JP4546295B2

JP4546295B2 - 受信装置

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Publication number: JP4546295B2
Application number: JP2005075779A
Authority: JP
Inventors: 和広冨田
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2005-03-16
Filing date: 2005-03-16
Publication date: 2010-09-15
Anticipated expiration: 2025-03-16
Also published as: JP2006261992A; US7916813B2; US20060209992A1

Description

本発明は、周波数偏移変調（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）を用いた無線通信用の受信装置（ＦＳＫ受信装置）に関する。

狭帯域近距離無線通信には、低コストなＦＳＫ通信システムがよく用いられる。特に、ＦＳＫ受信装置においては、近時、Ｌｏｗ−ＩＦ方式が、バンドパスフィルタを内蔵できる等の理由から低コスト化が可能であるため広く用いられている。一般的に、ＦＳＫ受信装置では、入力信号（無線信号）をリミッタアンプ等で振幅制限した後に、外付け移相器を用いたクワドラチャ検波で復調信号を得る方式が採用されている。また、この方式より低コストな方式として、ＣｏｍｐｌｅｘＩ／Ｑベースバンド信号（ＩＱダウンコンバータの出力信号）を微分・乗算処理して復調信号を得る方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。

また、ディジタル周波数変調を用いた通信方式において、周波数スペクトラムの有効利用のため周波数偏移を小さくして送出された信号を効率よく検波復調する遅延検波方式が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開昭６１−９９４４７号公報 John F. Wilson, Richard Youell, Tony H. Richards, Gwilym Luff, and Ralf Pilaski, "A Single-Chip VHF and UHF Receiver for Radio Paging", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.26, NO.12, December 1991.

外付け移相器を用いたクワドラチャ検波で復調信号を得る方式では、外付け移相器に比較的大きなコストがかかってしまう。従って、この方式は、低コスト化が強く要求されるＦＳＫ受信装置には適さない。また、この方式には、ＦＳＫ受信装置の製品出荷時に外付け移相器の調整が必要となる場合があるという欠点もある。
ＣｏｍｐｌｅｘＩ／Ｑベースバンド信号を微分・乗算処理して復調信号を得る方式は、従来のページャのような変調指数が大きい場合には適しているが、変調指数が小さい場合（例えば、エコーネット：周波数偏移２．１ｋＭＨｚ、データレート２．４ｋｂｐｓのとき変調指数１．７５）には、復調信号のばらつきが大きくなってしまう。すなわち、復調信号のデューティがずれて大きなジッタとなってしまう。このため、後段のベースバンドＩＣが復調信号に対して同期をとりづらくなってしまう。

本発明の目的は、変調指数が低い場合でも、復調信号を精度よく低コストで生成できるＦＳＫ受信装置を提供することにある。

本発明の受信装置の一形態では、周波数変換回路は、周波数偏移変調して送信された高周波信号を所定周波数の中間周波信号に変換して出力する。振幅制限回路は、周波数変換回路の出力信号の振幅を制限して出力する。直交復調回路の第１信号生成回路は、互いの位相が直交する一対の第１局部発振信号を生成する。第１局部発振信号の周波数は、共に所定周波数のｋ倍（ｋ：３以上の奇数）である。直交復調回路のＩ側混合器は、振幅制限回路の出力信号と第１局部発振信号の一方とを混合して出力する。直交復調回路のＱ側混合器は、振幅制限回路の出力信号と第１局部発振信号の他方とを混合して出力する。直交復調回路は、Ｉ側およびＱ側混合器の出力信号に基づいて復調信号を生成する。

第１局部発振信号の周波数を所定周波数のｋ倍に設定することで、直交復調回路は、振幅制限回路の出力信号のｋ次高調波成分（振幅制限回路の出力信号をｋ逓倍した信号に相当）を利用して復調信号を生成する。このことは変調指数をｋ倍大きくしたことと等価であるため、変調指数が低い場合でも復調信号のばらつきを小さくできる。また、振幅制限回路の出力信号をｋ逓倍するための逓倍器が不要であるため、低コストで復調信号の精度を向上できる。従って、ＦＳＫ通信システムの品質向上およびコスト低減に寄与できる。なお、振幅制限回路の出力信号には奇数次高調波成分のみならず偶数次高調波成分も現れるが、偶数次高調波成分のレベルは奇数次高調波成分に比べて非常に低いため、直交復調回路での利用には適さない。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、発振器は、周波数が所定周波数のｎ・ｍ・ｋ（ｍ、ｎ：２以上の整数）である基準発振信号を生成する。周波数変換回路の第２信号生成回路は、基準発振信号に基づいて第２局部発振信号を生成する。周波数変換回路の混合器は、高周波信号と第２局部発振信号とを混合して出力する。第１信号生成回路の分周器は、基準発振信号を１／ｍ分周して分周発振信号として出力する。第１信号生成回路の位相シフタは、分周発振信号を１／ｎ分周することで第１局部発振信号を生成する。このような構成により、第１および第２信号生成回路の信号生成動作に使用される基準発振信号を共通化できる。従って、第１および第２信号生成回路に対して個別の発振器をそれぞれ設ける場合に比べてコストを削減できる。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、第１信号生成回路の分周器は、基準発振信号に同期してカウント動作するカウンタを備えて構成される。分周器は、カウンタがｍ回カウント動作する毎に反転する信号を分周発振信号として出力する。カウンタを利用することで、基準発振信号を１／ｍ分周する分周器を容易に構成できる。
本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、ｍは、２のａ乗（ａ：２以上の整数）である。第１信号生成回路の分周器は、カスケード接続されたａ個のトグル型フリップフロップを備えて構成される。分周器は、基準発振信号を初段のトグル型フリップフロップに入力して最終段のトグル型フリップフロップの出力信号を分周発振信号として出力する。カスケード接続されたａ個のトグル型フリップフロップを利用することで、基準発振信号を１／ｍ分周する分周器を、カウンタを利用する場合に比べて簡易な回路構成で実現できる。また、分周発振信号のデューティを正確に５０％にできる。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、ｍは、２である。第１信号生成回路の分周器は、基準発振信号に同期して出力信号を反転させるトグル型フリップフロップを備えて構成される。分周器は、トグル型フリップフロップの出力信号を分周発振信号として出力する。トグル型フリップフロップを利用することで、発振信号を１／２分周する分周器を容易に構成でき、分周発振信号のデューティを正確に５０％にできる。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、ｎは、２のｂ乗（ｂ：正整数）である。第１信号生成回路の位相シフタは、分周発振信号に同期してカウント動作するｂビットのジョンソンカウンタを備えて構成される。位相シフタは、ジョンソンカウンタのビット値信号に基づいて第１局部発振信号を生成する。例えば、ｎが４である場合（すなわち、ｂが２である場合）の場合、２ビットのジョンソンカウンタにおける１ビット目のビット値信号と２ビット目のビット値信号とは、周波数が共に分周発振信号の１／４であるうえに、互いの位相が正確に９０度ずれる。従って、ジョンソンカウンタにおける１ビット目のビット値信号および２ビット目のビット値信号を、第１局部発振信号の一方および他方として利用できる。また、ジョンソンカウンタは分周発振信号の立ち上がりまたは立ち下がりのいずれか一方に同期してカウント動作する。このため、ジョンソンカウンタのビット値信号を第１局部発振信号として利用することで、分周発振信号のディーティに拘わらず、第１局部発振信号のデューティを正確に５０％にできる。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、ｎは、４である。第１信号生成回路の位相シフタは、分周発振信号に同期して出力信号を反転させるトグル型フリップフロップと、トグル型フリップフロップの出力信号の立ち上がりおよび立ち下がりにそれぞれ同期して第１および第２出力信号を反転させるフリップフロップ回路とを備えて構成される。位相シフタは、フリップフロップ回路の第１および第２出力信号に基づいて第１局部発振信号を生成する。トグル型フリップフロップの出力信号は、周波数が分周発振信号の１／２になるうえに、デューティが正確に５０％になる。このため、例えば、フリップフロップ回路がトグル型フリップフロップの出力信号の立ち上がり毎に第１出力信号を反転させ、トグル型フリップフロップの出力信号の立ち下がり毎に第２出力信号を反転させる場合、第１および第２出力信号は、周波数が共に分周発振信号の１／４になるうえに、互いの位相が正確に９０度ずれる。従って、フリップフロップ回路の第１および第２出力信号を、第１局部発振信号の一方および他方として利用できる。フリップフロップ回路の第１および第２出力信号を第１局部発振信号として利用することで、分周発振信号のディーティに拘わらず、第１局部発振信号のデューティを正確に５０％にできる。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、ｎは、２である。第１信号生成回路の位相シフタは、分周発振信号の立ち上がりおよび立ち下がりに同期して第１および第２出力信号をそれぞれ反転させるフリップフロップ回路を備えて構成される。位相シフタは、フリップフロップ回路の第１および第２出力信号に基づいて第１局部発振信号を生成する。例えば、フリップフロップ回路が分周発振信号の立ち上がり毎に第１出力信号を反転させ、分周発振信号の立ち下がり毎に第２出力信号を反転させる場合、分周発振信号のディーティが５０％であれば、第１および第２出力信号は、周波数が共に分周発振信号の１／２になるうえに、互いの位相が正確に９０度ずれる。従って、分周発振信号のディーティが５０％である場合、フリップフロップ回路の第１および第２出力信号を、第１局部発振信号の一方および他方として利用できる。

本発明の受信装置の前記一形態における好ましい例では、振幅制限回路と直交復調回路との間に、帯域通過フィルタあるいは高域通過フィルタが設けられる。帯域通過フィルタの中心周波数は、所定周波数のｋ倍の周波数である。高域通過フィルタは、所定周波数のｋ倍の周波数を含む通過域を有する。振幅制限回路の出力信号の高調波成分は、次数が上がるにつれて振幅が徐々に小さくなるため、ｋ次高調波成分以外の高調波成分、特にｋ次高調波成分より低い次数の高調波成分が干渉する可能性がある。高調波成分どうしは十分に離れているため、１〜２次程度の簡易な帯域通過フィルタあるいは高域通過フィルタを設けることで、不要な高調波成分を直交復調回路の前段で除去できる。この結果、復調信号の精度向上に寄与できる。

本発明の受信装置では、変調指数が低い場合でも、低コストで復調信号のばらつきを小さくできる。すなわち、復調信号のデューティのずれをなくすことができ、ジッタを低減できる。高精度の復調信号を低コストで生成できるため、ＦＳＫ通信システムの品質向上およびコスト削減に寄与する。

以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の受信装置の第１実施形態を示している。ＦＳＫ受信装置ＲＤ１は、低ノイズ増幅器ＬＮＡ、ミキサＭＩＸ、ＰＬＬ回路ＰＣ、水晶発振器ＯＳＣ１およびバンドパスフィルタＢＰＦ１（周波数変換回路）と、リミッタアンプＬＩＭ（振幅制限回路）と、ミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１、局部発振信号生成回路ＬＯＧ、発振器ＯＳＣ２、ローパスフィルタＬＰＦＡ、ＬＰＦＢ、リミッタアンプＬＩＭＡ、ＬＩＭＢ、微分フィルタＤＦＡ、ＤＦＢ、ミキサＭＩＸＡ２、ＭＩＸＢ２、減算器ＳＵＢおよび比較器ＣＭＰ（直交復調回路）とを有している。

ミキサＭＩＸ（混合器）は、低ノイズ増幅器ＬＮＡを介して受ける高周波のＦＳＫ信号（周波数f_RF）とＰＬＬ回路ＰＣの出力クロックとを混合してバンドパスフィルタＢＰＦ１に出力する。ＰＬＬ回路ＰＣ（第２信号生成回路）は、水晶発振器ＯＳＣ１から出力される基準クロックに基づいて出力クロック（第２局部発振信号）を生成する。バンドパスフィルタＢＬＦ１は、所定周波数f_IFを中心周波数f_O1とし、ミキサＭＩＸの出力信号における不要な周波数成分を除去して出力する。リミッタアンプＬＩＭは、バンドパスフィルタＢＰＦ１の出力信号の振幅を制限して出力する。

ミキサＭＩＸＡ１（Ｉ側混合器）は、リミッタアンプＬＩＭの出力信号と局部発振信号生成回路ＬＯＧのＬＯ信号（第１局部発振信号）の一方とを混合してローパスフィルタＬＰＦＡに出力する。ミキサＭＩＸＢ１（Ｑ側混合器）は、リミッタアンプＬＩＭの出力信号と局部発振信号生成回路ＬＯＧのＬＯ信号の他方とを混合してローパスフィルタＬＰＦＢに出力する。局部発振信号生成回路ＬＯＧ（第１信号生成回路）は、発振器ＯＳＣ２から出力される基準クロック（周波数f_OSC2＝k・f_IF（ｋ：３以上の奇数））に基づいて、互いの位相が９０度ずれた一対のＬＯ信号（周波数f_LO＝k・f_IF）を生成する。例えば、ｋは３である。

ローパスフィルタＬＰＦＡは、ミキサＭＩＸＡ１の出力信号における不要な周波数成分を除去して出力する。同様に、ローパスフィルタＬＰＦＢは、ミキサＭＩＸＢ１の出力信号における不要な周波数成分を除去して出力する。リミッタアンプＬＩＭＡは、ローパスフィルタＬＰＦＡの出力信号の振幅を制限して出力する。同様に、リミッタアンプＬＩＭＢは、ローパスフィルタＬＰＦＢの出力信号の振幅を制限して出力する。

微分フィルタＤＦＡは、リミッタアンプＬＩＭＡの出力信号を微分処理して出力する。同様に、微分フィルタＤＦＢは、リミッタアンプＬＩＭＢの出力信号を微分処理して出力する。ミキサＭＩＸＡ２は、微分フィルタＤＦＡの出力信号とリミッタアンプＬＩＭＢの出力信号とを混合して出力する。ミキサＭＩＸＢ２は、微分フィルタＤＦＢの出力信号とリミッタアンプＬＩＭＡの出力信号とを混合して出力する。減算器ＳＵＢは、ミキサＭＩＸＡ２の出力信号とミキサＭＩＸＢ２の出力信号とを減算処理して出力する。比較器ＣＭＰは、減算器ＳＵＢの出力信号を識別して復調信号を出力する。このように、ＦＳＫ受信装置ＲＤ１は、ミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１の出力信号（ＣｏｍｐｌｅｘＩ／Ｑベースバンド信号）を微分・乗算処理して復調信号を得る方式を採用している。なお、微分フィルタＤＦＡ、ＤＦＢ、ミキサＭＩＸＡ２、ＭＩＸＢ２、減算器ＳＵＢおよび比較器ＣＭＰの詳細な動作については、前述の非特許文献１に記載されているため説明を省略する。

図２は、第１実施形態のシミュレーション結果を示している。図２（ａ）は、リミッタアンプＬＩＭの出力ノード０の信号波形を示している。図２（ｂ）は、ミキサＭＩＸＡ１の出力ノードＩの信号波形（太線）、およびミキサＭＩＸＢ１の出力ノードＱの信号波形（細線）を示している。図２（ｃ）は、リミッタアンプＬＩＭＡの出力ノード１の信号波形（太線）、およびリミッタアンプＬＩＭＢの出力ノード２の信号波形（細線）を示している。図２（ｄ）は、減算器ＳＵＢの出力ノード７の信号波形（実線）、および比較器ＣＭＰの出力ノード８の信号波形（波線）を示している。図２（ａ）〜（ｄ）において、横軸は、時間（単位：ミリ秒）を示している。この例では、変調指数は１．７５であり、ｋは３である。前述のような構成のＦＳＫ受信装置ＲＤ１（第１実施形態）では、図２（ｄ）に示されるように、変調指数が低い場合であっても、減算器ＳＵＢの出力ノード７に生成される信号のパルス数を増やすことができるため、比較器ＣＭＰの出力ノード８に生成される信号、すなわち復調信号のデューティ（低レベル期間t_Lおよび高レベル期間t_Hの和と高レベル期間t_Hとの比）をほぼ５０％で一定にできる。

図３は、本発明の第１比較例を示している。第１比較例を説明するにあたって、第１実施形態（図１）で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。ＦＳＫ受信装置ＲＤａは、低ノイズ増幅器ＬＮＡ、ミキサＭＩＸ、ＰＬＬ回路ＰＣ、水晶発振器ＯＳＣ１、バンドパスフィルタＢＰＦ１、リミッタアンプＬＩＭ、ミキサＭＩＸａ、外付け移相器ＱＴおよび比較器ＣＭＰを有している。ミキサＭＩＸａは、リミッタアンプＬＩＭの出力信号と、外付け移相器によりリミッタアンプＬＩＭの出力信号を移相した信号とを混合して比較器ＣＭＰに出力する。このように、ＦＳＫ受信装置ＲＤａは、外付け移相器ＱＴを用いたクワドラチャ検波で復調信号を得る方式を採用している。このような構成のＦＳＫ受信装置ＲＤａ（第１比較例）では、外付け移相器ＱＴに大きなコストがかかるため、ＦＳＫ受信装置ＲＤａの低コスト化を妨げてしまう。また、場合によっては、ＦＳＫ受信装置ＲＤａの製品出荷時に外付け移相器ＱＴの調整が必要となってしまう。

図４は、本発明の第２比較例を示している。第２比較例を説明するにあたって、第１実施形態（図１）で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。ＦＳＫ受信装置ＲＤｂは、第１実施形態の発振器ＯＳＣ２に代えて発振器ＯＳＣ２ｂを有することを除いて第１実施形態のＦＳＫ受信装置ＲＤ１と同一である。発振器ＯＳＣ２ｂは、周波数が発振器ＯＳＣ２の１／ｋである基準クロックを生成する。すなわち、発振器ＯＳＣ２ｂから出力される基準クロックの周波数f_OSC2bは、所定周波数f_IFと同一である。

図５および図６は、第２比較例のシミュレーション結果を示している。図５（ａ）および図６（ａ）は、リミッタアンプＬＩＭの出力ノード０の信号波形を示している。図５（ｂ）および図６（ｂ）は、ミキサＭＩＸＡ１の出力ノードＩの信号波形（太線）、およびミキサＭＩＸＢ１の出力ノードＱの信号波形（細線）を示している。図５（ｃ）および図６（ｃ）は、リミッタアンプＬＩＭＡの出力ノード１の信号波形（太線）、およびリミッタアンプＬＩＭＢの出力ノード２の信号波形（細線）を示している。図５（ｄ）および図６（ｄ）は、減算器ＳＵＢの出力ノード７の信号波形（実線）、および比較器ＣＭＰの出力ノード８の信号波形（波線）を示している。図５（ａ）〜（ｄ）および図６（ａ）〜（ｄ）において、横軸は、時間（単位：ミリ秒）を示している。この例では、図２と同様に、変調指数は１．７５である。なお、図５と図６とでは、局部発振信号生成回路ＬＯＧのＬＯ信号の位相およびリミッタアンプＬＩＭの出力信号の位相が異なる。前述のような構成のＦＳＫ受信装置ＲＤｂ（第２比較例）では、図５（ｄ）および図６（ｄ）に示されるように、変調指数が低くなるほど、減算器ＳＵＢの出力ノード７に生成される信号のパルス数が少なくなるため、比較器ＣＭＰの出力ノード８に生成される信号、すなわち復調信号のデューティにばらつきが生じてしまう。

以上、第１実施形態では、局部発振信号生成回路ＬＯＧのＬＯ信号の周波数を所定周波数f_IFのｋ倍に設定することで、リミッタアンプＬＩＭの出力信号のｋ次高調波成分を利用して復調信号が生成される。このことは変調指数をｋ倍大きくしたことと等価であるため、変調指数が低い場合でも復調信号のばらつきを小さくできる。また、リミッタアンプＬＩＭの出力信号をｋ逓倍するための逓倍器は不要であるため、低コストで復調信号の精度を向上できる。従って、ＦＳＫ通信システムの高品質化および低コスト化に寄与できる。

図７は、本発明の受信装置の第２実施形態を示している。第２実施形態を説明するにあたって、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。ＦＳＫ受信装置ＲＤ２は、第１実施形態のＦＳＫ受信装置ＲＤ１にバンドパスフィルタＢＰＦ２を加えて構成されている。バンドパスフィルタＢＰＦ２は、リミッタＬＩＭとミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１との間に設けられている。例えば、バンドパスフィルタＢＰＦ２の中心周波数f_O2は、所定周波数f_IFのｋ倍である。

リミッタアンプＬＩＭの出力信号の高調波成分は、次数が上がるにつれて振幅が徐々に小さくなる。このため、ｋ次高調波成分以外の高調波成分、特にｋ次高調波成分より低い次数の高調波成分が干渉する可能性がある。高調波成分どうしは十分に離れているため、１〜２次程度の簡易なバンドパスフィルタＢＰＦ２を設けることで、不要な高調波成分が除去される。このような第２実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。さらに、ミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１の前段（すなわち、ＩＱダウンコンバータの前段）で不要な高調波成分を除去でき、復調信号の精度向上に寄与できる。

図８は、本発明の受信装置の第３実施形態を示している。第３実施形態を説明するにあたって、第１および第２実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。ＦＳＫ受信装置ＲＤ３は、第１実施形態の発振器ＯＳＣ１、ＯＳＣ２に代えて水晶発振器ＯＳＣ３を有すること、第１実施形態の局部発振信号生成回路ＬＯＧに代えてカウンタＣＮＴ（分周器）およびジョンソンカウンタＪＣ（位相シフタ）を有することを除いて、第１実施形態のＦＳＫ受信装置ＲＤ１と同一である。水晶発振器ＯＳＣ３は、周波数f_OSC3＝ｎ・m・k・f_IF（ｍ、ｎ：２以上の整数）の基準クロック（基準発振信号）を生成する。なお、ｎは、２のｂ乗（ｂ：正整数）であり、例えば４である（すなわち、ｂは２である）。

カウンタＣＮＴは、水晶発振器ＯＳＣ３から出力される基準クロックに同期してカウント動作する。カウンタＣＮＴは、ｍ回カウント動作する毎に、例えばワンショットパルス信号をジョンソンカウンタＪＣに出力する。従って、カウンタＣＮＴの出力信号（分周発振信号）の周波数f_LOBは、水晶発振器ＯＳＣ３からの基準クロックの１／ｍ（f_LOB＝f_OSC3／m＝4・k・f_IF）である。２ビットのジョンソンカウンタＪＣは、ビットＪＣ０〜ＪＣ１を有し、カウンタＣＮＴの出力信号の遷移（例えば、立ち上がり）に同期してカウント動作する。ジョンソンカウンタＪＣは、ビットＪＣ０、ＪＣ１のビット値信号をミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１へのＬＯ信号として出力する。

図９は、図８のジョンソンカウンタＪＣの動作を示している。ジョンソンカウンタＪＣにおけるビットＪＣ０のビット値信号とビットＪＣ１のビット値信号とは、共に周波数がカウンタＣＮＴの出力信号の１／４（f_LO＝k・f_IF）であるうえに、互いの位相が正確に９０度ずれる。従って、ジョンソンカウンタＪＣのビットＪＣ０、ＪＣ１のビット値信号を、それぞれミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１へのＬＯ信号として利用できる。

このような第３実施形態でも、第１および第２実施形態と同様の効果が得られる。さらに、ＰＬＬ回路ＰＣの出力クロックおよびミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＡ２へのＬＯ信号を生成するために使用される基準クロックを共通化できる。従って、ＰＬＬ回路ＰＣおよびミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＡ２に対して個別の発振器をそれぞれ設ける場合に比べてコストを削減できる。また、ジョンソンカウンタＪＣは、カウンタＣＮＴの出力信号の立ち上がりに同期してカウント動作するため、カウンタＣＮＴの出力信号のディーティに拘わらず、ミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ２へのＬＯ信号のデューティを正確に５０％にできる。

図１０は、本発明の受信装置の第４実施形態を示している。第４実施形態を説明するにあたって、第１〜第３実施形態で説明した要素と同一の要素については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。ＦＳＫ受信装置ＲＤ４は、第３実施形態の水晶発振器ＯＳＣ３、カウンタＣＮＴおよびジョンソンカウンタＪＣに代えて水晶発振器ＯＳＣ４、トグル型フリップフロップ群ＴＦＧ（分周器）およびＦＦ回路ＦＣ（位相シフタ）を有することを除いて、第３実施形態のＦＳＫ受信装置ＲＤ３と同一である。

水晶発振器ＯＳＣ４は、周波数f_OSC4＝ｎ・m・k・f_IF（ｍ、ｎ：２以上の整数）の基準クロック（基準発振信号）を生成する。なお、ｍは２のａ乗（ａ：２以上の整数）であり、ｎは２である。トグル型フリップフロップ群ＴＦＧは、ａ個のトグル型フリップフロップをカスケード接続して構成されている。初段のトグル型フリップフロップは、水晶発振器ＯＳＣ４から出力される基準クロックをトリガ入力端子で受けている。その他のトグル型フリップフロップは、前段のトグル型フリップフロップの出力信号をトリガ入力端子で受けている。最終段のトグル型フリップフロップは、出力信号をＦＦ回路ＦＣに出力する。従って、トグル型フリップフロップ群ＴＦＧの出力信号（分周発振信号）の周波数f_LOBは、水晶発振器ＯＳＣ４から出力される基準クロックの１／（２のａ乗）（f_LOB＝2・k・f_IF）である。

ＦＦ回路ＦＣは、フリップフロップを用いて構成される一般的な位相シフタである。ＦＦ回路ＦＣは、トグル型フリップフロップ群ＴＦＧの出力信号（最終段のトグル型フリップフロップの出力信号）の立ち上がりに同期してミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１へのＬＯ信号の一方（第１出力信号）を反転させる。ＦＦ回路ＦＣは、トグル型フリップフロップ群ＴＦＧの出力信号の立ち下がりに同期してミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１へのＬＯ信号の他方（第２出力信号）を反転させる。トグル型フリップフロップ群ＴＦＧの出力信号のデューティは正確に５０％であるため、ミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１へのＬＯ信号は、周波数f_LOが共にトグル型フリップフロップ群ＴＦＧの出力信号の１／２（f_LO＝k・f_IF）になるうえに、互いの位相が正確に９０度ずれる。このような第４実施形態でも、第１〜第３実施形態と同様の効果が得られる。さらに、カスケード接続されたａ個のトグル型フリップフロップを利用するため、カウンタを利用する場合（第３実施形態）に比べて回路構成を簡素化でき、コスト低減に寄与する。

なお、第２〜第４実施形態では、リミッタアンプＬＩＭとミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１との間にバンドパスフィルタＢＰＦ２を設けた例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、リミッタアンプＬＩＭとミキサＭＩＸＡ１、ＭＩＸＢ１との間に、所定周波数f_IFを含む通過域を有するハイパスフィルタ（例えば、遮断周波数f_c≒(k-1)・f_IF）を設けてもよい。

第３実施形態では、ｎが４（２の２乗）であり、位相シフタとして２ビットのジョンソンカウンタＪＣを設けた例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、カウンタＣＮＴの分周比（すなわち、ｍ）を変更して、ｂ（２を除く正整数）ビットのジョンソンカウンタを設けてもよい。また、第３実施形態では、ｎが４であり、２ビットのジョンソンカウンタＪＣで位相シフタを構成した例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、図１１に示すように、２ビットのジョンソンカウンタＪＣに代えて、１個のトグル型フリップフロップＴＦと第４実施形態のＦＦ回路ＦＣ（図１０）とをカスケード接続して位相シフタを構成してもよい。

第４実施形態では、ｍが２のａ乗（ａ：２以上の整数）であり、カスケード接続されたａ個のトグル型フリップフロップ（トグル型フリップフロップ群ＴＦＧ）を設けた例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、ｍが２である場合には、トグル型フリップフロップ群ＴＦＧに代えて、水晶発振器ＯＳＣ４からの基準クロックをトリガ入力端子で受け、出力信号をＦＦ回路ＦＣに出力する１個のトグル型フリップフロップを設けてもよい。

以上、本発明について詳細に説明してきたが、前述の実施形態およびその変形例は発明の一例に過ぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明を逸脱しない範囲で変形可能であることは明らかである。

本発明の受信装置の第１実施形態を示すブロック図である。第１実施形態のシミュレーション結果を示す波形図である。本発明の第１比較例を示すブロック図である。本発明の第２比較例を示すブロック図である。第２比較例のシミュレーション結果を示す波形図である。第２比較例のシミュレーション結果を示す波形図である。本発明の受信装置の第２実施形態を示すブロック図である。本発明の受信装置の第３実施形態を示すブロック図である。図８のジョンソンカウンタの動作を示すタイミング図である。本発明の受信装置の第４実施形態を示すブロック図である。第３実施形態の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

ＢＰＦ１、ＢＰＦ２バンドパスフィルタ
ＣＮＴカウンタ
ＤＦＡ、ＤＦＢ微分フィルタ
ＦＣＦＦ回路
ＪＣジョンソンカウンタ
ＬＩＭ、ＬＩＭＡ、ＬＩＭＢリミッタアンプ
ＬＮＡ低雑音増幅器
ＬＯＧ局部信号生成回路
ＬＰＦＡ、ＬＰＦＢローパスフィルタ
ＭＩＸ、ＭＩＸＡ１、ＭＩＸＡ２、ＭＩＸＢ１、ＭＩＸＢ２ミキサ
ＯＳＣ１、ＯＳＣ３、ＯＳＣ４水晶発振器
ＯＳＣ２発振器
ＲＤ１〜ＲＤ４ＦＳＫ受信装置
ＴＦトグル型フリップフロップ
ＴＦＧトグル型フリップフロップ群

Claims

周波数偏移変調して送信された高周波信号を所定周波数の中間周波信号に変換して出力する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路の出力信号の振幅を制限して出力する振幅制限回路と、
周波数が共に前記所定周波数のｋ倍（ｋ：３以上の奇数）であり、互いの位相が直交する一対の第１局部発振信号を生成する第１信号生成回路と、前記振幅制限回路の出力信号と前記第１局部発振信号の一方および他方とをそれぞれ混合して出力するＩ側およびＱ側混合器とを有し、前記Ｉ側およびＱ側混合器の出力信号に基づいて復調信号を生成する直交復調回路とを備えていることを特徴とする受信装置。
請求項１記載の受信装置において、
周波数が前記所定周波数のｎ・ｍ・ｋ倍（ｍ、ｎ：２以上の整数）である基準発振信号を生成する発振器を備え、
前記周波数変換回路は、
前記基準発振信号に基づいて第２局部発振信号を生成する第２信号生成回路と、
前記高周波信号と前記第２局部発振信号とを混合して出力する混合器とを備え、
前記第１信号生成回路は、
前記基準発振信号を１／ｍ分周して分周発振信号として出力する分周器と、
前記分周発振信号を１／ｎ分周することで前記第１局部発振信号を生成する位相シフタとを備えていることを特徴とする受信装置。
請求項２記載の受信装置において、
前記分周器は、前記基準発振信号に同期してカウント動作するカウンタを有し、前記カウンタがｍ回カウント動作する毎に反転する信号を前記分周発振信号として出力することを特徴とする受信装置。
請求項２記載の受信装置において、
前記ｍは、２のａ乗（ａ：２以上の整数）であり、
前記分周器は、カスケード接続されたａ個のトグル型フリップフロップを有し、前記基準発振信号を初段のトグル型フリップフロップに入力して最終段のトグル型フリップフロップの出力信号を前記分周発振信号として出力することを特徴とする受信装置。
請求項２記載の受信装置において、
前記ｍは、２であり、
前記分周器は、前記基準発振信号に同期して出力信号を反転させるトグル型フリップフロップを有し、前記トグル型フリップフロップの出力信号を前記分周発振信号として出力することを特徴とする受信装置。
請求項２記載の受信装置において、
前記ｎは、２のｂ乗（ｂ：正整数）であり、
前記位相シフタは、前記分周発振信号に同期してカウント動作するｂビットのジョンソンカウンタを有し、前記ジョンソンカウンタのビット値信号に基づいて前記第１局部発振信号を生成することを特徴とする受信装置。
請求項２記載の受信装置において、
前記ｎは、４であり、
前記位相シフタは、前記分周発振信号に同期して出力信号を反転させるトグル型フリップフロップと、前記トグル型フリップフロップの出力信号の立ち上がりおよび立ち下がりにそれぞれ同期して第１および第２出力信号を反転させるフリップフロップ回路とを有し、前記フリップフロップ回路の前記第１および第２出力信号に基づいて前記第１局部発振信号を生成することを特徴とする受信装置。
請求項２記載の受信装置において、
前記ｎは、２であり、
前記位相シフタは、前記分周発振信号の立ち上がりおよび立ち下がりにそれぞれ同期して第１および第２出力信号を反転させるフリップフロップ回路を有し、前記フリップフロップ回路の前記第１および第２出力信号に基づいて前記第１局部発振信号を生成することを特徴とする受信装置。
請求項１記載の受信装置において、
前記振幅制限回路と前記直交復調回路との間に設けられ、前記所定周波数のｋ倍の周波数を中心周波数とする帯域通過フィルタを備えていることを特徴とする受信装置。
請求項１記載の受信装置において、
前記振幅制限回路と前記直交復調回路との間に設けられ、前記所定周波数のｋ倍の周波数を含む通過域を有する高域通過フィルタを備えていることを特徴とする受信装置。