JP4625116B2 - モータ制御装置、モータ制御システム、モータ制御モジュール、及び冷凍装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、モータ制御システム、モータ制御モジュール、及び冷凍装置に関する。

永久磁石同期モータ（以下「モータ」とする。）の位置センサレス駆動装置には、起動の最初に、モータに所定振幅の電流を流しながら、インバータの出力周波数を徐々に上げて、モータを所定回転速度まで加速し（同期運転モードと呼ぶ）、次にモータに印加する電圧と電流情報から、モータ回転子軸と制御系軸との軸誤差を推定し、推定された軸誤差を所定値に制御するようなモード（センサレス運転モードと呼ぶ）に切り替える方法が周知である。
この方法では、所定回転速度にて運転モードを切り替える際に、モータ負荷トルクによって同期運転モード状態のモータの回転子軸と制御系軸とが大きく相違していたり、切替えの前後でモータ出力トルクの連続性が保たれたりしていない場合があるので、切替え直後に軸振動が発生したり、モータ電流や回転速度が大きく変化したりする切替ショックが生じる。また、最悪の場合、モータ過電流が生じ、制御系が不安定になるおそれがある。

切替ショックを抑える技術は、例えば、特許文献１に記載の方法がある。この従来技術では、同期運転モードの電圧の決定方法として、負荷トルクが大きくなればモータに流れる電流が小さくなるという関係に基づいて負荷トルクを推定し、推定した負荷トルクに対応する電圧をモータに印加する。その後、モータの誘起電圧位相を用いて、モータ回転子位置を推定し、運転モードを切り替える。
また、特許文献２に、同期運転モードの電圧指令と電流検出値から、モータ回転子軸と制御系軸との軸誤差を演算し、切替え時の負荷トルクを推定する方法が開示されている。
特開２００４−２２２３８２号公報 特開２００７−３７３５２号公報

特許文献１の技術では、同期運転モードにおいて、電圧を決定するためにモータに流れる電流の変化から負荷トルクの変化を推定しているが、切り替え時前後の負荷トルクの推定方法は記載されていない。また、モータの誘起電圧位相を検出するために、追加回路とインバータの特殊通電モードが必要となり、装置が複雑になる。
特許文献２の技術では、切替前の負荷トルクを推定し、切替後の電流指令を負荷トルクに合わせて設定することができるが、モータ回転子軸と制御軸の軸誤差の調整ができないため、負荷状況の変化によって切替時の軸誤差が残っている。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができるモータ制御装置、モータ制御システム、モータ制御モジュール、及び冷凍装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するため、本発明の手段は、永久磁石同期モータ（１）と、前記永久磁石同期モータを駆動するインバータ（３）と、前記永久磁石同期モータのモータ電流を検出したモータ電流検出値を用いて前記永久磁石同期モータをｄｑベクトル制御する制御装置（６）とを備えたモータ制御システムにおいて、前記制御装置は、前記速度指令値を積分した回転角（θｍ＾）に前記永久磁石同期モータを同期させて駆動する同期運転モードと、前記永久磁石同期モータの回転角（θｍ）を帰還制御する位置センサレスモードとの双方を備え、前記同期運転モード中に、前記永久磁石同期モータの回転子軸（ｄ−ｑ軸）と前記ｄｑベクトル制御の制御系軸（ｄｃ−ｄｑ軸）との軸誤差（Δθｃ）を推定し、推定した軸誤差（Δθｃ）と電流指令値（Ｉｑｃ＊，Ｉｄｃ＊）の位相差（電流ベクトル位相θｓ）とを一致させるように帰還制御し、前記推定した軸誤差が所定範囲内に低減後に前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える切替器１９を備えることを特徴とする。これにより、回転子位置の急変化が生じないので、切替ショックが少ない。なお、括弧内の符号や記号は例示である。

本発明によれば、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１〜第３実施形態のモータ制御システムの構成図である。
モータ制御システム１００は、永久磁石同期モータ１と、直流電源２と、直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、直流電源２の電圧を検出する直流電圧検出器４と、インバータ３の直流側の電流を検出する直流電流検出器５と、制御装置６とを備える。

モータ１は、永久磁石同期モータである。
直流電源２は、商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）やバッテリであり、インバータ３の直流側に電力を提供する。
インバータ３は６個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）と、各々のＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタに接続されている転流ダイオードを備えている。
なお、制御装置６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、直流電圧検出器４と直流電流検出器５の検出信号を処理する。また、制御装置６は、速度指令ωｉに基づいて、インバータ３を構成する半導体パワー素子であるＩＧＢＴをオン／オフ制御するＰＷＭ制御信号を出力する。

図２は、本発明の第１実施形態である図１の制御装置６（６ａ）の機能ブロック構成図であり、各機能はコンピュータであるＣＰＵ（Central Processing Unit）及びプログラムにより実現される。
制御装置６ａは、ｄｑ座標系ベクトル制御により、速度指令ωｉに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、インバータを制御するものである。制御装置６ａは、ｄｑベクトル制御部６０と、ＰＬＬ制御器７と、位相演算器８と、電流指令演算器９と、速度制御器１０と、ｄ軸電流指令発生器１１と、軸誤差演算器１４と、加算器１８と、切替器１９ａ，１９ｂ，１９ｃとを備える。ｄｑベクトル制御部６０は、電圧指令制御器１２ａと、２軸３相変換器１３と、３相２軸変換器１５と、電流再現演算器１６と、ＰＷＭ制御器１７とを備え、電流指令値（ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊）及び制御軸の位相θｄｃを用いてＰＷＭ制御信号を演算する。

電流再現演算器１６は、直流電流検出器５（図１）が出力する母線電流Ｉｓｈと、三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊とを用いて三相モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。
３相２軸変換器１５は、再現された三相モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、推定された制御軸の位相θｄｃとに基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを次式に基づいて演算する。なお、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系軸と定義し、ｄ−ｑ軸はモータ１の回転子軸と定義し、ｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との軸誤差はΔθｃと定義する（図３参照）。

電圧指令制御器１２ａは、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊と、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω１^＊と、図示しないモータ定数設定値（ｒ^＊、Ｌｄ^＊、Ｌｑ^＊、Ｋｅ^＊）とを用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊、及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊を演算する。

図４は、電圧指令制御器１２ａ（図２）の詳細機能ブロック構成図である。電圧指令制御器１２ａは、加算器２４，２５と、電流制御器２１，２２とベクトル演算器２３とを備え、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊とｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差と、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃとの偏差とから第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊＊と、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊＊とを演算するものである。
すなわち、加算器２４は、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊とｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差を演算し、加算器２５は、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃとの偏差を演算し、電流制御器２１及び電流制御器２２は、各々の偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）し、第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊＊と、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊＊とを演算している。

ベクトル演算器２３では、第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊＊と、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊＊と、回転速度指令値ω１^＊、及びモータ定数設定値を用いて、（２）式に示すように、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊、及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊を演算する。（２）式に、ｒ^＊は制御系のモータ巻線抵抗設定値、Ｌｄ^＊はモータのｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ^＊はモータのｑ軸インダクタンス設定値、Ｋｅ^＊は制御系のモータ誘起電圧定数設定値であり、ω１^＊は回転速度指令値である。

２軸／３相変換器１３は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊、及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊と、位相演算器８が出力した制御系軸の位相θｄｃとに基づいて、（３）式よりモータ１の三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を出力する。

続いて、位置センサレス制御を実現するための速度、及び位相推定方法について説明する。
軸誤差演算器１４は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊、ｄｃ軸電流値Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流値Ｉｑｃ、及びモータ定数の設定値から（４）式を用いて軸誤差Δθｃを演算する。

ＰＬＬ制御器７は、軸誤差演算器１４が出力する軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθｃ^＊（通常は０近傍に設定）との偏差をＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度の推定値ωｍ＾を出力するものである。ここで、ＰＩ制御器は、モータ１の回転子軸（ｄ−ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との推定軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθｃ^＊（通常は０近傍）に一致するように制御するものである。位相演算器８では、推定したモータ回転速度ωｍ＾を積分して、制御系軸の位相θｄｃを演算する。
以上が、本実施形態の制御装置での位置センサレスモードの基本動作である。

しかし、モータ１の起動時及び低速回転時は、モータ１の誘起電圧が小さいので、（４）式より演算された結果の誤差の影響で、制御が不安定になるおそれがある。よって、図５に示す起動シーケンスを採用している。

図５は、モータ起動時の電流指令値と回転速度指令値を示す波形図であり、モータ１を起動する際の従来の運転モードの遷移を示している。運転モードは、所定のモータ巻線に流れるｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊を徐々に増加することにより、回転子を所定の回転位置に固定させる位置決めモードと、所定のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊と回転速度指令値ω１^＊とにしたがってモータ１に印加する印加電圧を制御する同期運転モードと、軸誤差Δθｃが所定値になるように電流指令値とインバータ周波数とを調整する位置センサレスモード（帰還運転モード）との３種類がある。なお、後記するように本実施形態の同期運転モードは、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を０に設定せず、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊とｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊との双方を制御する。

これらの運転モードは、切替器１９ａ，１９ｂ，１９ｃが、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊、及び位相演算器８の入力周波数のうち何れかを変更することにより、もしくは、制御装置６内の切替器１９ａ、１９ｂ、１９ｃを切り替えることによって別の運転モードへ遷移する。
位置決めモード（時刻ｔ０〜ｔ１）と同期運転モード（時刻ｔ１〜ｔ２）との双方は、切替器１９ａ、１９ｂ、１９ｃ（図２）はＢ側に設定される。つまり、速度指令ωｉ（回転速度指令値ω１^＊）がそのまま位相演算器８に入力され、制御系位相θｄｃを演算する。電流指令演算器９からのｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊とｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とをそのまま電圧指令制御器１２ａに与え、電圧指令を演算する。また、回転速度指令値ω１^＊は、位置決めモード時にゼロとし、同期運転モード時に徐々に増加するようになっている。

位置センサレス制御が可能になるモータ１の回転速度になった時刻ｔ２で、切替器１９ａ、１９ｂ、１９ｃはＡ側に設定され、動作モードが位置センサレスモードへ移行する。これにより、ＰＬＬ制御器７が推定したモータ回転速度ωｍ^＊と回転速度指令値ω１^＊との差分がゼロになるように速度制御器１０がｑｃ軸電流指令値（Ｉｑｃ^＊）を調整する。この結果、軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθｃ^＊（通常は０近傍）との差がゼロになる。

言い換えると、位置センサレスモードのｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊は、加速トルク分Ｉｑｃａと負荷トルク分ＩｑｃＬとの和に相当する値になり、モータ１の回転速度ωｍが加速する。その後、目標速度ω２まで加速が終了し一定速となると、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊は、負荷トルク分に相当する値ＩｑｃＬで一定となる。同時に、ｄｃ軸電流指令値（Ｉｄｃ^＊）は、モータ電流が最小化するように、ｄ軸電流指令発生器１１から与えられる（通常は０近傍）。また、切替時の電流変動を抑制するために、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊は緩やかに変更させる。

図６は、軽負荷と重負荷との条件で、図５に示す従来方法（電流指令ベクトル位相固定方法）の同期運転モードから位置センサレス制御に切り替える時点（直前）のモータ回転子軸と制御系軸と電流の軸方向成分とを示すベクトル図である。また、図６（ａ）は軽負荷の状態を示し、図６（ｂ）は重負荷の状態を示している。
図６（ａ）の軽負荷ではｄ軸電流Ｉｄが大きく、ｑ軸電流Ｉｑが少ない一方、図６（ｂ）の重負荷ではｄ軸電流Ｉｄが少なく、ｑ軸電流Ｉｑが多く流れている。
図６（ａ）と図６（ｂ）とで軸誤差Δθｃを比較すると、起動時負荷が大きいほど、軸誤差が大きく変動していることがわかる。特に、重負荷の状態で、位置センサレスモードに切り替えると、軸誤差Δθｃを所定値（通常は０近傍）になるような制御ループが働くため、回転子が急加速し、切替ショックが発生する可能性が高い。

そこで、図７は、同様な軽負荷と重負荷との条件で、本実施形態の同期運転モードから位置センサレス制御に切り替える時点（直前）のモータ回転子軸と制御系軸と電流の軸方向成分とを示すベクトル図である。図７（ａ）は、軽負荷の状態を示し、図７（ｂ）は重負荷の状態を示す。重負荷の状態（図７（ｂ））、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を多く流し、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊を少なく流すことにより、ｄ軸方向とｄｃ軸方向とを一致させ、ｑ軸方向とｑｃ軸方向とを一致させることができる。ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊の電流ベクトル位相θｓを調整し、軸誤差Δθｃを低減した状態で、位置センサレスモードに切り替えると、回転子位置の急変化が生じないので、切替ショックが少ない。

以下は、本発明の同期運転モードから位置センサレスモードに切替ショック低減方法を説明する。
図８のブロック図において、電流指令演算器９は、電流位相制御器３１と、位相生成器３６と、切替器２０と、余弦演算器３２と、正弦演算器３３と、乗算器３４、３５とを備え、軸誤差Δθｃを入力信号とし、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とｄｃ軸電流指令値Ｉｑｄ^＊とを出力信号とする。

同期運転モード中の軸誤差演算値Δθｃを利用して、電流ベクトル位相θｓを調整し、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊と、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とを（５）式より演算するものである。ここで、軸誤差演算値Δθｃは、（４）式より求める。また、電流位相制御器３１は、前記軸誤差演算値Δθｃを比例積分（ＰＩ）制御器もしくは積分制御器を用いて処理し、電流ベクトル位相θｓを出力するものである。

ここで、Ｉｓｙｎｃは同期運転中の電流指令の振幅設定値である。

ただし、モータ１の回転速度ωｍが低い場合、軸誤差Δθｃ（（４）式）の演算誤差が大きいため、電流指令演算器９（図８）の制御は、回転速度ωｍが所定値以上なった後に行う。なお、同期運転モードから位置センサレスモードに切り替える切り替え時点よりも早く行い、切り替えショックを防止するために、回転速度ωｍの所定値は、切替え周波数よりも小さい。
また、モータ負荷トルクの脈動成分や電流検出誤差の影響を抑制するためには、軸誤差演算値Δθｃをローパスフィルタや移動平均処理するか、もしくは電流位相制御器３１の設定応答を小さくするかなど対策を追加すればよい。

位相生成器３６は、電流ベクトル位相θｓを０から徐々に所定値（例えば、４５°）まで変化させる。これにより、負荷条件変動時の電流ベクトル位相θｓの調整時間が短縮される。なお、この所定値は、最大起動負荷に相当する電流ベクトル位相θｓの略半分にすればよい。切替器２０は、電流ベクトル位相θｓが所定値θｓａ（図９参照）になってから切り替えるものとする。
さらに、同期運転モードの最終時点のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊は、ほぼ起動時の負荷トルクに対応するので、速度制御器１０の積分制御器の初期値及び出力初期値に、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を代入すれば、切替前後のモータ電流変動も少なくなる。

図９〜図１１は、本実施形態によるモータ起動時のシミュレーション波形図であり、図９は軽負荷の結果であり、図１０は中負荷の結果であり、図１１は重負荷の結果である。各図共に、横軸は時間［秒］であり、縦軸はモータ電流｜Ｉ｜［Ａ］、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊［Ａ］、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊［Ａ］、電流ベクトル位相θｓ、軸誤差推定値Δθｃ［°］、及び回転子の位相角θｍ［°］である。

図９において、同期運転モード（時間軸１ｓ〜３ｓ）では、１秒〜２．５秒で電流指令演算器９（図８）は、切替器２０がＢ側に設定され、電流ベクトル位相θｓが直線的に増加する。これにより、ｃｏｓ（θｓ）に比例するｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊が約３０Ａから約２５Ａまで若干低下するのに対し、ｓｉｎ（θｓ）に比例するｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が０Ａから約１５Ａまで大きく略直線的に増加する。

また、２．５秒〜３秒の期間で、電流指令演算器９は、切替器２０がＡ側に設定され、電流ベクトル位相θｓが調整される。その結果、位置センサレスモードへの切替時点で、電流ベクトル位相θｓが負荷に応じて調整され、軸誤差推定値がほぼ０になっている。また、切替前後のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊の変動が少なく、スムーズな切替えを実現していることを確認した。即ち、起動時モータ負荷の推定も同時に実現した。
また、軸誤差Δθｃがほぼ０になるにつれて電流ベクトル位相θｓも０に近づき、ｓｉｎ（θｓ）に比例するｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が０Ａに近づき、ｃｏｓ（θｓ）に比例するｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊が約３０Ａに近づいている。

また、３秒以降の期間の位置センサレスモードでは、負荷に応じてｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が流れ、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊が０に設定される。すなわち、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が図９（軽負荷）、図１０（中負荷）、及び図１１（重負荷）の順で大きな値に自動調整され、この順で、モータ電流｜Ｉ｜が増加する。また、同期運転モードの指令値から、位置センサレスモードの指令値に徐々に変更している。これにより、モータ１に印加される電圧と電流との位相差が減小するため、モータ１の力率が向上する。また、位置センサレスモードに切り替える切替直後のモータ電流の跳ね上がり成分は、モータ定格電流の２０％以内である。

また、図９（軽負荷）、図１０（中負荷）、及び図１１（重負荷）を比較して、制御ＯＮ期間のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊の変化量が各図で大きく異なる。
すなわち、１秒〜２．５秒の期間は、約１４Ａまで直線的に増加している一方、切替時点（３秒）以降の位置センサレスモードでは、軽負荷（図９）が約１Ａであるので変化量は１３Ａであり、中負荷（図１０）が約８Ａであるので変化量が６Ａであり、重負荷（図１１）が約１４Ａであるので変化量０Ａである。なお、重負荷では、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が２．５ｓ〜３ｓの期間で若干低下してから上昇している。

以上説明したように本実施形態によれば、モータ起動負荷の大きさに従って、電流ベクトル位相θｓが自動調整され、回転子軸が制御系軸と一致するように調整される。また、調整されたｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が、負荷トルク分に相当する電流値とほぼ一致しているので、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替前後でトルク変動が少ない。

本実施形態では、シャント抵抗器を用いて母線電流Ｉｓｈを検出し、母線電流Ｉｓｈから電流再現演算器１６（図２）を用いて三相モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを算出しているが、実際にシャント抵抗器に限らず、ホール素子などを用いて母線電流を検出してもよい。また、母線電流の代わりに、三相モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出しても構わない。

（第２実施形態）
図１２は、本発明の第２実施形態であるモータ制御装置の電圧指令制御器１２（１２ｂ）の詳細機能ブロック構成図である。図４と異なる部分は、（６）式に示すように、電圧指令値演算がベクトル演算器４２の出力と電流制御器３９，４０の出力の和に変更されたことである。電流再現演算と位相推定処理とは、第１実施形態と同様である。

ここで、ΔＶｄｃ、ΔＶｑｃは電流制御器３９，４０の出力である。
また、起動シーケンスや同期運転モード中の電流ベクトル位相調整と電流指令の演算も、第１実施形態と同様に行う。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態のモータ制御装置の構成要素は、図１に示すものと同様であるが、制御装置６内部のベクトル制御方法が異なる。

（制御の全体構成）
図１３は、本発明の第３実施形態である制御装置６（６ｂ）の内部の機能ブロック構成図である。また、図２と同一符号のものは同一動作をするものである。
図２と異なる部分は、位置センサレスモードのｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊がローパスフィルタ５２から演算されることと、モータ１の回転速度ωｍの推定処理を行うＰＬＬ制御器７（図２）が、速度誤差を演算する速度誤差演算器５０と、速度誤差と速度指令との和を行う加算器５１とに変更されたことである。
すなわち、速度誤差演算器５０は、軸誤差演算器１４が演算した軸誤差Δθｃを比例演算して速度誤差Δωｍを演算し、加算器５１が速度指令ωｉと速度誤差Δωｍとを加算し、切替器１９ｃを介して、加算結果が位相演算器８に入力される。

これにより、電圧指令制御器１２ａ内の演算処理は、（７）式のように簡略化される。

電流再現と軸誤差演算、及び位相演算処理は、第１実施形態と同様である。起動シーケンスや同期運転モード中の電流ベクトル位相調整と電流指令の演算も、第１実施形態と同様に行う。

（第４実施形態）
図１４は、本発明の一実施形態のモータ駆動装置用のモジュール２００の外観図であり、最終製品の一形態を示す。
モジュール２００は、制御部基板２０１に半導体素子２０２が搭載されたモータ制御装置用のモジュールであり、制御部基板２０１は、図１に記載の直流電流検出器５、直流電圧検出器４、及び制御装置６が直接実装され、インバータ３が１チップ化された半導体素子２０２として実装されている。モジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。

本実施形態によれば、起動時の同期運転モードに、電流位相の調整によりモータ回転子軸と制御軸、電流指令の初期値を負荷トルクに従って自動調整することが実現できるので、切替時のモータ電流やトルクの急変動が少なく、切替ショックを大幅に低減し、より安定な起動動作を実現できる。

（第５実施形態）
図１５は、本発明の一実施形態のモータ制御システム１００（図１）を用いた空気調和機や冷凍機などの冷凍装置の構成図である。
冷凍装置３００は、温度を調和する装置であり、熱交換器３０１と３０２と、ファン３０３と３０４と、圧縮機３０５と、配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。モータ駆動装置３０７は、交流電源を直流に変換して、モータ駆動用インバータ３に提供し、圧縮機３０５の内部に配置されているモータ１を駆動する。
第１〜３実施形態のモータ駆動装置及び第４実施形態のモータ駆動用モジュールを使用することにより、モータ１の回転角センサがない条件で、圧縮機やファンモータの起動時の同期運転モードに、電流位相の調整によりモータ１の回転子軸と制御系軸、電流指令の初期値を負荷トルクに従って自動調整することにより、切替時のモータ電流やトルクの急変動が少なく、切替ショックを大幅に低減し、起動性能を向上できる。特に、圧縮機の内部圧力が残る状態や冷媒温度が低い場合、モータ起動時の負荷条件が大幅に変わっても、スムーズな起動ができるので、装置の信頼性及び使用時の快適性が向上する。

本発明の一実施形態であるモータ制御システムの構成図である。 本発明の第１実施形態である制御装置の機能ブロック構成図である。 本発明の第１実施形態であるモータ制御システムの制御系推定軸、及び回転子軸を説明するための図である。 本発明の第１実施形態であるモータ制御装置の電圧指令制御器の構成図である。 モータ起動時の電流指令値と回転速度指令値との波形図である。 モータの回転子軸と制御系軸とで説明する従来方法の電流ベクトル図である。 モータの回転子軸と制御系軸とで説明する第１実施形態の電流ベクトル図である。 第１実施形態であるモータ制御装置の電流指令演算器の構成図である。 軽負荷条件でのモータ起動時のシミュレーション波形図である。 中負荷条件でのモータ起動時のシミュレーション波形図である。 重負荷条件でのモータ起動時のシミュレーション波形図である。 本発明の第２実施形態であるモータ制御装置の電圧指令制御器の詳細機能ブロック構成図である。 本発明の第３実施形態であるモータ制御装置の機能ブロック構成図である。 本発明の第４実施形態であるモータ制御装置に使用されるモジュールの外観図である。 本発明の５実施形態である冷凍装置の構成図である。

符号の説明

１ モータ（永久磁石同期モータ、圧縮機用モータ）
２ 直流電源
３ インバータ
４ 直流電圧検出器
５ 直流電流検出器
６、６ａ、６ｂ 制御装置（制御手段）
７ ＰＬＬ制御器
８ 位相演算器
９ 電流指令演算器
１０ 速度制御器
１１ ｄ軸電流指令発生器
１２ 電圧指令制御器
１３ ２軸３相変換器
１４ 軸誤差演算器
１５ ３相２軸変換器
１６ 電流再現演算器
１７ ＰＷＭ制御器
１８、２４、２５、３７、３８、４３、４４、５１ 加算器
１９ａ、１９ｂ、１９ｃ、２０ 切替器
２１、２２、３９、４０ 電流制御器
２３、４２ ベクトル演算器
３１ 電流位相制御器
３２ 余弦演算器
３３ 正弦演算器
３４、３５ 乗算器
３６ 位相生成器
５０ 速度誤差演算器
５２ ローパスフィルタ
６０ ｄｑベクトル制御部
１００ モータ制御システム
２００ モジュール
２０１ 制御部基板
２０２ 半導体素子（パワーモジュール）
３００ 冷凍装置
３０１、３０２ 熱交換器
３０３、３０４ ファン
３０５ 圧縮機
３０６ 配管
３０７ モータ駆動装置

Claims (15)

1. 永久磁石同期モータの回転速度が速度指令値に一致するようにインバータを介して制御するｄｑベクトル制御部を備えるモータ制御装置において、
   前記速度指令値を積分した回転角に前記永久磁石同期モータを同期させて駆動する同期運転モードと、前記永久磁石同期モータの回転角を帰還制御する位置センサレスモードとの双方を備え、
   前記同期運転モード中に、前記永久磁石同期モータの回転子軸と前記ｄｑベクトル制御部の制御系軸との軸誤差を推定し、推定した軸誤差と電流指令値の位相差とを一致させるように帰還制御し、前記推定した軸誤差が所定範囲内に低減後に前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える切替器を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記軸誤差は、前記永久磁石同期モータのモータ電流検出値と前記永久磁石同期モータに印加する印加電圧値もしくは前記インバータの電圧指令値とモータ定数とを用いて、演算されることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える切替前後の前記軸誤差の変動角が２０°以内に低減されていることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記同期運転モードでは、ｑｃ軸電流指令値とｄｃ軸電流指令値との電流ベクトル位相を０°から徐々に所定値角まで変化させてから、前記帰還制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える前に、モータ回転速度が所定値以上のとき、比例積分器もしくは積分器を利用して、前記帰還制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 前記位置センサレスモードは、前記永久磁石同期モータの回転子軸と制御系軸との軸誤差を推定し、前記軸誤差を所定値にするように、モータ回転速度指令値を調整し、モータ電流指令値もしくは前記永久磁石同期モータに印加する印加電圧の電圧指令値を制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
7. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える前に、前記帰還制御されたｑｃ軸電流指令値とｄｃ軸電流指令値とを用いて、前記位置センサレスモードの電流制御器の初期値を設定することを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える切替前後のｑｃ軸電流の変動幅がモータ定格電流の２０％以内になるように制御することを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記ｄｃ軸電流指令値は、前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替えた後に、前記同期運転モードの指令値から、前記位置センサレスモードの指令値に徐々に変更するように制御され、
   永久磁石同期モータに印加されるモータ電圧と前記永久磁石同期モータに流れるモータ電流との位相差を減少させることを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
10. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切替後に前記永久磁石同期モータに流れるモータ電流は、モータ負荷に応じて自動調整されることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモータ制御装置。
11. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切替直後に前記永久磁石同期モータに流れるモータ電流の跳ね上がり成分は、
    モータ定格電流の２０％以内になるように前記帰還制御されることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモータ制御装置。
12. 前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切替前後の前記永久磁石同期モータの回転子の回転速度は、
    モータ負荷に関わらず、短時間内の変動量が２０％以内になるように前記帰還制御されることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモータ制御装置。
13. 永久磁石同期モータと、前記永久磁石同期モータを駆動するインバータと、前記永久磁石同期モータのモータ電流を検出したモータ電流検出値を用いて前記永久磁石同期モータをｄｑベクトル制御する制御装置とを備えたモータ制御システムにおいて、
    前記制御装置は、
    速度指令値を積分した回転角に前記永久磁石同期モータを同期させて駆動する同期運転モードと、前記永久磁石同期モータの回転角を帰還制御する位置センサレスモードとの双方を備え、
    前記同期運転モード中に、前記永久磁石同期モータの回転子軸と前記ｄｑベクトル制御の制御系軸との軸誤差を推定し、推定した軸誤差と電流指令値の位相差とを一致させるように帰還制御し、前記推定した軸誤差が所定範囲内に低減後に前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える切替器を備えることを特徴とするモータ制御システム。
14. 永久磁石同期モータの回転速度が速度指令値に一致するようにインバータを介して制御するｄｑベクトル制御部を備えるモータ制御モジュールにおいて、
    前記速度指令値を積分した回転角に前記永久磁石同期モータを同期させて駆動する同期運転モードと、前記永久磁石同期モータの回転角を帰還制御する位置センサレスモードとの双方を備え、
    前記同期運転モード中に、前記永久磁石同期モータの回転子軸と前記ｄｑベクトル制御部の制御系軸との軸誤差を推定し、推定した軸誤差と電流指令値の位相差とを一致させるように帰還制御し、前記推定した軸誤差が所定範囲内に低減後に前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替える切替器を備えることを特徴とするモータ制御モジュール。
15. 永久磁石同期モータと、前記永久磁石同期モータを駆動するインバータと、前記永久磁石同期モータのモータ電流を検出したモータ電流検出値を用いて前記永久磁石同期モータをｄｑベクトル制御する制御装置とを備えた冷凍装置において、
    前記制御装置は、
    速度指令値を積分した回転角に前記永久磁石同期モータを同期させて駆動する同期運転モードと、前記永久磁石同期モータの回転角を帰還制御する位置センサレスモードとの双方を備え、
    前記同期運転モード中に、前記永久磁石同期モータの回転子軸と前記ｄｑベクトル制御の制御系軸との軸誤差を推定し、推定した軸誤差と電流指令値の位相差とを一致させるように帰還制御し、前記推定した軸誤差が所定範囲内に低減後に前記同期運転モードから前記位置センサレスモードに切り替えることを特徴とする冷凍装置。

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