JP2004213658A

JP2004213658A - 回路装置におけるｎ個の電気的負荷を制御するための方法及び装置

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Publication number: JP2004213658A
Application number: JP2003431065A
Authority: JP
Inventors: Thomas Mohr; モーアトーマス; Nikolas Haberl; ハベルニコラス
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2002-12-30
Filing date: 2003-12-25
Publication date: 2004-07-29
Also published as: DE10261739A1; US20040135437A1; FR2849724A1

Abstract

【課題】少なくとも２つの電気駆動部の制御のための装置の電磁適合性（ＥＭＶ）に関して最適化された設計を可能にすることである。
【解決手段】上記課題は、方法において、ｎ個のパルス幅変調信号はｎ個の電気的負荷の制御のために時間的にずらされて生成され、この結果、導線においてこれらのｎ個の電気的負荷に流れる電流Ｉ_Ｌの実効値は低減されることによって解決され、さらに装置において、制御信号を生成するマイクロコントローラは第１の出力側及び第２の出力側を有し、これらの第１の出力側及び第２の出力側に第１の制御線路及び第２の制御線路がｎ個の電気的負荷のｎ個の電力半導体構成素子の制御のために接続されていることによって解決される。
【選択図】図３

Description

本発明は、回路装置におけるｎ個の電気的負荷を制御するための方法であって、ｎは少なくとも２であり、制御はｎ個のパルス幅変調信号によって行われる、回路装置におけるｎ個の電気的負荷を制御するための方法、及び、電気的負荷を制御するための装置であって、電磁適合性に影響を与えるフィルタはインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを有し、ならびに、ｎ個の電気的負荷を制御し電力半導体構成素子の時間的にずれた通電のために制御信号を生成するマイクロコントローラが設けられている、電気的負荷を制御するための装置に関する。

電磁適合性（略してＥＭＶ（独語）。英語ではＥＭＣ。以下ではＥＭＶと専ら記す）は、他のシステムの近くでニュートラルに振る舞う電気的システムの特性である。自動車にあてはめると、これは一方で例えば点火装置、電子式噴射システム、ＡＢＳ-ＡＳＲ、エアバッグ、自動車ラジオ、自動車電話、ナビゲーションシステムなどのような様々な自動車に組み込まれた電気及び電子システムが互いに狭い空間的な近くで作動可能でなくてはならないし、さらに互いに許容できないほどに影響を及ぼし合ってはならないことを意味する。他方で、自動車はシステムとして周囲環境にニュートラルに溶け込まなくてはならない、つまり他の車両に電気的に影響を与えることも、ラジオ放送、テレビ放送及び他の無線サービスの伝送を妨害することもしてはならない。逆に、自動車は強い電磁界のある場所でも（例えば送信局の近傍でも）完全に作動可能でありつづけなければならない。よって、自動車用電気システムならびに全体として自動車は電磁的に適合性があるように装備されるべきである。

例えば自動車適用事例に使用されるような送風機モータの制御のためには、通常は、高周波クロック制御器（hochfrequente Taktregler）が使用され、この高周波クロック制御器によって送風機モータは損失少なくかつ無段階式に制御可能である。とりわけワイヤ接続された放射部に関する電磁適合性（ＥＭＶ）の改善のためには、ＥＭＶ手段が必要である。このためにＥＭＶ特性に有利に影響を与えるインダクタンス及びキャパシタンスが使用され、これらのインダクタンス及びキャパシタンスは送風機モータの制御部内で電圧源と送風機モータを制御するための電力半導体構成素子との間に配置される。ＥＭＶ改善手段を設けない場合には、自動車用電気システムには高い電流Ｉ_Ｍａｘによって負荷がかかってしまうだろう。ＥＭＶ手段内部で使用されるインダクタンス（コイル）及びキャパシタンス（コンデンサ）は二重にローパスフィルタリングされた電流をもたらす。インダクタンス及びキャパシタンスの設計仕様は長波領域及び短波領域において基本的に流れる最大電流Ｉ_Ｍａｘならびに周波数ｆ＝１／ｔ_周期に依存する。この周波数ｆ＝１／ｔ_周期によってクロックパルス供給が行われる。今のところ高周波クロック制御器のクロックパルス供給は通常は≧２０ｋＨｚの周波数によって行われる。

自動車用電気システムに流れる最大電流Ｉ_Ｍａｘに依存してＥＭＶ手段のインダクタンス乃至はキャパシタンスは設計仕様される。

ＷＯ８８／１０３６７は電気的負荷の制御のための方法を開示しており、この方法では比較的大きな負荷の切り換えによってこれらの負荷が時間的にずれてスイッチオン及びオフされ、スイッチオン過程において流れる電流は基本的に連続的に上昇し、スイッチオフ過程においては基本的に連続的に再び降下する。

ＷＯ９８／５８４４５からは少なくとも２つの電気的負荷の制御のための方法が公知である。この方法によれば、少なくとも２つの電気的負荷は共通の回路装置を用いてパルス幅変調された信号によって制御され、このパルス幅変調信号のパルス休止時間の間に流れる、電気的接続線路のインダクタンスに依存する導線電流がバッファキャパシタンスによって受け取られる。パルス幅変調信号は時間的にずらされて生成される。パルス幅変調信号の重畳によって全てのパルス幅変調信号の同時に発生するパルス休止時間が回避される。パルス幅変調信号は５０％のパルス占有率で制御され、これらのパルス幅変調信号は半分の周期長だけ時間的に互いにずらされて生成される。
ＷＯ８８／１０３６７ＷＯ９８／５８４４５

本発明の課題は、少なくとも２つの電気駆動部の制御のための装置の電磁適合性（ＥＭＶ）に関して最適化された設計を可能にすることである。

上記課題は、方法において、ｎ個のパルス幅変調信号はｎ個の電気的負荷の制御のために時間的にずらされて生成され、この結果、導線においてこれらのｎ個の電気的負荷に流れる電流Ｉ_Ｌの実効値は低減されることによって解決され、
さらに装置において、制御信号を生成するマイクロコントローラは第１の出力側及び第２の出力側を有し、これらの第１の出力側及び第２の出力側に第１の制御線路及び第２の制御線路がｎ個の電気的負荷のｎ個の電力半導体構成素子の制御のために接続されていることによって解決される。

直流モータ（ＤＣ）でありうる２つの電気駆動部は、適用事例を挙げると、自動車冷却器における送風機モータとして使用される。４０％、有利には５０％又は６０％のパルス占有率を有するパルス幅変調信号により少なくとも２つの電気的負荷を制御する電力半導体構成素子の電磁適合性に関して最適な制御に基づいて、自動車用電気システムにおいて流れる最大電流Ｉ_ＭａｘはＩ_Ｍａｘ／２に制限されうる。自動車用電気システムにおける最大電流は本発明により提案された解決法によって半分になり、この最大電流値はＥＭＶ手段において使用されるインダクタンス乃至はキャパシタンスの設計仕様に関する設計規準を意味するので、ＥＭＶ手段において使用される上述の構成部材は比較的小さく設計仕様される。なぜなら、たんにこれらの構成部材の元々のインダクタンス乃至はキャパシタンスの端数しか必要としないからである。提案される手段によって妨害除去のためにとりわけ長波領域において使用されるインダクタンス（コイル）及びキャパシタンス（コンデンサ）ははるかに小さく設計仕様されうる。少なくとも２つの電気駆動部を制御する電力半導体構成素子が有利には５０％のパルス占有率で制御されるならば、この自動車用電気システムは「まったくの」直流電流を供給する。他の提示されたパルス占有率、すなわち４０％のパルス占有率乃至は６０％のパルス占有率の場合には、クロック制御された電流の振幅は自動車用電気システムにおいて半分になる。さらに電解コンデンサを流れる電流は、少なくとも２つの電気駆動部を制御する電力半導体構成素子の同時クロック制御と比べると、半分に低減されうる。使用される電力半導体構成素子は例えばＭＯＳＦＥＴトランジスタ、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴもしくはＩＧＣＴトランジスタである。

少なくとも２つの電気的負荷の更に別の制御方法として、上記の原理による異なるパルス占有率での２つの送風機モータの時間的にずらした通電が行われる。これによって自動車の冷却器におけるダブル送風機のためのファンモータとしてのこれら２つの電気的負荷の利用が達成され、１つの電気駆動部は内燃機関の車両冷却器のファンとして使用され、第２の電気駆動部は例えばエアコンの熱交換器のためのファンとして使用されうる。

本発明を以下において図面に基づいて詳しく記述する。

図１はインダクタンスならびにキャパシタンスを含むＥＭＶ手段による少なくとも２つの電気的負荷の制御のための装置を示す。

図１に示された、従来技術から公知の回路装置は、アース端子１ならびに供給電圧端子２を含む。端子１及び２とこの回路装置のマイクロコントローラ７（μＣ）との間にはＥＭＶ手段３が設けられており、このＥＭＶ手段３はインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを含んでいる。このＥＭＶ手段３とこの回路装置のコンポーネントとの間には導線６が延びている。この導線６に流れる電流はＩ_Ｌで示されている。図１の回路装置はマイクロコントローラ７（μＣ）を有する。このマイクロコントローラ７（μＣ）には出力側８が設けられており、この出力側８には第１の制御線路９が設けられている。第１の電力半導体構成素子１１を制御するための第１の制御線路９には結合点１０が割り当てられており、この結合点１０に第２の制御線路１７が接続されている。この第２の制御線路１７によって第２の電力半導体構成素子１２が制御される。第１の電気駆動部１４及び第２の電気駆動部１５の制御に使用される２つの電力半導体構成素子１１及び１２はマイクロコントローラ７を介して同時に制御され、つまり互いに独立的にすなわちシフトされた制御時間によってクロック制御されるのではなくマイクロコントローラ７（μＣ）により生成される同一の信号が同時に印加される。第１の電気駆動部１４ならびに第２の電気駆動部１５にはそれぞれブラシペア１６が割り当てられている。さらに第１の電気駆動部１４及び第２の電気駆動部１５にはそれぞれフリーホイーリングダイオード１３が並列に接続されている。

図２から２つの電気駆動部を制御する制御信号Ｕ_Ｇａｔｅの経過ならびに導線に流れる電流の経過が詳しく示されている。

図１に図示された装置の電力半導体構成素子１１乃至は１２は第１の制御線路９を介して並列に１つのパルス占有率で周期長Ｔ_Ｐの端数に相応するパルス持続時間によって制御される（最大電圧Ｕ_Ｍａｘ）。パルス休止時間の間に、すなわち周期長Ｔ_Ｐの残りの時間の間に、制御信号Ｕ_Ｇａｔｅは値０を有する。従って、パルス持続時間の間には導線６には導線電流Ｉ_Ｌが生じ、この導線電流Ｉ_Ｌは２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２の同時制御においてその最大値Ｉ_Ｍａｘをとる。この電流が、ＥＭＶ手段３が付加的なインダクタンスＬの形態で乃至は付加的なキャパシタンスＣの形態で設けられていないならば、例えば自動車の自動車用電気システムに印加される。

図３の図面は本発明による２つの電気的負荷の制御のための、ＥＭＶ特性に関して最適化された装置を示す。

図３に図示された回路装置もアース端子１ならびに供給電圧源２を含み、この供給電圧源２には例えば自動車の１２Ｖ車両バッテリが接続されうる。ＥＭＶ手段３はインダクタンスＬ_ｒｅｄならびにキャパシタンスＣ_ｒｅｄを含む。ＥＭＶ手段３内部に配置されたインダクタンス乃至はキャパシタンスは低減された、すなわちより小さく設計仕様された構成部材であり、これらの構成部材は２つの電気駆動部１４乃至は１５を制御するための本発明により提案された装置において使用されうる。図３の回路装置の導線６に流れる電流はＩ_Ｌにより示されている。図３の図面の回路装置はマイクロコントローラ７（μＣ）を有し、このマイクロコントローラ７（μＣ）は第１の出力側２２ならびに第２の出力側２３を有する。マイクロコントローラ７（μＣ）の第１の出力側２２には第１の制御線路９が接続されており、この第１の制御線路９によって第１の電力半導体構成素子１１が制御される。マイクロコントローラ７（μＣ）の出力側に設けられた更に別の第２の出力側２３には第２の制御線路１７が接続されており、この第２の制御線路１７によって第２の電力半導体構成素子１２が制御される。図３によれば、第１の制御線路９を介して伝送される制御信号Ｕ_{Ｇａｔｅ１}が示されており、他方で第２の制御線路１７を介して伝送される信号はＵ_{Ｇａｔｅ２}で示されている。

図１の図面と同じ様に、第１の電力半導体構成素子１１を介してフリーホイーリングダイオード１４に並列接続されている第１の電気駆動部１４が制御され、他方で第２の制御線路１７を介して制御信号Ｕ_{Ｇａｔｅ２}によって制御される第２の電力半導体構成素子１２によって第２の電気駆動部１５が制御され、この第２の電気駆動部１５には同様にフリーホイーリングダイオード１３が並列接続されている。図３に図示された本発明により構成される制御装置によって２つの電気駆動部１４、１５は時間的にずらされて制御され、すなわち第１の電気駆動部１４は第２の電気駆動部１５が必要とされない時間に制御され、逆に第２の電気駆動部１５は第１の電気駆動部１４が必要とされない時間に制御される。これによってダブル送風機が利用でき、電気駆動部１４、１５のうちの１つによって内燃機関の冷却水の冷却のためのファン駆動が実現され、第２の電気駆動部１５を介して駆動されるファンが例えば車両のエアコンの熱交換器を冷却することができる。完璧を期して言って置くが、有利には直流モータ（ＤＣ駆動部）として構成されている第１の電気駆動部１４ならびに第２の電気駆動部１５にはそれぞれブラシペア１６が割り当てられている。しかし、これは図３の図面では概略的にしか示されていない。原理的には全く異なるパルス占有率が電気駆動部１４、１５に対してセットされうるにもかかわらず、２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２を独立に制御することができるための２つのパルス占有率ＴＶが和≦１００％である場合に、すなわちＴＶ_{ｏｕｔ，全}＝ＴＶ_{ｏｕｔ，１４}＋ＴＶ_{ｏｕｔ，１５}＜１００％が満たされる場合に、とりわけ大きな利点が得られる。

図面では図示されていない変形実施例では、（図３に関連して図示されているような）２つの電気的負荷の代わりに、本発明により提案されたＥＭＶ特性を最適化する方法によってｎ個の電気的負荷も制御される。図３に図示された実施例は、マイクロコントローラ７の相応の修正によって、図３では電気的負荷は駆動部１４及び１５であるが、ｎ個の電気的負荷の制御のために２つより多くの出力側２２、２３に拡張される。図３ではマイクロコントローラ７に割り当てられる出力側２２、２３の代わりに、この変形実施例はｎ個の出力側を有し、これらのｎ個の出力側を介してそれぞれｎ個の制御線路がｎ個の半導体構成素子につながり、これらのｎ個の半導体構成素子を介してｎ個の電気的負荷がそれぞれ制御される。これらのｎ個の制御線路の各々には相応の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _ｎが印加され、これらの相応の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _ｎを介してｎ個の電力半導体構成素子が制御される。本発明により提案される方法のこの図面では図示されていない変形実施例によるマイクロコントローラ７には図３の図面と同様に電磁適合性（ＥＭＶ）を制御するフィルタ要素３が前置接続され、このフィルタ要素３はインダクタンスＬならびにキャパシタンスＣを含む。ｎ個の電気的負荷にはそれぞれ１つのフリーホイーリングダイオードが並列に接続され、回路装置におけるこの個数は電気的負荷がこの回路装置に含まれている個数ｎに相応する。

図４の図面には制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１ならびにＵ_Ｇａｔｅ _２の制御信号経過ならびに図３の回路装置の導線に生じる電流経過が詳しく示されている。

第１の制御線路９を介して第１の電力半導体構成素子１１に伝送される制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１はパルス持続時間２４ならびにパルス休止時間２５を有し、これらのパルス持続時間２４ならびにパルス休止時間２５は周期長Ｔ_Ｐの間にある。図４の線図は例えば４０％の第１のパルス占有率１８に対する信号経過を示す。これはパルス持続時間２４が周期長Ｔ_Ｐの時間のほぼ４０％であることを意味し、すなわち生じるパルス休止時間２５はパルス持続時間２４よりも少し長く、このパルス持続時間２４の間に制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１はその最大値すなわちＵ_Ｍａｘをとることを意味する。

第２の制御線路１７を介して第２の電力半導体構成素子１２に伝送される制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２は周期長Ｔ_Ｐに関して時間的にずらされている。第２の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２のパルス持続時間は参照符号２６によて示されており、他方でこの制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２のパルス休止時間は参照符号２７によって示されている。これら２つの制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１ならびにＵ_Ｇａｔｅ _２はそれらのパルス持続時間２４乃至は２６の間にそれぞれ最大電圧値Ｕ_Ｍａｘに到達する。

導線６において生じる導線電流Ｉ_Ｌは、ここでは半分の周期長Ｔ_Ｐ／２でプロットされているが、半分の値、すなわちＥＭＶ手段３のない回路装置における電流Ｉ_ＭａｘのＩ_Ｍａｘ／２でしかない。インダクタンスＬならびにキャパシタンスＣは電流Ｉ_Ｌに作用を及ぼさず、専ら供給電圧端子２とインダクタンスＬとの間を流れてこの回路装置に給電する電流に作用を及ぼす。

第１のパルス占有率１８（４０％）において導線６に流れる導線電流Ｉ_Ｌは値としては図２に図示された最大電流値Ｉ_Ｍａｘの半分、すなわちＩ_Ｍａｘ／２に相応する。第１のパルス占有率１８において導線６に流れる導線電流Ｉ_Ｌは半分より多くなりうるので、図３の回路装置の図面によるＥＭＶ手段３に設けられたインダクタンス乃至はキャパシタンスはより小さく設計仕様できる、すなわちより小さく構成でき、必要条件に関してより小さく設計できる。すなわち、低減された（reduziert）インダクタンスＬ_ｒｅｄならびに低減されたキャパシタンスＣ_ｒｅｄが使用できる（図３の図面参照）。

図５は図３の回路装置の電力半導体構成素子１１乃至は１２を制御するための第１の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１ならびに第２の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２の信号経過、ならびに、これらの制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１乃至はＵ_Ｇａｔｅ _２から生じる導線６の電流経過を示す。

周期長Ｔ_Ｐの間に、交互に最適化されたパルス占有率１９（５０％）で第１の制御線路９にパルス持続時間２８ならびにこのパルス持続時間２８と同じ持続時間のパルス休止時間２９が交互に印加される。これらに対して時間的にずれて、第２の制御線路１７において第２の半導体構成素子１２の制御のために周期長Ｔ_Ｐに亘ってパルス持続時間３０ならびにパルス休止時間３１が交互に印加される。第１の制御線路９における制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１ならびに第２の制御線路１７における制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２において共通なことは、パルス持続時間２８乃至は３０の間にそれぞれ最大電圧Ｕ_Ｍａｘが達成されることである。

制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１ならびにＵ_Ｇａｔｅ _２の制御経過から生じる導線６における電流経過Ｉ_Ｌは値としては図２の図面の最大電流Ｉ_Ｍａｘの半分に相応するまったくの直流電流に相応する。２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２をそれぞれの制御線路９乃至は１７を介して制御するための最適化されたパルス占有率１９において、自動車用電気システムは例えばまったくの直流電流を供給する。電解コンデンサを介して流れる電流も、図１の回路装置の２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２の同時クロック制御と比べると、電流値の半分に低減されている。

図６は更に別の第３のパルス占有率における２つの制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１ならびにＵ_Ｇａｔｅ _２の信号経過ならびに生じる導線電流Ｉ_Ｌである。

図３の少なくとも２つの電気駆動部１４、１５を制御するための装置の２つの電力半導体構成素子１１、１２を制御するためにパルス占有率２０（６０％）をセットする場合、周期長Ｔ_Ｐの間に第１の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１のパルス持続時間３２の間に最大電圧Ｕ_Ｍａｘが第１の制御線路９において生じる。このパルス持続時間３２には後続の信号経過においてパルス休止時間３３が続き、このパルス休止時間３３はセットされた第３のパルス占有率２０のためにパルス３２の持続時間よりも短くなる。

第１の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１の経過とはずらされて、更に別の第２の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２が経過する。この第２の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _２のパルス持続時間３４は第１の制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１の信号経過と同様に周期長Ｔ_Ｐの間に個々のパルス持続時間３４の間にあるパルス休止時間３５よりも長い。

第１の制御線路９ならびに第２の制御線路１７を介する制御信号Ｕ_Ｇａｔｅ _１乃至はＵ_Ｇａｔｅ _２による２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２の制御によって、導線６には電流経過Ｉ_Ｌが生じ、この電流経過Ｉ_Ｌは個々の電流電圧ピーク３６によって特徴付けられる。半分の周期長Ｔ_Ｐ／２の間に、最適化された自動車用電気システム電流Ｉ_Ｍａｘ／２が生じ、導線６における電流レベルは各々半分の周期長Ｔ_Ｐ／２の開始時に最大電流値Ｉ_Ｍａｘをとる。

本発明により提案された装置によって、さらに、２つの電気駆動部１４、１５を１０％と９０％との間の異なるパルス占有率で同一の原理に従って、すなわち時間的にずらされた通電によって動作することが可能である。これによって２つの互いに独立した電気的駆動部を含むダブル送風機の利用が可能になり、この場合、第１の電気駆動部１４は内燃機関の冷却水の冷却のためのファン駆動部として使用され、第２の電気駆動部１５はエアコンの熱交換器のファン駆動部として使用されうる。

図７は電解コンデンサを介する電流Ｉの経過を示す。

電解コンデンサを流れる電流は１０％から９０％までのパルス占有率でそれぞれ時間軸上に示されている。例えば図１の図面の２つの出力段１４、１５の並列回路により実現されているシングル出力段の制御の場合には、５０％のパルス占有率において７．５Ａの電流Ｉ（電解コンデンサ電流）が生じる。図１に２つの出力段の並列回路として図示されているようなシングル出力段の制御のための７０％乃至は８０％のパルス占有率の場合には、９Ａと９．５Ａとの間の電流Ｉが生じる。相応に低く選択された１０％のパルス占有率の場合には電解コンデンサでは例えば０．５Ａと１Ａとの間の電流が生じ、この電流は数ｍｓの減衰の後でその定常状態に達した。２０％のパルス占有率の場合には導線６において生じる電流はほぼ２．２Ａであり、パルス占有率の上昇には導線６における電流のビルドアップ時間の増大が結びついている。

図８は（図３に図示された回路装置による）２つの独立した出力段の形態におけるダブル出力段に対する電解コンデンサ電流の経過を示す。

ダブル出力段、例えば２つの独立した出力段を介する２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２の制御において、電解コンデンサ３には図８の電流Ｉが生じる。最適なパルス占有率１９（５０％）の場合には導線に流れる電流は０．５Ａより下の値をとる。第１のパルス占有率１８（４０％、図４の図面を参照）の場合には、数ｍｓ続くビルドアップフェーズを無視すれば、ほぼ２．５Ａの電解コンデンサ電流が図８の図面によれば生じる。さらに第２のパルス占有率２０（図６の図面を参照）の場合には、３．５Ａと４Ａとの間の実効電解コンデンサ電流Ｉ_ＥＦＦが生じる。供給電圧端子２からＥＭＶ手段へと流れる電流はＬＣ通過フィルタによってフィルタリングされる。図４に図示されたパルス占有率１８又は図５に図示された最適化されたパルス占有率１９における２つの電気的負荷１４，１５（直流電流アクチュエータ）に対する２つの電力半導体構成素子１１乃至は１２の制御の場合には、自動車用電気システム、すなわちこの場合には導線６に負荷をかける電流Ｉ_Ｌの周波数は半分になる。リプル電流の周波数の半減のために、例えば電解コンデンサによって図示されているようなキャパシタンスの寿命は大幅に増大する。最適化された自動車用電気システム電流Ｉ_Ｍａｘ／２（Ｉ_Ｌに一致）のリプル電流の周波数の半減は、キャパシタンスＣ_ｒｅｄに負荷をかける電流レベルの低下を可能にする。

それぞれ１０％ステップで図７及び８に示された１０％から９０％までのパーセント値は、図２のパルス幅変調信号Ｕ_Ｇａｔｅならびに図４、５及び６のＵ_Ｇａｔｅ _１、Ｕ_Ｇａｔｅ _２の異なるパルス占有率を表す。

ＥＭＶ手段による少なくとも２つの電気的負荷の制御のための装置の回路図である。

２つの電気的負荷を制御する制御信号Ｕ_Ｇａｔｅの経過ならびに導線に流れる電流の経過を示す線図である。

本発明による２つの電気的負荷を制御するためのＥＭＶ特性に関して最適化された装置の回路図である。

第１のパルス占有率において制御信号Ｕ_{Ｇａｔｅ１}及びＵ_{Ｇａｔｅ２}の制御信号経過ならびに導線に生じる電流経過を示す線図である。

最適化されたパルス占有率において制御信号Ｕ_{Ｇａｔｅ１}及びＵ_{Ｇａｔｅ２}の信号経過ならびに導線で生じる電流経過を示す線図である。

さらに別のパルス占有率における２つの制御信号Ｕ_{Ｇａｔｅ１}及びＵ_{Ｇａｔｅ２}ならびに生じる導線電流Ｉ_Ｌの信号経過を示す線図である。

シングル出力段における様々なパルス占有率において電解コンデンサを介する電流Ｉ_ＥＦＦの経過を示す線図である。

ダブル出力段において実効電解コンデンサ電流Ｉ_ＥＦＦの経過を示す線図である。

符号の説明

１アース端子
２供給電圧端子
３ＥＭＶ手段
４Ｌ＝インダクタンス
５Ｃ＝キャパシタンス
６導線
７マイクロコントローラ（μＣ）
８出力側
９第１の制御線路
１０結合点
１１第１の電力半導体構成素子
１２第２の電力半導体構成素子
１３フリーホイーリングダイオード
１４第１の電気駆動部
１５第２の電気駆動部
１６ブラシペア
１７第２の制御線路
Ｕ_Ｇａｔｅ制御信号
Ｉ_Ｌ導線電流
Ｕ_Ｍａｘ最大電圧
Ｔ_Ｐ周期長
Ｕ_Ｇａｔｅ _１第１のμＣ出力側の制御信号
Ｕ_Ｇａｔｅ _２第２のμＣ出力側の制御信号
Ｔ_Ｐ／２周期長の半分
１８第１のパルス占有率
１９最適なパルス占有率
２０第３のパルス占有率
Ｉ_Ｍａｘ／２最適化された自動車用電気システム電流
Ｌ_ｒｅｄ低減されたインダクタンス
Ｃ_ｒｅｄ低減されたキャパシタンス
２２マイクロコントローラμＣの第１の出力側
２３マイクロコントローラμＣの第２の出力側
２４第１のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _１のパルス持続時間
２５第１のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _１のパルス休止時間
２６第１のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _２のパルス持続時間
２７第１のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _２のパルス休止時間
２８ＴＶ_ＯｐｔＵ_Ｇａｔｅ _１のパルス持続時間
２９ＴＶ_ＯｐｔＵ_Ｇａｔｅ _１のパルス休止時間
３０ＴＶ_ＯｐｔＵ_Ｇａｔｅ _２のパルス持続時間
３１ＴＶ_ＯｐｔＵ_Ｇａｔｅ _２のパルス休止時間
３２第３のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _１のパルス持続時間
３３第３のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _１のパルス休止時間
３４第３のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _２のパルス持続時間
３５第３のＴＶＵ_Ｇａｔｅ _２のパルス休止時間
３６電流ピーク（Ｉ_Ｍａｘ）

Claims

回路装置におけるｎ個の電気的負荷（１４、１５）を制御するための方法であって、
ｎは少なくとも２であり、制御はｎ個のパルス幅変調信号（２４，２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５）によって行われる、回路装置におけるｎ個の電気的負荷（１４、１５）を制御するための方法において、
前記ｎ個のパルス幅変調信号（２４，２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５）はｎ個の電気的負荷（１４、１５）の制御のために時間的にずらされて生成され、この結果、導線（６）において前記ｎ個の電気的負荷（１４、１５）に流れる電流Ｉ_Ｌの実効値は低減されることを特徴とする、回路装置におけるｎ個の電気的負荷（１４、１５）を制御するための方法。
電磁適合性に影響を与えるフィルタ（３）がｎ個の電気的負荷（１４、１５）に前置接続されていることを特徴とする、請求項１記載の方法。
ｎ個のパルス幅変調信号（２４，２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５）の間の時間のずれは、前記パルス幅幅変調信号（２４，２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５）の周期長Ｔ_Ｐのｎ分の１であることを特徴とする、請求項１記載の方法。
ｎ個の電気的負荷（１４、１５）は１／ｎのパルス占有率（１９）のパルス幅幅変調信号（２４，２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５）によって制御されることを特徴とする、請求項１記載の方法。
自動車用電気システムにおける導線（６）において１／ｎのパルス占有率（１９）で直流電流Ｉ_Ｌが発生され、該直流電流Ｉ_Ｌは最大許容電流Ｉ_Ｍａｘの振幅に比べて半分に低減されていることを特徴とする、請求項１〜４のうちの１項記載の方法。
ｎ個の電気的負荷（１４、１５）はこれらにそれぞれ割り当てられた電力半導体構成素子（１１、１２）を介して制御され、該電力半導体構成素子（１１、１２）にはそれおｚれ別個の制御線路（９、１７）がパルス幅幅変調信号（２４，２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５）の伝送のために割り当てられていることを特徴とする、請求項１記載の方法。
請求項１の方法による電気的負荷（１４、１５）を制御するための装置であって、
電磁適合性に影響を与えるフィルタ（３）はインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを有し、ならびに、ｎ個の電気的負荷（１４、１５）を制御し電力半導体構成素子（１１、１２）の時間的にずれた通電のために制御信号を生成するマイクロコントローラ（７）が設けられている、電気的負荷（１４、１５）を制御するための装置において、
制御信号を生成する前記マイクロコントローラ（７）は第１の出力側（２２）及び第２の出力側（２３）を有し、該第１の出力側（２２）及び第２の出力側（２３）には第１の制御線路（９）及び第２の制御線路（１７）がｎ個の電気的負荷（１４、１５）のｎ個の電力半導体構成素子（１１、１２）の制御のために接続されていることを特徴とする、電気的負荷（１４、１５）を制御するための装置。
ｎ個の電力半導体構成素子（１１、１２）はＭＯＳＦＥＴトランジスタとして又はバイポーラトランジスタとして又はＩＧＢＴもしくはＩＧＣＴトランジスタとして構成されていることを特徴とする、請求項７記載の装置。
第１の電気的負荷（１４）及び第２の電気的負荷（１５）はダブル又はタンデム送風機であり、これらの電気的負荷（１４、１５）のうちの一方は内燃機関の冷却器に割り当てられ、これらの電気的負荷（１４、１５）のうちの他方は自動車の車両エアコンの熱交換器に割り当てられていることを特徴とする、請求項７記載の装置。