JP4636337B2

JP4636337B2 - 電力用半導体スイッチング回路

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Publication number: JP4636337B2
Application number: JP2007008413A
Authority: JP
Inventors: 龍介井ノ下; 恒男前原
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2007-01-17
Filing date: 2007-01-17
Publication date: 2011-02-23
Anticipated expiration: 2027-01-17
Also published as: JP2008178200A

Description

本発明は、電力用半導体スイッチング回路に関し、特にそのパワー半導体スイッチング素子の好適な断続動作の実現に関する。

たとえば車載三相交流モータの駆動には、合計６個のパワー半導体スイッチング素子を内蔵する三相インバータ回路が用いられる。パワー半導体スイッチング素子としては、パワーＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴなどが用いられる。これらのパワー半導体スイッチング素子を駆動するために、外部から入力されるパワー半導体スイッチング素子をスイッチング制御するための入力パルス信号電圧を増幅してパワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加するドライブ回路が用いられる。このドライブ回路としては、たとえば相補ＣＭＯＳインバータなどが用いられる。パワー半導体スイッチング素子の主電極端子にはバッテリなどから電源電圧Ｖｃｃが給電される。たとえば、この種の電力用半導体スイッチング回路が下記の特許文献１に記載されている。
特開２００４−２２２４２０号公報

上記したパワー半導体スイッチング素子には種々の動作条件が要求される。動作条件の絶対的な一つはチップ温度が許容範囲を超えないことである。近年重視される動作条件の他の一つはスイッチングサージ電圧が許容範囲を超えないことである。その他にも種々の動作条件がある。

本発明はパワー半導体スイッチング素子に要求されるこれらの複数の動作条件をバランス良く充足可能な電力用半導体スイッチング回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する第１〜４発明はそれぞれ、負荷電流をスイッチングするパワー半導体スイッチング素子と、入力パルス信号電圧を少なくとも電流増幅して形成した制御電圧を前記パワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加するドライブ回路とを備える電力用半導体スイッチング回路において、安定化電源電圧を作成して前記ドライブ回路に印加する電源電圧安定化回路と、前記パワー半導体スイッチング素子の温度に相関を有する温度信号を検出する温度検出回路と、検出された温度信号に基づいて前記安定化電源電圧を変更する制御回路とを有し、前記制御回路が、前記温度が高くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を増大させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを増大させ、前記温度が低くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を減少させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを低下させることを特徴としている。

すなわち、この第１〜４発明によれば、パワー半導体スイッチング素子が高温となったと判定した場合にドライブ回路に印加する電源電圧をアップする。これにより、パワー半導体スイッチング素子のオン抵抗が低下し、その抵抗損失（発熱量）が減少し、パワー半導体スイッチング素子の温度上昇を抑止乃至低下することができる。

逆に、パワー半導体スイッチング素子が低温となったと判定した場合にドライブ回路に印加する電源電圧をダウンする。これにより、特にパワー半導体スイッチング素子をオンする時に発生するスイッチングサージ電圧を低減することができる。更に説明すると、たとえばフルブリッジ回路などにおいて、一方のパワー半導体スイッチング素子のオン過渡期間に他方のパワー半導体スイッチング素子がオフする。この時、オフするパワー半導体スイッチング素子の寄生容量と配線インダクタンスとの共振による電圧振動がスイッチングサージ電圧として発生する。第１〜４発明によれば、パワー半導体スイッチング素子の温度が低い場合にはドライブ回路へ印加する電源電圧を低減するため、パワー半導体スイッチング素子のオン抵抗が増大してそのオン過渡期間が延長され、パワー半導体スイッチング素子の主電極端子の電圧変化率が緩和され、スイッチングサージ電圧が低下する。そのうえ、パワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加する制御電圧の低下は、パワー半導体スイッチング素子の寿命延長も可能とする。

そして、第１発明の電力用半導体スイッチング回路によれば、前記電源電圧安定化回路は、出力電圧の分圧と所定のしきい値電圧との比較結果に基づいて前記ドライブ回路に印加する電源電圧を断続制御する電圧レギュレータからなり、前記制御回路は、前記温度信号に基づいて前記出力電圧の分圧又は前記しきい値電圧の少なくとも一方を変更することを特徴とする。このようにすれば、ドライブ回路に印加する電源電圧を簡素な回路構成で変更できるとともに、この電源電圧の電圧変動も低減することができる。言い換えれば、ドライブ回路の電源電圧変動による悪影響低減とパワー半導体スイッチング素子の温度によるドライブ回路の電源電圧切替とをほぼ共通の回路で実現することができる。

第２発明の電力用半導体スイッチング回路によれば、更に、６個の前記パワー半導体スイッチング素子により構成される三相インバータ回路を有し、前記電源電圧安定化回路は、各相上アーム側の前記パワー半導体スイッチング素子を駆動するための３つの前記ドライブ回路に個別に電源電圧を給電する３つの上アーム側電圧レギュレータと、かつ各相下アーム側の前記パワー半導体スイッチング素子を駆動するための３つの前記ドライブ回路に個別に電源電圧を給電する１個の下アーム側電圧レギュレータとを有することを特徴とする。このようにすれば、電源電圧安定化回路の個数増大による回路規模の複雑化を抑止しつつ、三相インバータ回路の各パワー半導体スイッチング素子に対して上記温度による制御電圧の変更をそれぞれ実施することができる。

好適な態様において、合計４つの前記電圧レギュレータは、共通の前記温度検出回路からの前記温度信号により制御される。このようにすれば、回路構成を簡素化することができる。

好適な態様において、前記制御回路は、前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を増大させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を減少させる。このようにすれば、電源電圧安定化回路をなす電圧レギュレータは、その出力電圧すなわちドライブ回路の電源電圧が小さくてもよい場合には、相対的に低い入力電源電圧を受け取ればよいため、電圧レギュレータの内部損失を低減することができる。逆に、電圧レギュレータの出力電圧すなわちドライブ回路の電源電圧が大きい必要がある場合には、電圧レギュレータに相対的に高い入力電源電圧を入力するため、電圧レギュレータは、この入力電源電圧の範囲内で必要な高電圧の出力電圧をドライブ回路の電源電圧として出力することができる。

好適な態様において、前記制御回路は、前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記安定化電源電圧が所定のハイレベルしきい値を超えた場合には前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を増大させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記安定化電源電圧が前記ハイレベルしきい値より低い所定のローレベルしきい値未満となった場合には前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を減少させる。このようにすれば、たとえば電源電圧安定化回路としての電圧レギュレータが自己が現在受け取っている入力電源電圧の範囲内にてドライブ回路に必要な大きさの出力電圧を出力できる範囲内では電圧レギュレータへの入力電源電圧の増大を行わず、更に大きな電圧の出力が要求される場合に電源電圧安定化回路への入力電源電圧をアップするため、電圧使用効率を向上させ、電圧レギュレータの損失を低減することができる。

なお、上記電圧レギュレータとしては、いわゆるシリーズレギュレータを採用することが好適である。

第３発明の電力用半導体スイッチング回路によれば、前記パワー半導体スイッチング素子は、ゲート電極からなる制御電極を有し、前記制御回路は、前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記ドライブ回路の出力インピーダンスを実質的に増大させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記ドライブ回路の出力インピーダンスを実質的に減少させることを特徴とする。このようにすれば、パワー半導体スイッチング素子の温度が上昇してドライブ回路の電源電圧を増大することによるパワー半導体スイッチング素子のスイッチングサージ電圧増大を抑止することができる。すなわち、パワー半導体スイッチング素子のオン過渡期間において、最終的なそのゲート電圧はハイレベルとなるが、ドライブ回路の出力インピーダンスの増大により、ゲート電圧の上昇レートすなわちゲート電圧変化率が緩和されるため、オン過渡期間における既述の共振電圧成分を低減することができる。

第４発明の電力用半導体スイッチング回路によれば、並列動作することにより同じ前記パワー半導体スイッチング素子を並列駆動する複数の前記ドライブ回路を有し、前記制御回路は、前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記複数のドライブ回路の一部を停止させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記複数のドライブ回路をすべて作動させることを特徴とする。このようにすれば、上記したドライブ回路の出力インピーダンス変更を簡素な回路構成により実現することができる。

本発明を適用した車載モータ駆動用の三相インバータ装置について図面を参照して以下に説明する。ただし、本発明の技術思想を他の回路を用いて実現してもよいことはもちろんである。たとえば下記のマイコン内蔵のコントローラ３は、ハードウエア回路構成としてもよい。

（実施形態１）
（回路構成）
この三相インバータ装置を図１に示すその回路図を参照して説明する。この三相インバータ装置は、三相インバータ回路１、温度センサ２、マイコン内蔵のコントローラ（制御回路）３を有している。

三相インバータ回路１は、三相の上アーム素子及び下アーム素子をなす合計６つのIGBT４〜９をもち、それらは３相のハーフブリッジ回路を構成している。これら３相のハーフブリッジ回路からなる回路は狭義の三相インバータ回路と一般的に呼称されるが、この実施例では単にパワー回路部と呼称するものとする。

三相インバータ回路１は、上アーム側のIGBT４〜６のゲート電極及び下アーム側のIGBT７〜９のゲート電極を個別に駆動するドライブ回路１０〜１５と、ドライブ回路１０〜１２に個別に電源電圧を印加する電圧レギュレータ（本発明で言う電源電圧安定化回路）１６〜１８と、ドライブ回路１３〜１５に共通に電源電圧を印加する電圧レギュレータ（本発明で言う電源電圧安定化回路）１９とを有している。

いわゆる三相インバータ回路をなすパワー回路部自体は周知であるため、説明を省略する。

ドライブ回路１０〜１５は、自己が駆動するIGBTのエミッタ電極電位を基準としてゲート電圧を形成し、それを自己が駆動するIGBTのゲート電極に印加する。電圧レギュレータ１６〜１９は、自己が電源電力を供給するドライブ回路が駆動するIGBTのエミッタ電位を基準として安定化電源電圧を形成してドライブ回路１０〜１５に印加する。したがって、電圧レギュレータ１６〜１９には、互いに基準電位が異なる４種類の入力電源電圧が個別に印加される。図１において、VHUはU相上アーム側の電圧レギュレータ１６に印加される入力電源電圧であり、VHUーHはそのハイレベル電位、VHUーLはそのローレベル電位である。VHVはV相上アーム側の電圧レギュレータ１７に印加される入力電源電圧であり、VHVーHはそのハイレベル電位、VHVーLはそのローレベル電位である。VHWはW相上アーム側の電圧レギュレータ１８に印加される入力電源電圧であり、VHWーHはそのハイレベル電位、VHWーLはそのローレベル電位である。VLは三相下アーム側の電圧レギュレータ１９に印加される入力電源電圧のハイレベル電位である。図１に示すように、入力電源電圧のローレベル電位は接地電位とされている。

これら４つの入力電源電圧を形成する絶縁型電源回路の一例を図２に示す。２０は１個の一次コイル及び４個の二次コイルをもつトランスであり、バッテリ２１から一次コイルに給電される電流はスイッチ２２０によりPWMフィードバック制御されている。スイッチ２２０としては好適にはMOSトランジスタが採用され、このMOSトランジスタにはフライホイルダイオードが逆並列接続されている。もしくは、フライホイルダイオードは、一次コイルと並列に接続されている。PWMフィードバック制御自体は良く知られており、後述する４つの整流回路の出力電圧のどれかと所定の目標電圧とを比較し、その結果によりスイッチ２２０のデューティ比を制御することにより、この整流回路の出力電圧（本発明で言う電圧レギュレータの入力電源電圧）を上記目標電圧に収束させる。

４つの整流回路は、ダイオード２２〜２５により構成されている。４個の二次コイルから出力される二次電圧は４つのダイオード２２〜２５で個別に半波整流された後、コンデンサ２６〜２９により個別に平滑化されて上記した４種類の入力電源電圧VHU、VHV、VHW、VLが形成される。

図２に示すトランスを用いた絶縁型電源回路の他に、ブートストラップ回路型やチャージポンプ回路を用いた絶縁型電源回路を採用しても良い。

この実施形態で採用した電圧レギュレータ１６の回路構成例を図３を参照して説明する。他の電圧レギュレータ及びドライブ回路は同一の回路構成をもつ。この実施形態で採用した電圧レギュレータ１６は一般的な回路構成をもつため、簡単に説明する。

電圧レギュレータ１６は、ベース接地のPNPトランジスタからなる電流制御トランジスタ３０と、電流制御トランジスタ３０をスイッチングするコンパレータ３１と、抵抗分圧回路３２と、しきい値電圧発生回路３３とを有している。

抵抗分圧回路３２は、互いに直列接続されて電流制御トランジスタ３０のコレクタ電圧を分圧するための抵抗分圧回路を構成する分圧抵抗３４、３５と、互いに直列接続されて分圧抵抗３５と並列接続された調整抵抗３６及び切替スイッチ３７とを有している。しきい値電圧発生回路３３はしきい値電圧Vrefを出力する定電圧回路である。

動作を説明すると、切替スイッチ３７がオフ状態にて、電圧レギュレータ１６の入力電源電圧VHUがアップすると、コンパレータ３１の＋入力端に入力される分圧がしきい値電圧Vrefより高くなる。その結果、コンパレータ３１が電流制御トランジスタ３０にハイレベルを出力し、電流制御トランジスタ３０がオフしてそのコレクタ電圧すなわちドライブ回路１０の電源電圧を低下させ、これにより電圧レギュレータ１６の出力電圧（ドライブ回路１０の電源電圧）を安定化させる。

逆に、電圧レギュレータ１６の入力電源電圧がダウンすると、コンパレータ３１の＋入力端に入力される分圧がしきい値電圧Vrefより低くなる。その結果、コンパレータ３１が電流制御トランジスタ３０にローレベルを出力し、電流制御トランジスタ３０がオンしてそのコレクタ電圧が増大する。これにより、電圧レギュレータ１６の出力電圧（ドライブ回路１０の電源電圧）を上昇させ、電圧レギュレータ１６の出力電圧（ドライブ回路１０の電源電圧）を安定化させる。

後述するコントローラ３からの指令により切替スイッチ３７がオンすると、分圧抵抗３５に調整抵抗３６が並列接続されるため、コンパレータ３１に入力される分圧が減少し、その分だけコンパレータのデューティ比が減少して、電流制御トランジスタ３０の出力電圧（U相電源電圧）Vuの平均値が増大する。すなわち、図３に示す電圧レギュレータ１６は出力電圧Vuを安定化させる回路機能の他に出力電圧Vuを２段階に切り替える回路機能をもつ。

ドライブ回路１０を図４に示す。この実施形態では、ドライブ回路１０は、相補CMOSインバータ１０a、１０bを並列接続して用いる。相補CMOSインバータ１０a、１０bの合計４つのトランジスタには制御信号Ｓ１〜Ｓ４が印加される。ドライブ回路１１〜１５の回路構成は上記したドライブ回路１０と同じである。もちろん、ドライブ回路１０〜１５として他の公知の回路を採用しても良い。

ドライブ回路１０の電源電圧を切り替えるには、電圧レギュレータ１６の抵抗分圧回路の抵抗値を切替スイッチ３７により切り替える他、種々の変形例が可能である。たとえば、コンパレータ３１の−入力端に印加するしきい値電圧Vrefを切り替えても良い。なお、しきい値電圧発生回路３３は図３では一個のツエナーダイオードを用いて構成したが、公知の種々の定電圧発生回路を採用することができる。また、コントローラ３が出力するデジタル指令値をD／A変換してアナログしきい電圧を発生させ、これをホールド回路にホールドしてコンパレータ３１の−入力端に印加してもよい。このようにすれば、連続的に電圧レギュレータ１６の出力電圧（ドライブ回路１０の電源電圧）を調整することができる。

温度センサ２は、IGBT７の近傍に配置されたサーミスタ式温度検出回路が採用されている。したがって、温度センサ２は、ほぼIGBT７の温度を検出するものとみなすことができる。もちろん、各IGBTごとに温度センサを近接配置し、その最も高温の温度を選択使用してもよい。更に、温度センサ２を各IGBTに内蔵しても良い。たとえば、半導体チップに設けた温度検出用のpn接合に定電流を流し、その電圧降下を検出して温度信号としてもよい。検出した周囲温度とIGBTの電流積分値とによりIGBT温度を推定してもよい。コントローラ３の温度を検出してIGBT温度と見なしても良い。

（コントローラ３の動作説明）
次に、マイコン構成のコントローラ３の動作を図４に示すフローチャートを参照して説明する。

ルーチンは電源電圧の印加により開始され、内部状態のリセット及び初期化を行う（S１００）。この時、切替スイッチ３７はオフされる。これにより、各電圧レギュレータ１６〜１９の出力電圧（ドライブ回路１０〜１５の電源電圧）は相対的に小さくなる。その後、温度センサ２が出力する温度Tを読み込み（S１０２）、温度Tと予め記憶する所定しきい値Tthとを比較し（S１０４）、温度Tがしきい値Tth未満であれば切替スイッチ３７のオフを指令し（S１０６）、ドライブ回路１０〜１５にダブル駆動を指令する。なお、ここで言うダブル駆動とは、図４に示す並列接続された２つの相補CMOSインバータ１０a、１０bを両方とも駆動する動作を意味する。

ステップS１０４にて、温度Tがしきい値Tth以上と判断したら切替スイッチ３７のオンを指令し（S１０８）、ドライブ回路１０〜１５にシングル駆動を指令する。なお、ここで言うシングル駆動とは、図４に示す並列接続された２つの相補CMOSインバータ１０a、１０bのどちらか一方だけ又は交互に駆動する動作を意味する。

これにより、温度が上昇すると電圧レギュレータ１６〜１９がドライブ回路１０〜１５に出力する電源電圧がアップし、温度が低下すると電圧レギュレータ１６〜１９がドライブ回路１０〜１５に出力する電源電圧がダウンするため、簡素な回路構成により、ゲート電圧を安定化させるとともに、IGBT４〜９の温度上昇を抑止し、かつ、スイッチングサージ電圧を抑止することができる。

また、温度が上昇して電圧レギュレータ１６〜１９がドライブ回路１０〜１５に出力する電源電圧がアップする時には、ドライブ回路１０〜１５の出力インピーダンス（出力抵抗）が増大するため、IGBT４〜９のオン過渡期間が延長され、スイッチングサージ電圧の増大が抑止される。

（実施形態２）
次に、検出した温度に応じて電圧レギュレータ１６〜１９がドライブ回路１０〜１５に出力する電源電圧を多段階乃至連続的に変更するとともに、それに応じて電圧レギュレータ１６〜１９に印加する入力電源電圧も連動して変更する制御例について図６に示すフローチャートを参照して説明する。

なお、この実施形態では、電圧レギュレータ１６〜１９の出力電圧は連続的に変更可能とした。もちろん、この出力電圧を段階的に変化させてもよい。なお、電圧レギュレータ１６〜１９の出力電圧を連続的に変更可能するには、たとえばコントローラ３が出力するデジタル指令値をD／A変換してアナログしきい電圧を発生させ、これをサンプルホールド回路にホールドしてコンパレータ３１の−入力端に印加すればよい。これにより、電圧レギュレータ１６の出力電圧（ドライブ回路１０の電源電圧）を連続的に調整することができる。

図６において、ルーチンは電源電圧の印加により開始され、内部状態のリセット及び初期化を行う（S２００）。次に、温度センサ２が出力する温度Tを読み込み（S２０２）、予め記憶するマップに温度Tを代入して電圧レギュレータ１６の出力電圧の最適値を求める（S２０４）。次に、Vuを増大する必要があるかどうかを調べ（S２０６）、必要があれば図２にて説明した絶縁型電源回路のPWMフィードバック制御における目標電圧値すなわちコンパレータに入力するしきい値をハイレベル値とする（S２０８）。これにより、スイッチ２２のPWMフィードバック制御のデューティ比が増加し、図２の電源回路が電圧レギュレータ１６〜１９に入力する入力電源電圧がアップする。

次に、Vuを増大する必要がなければ、Vuを低減する必要があるかどうかを調べ（S２１０）、必要があれば図２にて説明した絶縁型電源回路のPWMフィードバック制御における目標電圧値すなわちコンパレータに入力するしきい値をローレベル値とする（S２１２）。これにより、スイッチ２２のPWMフィードバック制御のデューティ比が減少し、図２の電源回路が電圧レギュレータ１６〜１９に入力する入力電源電圧がダウンする。

このようにすれば、電圧レギュレータ１６〜１９の出力可能電圧範囲では、図２に示す電源回路が電圧レギュレータ１６〜１９に入力する入力電源電圧をアップせず、電圧レギュレータ１６〜１９の出力可能電圧範囲を超えた場合にこの入力電源電圧をアップするため、電圧レギュレータ１６〜１９の損失を低減することができる。

なお、上記説明では、電圧レギュレータ１６〜１９の入力電源電圧の変更を段階的に行ったが、電圧レギュレータ１６〜１９の出力電圧に応じて連続的に行っても良いことは明白である。

（変形態様）
上記各実施形態では、温度センサ２を共用したが、温度センサ２を各IGBT４〜９に別々に設け、それぞれの検出温度に応じて電圧レギュレータ１６〜１９を個別に制御してもよい。

実施形態１の三相インバータ回路を示す回路図である。図１に示す電圧レギュレータに印加する入力電源電圧を出力する電源回路の回路図である。図１に示す電圧レギュレータの回路図である。図１に示すドライブ回路の回路図である。図１に示すコントローラの動作を示すフローチャートである。実施形態２の制御動作を示すフローチャートである。

符号の説明

１三相インバータ回路
２温度センサ
３コントローラ
１０〜１５ドライブ回路
１６〜１９電圧レギュレータ
１７電圧レギュレータ
１８電圧レギュレータ
１９電圧レギュレータ
２１バッテリ
２２〜２５ダイオード
２６〜２９コンデンサ
３０電流制御トランジスタ
３１コンパレータ
３２抵抗分圧回路
３３しきい値電圧発生回路
３４分圧抵抗
３５分圧抵抗
３６調整抵抗
３７切替スイッチ
２２０スイッチ

Claims

負荷電流をスイッチングするパワー半導体スイッチング素子と、
入力パルス信号電圧を少なくとも電流増幅して形成した制御電圧を前記パワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加するドライブ回路と、
を備える電力用半導体スイッチング回路において、
安定化電源電圧を作成して前記ドライブ回路に印加する電源電圧安定化回路と、
前記パワー半導体スイッチング素子の温度に相関を有する温度信号を検出する温度検出回路と、
検出された温度信号に基づいて前記安定化電源電圧を変更する制御回路と、
を有し、
前記制御回路は、
前記温度が高くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を増大させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを増大させ、前記温度が低くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を減少させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを低下させるものであって、
前記電源電圧安定化回路は、
出力電圧の分圧と所定のしきい値電圧との比較結果に基づいて前記ドライブ回路に印加する電源電圧を断続制御する電圧レギュレータからなり、
前記制御回路は、
前記温度信号に基づいて前記出力電圧の分圧又は前記しきい値電圧の少なくとも一方を変更することを特徴とする電力用半導体スイッチング回路。
負荷電流をスイッチングするパワー半導体スイッチング素子と、
入力パルス信号電圧を少なくとも電流増幅して形成した制御電圧を前記パワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加するドライブ回路と、
を備える電力用半導体スイッチング回路において、
安定化電源電圧を作成して前記ドライブ回路に印加する電源電圧安定化回路と、
前記パワー半導体スイッチング素子の温度に相関を有する温度信号を検出する温度検出回路と、
検出された温度信号に基づいて前記安定化電源電圧を変更する制御回路と、
６個の前記パワー半導体スイッチング素子により構成される三相インバータ回路と、
を有し、
前記制御回路は、
前記温度が高くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を増大させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを増大させ、前記温度が低くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を減少させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを低下させるものであって、
前記電源電圧安定化回路は、
各相上アーム側の前記パワー半導体スイッチング素子を駆動するための３つの前記ドライブ回路に個別に電源電圧を給電する３つの上アーム側電圧レギュレータと、かつ各相下アーム側の前記パワー半導体スイッチング素子を駆動するための３つの前記ドライブ回路に個別に電源電圧を給電する１個の下アーム側電圧レギュレータと、
を有することを特徴とする電力用半導体スイッチング回路。
請求項２記載の電力用半導体スイッチング回路において、
合計４つの前記電圧レギュレータは、
共通の前記温度検出回路からの前記温度信号により制御される電力用半導体スイッチング回路。
請求項３記載の電力用半導体スイッチング回路において、
前記制御回路は、
前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を増大させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を減少させる電力用半導体スイッチング回路。
請求項４記載の電力用半導体スイッチング回路において、
前記制御回路は、
前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記安定化電源電圧が所定のハイレベルしきい値を超えた場合には前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を増大させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記安定化電源電圧が前記ハイレベルしきい値より低い所定のローレベルしきい値未満となった場合には前記電源電圧安定化回路の入力電源電圧を減少させる電力用半導体スイッチング回路。
負荷電流をスイッチングするパワー半導体スイッチング素子と、
入力パルス信号電圧を少なくとも電流増幅して形成した制御電圧を前記パワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加するドライブ回路と、
を備える電力用半導体スイッチング回路において、
安定化電源電圧を作成して前記ドライブ回路に印加する電源電圧安定化回路と、
前記パワー半導体スイッチング素子の温度に相関を有する温度信号を検出する温度検出回路と、
検出された温度信号に基づいて前記安定化電源電圧を変更する制御回路と、
を有し、
前記制御回路は、
前記温度が高くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を増大させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを増大させ、前記温度が低くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を減少させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを低下させるものであって、
前記パワー半導体スイッチング素子は、ゲート電極からなる制御電極を有し、
前記制御回路は、前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記ドライブ回路の出力インピーダンスを実質的に増大させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記ドライブ回路の出力インピーダンスを実質的に減少させることを特徴とする電力用半導体スイッチング回路。
負荷電流をスイッチングするパワー半導体スイッチング素子と、
入力パルス信号電圧を少なくとも電流増幅して形成した制御電圧を前記パワー半導体スイッチング素子の制御電極に印加するドライブ回路と、
を備える電力用半導体スイッチング回路において、
安定化電源電圧を作成して前記ドライブ回路に印加する電源電圧安定化回路と、
前記パワー半導体スイッチング素子の温度に相関を有する温度信号を検出する温度検出回路と、
検出された温度信号に基づいて前記安定化電源電圧を変更する制御回路と、
並列動作することにより同じ前記パワー半導体スイッチング素子を並列駆動する複数の前記ドライブ回路と、
を有し、
前記制御回路は、
前記温度が高くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を増大させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを増大させ、前記温度が低くなった場合に前記電源電圧安定化回路に指令して前記安定化電源電圧を減少させることにより前記ドライブ回路が前記パワー半導体スイッチング素子に出力する前記制御電圧のハイレベルを低下させるものであって、
前記制御回路は、前記安定化電源電圧を増大させる場合に前記複数のドライブ回路の一部を停止させ、前記安定化電源電圧を減少させる場合に前記複数のドライブ回路をすべて作動させることを特徴とする電力用半導体スイッチング回路。