CN101015114B - 永磁交流发电机的控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种其中控制永磁交流发电机和提供较准确的电压调整的控制系统。该控制系统可包括下列中的一个或多个：(1)用于整流和调整交流发电机的输出电压的整流系统，(2)对升压型调整器用作电源的整流器/限制器，(3)多模式整流器/限制器，(4)DC-AC逆变器桥路，和(5)用于系统中使则会在电源开关中作为热散发的开关能量最小化的电源开关。

Description

永磁交流发电机的控制器
相关申请
本申请要求美国临时申请号：60/475,273，申请日：2003年6月2日(其内容通过引用将包括在此)和美国临时申请号：60/532,664，申请日：2003年12月24日的优先权。
技术领域
本发明涉及在机械能和电能之间转换的机器，特别是涉及适合汽车使用的小型永磁高功率交流发电机和该发电机的电压和电流控制系统。
背景技术
交流发电机通常包括安装在旋转轴上并相对于固定的定子同心地设置的转子。转子通常设置在定子中。然而，定子也可以同心地定位在转子中。诸如发动机或涡轮机之类的外部能量源通常直接或通过诸如传动带之类的中间系统驱动旋转元件。定子和转子具有一连串的磁极。转子和定子都产生与另一结构磁极上的线圈相互作用的磁场。当磁场与线圈相交时，产生提供给合适的负荷的电场。通常将感应的电场(通常称为电压源)施加至整流器(有时是稳压整流器)并作为直流输出电源提供。在某些例子中，将稳压直流输出信号施加至直流-交流逆变器以提供交流输出。
传统地，运用于汽车应用中的交流发电机通常包括：安装在引擎外部的外壳；安装在外壳中的具有三相线圈的定子，可旋转地支撑在定子内外壳中的带驱动爪极式(例如伦德尔式)转子。然而，为了增加功率输出，必须显著地增加传统交流发电机的尺寸。因此，车辆中的空间限制很可能使得该交流发电机很难用于高输出(例如5KW)的应用中，例如用于为空调、冰箱或通信设备供电。
另外，带线圈的爪极式转子较重(通常包括交流发电机总重量的四分之三)，产生相当大的惯性。在每次引擎加速时，该惯性实际上对引擎呈现一负荷。这容易降低引擎的效率，引起额外的燃料消耗。另外，该惯性可能在诸如电或混合机车之类的应用中有问题。混合机车利用汽油引擎以例如30Kph的预定阈值以上的速度(在汽油引擎最有效时通常对应于RPM的范围)来驱动车辆。类似地，在所谓的“轻度混合”中，当司机踩下油门踏板时，采用启动器发电机来提供初始升压脉冲，便于当车辆停止行驶时关闭车辆引擎以节省燃料和减少排放。该轻度混合系统通常考虑使用高电压(例如42伏)电系统。在该系统中的交流发电机必须能将电池再充电至足够的电平以驱动启动器发电机提供连续停止之间的初始升压脉冲，特别是在停停走走的交通中。因此，需要较高功率、低惯性的交流发电机。
通常，为控制和驱动系统、空调和车内电器供电需要额外的电源，特别是对诸如致冷、建筑应用和军事应用之类用于娱乐、工业运输应用的车辆。
例如，在汽车工业中存在一种采用智能电的而非机械或液压的控制和驱动系统以减少车辆引擎上的电力负荷和节约燃料。例如可以结合驾驶伺服机构(通常只有在需要驾驶纠正时起作用)、减震器(使用反馈来将减震器的硬度调节至公路和速度条件)和空调(以维持恒温所需的最小速度操作压缩机)运用该系统。该电力控制和驱动系统易于增加对车辆电力系统的要求。
类似地，希望车载致冷系统是电驱动的。例如，以可变的速度(独立于车辆引擎rpm)驱动致冷系统可以提高效率。另外，通过电力驱动系统，连接各元件(例如压缩机(在引擎上)、冷凝器(曝露在空气中)和蒸发单元(位于冷隔箱))的软管可以由类似于家用电冰箱或空调的电驱动密封系统来代替。因此，希望在该应用中的车辆电力系统能为电驱动单元提供必要的功率电平。
还特别需求“去除和替换”高功率交流发电机来改装现有的车辆。通常在车辆的引擎隔箱中只提供有限的空间来容纳交流发电机。除非替换交流发电机可装入可用的空间，如果可以的话，安装非常复杂，通常需要去除诸如散热器、缓冲器等主要元件并安装额外的支架、带和硬件。因此，希望替换交流发电机可适合原来提供的空间，并与原来的硬件接合。
通常，永磁交流发电机是熟知的。该交流发电机使用永久磁铁来产生必要的磁场。永磁交流发电机常常比传统的绕线磁极式发电机轻得多且小得多。在1997年4月29日颁发给斯科特等人的美国专利5,625,276、在1998年1月6日颁发给斯科特等人的美国专利5,705,917、1999年3月23日颁发给斯科特等人的美国专利5,705,917、1999年7月27日颁发给斯科特等人的美国专利5,92,611、2000年3月7日颁发给斯科特等人的美国专6,034,511和2002年8月27日颁发给斯科特等人的美国专利6,441,522中，都描述了永磁交流发电机的例子。
可以通过采用“外部”永磁转子和“内部”定子来实现特别轻巧和紧凑的永磁交流发电机。转子包括具有设置在汽缸内表面上的高能量永久磁铁的空心汽缸外壳。定子同心地设置在转子外壳中。转子绕定子旋转使来自转子磁铁的磁通量与定子线圈相互作用并在定子线圈中感应电流。在例如上述1998年1月6日颁发给斯科特等人的美国专利5,705,917和1999年7月27日颁发给斯科特等人的美国专利5,92,611中，描述了该交流发电机的例子。
由永磁交流发电机提供的功率根据转子的速度变化显著。在许多应用中，由于例如汽车的发动机速度变化或负载特性的变化，转子的速度常常改变。因此，通常采用电子控制系统。在上述1997年4月29日颁发给斯科特等人的美国专利5,625,276中，描述了永磁交流发电机及其控制系统的一个例子。在2000年1月25日颁发给安德森等人的美国专利6,018,200中，描述了其它控制系统的例子。
汽车应用中，非常需要适应宽范围的转子速度。例如，大柴油卡车引擎从空转时的600RPM至2600RPM的公路速度，偶尔冲到3000RPM，这时引擎用来减慢卡车的速度。因此，永磁交流发电机系统经受5∶1的RPM变化。轻型柴油机在例如从600-4000RPM的较宽的范围内运行。和汽油车辆引擎一起使用的交流发电机必须适应例如从600-6500RPM的更宽的范围。另外，交流发电机必须适应负荷的变化，即从无负荷到全负荷。因此，和汽油车辆引擎一起使用的永磁交流发电机的输出电压可以经受12∶1的变化。因此，如果要求传统的永磁交流发电机提供工作电压(例如12伏特)同时以给定的负荷空转，则它提供多倍工作电压，例如该电压的十(10)倍，在全引擎RPM时具有该负荷例如120伏特。当空转时的电压为120V，例如用于电驱动空调或通信设备，全引擎RPM时的电压是例如1200V。该电压电平很难达到，实际上控制起来很危险。另外，这种电压和电流的极端变化可能需要更昂贵的元件；为对高引擎RPM(例如公路速度)产生的高电压和电流设计的元件比为较适中的电压设计的元件贵得多。
为适应来自永磁交流发电机的输出电压的宽范围进行了各种尝试。例如，上述斯科特等人的美国专利5,625,276描述了一种选择性地激活单个线圈实现希望的输出的控制器。这些线圈可以完全并联的结构连接以在较低的电压电平提供高电流，或串联连接以提供高电压容量。随着驱动RPM增加，各个线圈实际上从操作电路断开以控制输出电压和/或电流。然而，特别在诸如机动车之类的小型高功率、高传动比应用中，线圈之间的转换跃迁具有有害效果，特别是在RPM范围的高端。
其它尝试包括控制交流发电机的RPM，从而独立于引擎RPM控制其电压。在于1987年9月22日颁发给Dishner的美国专利4,695,776中，描述了这种尝试的一个例子。这些方案常包括，需要维护和易磨损的大型机械元件。
其它尝试包括转用交流发电机产生的一部分磁通量来调节输出电压。在于1989年12月5日颁发给Gokhale的美国专利4,885,493中，描述了一个系统的例子。然而，磁通量转用通常需要额外的机械元件，并且可能反应慢。
还已知一种机动车电气系统，它包括用于以由模式而定的传输比将引擎驱动的交流发电机耦合至车辆电气负载的柔性拓朴DC-DC转换器。在于2002年10月22日颁发给Barrett的美国专利6,469,476中，说明了这种系统的一个例子。在这种系统中，基于负载电压调节交流发电机的输出电压，且逆变器可工作于包括前升压模式、前统一模式、和前冲模式在内的多个基于发动机转速的不同模式中的一个。在前升压模式中，将逆变器输出电压推至交流发电机的输出电压以上，使得能以低发动机转速为电池充电；在前统一模式中，以统一传输比将交流发电机输出电压传送给电池和电负载；而在前冲模式中，逆变器输出电压被降低到低于交流发电机的输出电压，以中-高发动机转速提高交流发电机功率输出。
用具有占空比作相角控制的SCR桥路，整流和稳压可以作为单个处理实现。然而，当将SCR相角方法用于控制大小变化且极快速改变交流频率的AC电源时，电压输出和脉动量会显著变化。另外，使用这种SCR桥路以通常用于汽车系统中的电压从交流发电机的输出中取得经调整的输出信号可能包括相对较高的峰值电流和通过产生大量热和电磁干扰表现出的较高的开关(IR)损耗。
因此，需要能适应永磁交流发电机的输出中大的变化的较便宜和有效的控制系统。这种能将电压调整在紧公差(例如输出变化百分之一或二)内并具有高功率转换效率从而散发较少热量的系统是所希望的。另外，需要使控制系统中电力开关器件所产生的热量和开关期间由电流和电压的突然转换(尖峰脉冲)所引起的电磁射频干扰最小化。
发明内容
根据本发明的各种方面，下面一个或多个提供能适应永磁交流发电机大的输出变化并提供较准确的电压调整的较便宜的控制系统：
一种以较高的电压(和较低的电流)整流和调整交流发电机的输出电压，然后用一个或多个分离的DC-DC转换器将最初较高的电压转换成希望的输出电压的整流和调整系统。
对升压型调整器用作电源的整流器/限制器。
根据交流发电机输出和/或整流器/限制器的输出，选择性地以全波整流、全占空比半波整流和脉冲宽度调整半波整流模式工作的多模型整流器/限制器。
通过限制用于该系统的电源开关两端的电压和通过其的电流的变化速率使否则会在电源开关中作为热量散发的转换能量最少化，并最好重新捕获导向负载的转换能量来增加转换效率和减少射频干扰。
DC-AC逆变器桥路，其中带电对中的高端开关在整个半周期维持导通，而低端即接地端开关被调制成与该对的两个开关均相反，和/或通过将用于波形整形的相对脚(以与带电脚的低端相互排斥的方式操作它)的高端导通，使滤波器电容器在负载下放电至低于预定点(足够使电感器放电)，确保逆变器滤波器电感器和电容复位。
附图简要说明
下面将结合附图说明本发明，其中同样的标号表示同样的元件(除非另外说明)。
图1为根据本发明各种方面用于在机械能和电能之间转换的系统的方框图。
图2A和2B为图2的整流器/限制器的操作模式的图形表示。
图2C为根据本发明各种方面的整流器/限制器的较佳实施例的示意方框图。
图3A-3K(统称为图3)为图2的整流器/限制器的各个元件的示意图。
图3L为在切断FET的操作期间驱动信号对FET电源开关的电压和FET的电阻的图示。
图3M为在切断FET电源开关的操作期间导致开关损耗的电压和电流的图示。
图4为根据本发明的各种方面的升压调整器的示意方框图。
图5A和5B(统称为图5)是图4的调整器的各元件的示意图。
图6为DC-DC转换器的示意方框图。
图7A-7E(统称为图7)是图6的DC-DC转换器的较佳实施例的各元件的示意图。
图8为正弦波逆变器简化的示意方框图。
图9A和9B(统称为图9)为PWM正弦波逆变器开关的操作的图示：图9A示出同时激活各对开关的传统操作；图9B示出根据本发明各种方面的在低负载条件下的操作。
图10A-10G(统称为图10)为图8的正弦波逆变器的元件的较佳实施例的示意图。
图11A-11L(统称为图11)为用于实现图3的整流器/限制器的操作的微型控制器程序的示意流程图。
图12A-12H和12K-12Q(统称为图12)为用于实现图8的逆变器的操作的微型控制器程序的示意流程图。
具体实施方式
参见图1，根据本发明的各种方面的用于在机械能和电能之间转换的系统100包括：交流发电机101、整流和调整系统102(可适合地包括整流器200和调整器400)、一个或多个DC-DC转换器106和相宜地DC-AC逆变器108。通常，交流发电机101提供根据驱动RPM显著变化的多相(例如三相)未调整的AC输出信号、相位A(PH_A)、相位B(PH_B)和相位C(PH_c)。整流和调整系统102将来自交流发电机101的AC输出整流，即将其转换成DC信号(VRO)，并将该信号的电压调整到预定电平，例如180V，即维持具有±2％公差的电压电平。然后将经调整的DC信号(VRO)施加至DC-DC转换器106以转换至希望的输出电压电平(V1，V2)，例如12、24和/或42VDC，如果希望的话，施加至DC-AC逆变器108以产生一个所希望的波形、频率和电压(例如：50/60Hz，120VRMS正弦波)的AC信号。选择由整流和调整系统102输出的预定电压电平VRO(例如180V)来支持希望的输出。在较佳实施例中，将整流和调整系统102的输出VRO选择成约180V，当将其施加至DC-AC逆变器108时产生170V峰值，即120V RMS正弦波。将相同的经调整的180VDC信号VRO馈送至DC-DC转换器106，产生12、24和/或42VDC输出。因为VRO较高，较低电平的电流流入DC-DC转换器106的输入部分，产生更高的功率转换效率。
用整流和调整系统102以较高的电压整流和调整交流发电机的输出电压，然后用一个或多个分离的DC-DC转换器和/或DC-AC逆变器将最初较高的电压转换成所希望的输出电压在许多方面特别有利。与在较低的电压进行整流和调整时所遇到的电流的数量级相比，以较高的电压整流和调整等于使用较低的电流电平。使用较低数量级的电流减少了与整流和调整功能相关的传导和开关损耗。因此，产生较少的热量。另外，与转换功能分离地执行所有整流和调整允许使用较便宜、更坚固、更简单的电压输出级，便于产生多个电压输出，例如12、24和/或42VDC和120V RMS 50/60HzAC。
交流发电机101是合适的永磁交流发电机，且最好是在由C.Y.Lafontaine和H.C.Scott共有的待审查美国临时专利申请号：60/486,831，名称：“CompactHigh Power Alternator”，申请日：2003年7月10日中所述类型的交流发电机。上述LaFontaine等人申请号60/486,831的全部内容通过引用包括在此。
简单地说，交流发电机101包括安装在旋转轴上并相对定子同心地设置的转子。定子包括一端(中性点)以星形结构相连的各相绕组A、B和C。绕组中性点定义第二浮动接地(由形成三角形的分别垂直隔开的各种长度的水平线指定，不要与由闭合三角形表示的第一接地相混)。诸如发动机或涡轮之类的外部能源通常直接或通过诸如传动带之类的中间系统驱动转动元件。在汽车应用中，交流发电机101通常安装在罩下面并由车辆引擎带驱动。转子和定子之间的相对运动使得在线圈中感应电压。交流发电机101最好设计成它在空转时产生预定最小电压或在全负载情况下产生最小RPM。如上所述，在汽车应用中，驱动RPM变化很广，从空转时的600RPM变化到用于大型柴油货车的3000RPM(5∶1变化)，轻型柴油机为600-4000RPM，汽油车辆引擎为600-6500RPM。另外，交流发电机，必须适应负载的变化，即从无负载至全负载。因此，当和汽油车辆引擎使用时，永磁交流发电机101的输出电压可以经受12∶1的变化。因此，如果要求传统的永磁交流发电机提供工作电压(例如18V)而同时处于给定负载的空转速度，则它在该负载的全引擎RPM下将提供多倍工作电压，例如该电压的十(10)倍，例如180V。
整流和调整电路102对来自交流发电机101的AC输出信号整流，即将其转换成DC信号，并调整该信号的电压，即将该信号的电压电平维持在给定范围值，例如180V±2％。整流和调整系统102可包括能提供在由交流发电机101所提供的三相AC信号范围内的合适地调整的DC信号(VO)的任何系统。例如，系统102能包括具有占空比相角控制的SCR桥路(适宜地采用下述开关损耗控制)。然而，系统102最好包括整流器/限制器200，与调整器最好是升压型调整器一起工作。整流器/限制器200可包括可对交流发电机101的广泛变化的输出整流并将其输出限制到预定值，可减少输入调整器400的信号VO的变化范围(与交流发电机的输出相比)的任何电路。例如，整流器/限制器200能通过诸如上述之类的SCR桥路实现。然而，较佳实施例采用根据交流发电机输出和/或整流器/限制器的输出选择性地以全波整流、全占空比半波整流或脉宽调制半波整流模式工作，并将其输出限制在系统102的预定输出值下面一点的预定值(例如：170V)的多模整流器/限制器200。在一些例子中，希望包括一种实际上是全波整流和半波整流之间的过渡工作模式，其中系统在全波和半波整流模式之间调谐。更具体来说，在RPM的某些范围内，在一些负载条件下，全波整流可以产生超过所希望的输出电平。然而，在那些环境中，半波整流可以不提供足够的功率输出。为了适应那些情况，当遇到RPM和负载条件时，实现在全波和半波整流模式之间的调谐，使得电路200的输出电压(和输出功率)实际上是两种模式中该参数的时间均值。半波整流和全流整流的相对时间周期确定所希望的输出。图2中示出整流器/限制器200的较佳实施例。图3中示出该整流器/限制器200的各元件的较佳实施例。
接受整流器/限制器200的输出的调整器400以预定电平(例如：180V±2％)提供恒定电压输出VRO。调整器400最好是升压型调整器。使用升压型调整器在许多方面有利。它特别简单(不需要变压器)、有效和可以缩放。当调整器400的输入接近预定最大值(例如在与公路速度相对应的RPM)时，升压基本上停止，几乎不消耗能量，几乎不产生热量。另外，在短路的情况下升压型拓朴固有地限制电流。图4中示出升压型调整器400的一个较佳实施例。图5中示出该升压型调整器400的各元件的较佳实施例。
DC-DC转换器106从整流和调整系统102(例如调整器400)的较高电压输出中获取所希望的电平输出电压(例如12、24或42V)或其它理想的DC电压。DC-DC转换器106可以用任何适合的拓朴(例如，开关模式中的半桥、全桥、推挽、回扫、正向逆变器或反推逆变器)来实现。DC-DC转换器106利用传统的全桥、脉冲宽度调制、降压的拓朴来实现。图6中示出DC-DC转换器106的较佳实施例。图7中示出该升压型调整器400的各元件的较佳实施例。
DC-AC逆变器108从整流和调整系统102(例如调整器400)的输出产生所希望的电压和波形(例如120V RMS 50/60Hz AC)的AC输出信号。通常合适的逆变器桥路包括各对“高压侧”和“低压侧”开关器件。一对与AC周期的正半周相关联，而另一对与AC周期的负半周相关联。各对开关器件在经调整的DC轨道(即整流器和调整器系统102的输出)和公共接地之间与合适的输出滤波器串联连接，高压侧开关连接在正极端和输出滤波器之间，而低压侧开关连接在输出滤波器和公共接地之间。为了便于参考，下面有时将与即时半周期相关联的开关对称为“主”开关，而下面有时将与另一半周期相关联的开关对称为“补充”开关。通常，通过对于与所希望的频率的半个周期(180°)相应的时间段在互斥的基础上周期性地使第一对开关器件(例如与正半周期相关联的开关)导通，然后使第二对开关器件(例如与负半周期相关联的开关)导通来产生AC信号。这产生一个基本上方的波形，该波形由输出滤波器整平。传统地，通过主开关调制电流的脉冲宽度来实现最好成形为大致正弦波的波形。在某些例子中，在通过主开关的脉冲之间的至少一部“空载时间”分期间，通过至少一个补充开关为输出滤波器提供放电路径来进一步促进波形成形。
在较佳实施例中，逆变器108通过在整个半周期将与AC周期的即时半周期相关联的对的高压侧开关维持在“通”，调制较低(接地侧)的开关(与调制该对的两个开关相反)，并在负载(电流吸收)低于预定电平时(而不在负载达到或超过该电平时)，以与低压侧(主开关)互斥的方式导通补充对的高压侧以确保复位逆变器滤波器电感器和电容器来产生具有预定频率和波形(例如60Hz正弦波)的输出信号。图8中示出该较佳逆变器108，在图9中示出波形。图10中示出该逆变器108的各元件的较佳实施例。
如将进一步所述的，最好在整流器/限制器200、调整器400、DC-DC转换器106和逆变器108中采取措施以限制系统两端的电压、流过系统的电流和系统中所采用的电源开关的变化速率，使否则会作为热量散发的转换能量最小化，最好重新捕获该转换能量并将其导向负载。
整流器/限制器200
如上所述，整流器/限制器200能包括能对交流发电机101广泛变化的输出整流并将其输出限制到预定值的任何电路。然而，整流器/限制器200最好包括根据交流发电机输出和/或整流器/限制器200的输出，选择性地以全波整流、全占空比半波整流、全波与全占空比半波整流之间的变迁调谐或脉冲宽度调制半波整流模式工作的多模电路。通常，全波整流最有效，因此，除了当全波整流会产生超过预定最大输出电平(例如：170V)的电压时希望以该模式工作。如下面将解释的，在与实际整流模式无关的即时RPM和负载条件下可以根据表示会由全波整流产生的输出的标记信号(V_SNS)确定在全波整流和半波整流之间切换工作模式的点。如将要说明的，在即时RPM和负载条件(与实际整流模式无关)下，除了将半波整流模式操作期间交流发电机101中经历的增加的IR压降反映成标记信号中下降的电压，下述标记信号V_SNS适宜与将由交流发电机的全波整流产生的输出电压电平成正比。通过监控整流器/限制器输出，确定半波整流器信号的脉冲宽度调制的启动点。
整流器/限制器200在启动时最初以全波整流模式工作。当整流器/限制器200处于全波整流模式时，在标记信号V_SNS超过与整流器/限制器200的最大希望输出相对应的预定电平(FULL_UPPER_LIMIT)时切换至半波整流，以将整流器/限制器200的输出维持在最大电平以下。当整流器/限制器200处于半波整流模式时，在标记信号V_SNS降到与等于或最好稍小于整流器/限制器200的最大希望输出的电压相对应并指示全波整流将再次产生一个希望限制内的输出的预定下阈值电平(HALF_LOWER_LIMIT)以下时切换至全波整流。另一方面，如果整流器/限制器200处于半波整流模式，且整流器/限制器200的输出到达最大希望输出电平，启动脉冲宽度调制以防止超过最大电平。当在全波整流和半波整流模式之间进行转换时出现调谐，或者半波整流导致小于HALF_LOWER_LIMIT的标记信号V_SNS的值，或者全波整流导致大于FULL_UPPER_LIMIT的标记信号V_SNS的值。在调谐工作期间，整流器/限制器200的输出实际上是全波整流和半波整流的连续周期的即时输出的时间均值，从而提供一个在希望限制内的输出信号。出现调谐的条件的范围由上下阈值之间的差来确定。
另外也可以通过监控整流器/限制器200的输出VO来确定全波整流和半波整流(以及脉宽调制启动)之间切换工作模式的点。简单参照图2A，整流器/限制器200最初以全波整流模式工作。随着RPM的增加(假设恒负载)，整流器/限制器200的输出电压(在图2A中通常表示成260)成比例地增加。整流器/限制器200实际上在输出VO达到与整流器/限制器200希望的最大输出值(例如170V)相对应的预定极限之前，整流器/限制器200维持在全波整流模式。例如当速度增加至大约空转RPM的预定倍(例如2.5倍空转速度)时达到最大值。当(例如图2a中的点262)输出VO超过所希望的最大电平(与超过上阈值FULL_UPPER_LIMIT的标记信号V_SNS相对应)时，整流器/限制器200切换至半波整流模式(最初具有全占空比)。切换至半波整流(全占空比)根据负载(电流吸收)条件(负载越大，压降越大)有效地将输出电压VO减少50％-60％(例如：图2A中的点264)。假设没有调谐条件(例如第一切换时的半波整流输出电压VO大于与HALF_LOWER_LIMIT相应的低阈值电平)，随着RPM持续增加，整流器/限制器200将继续以全占空比半波整流模式工作直至整流器/限制器200的输出电压达到预定电平最好是实现整流器/限制器200的半波整流输出的脉冲宽度调制以将输出限制到预定电平的点处的希望的最大输出值(图2A中的点266)。另一方面，如果当整流器/限制器200以半波整流模式工作时，RPM减少到输出VO降到低阈值电平(对应于HALF_LOWER_LIMIT)以下的点，恢复操作的全波整流。
简单地参见图2B，如果当在全波整流和半波整流模式之间转换时，或者半波整流导致小于低阈值电平(对应于HALF_LOWER_LIMIT)(图2B中的点268)的输出VO，或者全波整流导致大于希望的最大电平(对应于FULL_UPPER_LIMIT)(图2B中的点270)的输出VO，整流器/限制器200适宜以调谐模式工作，在全波和半波整流之间切换，使得整流器/限制器200的时间平均输出在希望的限制之内。整流器/限制器200通常继续以调谐模式工作直至RPM增加到半波整流模式操作产生一个超过下阈值电平(对应于HALF_LOWER_LIMIT)的电压处的点(例如图2B中的点272)，或RPM下降至全波整流模式操作产生一个小于或等于希望的最大电平(对应于FULL_UPPER_LIMIT)的电压处的点。
参见图2C，整流器/限制器200最好包括：与合适的缓冲器和驱动器电路206合作的整流器桥接电路202；与合适的比较器和PWM驱动发电机216A和隔离边界(缓冲器)电路216B合作的半桥转换电路203；过零检测器电路213；微处理器控制214；隔离的电源电压源215；电压检测隔离电路217；和低电压电源218。整流器/限制器200最好还包括开关损耗减少电路204，且如果希望的话，还可包括电路检测电路212。
整流器桥接电路202当响应于来自微处理器控制214(以缓冲器和驱动器电路206为条件)的控制信号SCR_DRV而启动时，对来自交流发电机101的三相AC信号作全波整流，在端子+VO和公共接地(-VO)之间产生一DC信号VO。整流器桥接电路202合适地包括与各AC相位相关联的各平行脚，各脚包括串联连接的“上”二极管和“下”(接地端)电源开关，例如SCR，相关联的交流发电机相位与SCR和二极管的接合点连接。如下所述，在全波整流模式工作期间启动SCR，而在半波整流模式工作期间停止(全占空比和PWM)。图3A中示出整流器桥接电路202的较佳实施例。
缓冲器和驱动器电路206从微处理器控制214接收SCR_DRV控制信号，并相应地产生适用于整流器桥接电路202的元件(例如SCR)的驱动信号。图3B中示出缓冲器和驱动器电路206的较佳实施例。
半桥转换电路203在启动时通过停止SCR并选择性地将电路200的负输出端(-VO，即公共接地)连接至交流发电机三相线圈的中性点(即第二浮动接地)，有效地将整流器桥接电路212转换成半波整流器。半桥转换电路203合适地包括与比较器和PWM驱动发电机216A合作的一个或多个二极管220和电源开关222(例如FET)以及隔离驱动器216B。二极管220和电源开关222在电路200的负输出端-VO和交流发电机101线圈的中性点之间提供选择性连接。当电路200的负输出端-VO(公共接地)和交流发电机101线圈的中性点(第二浮动接地)连接时，电流仅在交流发电机AC周期的正半间流动。图3C中示出半桥转换电路203(和驱动器216B)的较佳实施例。
比较器和PWM驱动发电机216A在由来自微处理器控制214的控制信号FET_ENB(与SCR_DRV相互排斥)启动时，与隔离边界(缓冲器)电路216B合作将合适的驱动信号提供给电源开关222，并选择性地实现输出电压VO的脉冲宽度调制以将该电压限制到预定的最大输出电平(例如170V)。更具体来说，比较器和PWM驱动发电机216A当由来自微处理器控制器214的控制信号FET_ENB启动时，监控整流器/限制器200的输出电压VO，并产生用于实现根据整流器/限制器200的输出电压VO控制半桥转换电路203的脉冲宽度调制控制信号FET_DRV。脉冲宽度调制控制信号FET_DRV的占空比被根据例如与整流器/限制器200的输出成反比地控制；占空比最初为100％并维持在该值，直至整流器/限制器200的半波整流模式输出超过预定最大值，例如170V，这时调整占空比以将输出限制到预定值。图3D中示出PWM驱动发电机216A的较佳实施例。
隔离边界(缓冲器驱动器)电路216B响应于FET_DRV信号产生一个合适的电压和隔离(参考接地)的信号以驱动半波整流器中的FET。图3C中示出如上所述的隔离边界电路216B的较佳实施例。
从交流发电机101接收各相位的隔离电压源215在与第二浮动接地和公共接地隔离的第一浮动接地(由从其向下延伸的隔开成角度的线的水平线指定)相对的输出端+PS提供一个隔离的未调整的全波整流的DC电压PS。隔离电压源215合适地包括传统的二极管整流器全桥。在即时RPM和负载条件(与实际整流模式无关)下，除了将半波整流模式操作期间交流发电机101中经历的增加的IR压降反映成电压PS的增加，电压PS与将由交流发电机输出的全波整流产生的输出电压电平成正比。图3E中示出隔离的电压源215的较佳实施例。隔离的输出电压PS被施加至电压检测隔离电路217和低电压电源电路218。
与隔离的电压源215合作的电压检测隔离电路217获取指示电压PS的标记信号V_SNS(从而在即时RPM和负载条件下输出将由交流发电机输出的全波整流产生的输出电压电平)，但经调节和电平偏移，成为适合用作微处理器214的输入信号。图3F中示出电压隔离电路217的较佳实施例。
低电压电源电路218提供用于为102的系统的各种控制元件供电的多个隔离的低电压源，最好从未调整的电压+PS获取该信号。电路218最好在相对于各公共和第一及第二浮动接地的预定电压(例如15V)产生各未调整的信号。图3G中示出低电压电源电路218的较佳实施例。
接收交流发电机一个相位(例如相位A(PH_A))的过零检测器213产生指示相位过零的输出信号(ZC)，从而产生RPM。过零信号ZC用作到微处理器控制器214的输入。图3H中示出过零检测器213的较佳实施例。
电路读出电路212产生一个指示交流发电机101输出电流大小的电流读出信号I_SNS。电流读出信号I_SNS被作为模拟输入提供给微处理器214。图3I中示出电流读出电路212的一个较佳实施例。
微处理器控制器214响应于全波输出标记信号V_SNS、过零信号ZC和如果希望的话电流读出信号I_SNS，选择性地产生控制信号SCR_DRV以实现全波整流模式操作；和FET_ENB以实现半波整流模式。在进入系统102的多模操作之前，可以初始确定与由启动电动机启动相反的引擎驱动交流发电机101自行运行。大体上，对由一个交流发电机相位中的过零之间的周期所反映的RPM进行监控，确保在启动多模工作之前，该发电机正以大于或等于空转速度工作一定时间。
图3J中示出微处理器控制器214的一个较佳实施例。控制器214可适合地包括微芯片PIC18242微控制器，它被配置成包括：
定时器0(TMR0)：配置成由内部时钟驱动的8位计数器。定时值在每次翻转时被重新加载，从定时器0以固定时基(例如100us)创建中断事件。
定时器1(TMR1)：配置成由内部时钟驱动的16位计数器。定时值用于测量来自交流发电机的连续过零周期。来自定时器1的中断指示一个翻转，表示连续过零之间的时间太长且RPM太低。
外部中断0(INT0是事件名)：当INT0引脚(接收来自过零检测器213的过零信号ZC)变高时，触发中断。
文件(RAM)指针：用于访问文件(RAM)空间数据的12位指针。此硬件指针用于清零RAM和将历史存储在模拟线程(analog thread)中。
模数逆变器：此硬件模块从所选择的输入通道(V_SNS，I_SNS)读取并存储一个8位或10位结果。所选择的通道由控制寄存器ADCON0位5、4与3控制。
3个输入/输出端口：2个只用于数字的8位端口(PORTB和PORTC)及一个可以是数字或模拟或两者混合的6位端口(PORTA)。在一个端口中的各位可以配置成数字输入或输出。6位端口(PORTA)还可以配置成接收模拟输入。在此情况下，在端口B位RB6和RB7产生数字输出SCR_DRV和FET_ENB。
在图10A-K中提供了由微处理器214执行的程序的流程图。通常，程序由正常初始化、启动和“主循环”程序组成。
在进入系统102的多模操作之前，可以初步确定与由启动电动机启动相反的引擎驱动交流发电机101自行运行。
“启动”程序用于确保引擎驱动交流发电机101在系统开始抽吸功率前达到速度并用自己的功率运行。不希望从试图启动的引擎抽吸功率。因此，在传统的初始化程序后，“启动”程序实际上在进入主程序前检测正常速度工作(连续测量规定数以下的预定过零周期数)的预定周期。如果检测到大于规定数的周期，则计数启动过了。因此，达到速度然后抖动的引擎不会触发功率的抽吸。在确定引擎“达到速度”后，则产生SCR_DRV信号(SCR_DRV＝1和FET_ENB＝0)以启动全桥202并实现初始全波整流。
然后启动主循环程序。主循环监控电压标记信号(V_SNS)，并选择性地产生控制信号SCR_DRV和FET_ENB以在全波和半波整流模式之间切换。当在模式之间切换时，采用“先断后通”来避免交流发电机线圈短路。此功能合适地实现为“线程”。线程由各执行一个任务然后返回的各个小代码(状态)段制成。通过在再次调用线程时确定每个状态中哪个状态会下一个执行来提供链接的定序。通常为了完成全部功能必须多次调用线程。主循环包括三个主调用：
GetAnalogInputs：获取模拟输入(V_SNS，I_SNS)，将各结果存储在缓冲器中并计算各缓冲器的平均。每一时基(100us)监控模拟输入。在完成处理时，设置标记。
BridgeControl：检查指示已读取、缓存的模拟通道和计算的平均的标记，然后根据读数确定是否需要改变桥模式。如果当前模式是全波整流，检测大于上限(FULL_UPPER_LIMIT)的V_SNS。如果当前模式是半波整流，则检测小于下限(HALF_LOWER_1IMIT)的V_SNS。如果指示改变，则启动改变桥模式的程序并将控制返回至线程循环。对线程的后续调用继续等待延迟，或如果延迟完成，结束该模式变化。
UpdatePeriodBuffer：新过零测量的检验标记。测试另一标记来看该周期是否“太低”，如果是那样，则返回并不对读数进行处理。将新的周期放置在环形缓冲器中。计算缓冲的平均并将结果存储在’avg_period’中。
另外，采用了几个“支持”功能：
InitCpuRam：初始化控制寄存器和清零所有使用的RAM
InitSpecialVals：建立此程序专用的变量或寄存器
WriteHistory：由模拟线程用于将模拟结果存储在模拟历史阵列中合适的位置中
CalcADHistAvg：由模拟线程用于计算用于单个通道的模拟历史阵列的一部分的平均
开关损耗减少电路204
在诸如半桥转换电路203之类采用电源开关的高功率应用中，开关损耗(即在开关操作期间出现的IR损耗)可以是严重的问题。根据经验，在缺少特别措施的情况下，大约10％的输入电能会以热量的形式损失。因而对10KW功率转换而言，1KW能量会以热量形成丢失。该热量会具有不利效果，例如不仅降低电源开关的可靠性，还能降低系统的其它电子元件的可靠性。另外，在过渡期间，开关器件两端的电压和/或通过开关器件的电流快速变化易于产生射频发射，即干扰。
通常，诸如FET之类的电源开关器件需要有限量的时间(例如500纳秒)(这里称为“关断周期”)来从全导通“on”状态(其中器件的电阻可忽略)变成全非导通“off”状态(其中器件的电阻实际上无限大)。在此关断周期期间，器件的电阻逐渐从可忽略变成实际上无限大。直至电阻达到足够水平，电流持续流过器件，引起IR损耗。
通常，FET电源开关所显示的电阻是施加至其栅极的驱动信号的电压电平的函数。例如，参见图3L和3M，大于或等于预定电压(例如15V)的驱动信号使该器件“on”即全导通(例如R＝～0)，而小于或等于第二预定电压(例如0V)的驱动信号使该器件“off”即全非导通(电阻实际上无限大，例如R＝～4MΩ或更大)。当“on”时，该器件在较高的电平(例如100A)导通。然而，该器件的电阻可忽略，因此器件两端的压降实际上为0。当该器件“off”时，一个较高电平的电压出现在该器件的两端。然而，因为实际上没有电流流过该器件，实际上没有IR损耗。
另一方面，当施加了中间电压的驱动信号时出现显著的IR损耗，该器件导通但显示一个中间电阻。例如，分别响应于7V和4V的驱动信号，开关的电阻是欧姆数量级的第一中间值和千欧姆数量级的第二较大值。这易于导致显著的IR损耗。例如，在典型的操作条件下，当器件电阻处于千欧姆范围内(例如驱动在4V附近)时，大的电流电平(例如50A数量级)流过该器件。这等于该周期内显著的IR损耗(例如2.5kW)。这在以较高的频率接通和关断开关器件时(例如在脉冲宽度调制操作中)变得尤其显著。从IR损耗最小化来看，希望关断周期最小化。然而，最小关断周期易于通过FET的栅极电容来建立，并且对于高额定功率，低导通电阻器件可以近似于几百(例如500)纳秒。
根据本发明的一个方面，通过在开关关断周期内控制电源开关器件两端的电压和流过电源开关器件的电流的改变速度，使在电源开关关断期间所产生的否则会作为热量在电源开关中散发的能量最小化，转换效率增加，且电磁发射(干扰)减少。最好通过将其前馈至负载或反馈至电压源来捕获能量和最终把它施加至负载。这可以通过在电源开关两端放置电容器从而在关断周期内对其充电，限制开关两端的电压变化率，然后在下一连续关断周期开始时将电容器无消耗地(最好用于到输出的最终应用)选择性放电至基本全放电的状态来实现。关断周期是有限持续时间(例如500ns)。因此，通过限制电压的变化率，将在关断周期期间在FET两端形成的电压限制到较低的预定电平。充分减少开关损耗具有三个主要优点：更高的功率转换效率；电源开关中的热量散发减少(从而更高的可靠度)；和电磁干扰减少。
更具体来说，电容器对抗电压变化，仅逐渐充电。在一个时间周期(Δt)内，电容器两端的电压变化(ΔV)与该时间周期内的电容(C)和电流的平均值(i)相适应，即ΔV＝[(ixΔt)/C]。因此，通过在FET的漏极和源极两端设置一个合适的电容值，可以将在FET关断周期内FET的漏极和源极之间形成的电压保持在低值。电容器的值越高，FET在关断周期内的漏极和源极之间形成的电压越低。(然而，电容最好不要大到不能在连续的关断周期期间放电)通常，电容的值选择成在关断周期内使形成的电压小于预定值，小于20V为宜，并最好小于10V。在该实施例中，关断周期内形成的电压限于10V。在关断周期期间将FET的漏极和源极之间的电压限制到预定值(Vds)的电容值(Cs)等于通过FET的平均电流(Iave)乘以关断周期的持续时间(Toff)并除以预定电压(Vds)，即Cs＝[(IavexToff)/Vds]。在较佳实施例中，该电容器的典型值的范围在0.1微法拉至0.2微法拉。在FET完全关断后，或在FET接通时的下一连续周期期间，由电容器捕获的能量，即，关断周期期间在电容器上形成的电荷被放电至一电感器，它无消耗地使电容器放电并最终将能量提供给输出(前馈)或反馈至输入电源以没有直接散发地有效地循环能量。在较佳实施例中，电源电压和FET开关时间导致在由约53μH的电感值分配的时间内放电的电容器值。
再参见图2C，在较佳实施例中，由开关损耗减少电路204实现对在关断周期期间在电源开关器件222两端的电压和流过开关器件的电流的变化率的控制。电路204适宜包括二极管240、电容器242、电感器244和与合适的驱动器电路247合作的开关器件246(例如FET)和二极管248。二极管240和电容器242连接在开关，器件222的两端(例如对于FET开关，二极管240的阳极与FET的漏极相连，而电容器242放置在二极管的阴极和FET源极之间)。开关器件246在电容器242两端与电感器244串联连接。设置二极管248以提供电感器244和输出端+VO之间的定向电流通路。开关器件246适宜与电源开关222同步操作。当开关246和222为on时，电容器242放电到电感器244中。当开关246和222关断时，基本上同时发生两件事：电容器242充电，如前所述控制开关222两端的电压，电感器244有效地转换其极性，从而正向偏置二极管248并通过二极管248将电流传送至端+VO。图3K中示出开关损耗减少电路204的一个较佳实施例。
适宜与调整器400、DC-DC转换器106和逆变器108一起采用类似的开关损耗减少电路。
调整器400
如前所述，调整器400提供预定电平的恒压(例如180V±2％)。参见图4，调整器400最好是升压型调整器，包括：一个或多个升压级404、控制电路412和最好一个开关能量损耗减少电路410(类似于整流器/限制器系统200中的电路204)。升压级404适宜包括输入电容器420、电感器422、升压二极管424、电源开关426与相关联的驱动器电路428(响应于来自控制电路412的控制信号)和输出存储电容器432。在输出端+VRO和-VRO(公共接地)两端提供输出。
来自整流器/限制器200的输入DC电压VO限于一个低于调整器400的输出VRO处的希望的电压(例如180V)的值(例如170V)。当电源开关426接通(响应于来自控制412的控制信号DRV)时，它通过电感器422构成一电流通路，使电感器422通电。将升压二极管424反偏置。当电源开关426关断时，电感器422有效地反转其极性，从而正向偏置二极管424。电感器422通过二极管424将电流传送至电荷存储电容器432。将电感器422两端的电压加至输入电压VO以产生输出电压VRO。
控制电路412通过检测输出电压，将其与参考值相比较，并相应地改变电源开关426的接通和关断时间，即脉冲宽度调制对开关426的驱动，来调整输出电压VRO。当升压调整器400的输入电压(来自整流器/限制器200的VO)增加时，控制电路412减少电源开关426接通的时间量。当来自整流器/限制器200的输入电压VO处于其最大限度(例如170V)时，电源开关保持关断，且实际上所有功率流过二极管424。这引起特别高的功率通过效率；所产生的唯一热量是由二极管424散发的。另外，升压调整器400固有地在短路时限制电流。
另外，通过包括开关损耗减少电路410(类似于整流器/限制器200中的电路204)来控制关断周期内开关器件426两端的电压和通过其的电流的变化速率，使在关断电源开关的过程中所产生的否则会作为热量散发的能量最少化，并最好重新捕获并通过例如前馈至负载将其(最终)导向负载来增加转换效率和减少电磁发射(干扰)。电路410适宜包括：二极管450、电容器452、电感器454、与合适的驱动器电路458合作的开关器件456(例如FET)和二极管460。二极管450和电容器452连接在开关器件426的两端(例如，对于FET开关，二极管450的阳极与FET的漏极相连，且电容器452放置在二极管的阴极和FET源极之间)。开关器件456与电感器454串联连接在电容器452的两端。设置二极管460以在电感器454和输出端+VRO之间提供一条定向电流通路。开关器件456适宜与电源开关426相同步地工作。当开关426和456接通时，电容器452放电到电感器454中。当开关426和456关断时，电容器452充电(如前结合电路204所述地控制开关426两端的电压)，且电感器454有效地反转其极性，从而正向偏置二极管460和通过二极管460将电流传送至端+VRO。
调整器400的较佳实施例适宜采用多个升压级404，每一级包括各自的电感器和开关对，每一对在互斥的基础上周期性工作(例如50％占空比)。每对会具有与其相关联的各自的二极管450和最好部分电容器452(用于形成电容器452的并联元件)。图5中示出调整器400的元件的较佳实施例：图5A中的升压级404(和开关损耗减少电路410的相关联的元件)；图5B中的开关损耗减少电路410(所有级共用的元件)；和图5C中的控制电路412。
逆变器108可包括能从整流和调整系统102(例如调整器400)产生所希望的电压和波形(例如120V RMS 50/60Hz AC)的AC输出信号的任何电路。参见图8，适宜的逆变器桥路包括：第一“高端”(上)开关电路802(例如包括一个或多个FET)(+U)和与逆变器输出的正半周期相关联的关联驱动器电路804；第二“高端”(上)开关电路806(-U)和与逆变器输出的负半周期相关联的有关驱动器电路808；第一“低端”(下)开关电路810(+L)和与逆变器输出的正半周期相关联的有关驱动器电路812；第二“低端”(下)开关电路814(-L)和与逆变器输出的负半周期相关联的有关驱动器电路816；通常包括电感器和电容器的合适的滤波器电路822；电流读出电路824；和控制器826。在较佳实施例中，逆变器108还包括分别与低端开关电路810和814合作的各开关损耗减少电路818和820(类似于整流器/限制器200中的电路204)。与给定半周期相关联的开关器件(802，810；806，814)在经调整的DC轨道(即整流器和调整器系统102的输出VRO)和公共接地之间与滤波器822串联连接。高端开关(802，806)连接在正极端+VRO和滤波器822之间，而低端开关(810，814)连接在输出滤波器822和公共接地之间。AC输出是从滤波器822的输出。电流传感器824提供指示AC电流的输出信号I_SNS。控制器826提供控制信号到驱动器804、808、812和814。
图10中示出逆变器的元件的较佳实施例：图10A中的开关电路802和驱动器电路804；图10B中的开关电路806和驱动器电路808；图10C中的开关电路810和驱动器电路812；图10D中的开关电路814和驱动器电路816；图10E中的开关损耗减少电路818和820；图10F中的滤波器电路822和电流读出电路824；图10G中的控制器826。
通常，AC信号通过在互斥的基础上在与希望的频率的半个周期(180°)相对应的时间段(例如对于60Hz信号约为8.33ms)周期性地使第一对开关器件(例如与正半周期相关联的开关802、810)导电，然后使第二对开关器件(例如与负半周期相关联的开关806、814)导通而产生。这产生一个基本的方波波形，该波形由输出滤波器822平滑；然而该波形常常只是粗略地近似正弦波。
一种波形成形为最好近似于正弦波的传统的方法是脉冲宽度调制到“主”开关(与即时半周期相关联的开关对)的驱动信号。例如，参见图9A，正弦波的周期850包括正半周期852(0-180°)和负半周期854(180-360°)。与各周期相对应的时间周期实际上细分成预定数量的额定间隔(PWM帧)(例如图9中的48，为了便于说明，在较佳实施例中为1000个16.66μS持续时间的时间间隔)，最好包括各帧末尾的短暂空载时间。各PWM帧对应于波形的预定角部分(分辨度)，例如图9的示例中约7.5°(在较佳实施例中0.36°)。然后仅仅对于各(通常每一)时间增量的一部分，主开关接通(用于正半周期852的802(+U)、810(+L)，或用于负半周期854的806(-U)、814(-L))。传统上如图9A中所示，上下主开关同时接通和关断。在任一种情况下，占空比的范围从小于1％到超过97％。
在单个时间间隔接通开关的期间，时间增量的百分比随模拟所希望的正弦波形的希望的相应波形即时相对振幅而变化。然而，通常主开关的占空比通常在与0°相对应的时间周期内处于最小值，以连续的增量逐渐增加直至在与90°相位相对应的时间周期内达到全占空比，然后减小(与第一个90°对称)直至在180°达到最小。在7.5°增量(分辨度)的简化的例子中，在各种增量时间周期内主开关的占空比的示例值，对于与0-7.5°的相位相对应的时间周期可能是5％，对于与7.5-15°相位相对应的时间周期可能是10％，对于与36.6°-44°的相位相对应的时间周期可能是50％，对于与82.5°-90°和90°-97.5°的相位相对应的时间周期可能是100％，对于与127.5°-135°的相位相对应的时间周期可能是50％，而对于与172.5°-180°的相位相对应的时间周期可能是5％。
如上所述，由滤波器822提供基波成形(例如平滑)。实际上，滤波器822的电感器和电容器在电流流过主开关时的周期内存储磁和电的能量。然而，如果电感器在下一脉冲前的介入空载时间(在该部分时间间隔内主开关断开)内没有完全放电，就会引起波形失真。这是因为滤波器中任何剩余能量都将添加到由下一脉冲注入的能量里。这些能量的和不会产生预期的值。传统上，为了对各时间间隔确保输出滤波器822完全放电/复位，为脉冲之间至少一部分“空载时间”提供通过互补开关的放电路径。传统上，如图8A中所示，上下互补开关(在正半周期内-U，-L，而在负半周期内+U，+L)同时接通和关断以提供放电路径。互补开关通常在与主开关的占空比成反比的周期接通。例如，当主开关的占空比在一个时间间隔内处于最大值时，互补开关在与主开关的最小占空比相对应的时间周期内接通。
通常，半周期划分成的增量时间周期的数量越大(即模拟的“分辨度”越高)，就越接近正弦波。然而，电源开关关断的次数越多，则开关损耗及伴随的热量越大。减少该损耗的一种方法是对逆变器桥路604中的各开关采用各开关损耗减少电路(类似于电路204)。使用升压型调整器400促进重新捕获由这些电路收集的能量；可以将所收集的能量反馈至输入源而不影响调整。如果电压开始增加，升压调整器反馈控制电路就会补偿。
根据本发明的另一方面，逆变器中的传导和开关损耗也可以(或另选地)通过如图9B中所示的下列方法来减少：(a)在整个相应的半周期内维持主开关中的一个(最好是高端开关)导通，且只脉冲宽度调制另一主开关；和/或(b)实现互补脉冲宽度调制：(i)只对半周期内与维持接通的主开关相对应的互补开关(例如高端互补开关)。与传统的技术相比，只调制主开关中的一个(例如下端开关)，并在整个半周期维持另一主开关接通，实际上将主开关的发热开关转换的数量减少了一半。同样，与传统的技术相比，只通过互补开关中的一个(例如高端开关)提供互补放电调制，实际上类似地将互补开关的发热开关转换的数量减少了一半。
另外，本发明已确定，预定电平以上的负载(例如在1KW-2KW的范围内)不必提供脉冲之间的特定放电路径来为滤波器822完全放电。因此，根据本发明的又一方面，可以通过只在低于阈值的功率电平实现互补开关放电路径调制来进一步减少互补开关的开关转换数量。在阈值以上的功率电平，互补开关在半周期的持续时间内维持关断。因此，不仅避免了开关转换，还避免了在较负载下出现互补开关的转换，从而开关损耗处于较低水平。
再参见图8，从控制器826提供给关联的驱动器804、808、812和814的控制信号选择性地使开关802、806、810和814导通。
在较佳实施例中，控制器826响应于来自电流传感器824的输入信号I_SNS和Vout_I，产生控制信号，包括：
 DLE 根据脉冲宽度调制信号PWMB，在用于驱动的正半周期内选择性地启动正下驱动器812
 DUE 根据脉冲宽度调制信号PWMB，在用于驱动的负半周期内选择性地启动负下驱动器816
 DUT 在整个半周期间并在低负载(例如：＞1KW)条件下，根据在负半周期内与信号PWMB互补(相反)的脉冲宽度调制信号，选择性地启动和驱动正上驱动器804
 DLT 在整个负半周期间并在低负载(例如＞1KW)条件下，根据在正半周期内与信号PWMB互补(相反)的脉冲宽度调制信号，选择性地启动和驱动负上驱动器808
 PWMB 对选择的下驱动器810或814实现脉冲宽度调制的信号
 SD_U 在过电流条件下停止负下驱动器816
 SD_L 在过电流条件下停止正下驱动器812
参见图10C，控制器826的较佳实施例适宜包括：具有内部PWM发生器模块的微控制器1000、减法驱动器1002传统的半桥驱动器电路(例如国际整流器IR2111半桥驱动器1004)和各驱动器电路。
如将讨论的，微控制器1000产生：在引脚27(RB6)的半周期信号(POS_HALF_DISABLE)，实际上是表示波形即时半周期的所希望频率的反方波(例如：在负半周期高，在正周期低)；在引脚12(RC1/OS1/CCP1)选择性地在输出负载低于预定电平(例如1KW)时与各PWM帧(例如：16.66μS时间间隔)相对应的脉冲流PWMC和在引脚13(RC2/CCP1)具有编程的占空比的PWM信号。
半周期信号(POS_HALF_DISABLE)用于形成高端启动信号(DLT和DUT)和低端停止信号(DLE和DUE)。半周期信号(POS_HALF_DISABLE)电平偏移(由晶体管Q14)并作为输入提供给产生正半停止(DLE)和负半停止(DUE)信号的半桥驱动器电路1004，所述信号最好包括转换之间的短暂延迟，以应用于低端驱动器812和816(图10A)时避免整流器200操作中的电位急变。正半停止(DLE)和负半停止(DUE)信号也由传统的低端MOSFET驱动器1006(Micrel MIC4424N Dual3A-Peak低端MOSFET驱动器为宜)缓存，以对高端驱动器804和806(图10A)应用获取互补(启动)信号DLT和DUT。
脉冲宽度调制信号PWM(引脚13)由传统的低端MOSFET驱动器1008缓存以对低端驱动器812和816(图10A)应用生成PWM驱动信号PWMB。
脉冲宽度调制信号PWM(引脚13)还和PWM帧信号PWMC(引脚12)一起提供给减法驱动器1002。只有在输出负载小于预定阈值时产生PWM帧信号PWMC。减法驱动器1002实际上从该帧信号中减去PWM信号。因此，减法驱动器1002在高负载周期内当不产生帧信号时被有效地停止，而在输出负载小于预定阈值时产生互补PWM信号PWMD。互补PWM信号PWMD被提供给驱动器1006的两个输入，用作高端开关启动信号DLT和DUT的分量。当驱动器1006的输入借助于来自半桥驱动器电路1004的输出已处于高电平时，互补PWM信号PWMD无效。然而，当输出为低时，高端启动信号跟踪互补PWM信号PWMD。
微控制器1000适宜包括微芯片PIC18242微控制器，它配置成包括：
定时器0(TMR0)：定时器0配置成由内部时钟驱动的8位计数器。在每次翻转重新加载定时器值，以固定的时基(例如100mS)从定时器0创建的中断事件。
PWM(1)是由周期寄存器PR2和由下列两个硬件寄存器控制的占空比控制的基于硬件的脉冲宽度调制(PWM)模块：CCPR1L保存10位占空比的上8位，下2位保存在控制寄存器CCP1CON位5和4中。一旦控制寄存器已写入且PWM模块接通，该模块基本上会以给定的周期(频率)和占空比独立地运行。来自PWM模块的中断事件表示一个新的帧已开始，这意味着CCPR1L中的值被加载到模块的内部寄存器中。CCPR1L寄存器是实际内部占空比寄存器的“锁存器”，在周期翻转的瞬间存储内部寄存器的内容。如果锁存器在当前周期届满前没有更新，就会重新使用锁存器的当前值。
表格指针：用于访问代码空间数据的24位指针。此硬件指针用于读取作为常数列表存储在代码空间中的占空比数据。该指针由下列三个寄存器组成：
TBLPTRU：24位指针的“上”最高8位
TBLPTRH：24位指针的高8位
TBLPTRL：2位指针的最低8位
基于指针的读取按24位表格指针中保存的地址返回存储在代码空间(ROM)中的数据。
文件(RAM)指针：用于访问文件(RAM)数据空间的12位指针。此硬件指针用于清零RAM和将历史存储在模拟线程中。
模数逆变器：此硬件模块从所选择的输入通道读取并存储一个8位或10位结果。所选择的通道由控制寄存器ADCON0位5、4和3控制。
3个输入/输出端口：两个8位端口(PORTB和PORTC)只用于数字，可以是6位端口(PORTA)数字或模拟或两者的混合。端口中的各位可以配置成数字输入或输出。6位端口(PORTA)也可以配置成接收模拟输入。
通常，对微控制器1000编程，以控制微控制器PWM模块的占空比，从逆变器产生60KHz正弦波。建立16.66μS的时间间隔(PWM帧)。在帧的开始处，PWM信号(引脚13)对生效的占空比升高，其后它在余下的帧下降。用外部程序创建正弦形输出来构成占空比值的表格。该表格保存180度的数据。输出控制位改变状态且对第二个180度重复(倒序)该表格。监控输出电流以检测阈值以下的负载条件，在该条件下生成PWM帧信号PWMC以产生互补PWM信号PWMD。在占空比专用的10位数据以外，适宜嵌入波形成形on/off标记，允许逐帧控制波形成形。
图11A-Q中提供了由控制器826执行的程序的流程图。通常，程序由正常初始化、启动和“主循环”程序组成。在主循环中，进行下列三个调用：
GetNextDuty：检查表示已重新开始占空比的标记。如果设置了，则执行使来自表格的下一占空比为要使用的硬件寄存器作好准备所需的步骤。如前所述，如果没有在PWM帧届满前完成此功能，将重新使用老的占空比。因此，给予此功能最高优先权，一旦触发，则执行它而不考虑系统中的任何其它任务。
GetAnalogInputs：获取模拟输入(Vout_I，I_SNS)，将各结果存储在缓冲器中并计算各缓冲器的平均值。此例程适宜给予低优先权并构成“线程”。在完成时，设置一个表示已读取、缓存模拟通道并计算了各缓冲器的平均值的标记。
PowerMonitor：监控来自逆变器的负载电流。此功能检查负载电流并确定为下一半周期使用哪个表格[？]。输出负载阈值不为单个值为宜；可以包括少量滞后，以在负载电流保持非常靠近阈值时滤除抖动。此功能由表示已读取、缓存模拟通道并计算了各缓冲器的平均值的标记触发。
另外，采用下列几个“支持”功能：
InitCpuRam：初始化控制寄存器和清零所有使用过的RAM
InitSpecialVals：建立此程序专用的变量或寄存器
GetTable：从占空比表读取并输出嵌入的标记。此例程还检测表格的结尾。如果检测到表格的结尾，则重新加载TBLPTR并设置标记以表示该条件。
WritePWMReg：将来自表格的占空比写入硬件寄存器。
WriteHistory：由模拟线程用于将模拟结果存储在模拟历史阵列中的合适位置。
CalcADHistAvg：由模拟线程用于计算用于单个通道的模拟历史阵列一部分的平均值。
DC-DC转换器106
如前所述，DC-DC转换器106从整流和调整系统102(例如调整器400)的较高电压输出(例如180V)获取所希望电平的输出电压V1(例如12、24或42VDC)。DC-DC转换器106可以用任何适合的拓朴实现，例如开关模式中的半桥、全桥、推挽式、回扫、正向逆变器或后推式逆变器。利用全桥脉冲宽度调制的降压拓朴实现DC-DC逆变器106的较佳实施例。参见图6，该种DC-DC转换器106适宜包括：滤波器电容器602；响应于传统的脉冲宽度调制(PWM)控制器606(例如LinFinity SG1842电流模式控制器)的传统的电源开关604(例如FET)的逆变器H桥路；传统的降压变压器610；传统的二极管桥路整流器612和存储电容器614。通常，由逆变器604将较高电平的(例如180V)DC输入信号(来自调整器400的VRO)转换成脉冲宽度调制信号。变压器610将PWM信号的电压降压至预定电平。然后整流器612将该信号整流成DC，并为存储电容器614充电。控制器606根据输出V1控制PWM信号的占空比，从而将该输出信号调整至希望值。最好为逆变器桥路604中的开关提供相应的开关损耗减少电路608(类似于电路204)。
图7中示出DC-DC转换器106的元件的较佳实施例：图7A中的电源开关604(无能量返回)和部分变压器610；图7B中的控制器606；图7C中的整流器612、部分变压610和存储电容器614；图7D示出的适于与开关损耗减少电路608合作的电源开关604的另一种的结构；及图7E中的开关损耗减少电路608。
虽然结合各种示例实施例描述了本发明，但本发明不限于所示的特定形式，旨在可以不偏离本发明的精神创造出本发明的其它实施例。如下列权利要求所表达的，可以对元件、材料、值、结构和设计与安排的其它方面进行改变。

Claims (30)

1.一种响应于交流输入信号用于生成具有预定输出电压的经调整的DC输出信号的系统，所述交流输入信号具有相对于所述预定输出电压高的最大电平变化电压，该系统包括：
整流器，用于从所述输入信号产生具有预定初始最大电压的整流的DC信号，所述初始最大电压是相对于所述预定输出电压高的电压；
调整器，用于从所述整流的DC信号产生处于预定中间电压的经调整的DC信号，所述预定中间电压是相对于所述预定输出电压高的电压；和
至少一个DC-DC转换器，用于从经调整的DC信号产生具有所述预定输出电压的经调整的DC输出信号。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于：
所述初始最大电压小于所述预定中间电压，且
所述调整器包括升压电路。
3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述DC-DC转换器包括至少一个易受关断损耗的第一开关元件，还包括设置用来限制所述第一开关元件在关断期间两端电压的变化率的电容器，和用于选择性地将所述电容器放电至升压电路的输出的电路，从而所述电容器在下一连续关断周期开始时基本上完全放电。
4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述整流器包括至少一个易受关断损耗的开关元件，还包括设置用来限制所述开关元件在关断期间两端电压的变化率的电容器、和用于选择性地将电容器放电至整流器的输出的电路，从而所述电容器在下一连续关断周期开始时基本上完全放电。
5.如权利要求3所述的系统，其特征在于，所述用于选择性地将电容器放电的电路包括：电感器、第二开关元件和二极管，所述第二开关元件与所述电感器串联连接在所述电容器的两端，而所述二极管设置为在所述电感器和所述整流器的输出之间提供定向电流通路。
6.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述整流器和调整器中的至少一个包括至少一个易受关断损耗的电源开关元件，还包括第一和第二二极管、电容器、电感器和开关器件，所述第一二极管和电容器连接在所述电源开关元件的两端，所述开关器件与所述电感器串联连接在所述电容器的两端，而所述第二二极管设置为在所述电感器和预定放电点之间提供定向电流通路。
7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述电源开关元件在所述整流器中，所述预定放电点是所述整流器的输出。
8.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述预定放电点是所述调整器的输出。
9.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述整流器包括多模式电路，它根据所述整流的DC信号的电压交替地以全波整流或半波整流模式工作，并且，在所述半波整流模式中时，根据所述整流的DC信号的电压交替地以全占空比或脉冲宽度调制模式工作。
10.如权利要求9所述的系统，其特征在于，所述多模式电路：
当所述整流的DC信号的电压达到所述初始最大电压时从全波整流切换至半波整流；和
当所述整流的DC信号的电压降到低于预定低阈值时，从半波整流切换至全波整流，所述预定低阈值比所述初始最大电压小预定的差值；且
当所述整流的DC信号的电压反而超过所述初始最大电压时，从半波整流模式切换到脉冲宽度调制模式。
11.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述多模式电路在全波整流产生超过所述初始最大电压的输出电平，而半波整流产生小于所述预定低阈值的输出电平的情况下在全波和半波整流之间调谐。
12.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述整流器包括：
整流器桥路，用于响应于施加于其的控制信号，选择性地实现所述输入信号的全波整流；
与所述整流器桥路合作的半桥转换电路，用于响应于施加于其的控制信号，选择性地实现所述输入信号的半波整流；
脉冲宽度调制器，用于响应于所述整流的DC信号的电压，选择性地控制所述半波整流的信号的占空比，和
控制电路，用于响应于所述整流的DC信号的电压，对所述整流器桥路和半桥转换电路产生所述控制信号。
13.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述控制电路产生控制信号给所述整流器桥路和半桥转换电路，以在所述整流的DC信号的电压达到所述初始最大电压时从全波整流切换至半波整流，并在所述整流的DC信号的电压降到比所述初始最大电压低预定量时从半波整流切换至全波整流。
14.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述整流器包括：
整流器桥路，用于响应于施加于其上的控制信号，选择性地实现所述输入信号的全波整流；
与所述整流器桥路合作的半桥转换电路，用于响应于施加于其上的控制信号，选择性地实现所述输入信号的半波整流；
脉冲宽度调制器，用于响应于所述经整流的DC信号的电压，选择性地控制所述半波整流的信号的占空比，和
控制电路，用于响应于所述经整流的DC信号的电压，对所述整流器桥路和半桥转换电路产生所述控制信号。
15.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述整流器和DC-DC转换器中的至少一个包括至少一个易受关断损耗的开关元件，且还包括设置用于限制所述开关元件在关断期间两端电压的变化率的电容器，和用于选择性地将所述电容器放电至预定放电点的电路，从而所述电容器在所述开关元件下一连续的关断开始时基本上完全放电。
16.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述整流器和调整器中的至少一个包括至少一个易受关断损耗的电源开关元件，且还包括第一和第二二极管、电容器、电感器和开关器件，所述第一二极管和电容器连接在所述电源开关元件的两端，所述开关器件与所述电感器串联连接在所述电容器的两端，且与所述电源开关元件相同步地工作，且所述第二二极管设置为在所述电感器和预定放电点之间提供定向电流通路。
17.如权利要求16所述的系统，其特征在于，所述电源开关元件在所述整流器中，所述预定放电点是所述整流器的输出。
18.如权利要求10所述的系统，其特征在于，还包括响应于所述经调整的DC输出信号用于产生具有预定频率和波形的AC输出信号的逆变器。
19.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述逆变器包括至少一个易受关断损耗的开关元件，还包括设置用来限制所述开关元件关断期间两端电压的变化率的电容器，和用于选择性地将所述电容器放电至预定放电点的电路，从而所述电容器在所述开关元件下一连续关断开始时基本上全部放电。
20.如权利要求19所述的系统，其特征在于，所述预定放电点是所述调整器的输出。
21.如权利要求19所述的系统，其特征在于，所述逆变器包括：
滤波器电路，用于向外负载提供正弦AC输出信号；
第一对开关，它与具有第一极性的所述AC输出信号的半周期相关联，被连接成选择性地以与所述第一极性相对应的方向建立通过所述滤波器的电流；
第二对开关，它与具有第二极性的所述AC输出信号的半周期相关联，被连接成选择性地以与所述第二极性相对应的方向建立通过所述滤波器的电流；
每一对包括第一和第二开关，所述开关响应于施加于其上的控制信号；
控制器，用于对所述开关产生控制信号，以在与所述AC输出信号的连续半周期相对应的连续时间周期内循环地使与整个该时间周期的相对应的半周期的极性相关联的开关对中的第一开关导通；并且
根据与预定波形相对应的预定脉冲宽度调制方式，选择性地使与相对应的半周期极性相关联的开关对中的第二开关导通。
22.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述第一和第二开关中的至少一个开关包括易受关断损耗的开关元件，且还包括设置用来限制所述开关元件在关断期间两端电压的变化率的电容器，和用于选择性地将所述电容器放电至预定放电点的电路，从而所述电容器在所述开关元件下一连续关断开始时基本上全部放电。
23.如权利要求22所述的系统，其特征在于，所述第二开关包括至少一个易受关断损耗的电源开关元件，还包括第一和第二二极管、电容器、电感器和开关器件，所述第一二极管和电容器连接在所述电源开关元件的两端，所述开关器件与所述电感器串联连接在所述电容器的两端，且与所述电源开关元件相同步地工作，而所述第二二极管设置为在所述电感器和预定放电点之间提供定向电流通路。
24.如权利要求23所述的系统，其特征在于，所述预定放电点是所述调整器的输出。
25.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述控制器包括用于产生到逆变器上的负载的标记的传感器电路，并在所述连续时间周期期间对与相对应的半周期极性相反的极性相关联的开关对中的第一开关产生控制信号，以在负载低于预定值时，以与相对应的半周期极性相关联的开关对中的第二开关互斥为基础使该开关导通，和
当负载高于预定值时，在整个该时间周期使该开关不导通。
26.如权利要求21所述的系统，其特征在于，将所述经调整的DC输出信号提供给在正极端和公共端上的逆变器，且所述开关对的第一对开关连接在所述正极端和所述滤波器之间，而所述开关对的第二对开关连接在所述滤波器和所述公共端之间。
27.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述第二开关包括至少一个易受关断损耗的电源开关元件，还包括第一和第二二极管、电容器、电感器、和开关器件，所述第一二极管和电容器连接在所述电源开关元件的两端，所述开关器件与所述电感器串联连接在所述电容器的两端，且与所述电源开关元件相同步地工作，而所述第二二极管设置为在所述电感器和预定放电点之间提供定向电流通路。
28.如权利要求26所述的系统，其特征在于，所述预定放电点是所述正极端。
29.如权利要求1所述的系统，其特征在于，适用于汽车车辆中，所述系统还包括用于产生交流输入信号的永磁交流发电机。
30.一种包括交流发电机和耦合于所述交流发电机用于产生具有预定输出电压的经调整的DC输出信号的电路的类型的车辆电系统，其改进的特征在于：
所述交流发电机包括永磁交流发电机；和
所述用于产生经调整的DC输出信号的电路包括：
整流器，用于从输入信号产生具有预定初始最大电压的整流的DC信号，所述初始最大电压是相对于所述预定输出电压高的电压；
调整器，用于从所述整流的DC信号产生处于预定中间电压的经调整的DC信号，所述预定中间电压是相对于所述预定输出电压高的电压；和
至少一个DC-DC转换器，用于从经调整的DC信号产生具有所述预定输出电压的经调整的DC输出信号。
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