き出す際の時間間隔に関連し、
   前記位相シフトする工程が、共通の同期信号（ＣＫ）に関して相違して位相シフトされるそれぞれの制御信号（Ｔ１，Ｔ２）を、前記特定の電動アクチュエータ（３）に関連する制御されたスイッチ手段（１１，１２）に供給する工程を含み、
   前記制御信号（Ｔ１，Ｔ２）が、互いに対して時間間隔Ｔ／Ｎの分、位相シフトされており；Ｎが、一連の操作状態の可能性を決定する工程の結果に対応する、前記特定の複数の電動アクチュエータ（３）の数であることを特徴とする電動アクチュエータ（３）を制御する装置（１）を操作する方法。
2. 前記所定の操作条件において前記電動アクチュエータ（３）を流れる電流が、上昇部に続いて減少部が続く連続からなるパターンを有し；前記連続が、所望の値付近を振幅する前記電流パターンを画定することを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記制御信号（Ｔ１，Ｔ２）がパルス幅変調（ＰＷＭ）されていることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記同期信号（ＣＫ）が周期Ｔで発せられていることを特徴とする請求項１記載の方法。
5. さらに前記同期信号（ＣＫ）を周波数変調する工程からなることを特徴とする請求項１記載の方法。
6. 前記同期信号（ＣＫ）を周波数変調する前記工程が、前記同期信号（ＣＫ）をスペクトラム拡散変調する工程からなることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 前記時間間隔は、前記パルスがオン状態になっている期間であり、
   前記装置（１）に設けられた前記時間間隔を決定する開回路によって前記時間間隔を決定する工程を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
8. 前記時間間隔は、前記パルスがオン状態になっている期間であり、
   前記装置（１）に設けられた前記時間間隔を決定する閉回路によって前記時間間隔を決定する工程を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
9. 前記スイッチ手段（１１，１２）に供給される制御信号（Ｔ１，Ｔ２）のパルスが、一時的に重なり合わないことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の方法。
10. 前記制御されたスイッチ手段（１１，１２）が、前記１対の入力端子（４，５）の１端子および前記１対の出力端子（７，８）のそれぞれの端子あいだに接続されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法。
11. 前記電気エネルギー源が、電源（６）；および前記電源（６）の端子に接続されているキャパシタ手段（１０）からなることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の方法。

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