WO2016117459A1 - 半導体素子駆動装置 - Google Patents

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裕久 荒井
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富士電機株式会社
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    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
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    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices

Definitions

  • the present invention relates to a semiconductor element driving apparatus capable of suppressing a surge voltage in a semiconductor switching element such as an IGBT at a low temperature and suppressing a loss of the semiconductor switching element at a high temperature.
  • FIG. 6 is a schematic configuration diagram of a main part of a semiconductor element driving apparatus for driving on / off of this type of semiconductor switching element.
  • the semiconductor element driving device generally includes a driving circuit 2 that operates in response to a power supply voltage V1 applied from a power supply circuit 1.
  • the drive circuit 2 generates a pulsed drive signal for the semiconductor switching element Q1 in accordance with an input signal such as a PWM signal supplied from a host device (not shown), and drives the semiconductor switching element Q1 on and off.
  • the drive circuit 2 generates a gate voltage Vge applied to the gate of the IGBT as a drive signal of the semiconductor switching element Q1 made of, for example, an IGBT.
  • the drive circuit 2 includes a drive signal generation circuit configured by connecting a p-type MOS-FET 2a and an n-type MOS-FET 2b in series at its output stage. Then, the driving circuit 2 basically turns on and off the MOS-FETs 2a and 2b in a complementary manner by a control circuit 2c that operates in accordance with the input signal, thereby connecting the MOS-FETs 2a and 2b in series.
  • a gate voltage Vge having a voltage defined by the power supply voltage V1 is generated.
  • the semiconductor element driving device includes temperature detection means for detecting, for example, a voltage (VF voltage) generated in a temperature detection diode D1 incorporated in the semiconductor switching element Q1 as the operating temperature Tj of the semiconductor switching element Q1.
  • this temperature detection means is realized as a voltage conversion circuit for obtaining a detection voltage proportional to the VF voltage, for example.
  • the VF voltage is given to the drive circuit 2 and is also used for overheating detection of the semiconductor switching element Q1.
  • the driving circuit 2 detects the overheating detection of the semiconductor switching element Q1, the driving circuit 2 takes a heat protection measure such as stopping on / off driving of the semiconductor switching element Q1.
  • the VF voltage indicating the operating temperature Tj of the semiconductor switching element Q1 is fed back to the host device (not shown) via the temperature communication circuit 3.
  • Patent Document 1 discloses switching that flows through the semiconductor switching device Q1. It is introduced to monitor the current and control the time change (di / dt) of the switching current. Specifically, the technique introduced in Patent Document 1 generates the feedback voltage Vfb based on the time change of the collector current Ic of the IGBT that is the semiconductor switching element Q1. The timing at which the IGBT is turned on / off is controlled by delaying and adding the feedback voltage Vfb to the signal used for the on / off control of the IGBT. As a result, the surge voltage is reduced while suppressing the loss in the semiconductor switching element Q1.
  • Patent Document 1 only controls the time change (di / dt) of the current flowing through the semiconductor switching element Q1. Therefore, as shown in FIG. 7A, the gate voltage Vge applied by the IGBT is kept constant regardless of the change in the operating temperature Tj of the IGBT which is the semiconductor switching element Q1.
  • the current flowing through the IGBT increases as the operating temperature Tj of the IGBT increases, and it cannot be denied that the loss in the IGBT increases.
  • FIG. 7C since the IGBT impedance decreases as the IGBT operating temperature Tj decreases, it cannot be denied that the surge voltage in the IGBT increases as compared with normal temperature operation. In order to avoid such a situation, there is a strong demand for development of a technique for suppressing the loss of the IGBT and reducing the surge voltage regardless of the change in the operating temperature Tj of the IGBT.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to suppress the surge voltage of semiconductor switching elements such as IGBTs at low temperatures and to increase the loss of the semiconductor switching elements at high temperatures.
  • An object of the present invention is to provide a semiconductor element driving device that can be suppressed.
  • a semiconductor element driving device operates by receiving a power supply voltage supplied from a power supply circuit, generates a drive signal for the semiconductor switching element according to an input signal, and turns on the semiconductor switching element.
  • a voltage conversion circuit that changes a voltage of a drive signal for driving the element on and off.
  • the semiconductor element driving apparatus sets the voltage of the driving signal low when the operating temperature of the semiconductor switching element is low in the voltage conversion circuit, and sets the driving signal of the voltage converting circuit when the operating temperature of the semiconductor switching element is high. It is characterized by setting the voltage high.
  • the semiconductor switching element is, for example, an IGBT that is turned on / off by controlling a gate voltage, and the drive circuit outputs the drive signal as a gate voltage applied to the IGBT.
  • the temperature detecting means is configured to detect an operating temperature of the semiconductor switching element from an output voltage of a temperature detecting diode incorporated in the semiconductor switching element, for example.
  • the voltage conversion circuit controls, for example, an internal power supply voltage applied to a drive signal generation circuit provided in the drive circuit and constituting an output stage of the drive circuit in accordance with an operating temperature of the semiconductor switching element.
  • the voltage conversion circuit is provided, for example, in the power supply circuit, and is configured to control the power supply voltage applied to the drive circuit in accordance with the operating temperature of the semiconductor switching element.
  • the voltage conversion circuit reduces the surge voltage of the semiconductor switching element by reducing the voltage of the driving signal when the operating temperature of the semiconductor switching element is low, and reduces the surge voltage of the semiconductor switching element when the operating temperature of the semiconductor switching element is high. It is responsible for reducing the loss of the semiconductor switching element by increasing the voltage of the semiconductor switching element.
  • the voltage conversion circuit adjusts the voltage of the drive signal according to the operating temperature of the semiconductor switching element so as to make the loss and surge voltage of the semiconductor switching element constant in the operating temperature range of the semiconductor switching element. Configured to control.
  • the voltage of the drive signal generated by the drive circuit to turn on / off the semiconductor switching element is changed under the voltage conversion circuit according to the operating temperature of the semiconductor switching element.
  • the voltage conversion circuit sets the voltage of the drive signal low when the operating temperature of the semiconductor switching element is low, and sets the voltage of the drive signal high when the operating temperature of the semiconductor switching element is high. Yes.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a main part of a semiconductor element driving apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a voltage conversion circuit in the semiconductor element driving device shown in FIG. 1. The figure which shows the relationship between the gate voltage with respect to the operating temperature of IGBT in the semiconductor element drive device shown in FIG. 1, and the loss and surge voltage in said IGBT. The principal part schematic block diagram of the semiconductor element drive device which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a voltage conversion circuit in the semiconductor element driving device shown in FIG. 4. The principal part schematic block diagram of the conventional semiconductor element drive device. The figure which shows the relationship between the gate voltage with respect to the operating temperature of IGBT in the conventional semiconductor element drive device, and the loss and surge voltage in said IGBT.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a main part of a semiconductor element driving apparatus 10 according to a first embodiment of the present invention.
  • the same parts as those of the conventional semiconductor element driving device shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and the description of the overlapping parts is omitted.
  • the semiconductor element driving apparatus 10 is characterized in that the power supply voltage V1 supplied from the power supply circuit 1 is converted into a power supply voltage V2 corresponding to the operating temperature Tj of the semiconductor switching element Q1 made of IGBT.
  • the voltage conversion circuit 4 is provided in the drive circuit 2.
  • the drive circuit 2 includes a drive signal generation circuit in which a p-type MOS-FET 2a and an n-type MOS-FET 2b are connected in series at the output stage.
  • the voltage conversion circuit 4 plays a role of applying the power supply voltage V ⁇ b> 2 to the drive signal generation circuit that forms the output stage of the drive circuit 2.
  • the voltage conversion circuit 4 inputs a VF voltage corresponding to the operating temperature Tj of the IGBT detected via the temperature detection diode D1 built in the IGBT, and the power supply voltage V2 is variable according to the VF voltage. Control. Information indicating the operating temperature Tj output from the temperature communication circuit 3 instead of the VF voltage is given to the voltage conversion circuit 4 so that the power supply voltage V2 which is the output voltage of the voltage conversion circuit 4 is variably controlled. good.
  • the voltage conversion circuit 4 that controls the power supply voltage V2 in accordance with the operating temperature Tj sets the power supply voltage V2 applied to the drive signal generation circuit to be low, especially when the operating temperature Tj of the IGBT is low, and conversely, When the operating temperature Tj of the IGBT is high, the power supply voltage V2 is set high.
  • FIG. 2 shows a configuration example of the voltage conversion circuit 4 that controls the power supply voltage V2 in accordance with the operating temperature Tj of the IGBT as described above.
  • the voltage conversion circuit 4 shown in FIG. 2 basically includes an output transistor TR that converts the power supply voltage V1 supplied from the power supply circuit 1 into the power supply voltage V2.
  • the voltage conversion circuit 4 includes a fixed resistor R1 and a variable resistor R2 connected in series, and includes a voltage dividing circuit that divides and detects the power supply voltage V2 output from the output transistor TR. Further, the voltage conversion circuit 4 compares a voltage proportional to the power supply voltage V2 detected through the voltage dividing circuit and a predetermined comparison reference voltage Vref, and controls the output transistor TR according to the error voltage.
  • OP1 is provided.
  • a voltage regulator 5 that feedback-controls the power supply voltage V2 is configured by controlling the output transistor TR via the operational amplifier OP1.
  • the voltage conversion circuit 4 includes an input buffer 6 that inputs a VF voltage and controls the resistance value of the variable resistor R2.
  • the input buffer 6 includes an operational amplifier OP2 that grounds the inverting terminal via a fixed resistor R3, connects a feedback resistor R4 between the inverting terminal and the output terminal, and inputs a VF voltage to the non-inverting terminal. .
  • the non-inverting terminal of the operational amplifier OP2 is grounded via the capacitor C1, and the VF voltage is smoothed by the capacitor C1 and input to the operational amplifier OP2.
  • the resistance value of the variable resistor R2 is variably set according to the VF voltage indicating the operating temperature Tj of the IGBT.
  • the resistance value of the variable resistor R2 is set large.
  • the feedback voltage to the operational amplifier OP1 that is proportional to the power supply voltage V2 detected through the voltage dividing circuit is increased, so that the power supply voltage V2 output from the output transistor TR is set high.
  • the drive circuit 2 provided with the drive signal generation circuit in which the p-type MOS-FET 2a and the n-type MOS-FET 2b are connected in series at the output stage receives the power supply voltage V2 output from the voltage conversion circuit 4. Receive and operate. Then, the drive circuit 2 generates a gate voltage Vge whose voltage value changes according to the power supply voltage V2, and applies it to the gate of the IGBT. Accordingly, the gate voltage Vge applied to the gate of the IGBT is set high when the IGBT operating temperature Tj is high, as shown in FIG. 3A, and conversely, it is set low when the IGBT operating temperature Tj is low. Will be.
  • the loss of the IGBT accompanying the change in the IGBT operating temperature Tj becomes high when the IGBT operating temperature Tj is low, for example, as shown by the solid line in FIG. Conversely, when the operating temperature Tj is high, it can be forcibly set to be low. Incidentally, the temperature characteristics of the loss of the IGBT itself are low when the operating temperature Tj is low and high when the operating temperature Tj is high, as shown by the broken line in FIG. Therefore, as described above, by controlling the gate voltage Vge to forcibly change the loss characteristic at the IGBT, it is possible to cancel the loss characteristic depending on the operating temperature Tj of the IGBT itself. As a result, as indicated by the alternate long and short dash line in FIG. 3B, the loss in the IGBT can be kept substantially constant regardless of the operating temperature Tj of the IGBT.
  • the surge voltage at the IGBT accompanying the change in the IGBT operating temperature Tj is, for example, when the IGBT operating temperature Tj is low as shown by the solid line in FIG. Conversely, when the operating temperature Tj is high, it can be increased.
  • the temperature characteristics of the surge voltage of the IGBT itself are high when the operating temperature Tj is low and low when the operating temperature Tj is high, as shown by the broken line in FIG. Therefore, by controlling the gate voltage Vge and forcibly changing the surge voltage at the IGBT as described above, it is possible to cancel out the characteristic depending on the operating temperature Tj of the surge voltage of the IGBT itself.
  • the surge voltage in the IGBT can be kept substantially constant regardless of the operating temperature Tj of the IGBT.
  • the semiconductor element driving apparatus 10 configured as described above, it is possible to effectively suppress an increase in surge voltage at the low temperature of the IGBT as the semiconductor switching element Q1, and to increase the loss at a high temperature. It becomes possible to suppress. Moreover, it is possible to reduce the loss of the IGBT and suppress the surge voltage only by changing the gate voltage Vge applied to the IGBT according to the operating temperature Tj of the IGBT. In addition, there are many practical effects such as enabling surge voltage control and loss control without temperature dependence on the IGBT.
  • the power supply circuit 1 instead of providing the voltage conversion circuit 4 in the drive circuit 2, it is also possible to provide the power supply circuit 1 with a voltage conversion circuit for generating the power supply voltage V2 applied to the drive circuit 2 as shown in FIG.
  • FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a main part of a semiconductor element driving apparatus 10 according to the second embodiment of the present invention configured by providing the power conversion circuit 7 with the voltage conversion circuit 7. Also in the semiconductor element driving apparatus 10 shown in FIG. 4, the same parts as those in the semiconductor element driving apparatus 10 according to the first embodiment shown in FIG. Therefore, repeated description of the same components is omitted.
  • the voltage conversion circuit 7 provided in the power supply circuit 1 is configured as shown in FIG. 5, for example.
  • the power supply circuit 1 is realized as, for example, a flyback type switching power supply.
  • This flyback type switching power supply basically includes a switching element Q2 for turning on / off the input power supply voltage Vin via the primary winding P of the transformer T, and an on / off switching element Q2 for turning on and off the transformer T.
  • a power supply control circuit IC that quasi-resonates the current flowing through the primary winding P.
  • the voltage induced in the secondary winding S of the transformer T is rectified via the rectifier diode D and smoothed via the output capacitor Cout, and the generated output voltage Vout is obtained as the power supply voltage V1 for the drive circuit 2.
  • the flyback switching power supply includes a fixed resistor Ra and a variable resistor Rb connected in series, and is provided with a voltage dividing circuit for detecting the output voltage Vout by dividing the resistance. Further, the switching power supply detects a difference between the output voltage Vout detected by the voltage dividing circuit and a predetermined reference voltage as an error voltage by the power supply error amplifier IC2, and this error voltage is supplied via the photocoupler PC. An output voltage feedback circuit that feeds back to the control circuit IC is provided. The switching power supply basically operates so as to generate a predetermined output voltage Vout by feedback controlling on / off of the switching element Q2 under the power supply control circuit IC in accordance with the output voltage Vout.
  • the voltage conversion circuit 7 changes the value of the variable resistor Rb in the voltage dividing circuit according to the VF voltage indicating the operating temperature Tj of the IGBT.
  • the voltage conversion circuit 7 having such a function is configured in the same manner as the input buffer 6 shown in the first embodiment. That is, the voltage conversion circuit 7 grounds the inverting terminal through the fixed resistor R5, connects the feedback resistor R6 between the inverting terminal and the output terminal, and inputs the VF voltage to the non-inverting terminal. Consists of.
  • the non-inverting terminal of the operational amplifier OP3 is grounded via the capacitor C2, and the VF voltage is smoothed by the capacitor C2 and input to the operational amplifier OP3.
  • the power supply circuit 1 controls the value of the variable resistor Rb according to the operating temperature Tj of the IGBT by the voltage conversion circuit 7 configured as described above, thereby controlling the feedback voltage to the power supply control circuit IC.
  • the output voltage Vout can be changed according to the operating temperature Tj of the IGBT. Therefore, the power supply voltage V1 itself applied to the drive circuit 2 can be variably controlled according to the operating temperature Tj of the IGBT.
  • the output voltage Vout is increased when the IGBT operating temperature Tj is high, and conversely, the output voltage Vout is decreased when the IGBT operating temperature Tj is low. It is possible to control the gate voltage Vge generated by the drive signal generation circuit constituting the output stage. Therefore, the same effects as those of the first embodiment described above can be obtained.
  • this invention is not limited to each embodiment mentioned above.
  • the present invention can be similarly applied even when a power MOS-FET is used as the semiconductor switching element Q1.
  • various methods conventionally proposed can be appropriately employed as a means for detecting the operating temperature Tj of the semiconductor switching element Q1.
  • the configuration of the power supply circuit 1 is not limited to the above-described flyback type switching power supply.
  • the present invention can be implemented with various modifications without departing from the scope of the invention.

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Abstract

電源回路から与えられる電源電圧を受けて動作し、入力信号に従って半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成して該半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する駆動回路と、前記半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出手段と、この温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて前記駆動回路から出力されて前記半導体スイッチング素子に印加される駆動信号の電圧を変更する電圧変換回路とを具備する。特に前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の温度が低いときには前記駆動信号の電圧を低く設定し、前記半導体スイッチング素子の温度が高いときには前記駆動信号の電圧を高く設定する。

Description

半導体素子駆動装置
　本発明は、低温時におけるＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子でのサージ電圧を抑制すると共に、高温時における前記半導体スイッチング素子の損失を抑制することのできる半導体素子駆動装置に関する。
　ＩＧＢＴやＭＯＳ-ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子は、例えば交流モータ等を駆動するインバータ装置における出力制御素子として幅広く用いられる。図６はこの種の半導体スイッチング素子をオン・オフ駆動する半導体素子駆動装置の要部概略構成図である。この半導体素子駆動装置は、概略的には電源回路１から与えられる電源電圧Ｖ１を受けて動作する駆動回路２を備える。この駆動回路２は、図示しない上位機器から与えられるＰＷＭ信号等の入力信号に従って半導体スイッチング素子Ｑ１に対するパルス状の駆動信号を生成して該半導体スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。
　ちなみに駆動回路２は、例えばＩＧＢＴからなる半導体スイッチング素子Ｑ１の駆動信号として該ＩＧＢＴのゲートに加えるゲート電圧Ｖgeを生成する。具体的には駆動回路２は、ｐ型ＭＯＳ-ＦＥＴ２ａとｎ型ＭＯＳ-ＦＥＴ２ｂとを直列に接続して構成された駆動信号生成回路を、その出力段に備える。そして駆動回路２は、基本的には前記入力信号に応じて動作する制御回路２ｃにより前記ＭＯＳ-ＦＥＴ２ａ,２ｂを相補的にオン・オフし、これによって前記ＭＯＳ-ＦＥＴ２ａ,２ｂの直列接続点に電源電圧Ｖ１により規定される電圧のゲート電圧Ｖgeを生成するように構成される。
　また前記半導体素子駆動装置は、例えば半導体スイッチング素子Ｑ１に内蔵された温度検出用ダイオードＤ１に生起された電圧（ＶＦ電圧）を該半導体スイッチング素子Ｑ１の動作温度Ｔjとして検出する温度検出手段を備える。この温度検出手段は、特に図示しないが、例えば前記ＶＦ電圧に比例した検出電圧を求める電圧変換回路として実現される。
　尚、前記ＶＦ電圧は、駆動回路２に与えられて半導体スイッチング素子Ｑ１の過熱検出にも用いられる。そして駆動回路２は、半導体スイッチング素子Ｑ１の過熱検出を検出した場合には、例えば半導体スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ駆動を停止する等の、加熱保護対策を講じる。また半導体スイッチング素子Ｑ１の動作温度Ｔjを示す前記ＶＦ電圧は、温度通信回路３を介して前述した図示しない上位機器にフィードバックされる。
　ところで基本的には上述した如く構成される半導体素子駆動装置において、半導体スイッチング素子Ｑ１における損失を抑制しながら、そのサージ電圧を低減する手法として、例えば特許文献１には半導体スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流をモニタして該スイッチング電流の時間変化（ｄi／ｄt）を制御することが紹介される。具体的には特許文献１に紹介される技術は、半導体スイッチング素子Ｑ１であるＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉcの時間変化に基づいて帰還電圧Ｖfbを生成する。そして前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御に用いられる信号に帰還電圧Ｖfbを遅延させて加えることで前記ＩＧＢＴをオン・オフするタイミングを制御する。これによって半導体スイッチング素子Ｑ１での損失を抑制しながらサージ電圧を低減させている。
特開２０１２－３９４６０号公報
　しかしながら特許文献１に開示される技術は、半導体スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の時間変化（ｄi／ｄt）を制御するだけである。従って図７(ａ)に示すように半導体スイッチング素子Ｑ１であるＩＧＢＴの動作温度Ｔjの変化に拘わらず該ＩＧＢＴの印加するゲート電圧Ｖgeは一定に保たれる。
　これ故、図７(ｂ)に示すように前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjの上昇に伴って該ＩＧＢＴに流れる電流が増加するので、該ＩＧＢＴでの損失が増大することが否めない。また図７(ｃ)に示すように前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjの低下に伴って該ＩＧＢＴのインピーダンスが低下するので、常温動作時に比較して前記ＩＧＢＴにおけるサージ電圧が増大することも否めない。このような事態を回避するべく、前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjの変化に拘わらず該ＩＧＢＴの損失を抑えると共にサージ電圧を低く抑える技術の開発が強く望まれている。
　本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、低温時におけるＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子のサージ電圧を抑制すると共に、高温時における前記半導体スイッチング素子の損失の増加を抑制することのできる半導体素子駆動装置を提供することにある。
　上述した目的を達成するべく本発明に係る半導体素子駆動装置は、電源回路から与えられる電源電圧を受けて動作し、入力信号に従って半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成して該半導体スイッチング素子をオン・オフ駆動する駆動回路と、前記半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出手段と、この温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて前記駆動回路から出力されて前記半導体スイッチング素子をオン・オフ駆動する駆動信号の電圧を変更する電圧変換回路とを備える。
　特に本発明に係る半導体素子駆動装置は、前記電圧変換回路において前記半導体スイッチング素子の動作温度が低いときには前記駆動信号の電圧を低く設定し、前記半導体スイッチング素子の動作温度が高いときには前記駆動信号の電圧を高く設定することを特徴としている。
　ちなみに前記半導体スイッチング素子は、例えばゲート電圧が制御されてオン・オフ駆動されるＩＧＢＴであって、前記駆動回路は前記駆動信号を前記ＩＧＢＴに印加するゲート電圧として出力するものからなる。ここで前記温度検出手段は、例えば前記半導体スイッチング素子に内蔵された温度検出用ダイオードの出力電圧から該半導体スイッチング素子の動作温度を検出するように構成される。
　好ましくは前記電圧変換回路は、例えば前記駆動回路に設けられて該駆動回路の出力段を構成する駆動信号生成回路に印加する内部電源電圧を前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて制御するように構成される。或いは前記電圧変換回路は、例えば前記電源回路に設けられて前記駆動回路に印加する前記電源電圧を前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて制御するように構成される。
　ちなみに前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の動作温度が低いときには前記駆動信号の電圧を低下させて該半導体スイッチング素子のサージ電圧を低減し、前記半導体スイッチング素子の動作温度が高いときには前記駆動信号の電圧を上昇させて該半導体スイッチング素子の損失を低減する働きを担う。特に前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の使用温度範囲において該半導体スイッチング素子の損失とサージ電圧とをそれぞれ一定化するように、前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて前記駆動信号の電圧を制御するように構成される。
　上記構成の半導体素子駆動装置によれば、駆動回路が生成して半導体スイッチング素子をオン・オフする駆動信号の電圧を、電圧変換回路の下で前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて変更する。特に前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の動作温度が低いときには前記駆動信号の電圧を低く設定し、前記半導体スイッチング素子の動作温度が高いときには前記駆動信号の電圧を高く設定するものとなっている。
　この結果、前記半導体スイッチング素子の動作温度が低いときには該半導体スイッチング素子のインピーダンスの低下を抑えることができるので、該半導体スイッチング素子のサージ電圧を抑えることが可能となる。また前記半導体スイッチング素子の動作温度が高いときには、該半導体スイッチング素子に流れる電流を抑えるので該半導体スイッチング素子での損失を抑えることが可能となる。従って半導体スイッチング素子の動作温度の変化に拘わることなく、該半導体スイッチング素子のサージ電圧を抑制し、またその損失の増加を抑制することが可能となる。
本発明の第１の実施形態に係る半導体素子駆動装置の要部概略構成図。 図１に示す半導体素子駆動装置における電圧変換回路の構成例を示す図。 図１に示す半導体素子駆動装置におけるＩＧＢＴの動作温度に対するゲート電圧と、前記ＩＧＢＴでの損失およびサージ電圧との関係を示す図。 本発明の第２の実施形態に係る半導体素子駆動装置の要部概略構成図。 図４に示す半導体素子駆動装置における電圧変換回路の構成例を示す図。 従来の半導体素子駆動装置の要部概略構成図。 従来の半導体素子駆動装置におけるＩＧＢＴの動作温度に対するゲート電圧と、前記ＩＧＢＴでの損失およびサージ電圧との関係を示す図。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態に係る半導体素子駆動装置１０について説明する。
　図１は本発明の第１の実施形態に係る半導体素子駆動装置１０の要部概略構成を示す図である。尚、図６に示した従来の半導体素子駆動装置と同一部分には同一符号を付して示しており、重複する部分についてはその説明を省略する。
　第１の実施形態に係る半導体素子駆動装置１０が特徴とするところは、電源回路１から供給される電源電圧Ｖ１を、ＩＧＢＴからなる半導体スイッチング素子Ｑ１の動作温度Ｔjに応じた電源電圧Ｖ２に変換する電圧変換回路４を駆動回路２に設けた点である。ちなみに駆動回路２は、その出力段にｐ型ＭＯＳ-ＦＥＴ２ａとｎ型ＭＯＳ-ＦＥＴ２ｂとを直列に接続した駆動信号生成回路を備える。そして電圧変換回路４は、駆動回路２の出力段をなす駆動信号生成回路に電源電圧Ｖ２を印加する役割を担う。
　特に電圧変換回路４は、前記ＩＧＢＴに内蔵された温度検出用ダイオードＤ１を介して検出される前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じたＶＦ電圧を入力し、このＶＦ電圧に応じて電源電圧Ｖ２を可変制御する。尚、ＶＦ電圧に代えて温度通信回路３が出力する動作温度Ｔjを示す情報を電圧変換回路４に与え、これによって電圧変換回路４の出力電圧である電源電圧Ｖ２を可変制御するようにしても良い。
　このようにして動作温度Ｔjに応じて電源電圧Ｖ２を制御する電圧変換回路４は、特に前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが低いときには前記駆動信号生成回路に加える電源電圧Ｖ２を低く設定し、逆に前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが高いときには電源電圧Ｖ２を高く設定するように構成される。
　図２は上述した如く前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じて電源電圧Ｖ２を制御する電圧変換回路４の構成例を示している。図２に示す電圧変換回路４は、基本的には電源回路１から与えられる電源電圧Ｖ１を電源電圧Ｖ２に変換する出力トランジスタＴＲを備える。また電圧変換回路４は、直列に接続された固定抵抗Ｒ１と可変抵抗Ｒ２となからなり、出力トランジスタＴＲが出力する電源電圧Ｖ２を分圧して検出する分圧回路を備える。更に電圧変換回路４は、上記分圧回路を介して検出された電源電圧Ｖ２に比例する電圧と所定の比較基準電圧Ｖrefとを比較し、その誤差電圧に応じて出力トランジスタＴＲを制御する演算増幅器ＯＰ１を備える。この演算増幅器ＯＰ１を介する出力トランジスタＴＲの制御により、電源電圧Ｖ２をフィードバック制御する電圧レギュレータ５が構成される。
　また電圧変換回路４は、ＶＦ電圧を入力して可変抵抗Ｒ２の抵抗値を制御する入力バッファ６を備える。この入力バッファ６は、固定抵抗Ｒ３を介して反転端子を接地すると共に、該反転端子と出力端子との間に帰還抵抗Ｒ４を接続し、非反転端子にＶＦ電圧を入力する演算増幅器ＯＰ２からなる。尚、演算増幅器ＯＰ２の非反転端子はコンデンサＣ１を介して接地されており、ＶＦ電圧はコンデンサＣ１により平滑化されて演算増幅器ＯＰ２に入力される。
　このように構成された電圧変換回路４によれば、前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjを示すＶＦ電圧に応じて可変抵抗Ｒ２の抵抗値が可変設定される。特に動作温度Ｔjが高く、これに伴ってＶＦ電圧が低くなった場合には、可変抵抗Ｒ２の抵抗値が大きく設定される。この結果、前述した分圧回路を介して検出される電源電圧Ｖ２に比例した演算増幅器ＯＰ１に対するフィードバック電圧が高くなるので、出力トランジスタＴＲが出力する電源電圧Ｖ２が高く設定される。
　また逆に動作温度Ｔjが低く、これに伴ってＶＦ電圧が高くなった場合には、可変抵抗Ｒ２の抵抗値が小さく設定される。この結果、前述した分圧回路を介して検出される電源電圧Ｖ２に比例した演算増幅器ＯＰ１に対するフィードバック電圧が低くなるので、出力トランジスタＴＲが出力する電源電圧Ｖ２が低く設定される。
　一方、前述したようにｐ型ＭＯＳ-ＦＥＴ２ａとｎ型ＭＯＳ-ＦＥＴ２ｂとを直列に接続した駆動信号生成回路をその出力段に備える駆動回路２は、電圧変換回路４から出力される電源電圧Ｖ２を受けて動作する。そして駆動回路２は、電源電圧Ｖ２に応じて電圧値が変化するゲート電圧Ｖgeを生成して前記ＩＧＢＴのゲートに印加する。従って前記ＩＧＢＴのゲートに印加されるゲート電圧Ｖgeは、図３(ａ)に示すように前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが高いときには高く設定され、逆に前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが低いときには低く設定されることになる。
　そしてゲート電圧Ｖgeの変更制御によれば、ＩＧＢＴの動作温度Ｔjの変化に伴う該ＩＧＢＴの損失を、例えば図３(ｂ)に実線で示すように前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが低いときには高くなり、逆に動作温度Ｔjが高いときには低くなるように強制的に設定することが可能となる。ちなみにＩＧＢＴ自体の損失の温度特性は、図３(ｂ)に破線で示すように動作温度Ｔjが低いときには低く、また動作温度Ｔjが高いときには高くなる。従って前述した如くゲート電圧Ｖgeを制御してＩＧＢＴでの損失特性を強制的に変えることで、該ＩＧＢＴ自体の動作温度Ｔjに依存する損失特性を相殺することが可能となる。この結果、図３(ｂ)に一点鎖線で示すように前記ＩＧＢＴにおける損失を該ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに拘わることなく略一定に保つことが可能となる。
　同様にゲート電圧Ｖgeの変更制御によれば、ＩＧＢＴの動作温度Ｔjの変化に伴う該ＩＧＢＴでのサージ電圧を、例えば図３(ｃ)に実線で示すように前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが低いときには低くし、逆に動作温度Ｔjが高いときには高くすることが可能となる。ちなみにＩＧＢＴ自体のサージ電圧の温度特性は、図３(ｃ)に破線で示すように動作温度Ｔjが低いときには高くなり、また動作温度Ｔjが高いときには低くなる。従って前述した如くゲート電圧Ｖgeを制御してＩＧＢＴでのサージ電圧を強制的に変えることで、該ＩＧＢＴ自体のサージ電圧の動作温度Ｔjに依存する特性を相殺することが可能となる。この結果、図３(ｃ)に一点鎖線で示すように前記ＩＧＢＴでのサージ電圧を該ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに拘わることなく略一定に保つことが可能となる。
　従って上述した如く構成された半導体素子駆動装置１０によれば、半導体スイッチング素子Ｑ１としてのＩＧＢＴの低温度時におけるサージ電圧の増大を効果的に抑制することができ、また高温時における損失の増大を抑えることが可能となる。しかもＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じて該ＩＧＢＴに印加するゲート電圧Ｖgeを変更するだけで該ＩＧＢＴの損失を低減し、またサージ電圧を抑制することができる。そしてＩＧＢＴに対する温度依存性のないサージ電圧制御、並びに損失制御を可能とする等の実用上多大なる効果が奏せられる。
　ところで駆動回路２に電圧変換回路４を設けることに代えて、図４に示すように駆動回路２に印加する電源電圧Ｖ２を生成する電圧変換回路を、電源回路１に設けることも可能である。
　図４は電源回路１に電圧変換回路７を設けて構成される本発明の第２の実施形態に係る半導体素子駆動装置１０の要部概略構成図である。尚、図４に示す半導体素子駆動装置１０おいても、前述した図１に示した第１の実施形態に係る半導体素子駆動装置１０と同一部分には同一符号を付している。従って同一構成部分についての繰り返し説明を省略する。
　この第２の実施形態に係る半導体素子駆動装置１０において電源回路１に設けられる電圧変換回路７は、例えば図５に示すように構成される。ここで電源回路１は、例えばフライバック型のスイッチング電源として実現される。このフライバック型のスイッチング電源は、基本的にはトランスＴの一次巻線Ｐを介して入力電源電圧Ｖinをオン・オフするスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ２をオン・オフしてトランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を擬似共振させる電源制御回路ＩＣとを備えて構成される。そしてトランスＴの二次巻線Ｓに誘起される電圧を整流ダイオードＤを介して整流し、出力コンデンサＣoutを介して平滑化することで生成した出力電圧Ｖoutを駆動回路２に対する電源電圧Ｖ１として得るように構成される。
　また上記フライバック型のスイッチング電源には、直列に接続された固定抵抗Ｒａと可変抵抗Ｒｂとなからなり、出力電圧Ｖoutを抵抗分割して検出する分圧回路が設けられる。またスイッチング電源には、分圧回路にて検出された出力電圧Ｖoutと所定の基準電圧との差を電源用誤差増幅器ＩＣ２にて誤差電圧として検出し、この誤差電圧をフォトカプラＰＣを介して電源制御回路ＩＣにフィードバックする出力電圧帰還回路が設けられる。そしてスイッチング電源は、基本的には出力電圧Ｖoutに応じて電源制御回路ＩＣの下でスイッチング素子Ｑ２のオン・オフをフィードバック制御し、これによって所定の出力電圧Ｖoutを生成するように動作する。
　このようなスイッチング電源に対して電圧変換回路７は、前述したＩＧＢＴの動作温度Ｔjを示すＶＦ電圧に応じて分圧回路における可変抵抗Ｒｂの値を変更する。そして電圧変換回路７は、可変抵抗Ｒｂの値の変更によりスイッチング電源が生成する出力電圧Ｖout（＝Ｖ１）を前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じて変更する役割を担う。
　ちなみにこのような機能を担う電圧変換回路７は、前述した第１の実施形態において示した入力バッファ６と同様に構成される。即ち、電圧変換回路７は、固定抵抗Ｒ５を介して反転端子を接地すると共に、該反転端子と出力端子との間に帰還抵抗Ｒ６を接続し、非反転端子にＶＦ電圧を入力する演算増幅器ＯＰ３により構成される。尚、演算増幅器ＯＰ３の非反転端子はコンデンサＣ２を介して接地されており、ＶＦ電圧はコンデンサＣ２により平滑化されて演算増幅器ＯＰ３に入力される。
　電源回路１は、このように構成された電圧変換回路７により前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じて可変抵抗Ｒｂの値を制御し、これによって電源制御回路ＩＣに対するフィードバック電圧を制御する。この電源回路１によれば、前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じてその出力電圧Ｖoutを変化させることが可能となる。従って駆動回路２に印加する電源電圧Ｖ１自体を前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjに応じて可変制御することができる。
　故に、電圧変換回路７の制御の下で前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが高いときには出力電圧Ｖoutを高くし、逆に前記ＩＧＢＴの動作温度Ｔjが低いときには出力電圧Ｖoutを低くすることで、駆動回路２の出力段を構成する駆動信号生成回路が生成するゲート電圧Ｖgeを制御することが可能となる。従って前述した第１の実施形態と同様な効果を奏することが可能となる。
　尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではない。例えば半導体スイッチング素子Ｑ１としてパワーＭＯＳ-ＦＥＴを用いる場合でも本発明を同様に適用することができる。また半導体スイッチング素子Ｑ１の動作温度Ｔjを検出する手段として、従来より提唱されている種々の手法を適宜採用することができる。また電源回路１の構成についても前述したフライバック型のスイッチング電源に限られないことは勿論のことである。要は、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
　１　電源回路
　２　駆動回路
　２ａ　ｐ型ＭＯＳ-ＦＥＴ
　２ｂ　ｎ型ＭＯＳ-ＦＥＴ
　２ｃ　制御回路
　３　温度通信回路
　４　電圧変換回路
　５　電圧レギュレータ
　６　入力バッファ
　７　電圧変換回路
１０　半導体素子駆動装置
　Ｑ１　半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
　Ｄ１　温度検出用ダイオード

Claims (7)

  1. 　電源回路から与えられる電源電圧を受けて動作し、入力信号に従って半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成して該半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する駆動回路と、
    　前記半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出手段と、
    　この温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて前記駆動回路から出力されて前記半導体スイッチング素子をオン・オフする駆動信号の電圧を変更する電圧変換回路とを具備し、
    　前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の温度が低いときには前記駆動信号の電圧を低く設定し、前記半導体スイッチング素子の温度が高いときには前記駆動信号の電圧を高く設定することを特徴とする半導体素子駆動装置。
  2. 　前記半導体スイッチング素子はゲート電圧が制御されてオン・オフ駆動されるＩＧＢＴであって、前記駆動回路は前記駆動信号を前記ＩＧＢＴに印加するゲート電圧として出力するものである請求項１に記載の半導体素子駆動装置。
  3. 　前記温度検出手段は、前記半導体スイッチング素子に内蔵された温度検出用ダイオードの出力電圧から該半導体スイッチング素子の動作温度を検出するものである請求項１に記載の半導体素子駆動装置。
  4. 　前記電圧変換回路は、前記駆動回路に設けられて該駆動回路の出力段を構成する駆動信号生成回路に印加する内部電源電圧を前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて制御するものである請求項１に記載の半導体素子駆動装置。
  5. 　前記電圧変換回路は、前記電源回路に設けられて前記駆動回路に印加する前記電源電圧を前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて制御するものである請求項１に記載の半導体素子駆動装置。
  6. 　前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の動作温度が低いときには前記駆動信号の電圧を低下させて該半導体スイッチング素子のサージ電圧を低減し、前記半導体スイッチング素子の動作温度が高いときには前記駆動信号の電圧を上昇させて該半導体スイッチング素子の損失を低減するものである請求項１に記載の半導体素子駆動装置。
  7. 　前記電圧変換回路は、前記半導体スイッチング素子の使用温度範囲において該半導体スイッチング素子の損失とサージ電圧とをそれぞれ一定化するように、前記半導体スイッチング素子の動作温度に応じて前記駆動信号の電圧を制御するものである請求項１に記載の半導体素子駆動装置。
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