JP5585449B2 - 受信装置及び方法 - Google Patents

Description

この発明は、受信装置及び方法に関し、詳しくは異なる局部発振信号の周波数変換手段への供給を改良した受信装置及び方法に関する。

現在の移動体通信（携帯電話機等）においては、受信装置の小型化、集積化を図る観点からダイレクトコンバージョン方式の受信装置が開発され、提案されている。
図１２は、特許文献１に記載される多段逓減フィルタリングアーキテクチャを有するＲＦフロントエンドから構成され得る受信機を示す図である。

図１２において、受信信号入力端子１２０１から入力されたＲＦ信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２０２により増幅され、ミキサ１２０３に入力される。ミキサ１２０３は、局部発振器１２０４からバッファ１２２１を介した局部発振器出力信号を使用して受信信号のＲＦ周波数をＩＦ周波数（ＲＦ周波数の１／５の周波数）にダウンコンバートする。ミキサ１２０３の出力信号は、ミキサ１２６１，１２６２に入力される。ミキサ１２６１，１２６２は、ミキサ１２６１をＩミキサとし、ミキサ１２６２をＱミキサとするＩ／Ｑ直交ミキサを構成する。ミキサ１２０３とＩ／Ｑ直交ミキサとの間に中間周波数（ＩＦ）増幅器が設けられることもある。

また、局部発振器１２０４の局部発振器出力信号は、４分周器１２０５に入力される。４分周器１２０５は、局部発振器出力信号の周波数を４分周する。分周された分周器出力信号は、第２の局部発振器出力信号として、バッファ１２２２，１２２３を介してミキサ１２６１，１２６２に供給される。
上記特許文献１に記載されるＲＦフロントは、ＲＦ信号から同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）を復調するのに、同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）毎のミキサを必要とするのみでなく、同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）毎に、バッファ１２２２，１２２３、フィルタ（ＬＰＦ）１２７１，１２７２、Ａ／Ｄ変換器１２８１，１２８２を設けなければならない。

また、ＲＦ信号から同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）の復調に、１つのミキサを用いるダイレクトコンバージョン受信機が、特許文献２に記載されている。図１３は、そのダイレクトコンバージョン受信機を示す図である。
図１３において、アンテナ１３０１で受信された無線変調信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３０２、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３０３及びバンドパスフィルタ１３０４の各々を順次に通過してミキサ１３０５に入力される。
ここで、ミキサ１３０５を含む直交変換部は、ダイレクトコンバージョン方式で動作するので、ミキサ１３０５へ供給される局部発振信号は、受信周波数と同じ周波数の信号である。
そして、ミキサ１３０５への局部発振信号は、同相（Ｉ）パス１３７１又は直交（Ｑ）パス１３７３のいずれかを介して供給される。どちらのパスを取るかは、タイミング信号発生部１３１５からの位相パス制御信号１５１で選択される。

すなわち、位相パス制御信号１５１が“Ｈ”のとき、ミキサ１３０５と局部発振器１３７５とは、位相パス切替スイッチ１３７４により、同相パス１３７１を通じて、つまり−９０度位相器１３７２を介することなく互いに接続される。
一方、位相パス制御信号１５１が“Ｌ”のとき、ミキサ１３０５と局部発振器１３７５とは、位相パス切替スイッチ１３７４により、直交パス１３７３を通じて、つまり−９０度位相器１３７２を介して互いに接続される。

ミキサ１３０５の出力端は、フィルタ部である第1のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３６１及び第2のローパスフィルタ１３６２、フィルタ切替部であるフィルタ切替スイッチ１３０８、増幅部である可変利得増幅器（ＶＧＡ）１３１０を介してＡＤ変換器１３１１へ接続される。
フィルタ切替スイッチ１３０８は、タイミング信号発生部１３１５からのＩＱパス制御信号１５２が“Ｈ”のとき、第1のＬＰＦ１３６１を選択し、“Ｌ”のとき、第２のＬＰＦ１３６２を選択する。
ＡＤ変換器１３１１の出力端は、同相・逆相出力パス切替部であるＩＱ出力パス切替スイッチ１３１２により、ＩＱパス制御信号１５２が“Ｈ”のとき同相パス出力１３１に、また、ＩＱパス制御信号１５２が“Ｌ”のとき直交パス出力１３２に接続される。

特許文献１のダイレクトコンバージョン受信機は、ミキサ５、局部発振器とミキサとの間に入るバッファアンプ、ＡＤ変換器１３１１等が１つずつとなるため、それらを同相・直交の２組ずつ用いる特許文献１以前のダイレクトコンバージョン受信機と比較して面積や消費電力を低減できる。
また、同相・直交で２組ずつ用いる部品のバラツキが、特性に与える悪影響も低減できる。

また、特許文献３には、ダイレクトコンバージョン受信機が記載されている。この受信機は、局部発振器の出力信号をデジタル移相器／分周器において１対の直交相関係の注入信号に変換して１対のミキサに入力する構成を有して構成されている。
また、特許文献４には、周波数シンセサイザが記載されている。この周波数シンセサイザは、分周器を含み、分周器出力信号の位相を判別する位相判別器において分周器出力信号の位相を判別して電圧制御発振器の発振周波数を制御する構成を有する。

特表２００３−５２０４８７号公報 特開２００３−３３３１１６号公報 特表２００１−５２０８１５号公報 特開２００７−２８１８９５号公報

上述のように、特許文献１に記載されるＲＦフロントは、ＲＦ信号から同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）を復調するのに、同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）毎に、ミキサを必要とするばかりでなく、バッファ、フィルタ（ＬＰＦ）、Ａ／Ｄ変換器を設ける必要性がある。このことを特許文献２に記載されているダイレクトコンバージョン受信機は解決してはいるが、この受信機には以下に述べる技術的課題がある。

それは次の通りである。受信機において、局部発振器１３７５からミキサ１３０５が受け取る信号の強度、位相がばらついてしまうということにある。
その原因は、局部発振器１３７５から周波数信号が通る経路がパス１３７１とパス１３７３とに分かれていることに起因する。そのため、パス１３７１とパス１３７３との経路差、損失差等により、復調される同相信号と直交信号（Ｑ）のインバランスが生じてしまい、受信の支障となる。

また、特許文献３に開示されるダイレクトコンバージョン受信機には、局部発振器の出力信号をデジタル移相器／分周器において１対の直交相関係の注入信号に変換して１対のミキサへ各別に入力する構成を開示してはいるが、そこにおいて、局部発振器の出力信号を１対の直交相関係の注入信号に変換するのは、デジタル移相器／分周器においてであり、１対の直交相関係の注入信号は、各別の信号経路を介して別々のミキサへ供給する構成となっている。
したがって、特許文献２に開示される単一の信号経路を経て単一のミキサへ１対の直交相関係の注入信号を供給する仕組みについては、何ら開示されるところはない。

また、特許文献４に開示される周波数シンセサイザでは、分周器から出力される分周器出力信号の位相を位相比較器において判別し、その判別結果に基づいて電圧制御発振器の発振周波数を制御する構成を開示しているが、その位相比較器の出力信号は、電圧制御発振器の発振周波数の制御に用いることにあり、この特許文献４においては位相比較の結果をその他の電気的回路のどの部位でどのように用いれば、その電気的回路に内在する技術的課題の解決となるかへの言及は少しも見出すことは出来ない。

この発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、異なる局部発振信号等を単一の信号供給路を経て供給するようにした受信装置及び方法を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、この発明の第１の構成は、受信装置に係り、受信信号を入力する入力手段と、上記受信信号の周波数と同一又は異なる周波数の信号を出力する信号出力手段と、該信号出力手段から出力される上記信号に基づいて、第１の信号と、該第１の信号の位相と所定の位相関係にある第２の信号とを局部発振信号として時分割で出力する局部発振信号出力手段と、上記入力手段から入力される上記受信信号を上記局部発振信号出力手段から出力される局部発振信号に基づいて周波数変換する変換手段と、上記変換手段から出力される信号のデジタル化処理を行うデジタル信号処理手段と、上記局部発振信号出力手段から出力される上記局部発振信号の位相（同相信号であるか、逆相信号であるか、＋９０度直交信号であるか、−９０度直交信号であるか）を判別する位相判別手段とを備えてなると共に、上記デジタル信号処理手段は、上記位相判別手段による判別結果に基づいて上記変換手段の出力信号を実質的に反転又は非反転する制御を行うことを特徴としている。

この発明の第２の構成は、受信信号を入力し、上記受信信号の周波数と同一又は異なる周波数の信号を信号出力手段から出力し、該信号出力手段から出力される上記信号に基づいて、第１の信号と、該第１の信号の位相と所定の位相関係にある第２の信号とを局部発振信号として時分割で出力し、時分割で出力される上記局部発振信号に基づいて上記受信信号の周波数を変換する変換処理を行い、該変換処理によって生成された信号のデジタル化処理を行う受信方法に係り、出力される上記局部発振信号の位相（同相信号であるか、逆相信号であるか、＋９０度直交信号であるか、−９０度直交信号であるか）を判別する位相判別処理を行い、上記デジタル化処理では、上記位相判別処理による判別結果に基づいて上記変換処理によって生成された上記信号を実質的に反転又は非反転する制御を行うことを特徴としている。

この発明の構成によれば、局部発振信号等を径路差なしに周波数変換手段等へ供給することができる。これにより、周波数変換された信号等間のインバランスの解消等を図ることができる。

この発明の実施形態１である受信装置の電気的構成を示すブロック図である。 同受信装置の１つの動作例を説明するタイミングチャートである。 同受信装置の他の動作例を説明するタイミングチャートである。 同受信装置で用いる極性切替器の１つの例を示す図である。 同受信装置で用いる極性切替器の他の例を示す図である。 同受信装置で用いる分周器の例を示す図である。 この発明の実施形態２である受信装置の電気的構成を示すブロック図である。 同受信装置の１つの動作例を説明するタイミングチャートである。 同受信装置の他の動作例を説明するタイミングチャートである。 同受信装置で用いる極性切替器の１つの例を示す図である。 この発明の実施形態３である受信装置の電気的構成を示すブロック図である。 第１の関連技術の説明に供される図で、多段逓減フィルタリングアーキテクチャを有するＲＦフロントエンドを用いて構成される受信機の例を示す図である。 第２の関連技術の説明に供される図で、ダイレクトコンバージョン受信器の例を示す図である。

１０、１０Ａ、１０Ｂ 受信装置
１１、１１Ａ、１１Ｂ 局発供給系
１２、１２Ａ、１２Ｂ 位相判別系
１３、７３、１１１３ 局部発振器（信号出力手段、第１の信号出力手段）
１４、７４、１１１４ 極性切替器（局部発振信号出力手段の一部、第２の信号出力手段の一部）
１６ ２分周器（局部発振信号出力手段の一部、第２の信号出力手段の一部）
１７、７７、１１１７ バッファ（局部発振信号出力手段の残部、供給手段）
２１ ２分周器（位相判別手段の一部）
２２、８２、１１２２ 位相判別器（位相判別手段の一部）
２３、８３、１１２３ 制御回路（位相判別手段の残部）
３１ アンテナ（入力手段の一部）
３２ ＢＰＦ（入力手段の一部）
３３ ＬＮＡ（入力手段の残部）
３４ ミキサ（変換手段、処理手段）
３５ フィルタ（デジタル信号処理手段の一部）
３６ 可変利得増幅器（デジタル信号処理手段の一部）
３７ Ａ／Ｄ変換器（デジタル信号処理手段の一部）
３８ デジタル信号処理部（デジタル信号処理手段の残部）
７６ ４分周器（局部発振信号出力手段の一部）
８１ ２ビットカウンタ（位相判別手段の一部）
１１１６ Ｎ分周器（局部発振信号出力手段の一部）

この発明は、周波数変換等に用いる局部発信信号等を時分割で生成して出力系へ供給することを含んで構成される。

実施形態１

図１は、この発明の実施形態１である受信装置の電気的構成を示すブロック図、図２は、同受信装置の１つの動作例を説明するタイミングチャート、図３は、同受信装置の他の動作例を説明するタイミングチャート、図４は、同受信装置で用いる極性切替器の１つの例を示す図、図５は、同受信装置で用いる極性切替器の他の例を示す図、また、図６は、同受信装置で用いる分周器の例を示す図である。

この実施例の受信装置１０は、直交変調信号の復調における同相信号と直交信号との間に生ずるインバランスの発生を除去し得る装置に係り、その発明主要部は、図１に示すように、受信装置１０の差動入力ミキサ３４（以下、単にミキサ３４という）の局部発振信号入力端子に局部発振信号を供給する局発供給系１１と、位相判別系１２とから構成されている。
局発供給系１１は、局部発振器１３と、極性切替器１４と、２分周器１６と、バッファ１７とから構成される。
位相判別系１２は、２分周器２１と、位相判別器２２と、制御回路２３とから構成される。

局発供給系１１の局部発振器１３は、ミキサ３４へ供給されるべき局部発振信号の周波数の２倍の周波数の局部発振器出力信号（図２及び図３の（１））を出力する発振器である。極性切替器１４は、その入力を局部発振器１３の出力に接続されると共に、局部発振器出力信号と所定の位相関係を有する極性制御信号（図２及び図３の（２））を極性制御端子１５から極性切替制御入力に受け、この極性制御信号に基づいて局部発振器出力信号の極性を切り替えて分周器入力信号（図２及び図３の（３））を出力する回路である。
極性切替器１４の例を図４及び図5に示す。図４に示す極性切替器１４は、排他的論理和（ＸＯＲ）回路４１０で構成され、図５に示す極性切替器１４は、フリップフロップ回路５１０，５１２、インバータ５１３，５１５、バッファ５１４，５１６及びセレクタ５１７から構成される。

２分周器１６は、極性切替器１４の出力に接続され、ミキサ３４で必要とする周波数の局部発振信号である第１の分周信号（以下、分周器１出力信号１という）（図２及び図３の（４））と第２の分周信号（以下、分周器１出力信号２という）（図２及び図３の（５））とを出力することに加えて、第３の分周信号（以下、分周器１出力信号３という）（図２及び図３の（６））及び第４の分周信号（以下、分周器１出力信号４という）（図２及び図３の（７））をも出力する回路である。分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２のいずれも、また、分周器１出力信号３及び分周器１出力信号４のいずれも、局部発振器１３の局部発振器出力信号を２分周したものである。分周器１出力信号１と分周器１出力信号２とは互いに逆相関係にあり、また、分周器１出力信号３と分周器１出力信号４とは互いに逆相関係にある。分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２と分周器１出力信号３及び分周器１出力信号４との間にはこれら信号の１／４周期のずれがある。分周器１６の例を図６に示す。分周器１６は、フリップフロップ回路６１１，６１２から構成される。
バッファ１７は、２分周器１６の動作がミキサ３４の動作の影響を受け難くする回路である。

位相判別系１２の２分周器２１は、第５の分周信号（以下、分周器２出力信号１という）（図２及び図３の（８））と第６の分周信号（以下、分周器２出力信号２という）（図２及び図３の（９））とを出力する２分周する回路である。分周器２出力信号１も、また、分周器２出力信号２も、局部発振器１３の局部発振器出力信号を２分周したものである。分周器２出力信号１は、分周器１出力信号１と同相である。分周器２出力信号１と分周器２出力信号２との間にはこれら信号の１／４周期のずれがある。

位相判別器２２は、極性制御端子１５からの極性制御信号と、分周器１６からの分周器１出力信号１及び分周器１出力信号３と、分周器２１からの分周器２出力信号１及び分周器２出力信号２とを受けて位相判別器出力信号１及び位相判別器出力信号２（図２及び図３の（１０）及び（１１））を出力する回路である。位相判別器２２は、次の値が決定されるまで、位相判別器出力信号１及び位相判別器出力信号２を保持する構成とされている。

上述のミキサ３４は、アンテナ３１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２、そして低雑音増幅器（ＬＮＡ）３３を経て受信信号を受け取ると共に、上述の局発供給系１１から局部発振信号を受け取る。
ミキサ３４の出力はフィルタ３５に接続され、フィルタ３５の出力は可変利得増幅器３６に接続され、可変利得増幅器３６の出力はＡＤ変換器３７に接続され、ＡＤ変換器３７の出力はデジタル信号処理部３８に接続されている。

次に、図１乃至図６を参照して、この実施形態の動作を説明する。
この実施形態における受信信号の復調の概略を説明すると、次のようになる。
アンテナ３１で受信された受信信号は、バンドパスフィルタ３２で帯域制限をされた後、低雑音増幅器３３で増幅される。増幅された受信信号と、局発供給系１１から供給される局部発振信号とを受けるミキサ３４で、受信信号は、時系列でＩ成分（同相成分）のベースバンド信号とＱ成分（直交成分）のベースバンド信号とにダウンコンバートされる。このダウンコンバートは、後述するように、各ベースバンド信号毎に２状態に変換されることがある。

ダウンコンバートされたベースバンド信号は、フィルタ３５を経て可変利得増幅器３６で利得調整され、そしてＡＤ変換器３７でデジタル化されてデジタル信号処理部３８に供給される。デジタル信号処理部３８は、制御回路２３の制御の下に、上述の２状態のデジタル値から正しいデジタル値を受信デジタル値として出力する処理を行う。

ミキサ３４における受信信号のベースバンド信号へのダウンコンバートは、上述のように、ミキサ３４へ局発供給系１１から局部発振信号が供給されて行われるが、その局部発振信号は、次のようにして供給される。
局部発振器１３から出力される局部発振器出力信号（図２及び図３の（１））が供給される極性切替器１４において、局部発振器出力信号の極性は、極性制御端子１５から供給される極性制御信号（図２及び図３の（２））によって切り替えられ、極性の切替前と極性の切替後とでは位相が１８０度反転した分周器入力信号（図２及び図３の（３））が、分周器１６に入力される。なお、図２及び図３は、局発供給系１１と位相判別系１２とのロジックシミュレーションにより解析した結果を示す。

分周器１６は、上述の分周器入力信号に応答して上述した分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２（図２及び図３の（４）及び（５））を出力する。分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２は、分周器入力信号の立ち上がりに応答して生成される信号である。分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２が、局部発振信号としてバッファ１７を介してミキサ３４の局部発振信号入力に供給される。図６に示す分周器１６を用いる場合、局部発振器出力信号が通る径路は、常に同じとなる。
また、分周器１６は、後述する位相比較を行うための分周器１出力信号３及び分周器１出力信号４（図２及び図３の（６）及び（７））も発生する。分周器１出力信号３及び分周器１出力信号４は、分周器入力信号の立ち下りに応答して生成される信号である。

このようにして、ミキサ３４の局部発振信号を供給することにより、上述した局部発振信号の径路差、損失差に起因して生ずる同相成分と直交成分とのインバランスの問題を解消させることができる。
しかしながら、ここで問題となるのは、局部発振器出力信号の極性切替と極性切替後の信号の分周とを用いて上述したインバランスの問題の解決とはなるが、極性切替で出力される分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２は、常に一定の位相状態で出力されるとは限らないことである。すなわち、分周器１６から出力される分周信号は、図２及び図３の（４）、（５）、（６）及び（７）に示すように、極性切替器１４に設定する極性が０度に対し０度若しくは１８０度となる２状態が存在するし、また、極性切替器１４に設定する極性が１８０度に対し９０度若しくは−９０度となる２状態が存在する。
この２状態は、切替直前の回路状態や、グリッチ（信号が切り替わる際に生ずる細いバルス状のノイズ）の発生のため、上述した分周器１出力信号１又は分周器１出力信号２（分周器１出力信号３又は分周器１出力信号４）のいずれに遷移させるか制御が難しいからである。

上述したように、極性切替器１４に図４及び図５に示す回路を用いることができるが、特に、図４に示す排他的論理和を用いた回路では、極性制御端子１５からの極性制御信号と、局部発振器１３からの局部発振器出力信号の切替タイミングが完全に一致しないと、グリッチが発生する可能性が高い。
図４及び図５に示す回路のいずれを極性切替器１４として用いても、極性制御端子１５からの極性制御信号に対して極性切替器１４から出力される信号に生ずる位相が２状態存在する。

極性切替器１４に設定する極性が０度に対し０度又は１８０度の状態への遷移と、極性が１８０度に対し９０度又は−９０度の状態への遷移の判別、すなわち、上述した２状態のうちのどちらの状態へ遷移したかの判別をするための手段として、位相判別系１２を備える。
位相判別系１２の位相判別器２２は、極性制御端子１５からの極性制御信号と、分周器１６からの分周器１出力信号１及び分周器１出力信号３と、分周器２１からの分周器２出力信号１及び分周器２出力信号２（図２及び図３の（８）及び（９））とを受けて位相判別器出力信号１及び位相判別器出力信号２（図２及び図３の（１０）及び（１１））を出力する。

位相判別器出力信号１は、極性制御信号が０のときには、分周器２出力信号２の立ち上がり時の分周器１出力信号１の値となり、極性制御信号が１のときには、分周器２出力信号２の立ち上がり時の分周器１出力信号３の値である。
位相判別器出力信号２は、極性制御信号が０のときには、分周器２出力信号１の立ち上がり時の分周器１出力信号３の値となり、極性制御信号が１のときには、分周器２出力信号１の立ち上がり時の分周器１出力信号１の値である。

ここで、分周器２出力信号１を基準とした場合の位相判別について以下に説明する。
図２の左側、つまり、極性制御信号レベルが０のときの分周器１出力信号１と分周器２出力信号１との位相は一致している。この状態のときに、ミキサ３４からフィルタ３５に入力される信号は同相であるとする。
そして、上記状態にあるときの位相判別器出力信号１の値は０であり、位相判別器出力信号２の値は１である（この位相判別出力状態を以下状態０１と呼ぶ）。

図２の左側について説明したことを図２の右側についてみると、極性制御信号のレベルが１であり、分周器２出力信号１に対して、分周器１出力信号１の位相は９０度遅れている。また、分周器２出力信号２に対して、分周器１出力信号１の位相は反転している。この状態のときに、ミキサ３４からフィルタ３５に入力される信号は直交の逆相（Ｑ）である。
そして、上記状態にあるときの位相判別器出力信号１の値は０であり、位相判別器出力信号２の値は０である（この位相判別出力状態を以下状態００と呼ぶ）。

上述した図２の左側について説明したことを図３の左側について見ると、極性制御信号のレベルが０であり、そのときの、分周器１出力信号１と分周器２出力信号１との位相は反転している。この状態のときに、ミキサ３４からフィルタ３５に入力される信号は逆相である。
そして、上記状態にあるときの位相判別器出力信号１の値は１であり、位相判別器出力信号２の値は０である（この位相判別出力状態を以下状態１０と呼ぶ）。

同様に、図３の右側について見ると、極性制御信号のレベルが１であり、分周器２出力信号１に対して、分周器１出力信号１の位相は９０度進んでいる。また、分周器２出力信号２に対して、分周器１出力信号１の位相は同相である。この状態のときに、ミキサ３４からフィルタ３５に入力される信号は直交の同相（Ｑ）である。
そして、上記状態にあるときの位相判別器出力信号１の値は１であり、位相判別器出力信号２の値は１である（この位相判別出力状態を以下状態１１と呼ぶ）。
上述したところから明らかなように、フィルタ３５以降へ伝達される信号は、各状態に応じて異なる。すなわち、状態０１においては同相であり、状態１０においては逆相であり、状態００においては直交の逆相であり、状態１１においては直交の同相である。

上述した各状態について、ミキサ３４の入力信号と出力信号との関係を数式を用いて説明する。但し、低雑音増幅器３３からミキサ３４へ入力される信号をcos(2πf₀t+φ)、分周器１出力信号１をcos(2πf₁t)、分周器１出力信号２を−sig(2πf₁t)とする。また、これらの信号の振幅は、簡単にするため、全て１とする。
これらの条件の下において、状態０１のとき、分周器１出力信号１と分周器２出力信号１との位相は同相であるので、ミキサ３４の出力信号は、
MIXOUT₀₁＝cos(2πf₁t)×cos(2πf₀t+φ)
＝1/2cos｛2π(f₀-f₁)t+φ｝＋1/2cos｛2π(f₀+f₁)t+φ｝……（１）
となる。フィルタ３５により、f₀＋f₁はの成分を取り除くと、可変利得増幅器３６以降の後段に入力される信号は、
Ｖ₀₁＝1/2cos｛2π(f₀-f₁)t+φ｝……（２）
となる。

同様に、状態１０、状態００及び状態１１のときは、それぞれ、
Ｖ₁₀＝−1/2cos｛2π(f₀-f₁)t+φ｝……（３）
Ｖ₀₀＝1/2sin｛2π(f₀-f₁)t+φ｝……（４）
Ｖ₁₁＝−1/2sin｛2π(f₀-f₁)t+φ｝……（５）
となる。

数式（２）、（３）、（４）及び（５）から明らかなように、状態０１のときにミキサ３４から出力される信号と、状態１０のときにミキサ３４から出力される信号とは、互いに逆相の関係にあり、また、状態００のときにミキサ３４から出力される信号と、状態１１のときにミキサ３４から出力される信号とは、互いに逆相の関係にある。
このことから、アンテナ３１の出力からデジタル信号処理部３８に至るいずれかの位置において、位相判別器２２の出力信号に基づいて信号を反転すれば、状態０１のときの信号と状態１０のときの信号とを、また、状態００のときの信号と状態１１のときの信号とを、それぞれ、同じ信号として取り扱うことができる。

このように、この実施形態の構成によれば、局部発振信号の径路差、損失差に起因して生ずる同相成分と直交成分とのインバランスの問題を解消させることができる。また、インバランスの問題の解消のために用いる手段に伴って２つの位相状態で生ずる復調信号の首尾よい受信を行うこともできる。
また、特許文献２に比して、そこでの位相切替スイッチ１３７４、−９０度位相器１３７２、ローパスフィルタ１３６２、フィルタ切替スイッチ１３０８、ＩＱ出力パス切替スイッチ１３１２を省略することができるから、消費電力や回路面積を低減することができる。

実施形態２

図７は、この発明の実施形態２である受信装置の電気的構成を示すブロック図、図８は、同受信装置の１つの動作例を説明するタイミングチャート、図９は、同受信装置の他の動作例を説明するタイミングチャート、また、図１０は、同受信装置で用いる極性切替器の１つの例を示す図である。
この実施形態の構成が、実施形態１のそれと大きく異なる点は、ミキサへの局部発振信号の供給に極性反転と判定前後の信号の４分周とを用いると共に、極性反転して分周器へ入力される分周器入力信号と、位相判別に局部発振器信号の４分周と局部発振器信号を受けて出力されるカウンタ出力信号とを用いるようにした点である。

この実施形態の受信装置１０Ａは、図７に示すように、受信装置１０Ａの差動入力ミキサ３４（以下、単にミキサ３４という）の局部発振信号入力端子に局部発振信号を供給する局発供給系１１Ａと、位相判別系１２Ａとをその発明主要部としてから構成されている。
局発供給系１１Ａは、局部発振器７３と、極性切替器７４と、４分周器７６と、バッファ７７とから構成される。
位相判別系１２Ａは、極性切替器７４と、２ビットカウンタ８１と、位相判別器８２と、制御回路８３とから構成される。

局発供給系１１Ａの局部発振器７３は、ミキサ３４へ供給されるべき局部発振信号の周波数の４倍の周波数の局部発振器出力信号（図８及び図９の（１））を出力する発振器である。極性切替器７４は、その入力を局部発振器７３の出力に接続されると共に、局部発振器出力信号と所定の位相関係を有する極性制御信号（図８及び図９の（２））を極性制御端子１５から極性切替制御入力に受け、この極性制御信号に基づいて局部発振器出力信号の極性を切り替える回路である。
極性切替器７４の例を図１０に示す。図１０に示す極性切替器７４は、フリップフロップ回路１００１，１００２、バッファ１００３、インバータ１００４，１００６及びアンド回路１００５，１００７から構成される。

４分周器７６は、ミキサ３４で必要とする周波数の局部発振信号である第１の分周信号（以下、分周器出力信号１という）（図８及び図９の（４））と第２の分周信号（以下、分周器出力信号２という）（図８及び図９の（５））とを出力することに加えて、第３の分周信号（以下、分周器出力信号３という）（図８及び図９の（６））及び第４の分周信号（以下、分周器出力信号４という）（図８及び図９の（７））をも出力する回路である。分周器出力信号１及び分周器出力信号２のいずれも、また、分周器出力信号３及び分周器出力信号４のいずれも、局部発振器７３の局部発振器出力信号を４分周したものである。分周器出力信号１と分周器出力信号２とは互いに逆相関係にあり、また、分周器出力信号３と分周器出力信号４とは互いに逆相関係にある。分周器出力信号１及び分周器出力信号２と分周器出力信号３及び分周器出力信号４との間にはこれら信号の１／４周期のずれがある。
バッファ７７は、４分周器７６の動作がミキサ３４の動作の影響を受け難くする回路である。

位相判別系１２Ａの２ビットカウンタ８１は、カウンタ出力信号１とカウンタ出力信号２とを出力する回路である。カウンタ出力信号１は局部発振器７３からの出力信号を４分周したものであり、カウンタ出力信号２も局部発振器７３からの出力信号を２分周したものである。
位相判別器８２は、分周器入力信号と、４分周器７６からの分周器出力信号１及び分周器出力信号３と、２ビットカウンタ８１からのカウンタ出力信号１及びカウンタ出力信号２とを受けて位相判別器出力信号１及び位相判別器出力信号２を出力する回路である。この実施形態では、位相判別器８２を順序回路で構成してある。
位相判別器８２は、カウンタ出力信号１及びカウンタ出力信号２が共に０以外の期間、位相判別器出力信号１及び位相判別器出力信号２の値を保持する構成とされている。

ミキサ３４Ａは、受信信号入力端子３１Ａ、そして低雑音増幅器３３を経て受信信号を受け取ると共に、上述の局部発振器７３からバッファ３９を介して局部発振器出力信号を受け取って中間周波数信号を出力する周波数変換段である。
上述のミキサ３４は、ミキサ３４Ａからの中間周波数信号と上述した局発供給系１１Ａからの局部発振信号とを受け取ってベースバンド信号を出力する周波数変換段である。
ミキサ３４の出力はフィルタ３５に接続され、フィルタ３５の出力はＡＤ変換器３７に接続され、ＡＤ変換器３７の出力はデジタル信号処理部３８に接続されている。

次に、図７乃至図１０を参照して、この実施形態の動作を説明する。
この実施形態においても、ミキサ３４への局部発振信号は、局発供給系１１Ａから実施形態１とほぼ同様にして供給される。
すなわち、局発供給系１１Ａの局部発振器７３から出力される局部発信器出力信号（図８及び図９の（１））の極性は、極性切替器７４において極性制御信号（図８及び図９の（２））によって制御され、４分周器７６へ入力される。４分周器７６は、極性切替器７４から出力される分周器入力信号（図８及び図９の（３））の周波数を４分周し、その分周器出力信号１及び分周器出力信号２をミキサ３４への局部発振信号としてミキサ３４へ供給する。また、４分周器７６は、分周器入力信号の周波数を４分周した分周器出力信号１及び分周器出力信号３を位相判別器８２へ供給する。
なお、ミキサ３４での受信信号の周波数変換は、実施形態１と同様である。

上述したミキサ３４への局部発振信号の供給により、この実施形態においてもミキサ３４への局部発振信号の供給において生ずる問題、すなわち、上述した局部発振信号の径路差、損失差に起因して生ずる同相成分と直交成分とのインバランスの問題を解消させることができる。

また、４分周器７６から出力される分周信号は、図８及び図９の（４）、（５）、（６）及び（７）に示すように、極性切替器１４に設定する極性が０度に対し０度若しくは１８０度となる状態で出力される場合もあるし、また、極性切替器１４に設定する極性が１８０度に対し９０度若しくは−９０度となる状態で出力される場合もある。極性が０度に対する２つの状態０１（直交の同相）及び状態１０（直交の逆相）は、図８及び図９の左側に示され、極性が１８０度に対対する２つの状態１１（逆相）及び状態００（同相）は、図８及び図９の右側に示されている。
このように、極性の切替毎に、ミキサ３４へ供給される局部発振信号の位相状態が、２つの状態を取ってしまい、実施形態１と同様、ミキサ４から出力されるベースバンド信号が互いに逆相で出力されるので、この問題を解決するための手段が、この実施形態でも設けている。

それが、上述の位相判別系１２Ａである。この位相判別系１２Ａの位相判別器８２は、図８及び図９に示すように、極性が０度であって、カウンタ１・２がともに０のときの分周器出力信号３を位相判別器出力信号１として出力し、極性が１８０度であって、カウンタ出力信号１及びカウンタ出力信号２がともに０のときで分周器入力信号の次の立ち上がりに応答して該立ち上がり直前の分周器出力信号１の値を位相判別器出力信号２と出力する。

これら２つの位相判別器出力信号の値から上述した２つの状態を判別することができる。
すなわち、受信信号入力端子３１Ａの出力からデジタル信号処理部３８に至るいずれかの位置において、位相判別器８２の出力信号に基づいて信号を反転すれば、状態０１のときの信号と状態１０のときの信号とを、また、状態１１のときの信号と状態００のときの信号とを、それぞれ、同じ信号として取り扱うことができる。

このように、この実施形態の構成においても、局部発振信号の径路差、損失差に起因して生ずる同相成分と直交成分とのインバランスの問題を解消させることができるし、また、インバランスの問題の解消のために用いる手段に伴って２つの位相状態で生ずる復調信号の首尾よい受信を行うこともできる。
また、特許文献１に比して、そこでのミキサ１２６２、バッファ１２２３、フィルタ１２７２、ＡＤ変換器１２８２を省略することができるから、消費電力や回路面積を削減することができる。

実施形態３

図１１は、この発明の実施形態３である受信装置の電気的構成を示すブロック図である。
この実施形態の構成が、実施形態１のそれと大きく異なる点は、局部発振信号を直交変調信号以外の信号の復調のための信号に拡張するようにした点である。
この実施形態の受信装置１０Ｂは、図１１に示すように、受信装置１０Ｂの差動入力ミキサ１１３４（以下、単にミキサ１１３４という）の局部発振信号入力端子に局部発振信号を供給する局発供給系１１Ｂと、位相判別系１２Ｂとをその発明主要部としてから構成されている。

局発供給系１１Ｂは、局部発振器１１１３と、極性切替器１１１４と、ｎ分周器１１１６と、バッファ１１１７とから構成される。
位相判別系１２Ｂは、図１１には、位相判別器１１１２と、制御回路１１２３とを示すが、そのほかに、例えば、実施形態１に準拠する場合には、極性制御信号の供給系と、位相比較のための基準信号を出力する分周器１１２１（図示せず）を含んで構成される。

局発供給系１１Ｂの局部発振器１１１３は、ミキサ１１３４へ供給されるべき局部発振信号の周波数の所定倍（例えば、ｎ倍）の周波数の局部発振器出力信号を出力する発振器である。極性切替器１１１４は、その入力を局部発振器１１１３の出力に接続されると共に、局部発振器出力信号と所定の位相関係を有する極性制御信号を極性制御端子１５から極性切替制御入力に受け、この極性制御信号に基づいて局部発振器出力信号の極性を切り替える回路である。

ｎ分周器１１１６は、極性切替器１１１４からの信号を分周してミキサ１１３４で必要とする周波数の局部発振信号を出力する回路である。以下の説明では、上記局部発振信号を３相信号とする例について説明する。
局部発振信号は、実施形態１に準拠して、第１の分周信号（以下、分周器１出力信号１という）と、第２の分周信号（以下、分周器１出力信号２という）と、第３の分周信号（以下、分周器１出力信号３という）とからなる。また、３分周器１１１６は、第４の分周信号（以下、分周器１出力信号４という）と、第５の分周信号（以下、分周器１出力信号５いう）と、第６の分周信号（以下、分周器出力信号６という）も出力する回路である。

上記分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２と、分周器１出力信号４、分周器１出力信号５及び分周器１出力信号６とは、後述する位相判別に用いられる。
分周器１出力信号１、分周器１出力信号２及び分周器１出力信号３のいずれも、また、分周器１出力信号４、分周器１出力信号５及び分周器１出力信号６のいずれも、局部発振器１１１３の局部発振器出力信号を３分周したものである。分周器１出力信号１と分周器１出力信号２と分周器１出力信号３とは互いに１２０度の位相差を有する関係にあり、また、分周器１出力信号４と分周器１出力信号５と分周器１出力信号６とは互いに１２０度の位相差を有する関係にある。分周器１出力信号１と分周器１出力信号４との間、分周器１出力信号２と分周器１出力信号５との間、分周器１出力信号３及び分周器１出力信号６との間にはこれら信号の１／６周期のずれがある。
バッファ１１１７は、３分周器１１１６の動作がミキサ１１３４の動作の影響を受け難くする回路である。

分周器１１２１は、局部発振器１１１３の局部発信器出力信号を３分周して分周器２出力信号１、分周器２出力信号２及び分周器２出力信号３を出力する回路である。分周器２出力信号１と、分周器２出力信号２と、分周器２出力信号３とは、互いに１２０度の位相差を有する関係にある。分周器２出力信号１は、分周器１出力信号１と同相である。
位相判別器１１２２は、実施形態１に準拠して、分周器１１１６から分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２と、分周器１出力信号４、分周器１出力信号５及び分周器１出力信号６とを受けるほか、極性制御信号と分周器１１２１の分周器２出力信号１、分周器２出力信号２及び分周器２出力信号３とを受けて位相判別器出力信号１、位相判別器出力信号２及び位相判別器出力信号３を出力する回路である。位相判別器出力信号１、位相判別器出力信号２及び位相判別器出力信号３の発生には、分周器２出力信号１が位相判別の基準として用いられる。

ミキサ１１３４は、受信信号入力端子３１Ａ、そして低雑音増幅器３３を経て受信信号を受け取ると共に、上述した局発供給系１１Ｂからの局部発振信号とを受け取って３相のベースバンド信号を出力する周波数変換段である。
ミキサ１１３４の出力はフィルタ３５に接続され、フィルタ３５の出力は可変利得増幅器３６に接続され、可変利得増幅器３６の出力はＡＤ変換器３７に接続され、ＡＤ変換器３７の出力はデジタル信号処理部３８に接続されている。

次に、図１１を参照して、この実施形態の動作を説明する。
この実施形態においても、ミキサ１１３４への局部発振信号は、３相信号形式とされる以外は、局発供給系１１Ｂから実施形態１とほぼ同様にして供給される。
すなわち、局発供給系１１Ｂの局部発振器１１１３から出力される局部発信器出力信号の極性は、極性切替器１１１４において極性制御信号によって制御され、３分周器１１１６へ入力される。３分周器１１１６は、極性切替器１１１４から出力される分周器入力信号の周波数を３分周して３相信号とし、その分周器１出力信号１、分周器１出力信号２及び分周器１出力信号３をミキサ１１３４への局部発振信号としてミキサ３４へ供給する。また、３分周器１１１６は、分周器入力信号の周波数を上述した関係で３分周して分周器１出力信号４、分周器１出力信号５及び分周器１出力信号６を位相判別器１１２２へ供給する。

上述したミキサ１１３４への局部発振信号の供給により、この実施形態においてもミキサ１１３４への局部発振信号の供給において生ずる問題、すなわち、上述した局部発振信号の径路差、損失差に起因して生ずる３相成分間のインバランスの問題を解消させることができる。

また、３分周器１１１６から出力される分周信号は、極性切替器１１１４に設定する極性が０度に対し０度、１２０度若しくは２４０度となる状態で出力される場合もあるし、また、極性切替器１１１４に設定する極性が１８０度に対し−６０度、６０度若しくは−１８０度となる状態で出力される場合もある。すなわち、極性が０度に対し３つの状態が生じ、極性が１８０度に対し３つの状態が生ずる。
このように、極性の切替毎に、ミキサ３４へ供給される局部発振信号の位相状態が、３つの状態を取ってしまい、実施形態１と同様、ミキサ１１３４から出力されるベースバンド信号が互いに逆相で出力されるので、この問題を解決するための手段が、この実施形態でも設けている。

それが、上述の位相判別系１２Ｂである。この位相判別系１２Ｂの位相判別器１１２２は、極性が０度にあっては、分周器２出力信号１を基準として、分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２と、分周器１出力信号４、分周器１出力信号５及び分周器１出力信号６とに基づいて位相判別器出力信号１、位相判別器出力信号２及び位相判別器出力信号３を出力し、極性が１８０度にあっては、分周器２出力信号１を基準として、分周器１出力信号１及び分周器１出力信号２と、分周器１出力信号４、分周器１出力信号５及び分周器１出力信号６とに基づいて位相判別器出力信号１、位相判別器出力信号２及び位相判別器出力信号３を出力する。

これら３つの位相判別器出力信号の値から上述した３つの状態を判別することができる。
すなわち、受信信号入力端子３１Ａの出力からデジタル信号処理部３８に至るいずれかの位置において、位相判別器１１２２の出力信号に基づいて互いに逆相関係にある信号を反転すれば、逆相関係にある状態の信号を、それぞれ、同じ信号として取り扱うことができる。

このように、この実施形態の構成においても、局部発振信号の径路差、損失差に起因して生ずる３相成分間のインバランスの問題を解消させることができるし、また、インバランスの問題の解消のために用いる手段に伴って互いに逆相関係にある３つの位相状態で生ずる復調信号の首尾よい受信を行うこともできる。
また、特許文献２に比して、そこでの位相切替スイッチ１３７４、−９０度位相器１３７２、ローパスフィルタ１３６２、フィルタ切替スイッチ１３０８、ＩＱ出力パス切替スイッチ１３１２を省略することができるから、消費電力や回路面積を低減することができる。

以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、この発明の具体的な構成は、これらの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもそれらはこの発明に含まれる。
例えば、いずれの実施形態でも、局部発振信号をミキサへ供給するのに、分周器又はカウンタを用いる例を示したが、分周器又はカウンタは、必ずしも、用いなくても、すなわち、局部発振器の周波数を受信信号の周波数と同一にすれば、分周器又はカウンタなしに、この発明を実施し得る。

また、実施形態２において、位相比較器の回路構成により、分周器出力信号４を使用して位相比較器を構成することもできる。
また、実施形態３で、３相信号の例を示したが、これに限らず、その他の相数でも、この発明を実施可能である。
また、カウンタを組み合わせ回路で構成する場合には、カウンタ出力信号がと共に０になった瞬間に位相判別器出力信号を切り替えるように構成することもできる。したがって、位相判別系は、その回路構成により、位相判別器へ入力されるべき信号は異なって来るし、位相判別基準とすべき信号も異なって来る。

また、位相判別の基準を局部発振器から導く絶対的基準の例を示したが、分周器の出力信号間の位相から位相判別の基準を導く相対的基準を採用してこの発明を実施するように構成することもできる。
さらには、各実施形態で行う位相の変更に、可変遅延手段を用いてこの発明を構成することもできる。
さらには、単一の信号供給系を介して信号利用手段に信号を供給する場合へも、この発明を拡張して実施し得る。

ここに開示している受信装置及びその方法並びに信号供給装置及びその方法は、各種の信号処理装置等で利用し得る。

Claims (10)

1. 受信信号を入力する入力手段と、
   前記受信信号の周波数と同一又は異なる周波数の信号を出力する信号出力手段と、
   該信号出力手段から出力される前記信号に基づいて、第１の信号と、該第１の信号の位相と所定の位相関係にある第２の信号とを局部発振信号として時分割で出力する局部発振信号出力手段と、
   前記入力手段から入力される前記受信信号を前記局部発振信号出力手段から出力される局部発振信号に基づいて周波数変換する変換手段と、
   前記変換手段から出力される信号のデジタル化処理を行うデジタル信号処理手段と、
   前記局部発振信号出力手段から出力される前記局部発振信号の位相（同相信号であるか、逆相信号であるか、＋９０度直交信号であるか、−９０度直交信号であるか）を判別する位相判別手段とを備えてなると共に、
   前記デジタル信号処理手段は、前記位相判別手段による判別結果に基づいて前記変換手段の出力信号を実質的に反転又は非反転する制御を行うことを特徴とする受信装置。
2. 前記局部発振信号出力手段は、
   前記信号出力手段から出力される前記信号に基づいて、第１の出力信号と、該第１の出力信号と逆相関係にある第２の出力信号と、前記第１の出力信号の位相と所定の位相関係にある第３の出力信号とを生成し、
   前記第１及び第２の出力信号が、前記局部発振信号として前記変換手段へ出力されて周波数変換に供される一方、前記第１及び第３の出力信号が、前記位相判別手段に入力されて位相判別に供されることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記局部発振信号出力手段は、前記信号出力手段から出力される前記信号の極性を時分割で切り替える極性切替手段と、該極性切替手段の出力に接続されて前記第１、第２及び第３の出力信号を生成する分周手段とを有してなることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
4. 前記局部発振信号出力手段は、極性制御信号入力手段を含み、前記極性は、前記極性制御信号入力手段から入力される極性制御信号に基づいて切り替えられることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
5. 前記位相判別手段は、前記極性制御信号入力手段から入力される前記極性制御信号と、前記極性切替手段の出力に接続される前記分周手段から入力される前記第１及び第３の出力信号と、前記信号出力手段の出力に接続される分周手段から入力される信号とに基づいて該局部発振信号の位相を判別することを特徴とする請求項４記載の受信装置。
6. 前記局部発振信号出力手段は、前記信号出力手段から出力される前記信号の極性を時分割で切り替える極性切替手段と、該極性切替手段の出力に接続されて前記第１、第２及び第３の出力信号を出力する分周手段とを有してなると共に、
   前記位相判別手段は、前記極性切替手段の出力に接続される前記分周手段から入力される前記第１及び第３の出力信号と、前記信号出力手段の出力に接続されるカウンタ又は可変遅延手段から入力される信号とに基づいて該局部発振信号の位相を判別することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
7. 受信信号を入力し、
   前記受信信号の周波数と同一又は異なる周波数の信号を信号出力手段から出力し、
   該信号出力手段から出力される前記信号に基づいて、第１の信号と、該第１の信号の位相と所定の位相関係にある第２の信号とを局部発振信号として時分割で出力し、
   時分割で出力される前記局部発振信号に基づいて前記受信信号の周波数を変換する変換処理を行い、該変換処理によって生成された信号のデジタル化処理を行う受信方法であって、
   出力される前記局部発振信号の位相（同相信号であるか、逆相信号であるか、＋９０度直交信号であるか、−９０度直交信号であるか）を判別する位相判別処理を行い、
   前記デジタル化処理では、前記位相判別処理による判別結果に基づいて前記変換処理によって生成された前記信号を実質的に反転又は非反転する制御を行うことを特徴とする受信方法。
8. 前記信号出力手段から出力される前記信号に基づいて、第１の出力信号と、該第１の出力信号と逆相関係にある第２の出力信号と、前記第１の出力信号の位相と所定の位相関係にある第３の出力信号とを生成し、
   前記第１及び第２の出力信号が、前記局部発振信号として前記変換処理にて周波数変換に供される一方、前記第１及び第３の出力信号が、前記位相判別処理にて供されることを特徴とする請求項７記載の受信方法。
   
9. 前記信号出力手段から出力される前記信号の極性を時分割で切り替え、
   極性が切り替えられた前記信号を分周器に入力させて、前記第１、第２及び第３の出力信号を生成させることを特徴とする請求項７又は８記載の受信方法。
10. 前記極性は、入力される極性制御信号で切り替えられることを特徴とする請求項９記載の受信方法。

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