JP4502659B2 - パルス発生装置 - Google Patents
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Description
図1において、r 1 乃至r 8 は充電抵抗、C 1 乃至C 4 は充電用の各コンデンサ、GS 1乃至GS 5はギャップスイッチである。まず、充電サイクルにおいては、電源6から供給されたエネルギーは、点線の矢印で示す(1)の経路で、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )を充電する。各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )が充電されると、放電サイクルにおいて、各ギャップスイッチ(GS 1 乃至GS 5 )をON(火花放電)させ、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )を、(2)の経路で直列に接続して放電させることにより、負荷(図1では誘導性負荷5)に各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電電圧(ほぼ電源6の電圧に等しい)の段数倍にあたるパルスを印加するようになっている(特許文献1参照)。
各コンデンサを並列に接続して充電・直列に接続して放電というマルクス回路の特徴を活かしつつ、上述の欠点を克服した新しいタイプのパルス発生装置が求められている。
本発明は上述の課題に応えるために為されたものであり、本発明は、誘導性負荷に高い繰り返しでパルスを供給する、マルクス型回路を利用したパルス発生装置を提供することを目的とする。
前記コンデンサ充放電回路を構成する前記各単位回路ユニットは、互いに、第k段目(1≦k≦N−1)の第1のダイオードのカソードと第(k+1)段目の第1のダイオードのアノードとが接続され、前記第k段目の第2のダイオードのカソードと前記第(k+1)段目の第2のダイオードのアノードとが接続されており、前記第1段目の単位回路ユニットの第1のダイオードのアノードが前記電源に接続され、さらに、前記第N段目の単位回路ユニット第2のダイオードのカソードが前記誘導性負荷に接続されるとともに、
前記制御手段は、
すべての前記半導体スイッチを、所定のタイミングで同時にONにして前記コンデンサ充放電回路の前記各コンデンサを直列に接続し、前記誘導性負荷に、前記電源電圧と前記各コンデンサの充電電圧との総和に相当する前記パルスの電圧を供給し、さらに、所定のタイミングで同時にOFFにして、前記誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを、電荷の持つ静電エネルギーの形で前記各コンデンサに回生し、前記各コンデンサへの充電を行うように制御することを特徴とするパルス発生装置によって達成される。
また、各コンデンサの電圧は、主として誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを、電荷の持つ静電エネルギーの形で回生することにより作られるので、電源電圧は、各コンデンサの充電電圧よりも低くてもよい特徴がある。これは、誘導性負荷の抵抗分の電圧があれば、その電流が流れるようになるまで、各コンデンサ電圧が上昇するからである。
そして、コンデンサ充放電回路を構成する各単位回路ユニットは、互いに、第k段目(1≦k≦3)の第1のダイオードDk1のカソードと第(k+1)段目の第1のダイオードDk+1,1のアノードとが接続され、第k段目の第2のダイオードDk2のカソードと第(k+1)段目の第2のダイオードDk+1,2のアノードとが接続されている。
さらに、第1段目の単位回路ユニットの第1のダイオードD11のアノードと第2のダイオードD12のアノードとの間に、第1のダイオードD11のアノード側を正極として半導体スイッチS1が接続されるとともに、第1のダイオードD11のアノードが電源6に接続され、第4段目の単位回路ユニットの第2のダイオードD42のカソードが誘導性負荷5の一端に接続されている。
制御手段3は、半導体スイッチ(S1乃至S5)のON・OFF制御を行う。半導体スイッチ(S1乃至S5)がすべてONのときは、各コンデンサ(C1乃至C4)は直列に接続され放電し、半導体スイッチ(S1乃至S5)がすべてOFFになると、各コンデンサ(C1乃至C4)に、誘導性負荷5に残留している磁気エネルギーは電流となり、電荷の持つ静電エネルギーの形で回生されるとともに、電源6からの電流がダイオード(D11乃至D42)を介して流れ、各コンデンサ(C1乃至C4)が充電される。なお、図2における半導体スイッチ(S1乃至S5)は、パワーMOSFETを使用した場合を示している。
本発明に係るパルス発生装置の動作原理を、図3に基づいて説明する。
(1)制御手段3が、半導体スイッチ(S1乃至S5)を、すべて同時にOFFにすると(図3(C)における区間toff、ゲートのOFF時間)、誘導性負荷5に残留している磁気エネルギーが電流となったもの及び電源6からの電流により、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )を並列に充電するため、誘導性負荷5を流れる電流は徐々に減少し始め、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電が完了すると、誘導性負荷5に流れる電流は略ゼロになる。
また、制御手段3が、半導体スイッチ(S 1 乃至S 5 )を、すべて同時にOFFにすると、誘導性負荷5に逆起電力が生じ、誘導性負荷5に残留している磁気エネルギーは、電流となって各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )を充電する。各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電が開始されると、誘導性負荷5の逆電圧は徐々に増え、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電電圧(−VC)まで到達する(図3(B)における区間tchg、充電時間)。各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電が完了すると、誘導性負荷5に流れる電流は略ゼロになり、誘導性負荷5の電圧VLも略ゼロになる。
(2)次に、制御手段3が、半導体スイッチ(S 1 乃至S 5 )を、すべて同時にONにすると(図3(C)における区間tonゲートのON時間)、充電されている各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )が直列に接続されて放電されるため(図3(B)における区間tdis、放電時間)、誘導性負荷5には、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電電圧Vcのn段数倍の電圧(nVC)と電源6の電圧Eとの和に相当する電圧が印加される。
(3)各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の放電開始とともに、誘導性負荷5に流れる電流は増え(図3(A)の区間tdis)、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の放電が完了すると定常状態となり、電源6の電圧Eと誘導性負荷5の抵抗Rで決まる定常電流imaxが流れるようになる。
なお、上記充電時間tchg、放電時間tdis、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の充電電圧Vc及び定常電流imaxは、各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の静電容量C、誘導性負荷5のインダクタンスL、段数nを用いて、次の数1のように表される。
また、上述のとき、誘導性負荷5の電圧VLは、次の数2のようになる。
1.ダイオード(D 11 乃至D 42 ): 定格電圧600V、定格電流6Aのショットキーダイオード、
2.半導体スイッチ(S 1 乃至S 5 ): 定格電圧900V、定格電流60AのIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)、
3.誘導性負荷5のインダクタンスL: 1.2mH、
4.各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の静電容量C: 23マイクロF、
5.半導体スイッチ(S1乃至S5)の各ゲートのON時間ton:20マイクロ秒。
上述の回路定数の場合、上記数1から導き出される放電時間tdisは、131マイクロ秒であるので、半導体スイッチ(S 1 乃至S 5 )の各ゲートのON時間tonが、放電時間tdisよりもかなり小さい場合(ton≪tdis)が成り立ち、図5は、図4で示した理論的な波形と合致していることが分かる。
図6(A)は、半導体スイッチ(S 1 乃至S 5 )の各ゲートのON時間tonを変数とした場合の、誘導性負荷5の電圧VLの変化を示す図である。より詳しくは、図6(A)は、誘導性負荷5の電圧VLの理論値(“Theory”で示される実線)と、実測値(点で示される)を示している。図6(A)より、誘導性負荷5の電圧VLの実測値も、半導体スイッチ(S 1 乃至S 5 )の各ゲートのON時間tonにほぼ反比例しているのが分かる。
また、図6(B)は、誘導性負荷5のインダクタンスLを変数とした場合の、誘導性負荷5の電圧VLの変化を示す図である。より詳しくは、図6(B)は、誘導性負荷5の電圧VLの理論値(“Theory”で示される実線)と、実測値(点で示される)を示している。図6(B)より、誘導性負荷5の電圧VLの実測値も、誘導性負荷5のインダクタンスLにほぼ比例しているのが分かる。以上より、上述の数2は妥当であるといえる。
図7は、以下の回路定数を用いて、毎秒5000回(5kHz)繰り返してパルスを発生させた場合の波形を示す図である。より詳しくは、図7は、誘導性負荷5を流れる電流(“Current”と表記)及び電圧VL(“Voltage”と表記)の波形を示す図である。
1.誘導性負荷5のインダクタンスL: 16.74mH、
2.各コンデンサ(C 1 乃至C 4 )の静電容量C: 23マイクロF、
3.電源6の電圧E: 36V、
4.定常電流imax:1.25A。
上述の回路定数の場合、毎秒200回(200Hz)から毎秒5000回(5kHz)までの範囲で繰り返す回数を変えても、誘導性負荷5の電圧VLは変化しなかった。また、図6(B)より、電源6の電圧Eが36Vにもかかわらず、約1500Vのパルスを高い繰り返しで発生させることが可能である。
また、図示していないが、他の実験によれば、図6(B)よりも低い電源6の電圧E(24V)で、図2で示した本発明に係るパルス発生装置(段数4)で、数kVの高電圧のパルスを発生させることも可能であることが分かった。その繰り返し周波数は、従来のマルクス回路ではできなかった高いものである。
(1)ステッピングモータの高速回転への応用
ステッピングモータは、高トルク高精度モータである。しかしながら、電流の立ち上がりによる制限で、駆動パルスの周波数は500Hz程度が限界であった。本発明に係るパルス発生装置を用いれば、数kHz程度までのパルス電流を供給できる。
(2)レーザ用電源への応用
エキシマレーザ用の高速立ち上げ電流は、回路のインダクタに残留している磁気エネルギーを捨てるため効率が悪い。従来の回生方式は、トランス3次巻き線を使い複雑である。エキシマレーザ用の電源に本発明に係るパルス発生装置が適用可能である。
(3)インダクションヒーティングへの応用
誘導加熱に新しい非共振式誘導コイル駆動法を提供できる。
(4)自動車用高電圧発生装置
イグニッションコイルによる高電圧発生法の復活、イグニッションコイルでの発熱が減少し、常時低電圧のみ現れるので水に濡れても問題ない。
(5)ディーゼル車のNOX処理高電圧パルス発生回路
直流12Vから磁気回路に電流を貯めて、直接イグニッション回路と同様に、高速(100KHz)な高電圧のパルス列を得ることができる。その他、デジタルカメラのストロボ用電源、複写機のハロゲンランプ用電源などにも使える可能性がある。
5 誘導性負荷
6 電源
L 誘導性負荷のインダクタンス
R 誘導性負荷の抵抗
D 11 〜D 42 ダイオード
S 1 〜S 5 半導体スイッチ
C 1 〜C 4 コンデンサ
Claims (1)
- 電源と誘導性負荷との間に直列に接続され、前記誘導性負荷に繰り返しパルスを供給するパルス発生装置であって、該パルス発生装置は、
コンデンサ充放電回路と制御手段とを備えるとともに、
前記コンデンサ充放電回路は、
第1のダイオードのカソードと第2のダイオードのアノードとの間にコンデンサを接続し、前記第1のダイオードのカソードと前記第2のダイオードのカソードとの間に前記第1のダイオードのカソード側を正極として半導体スイッチを接続して成る単位回路ユニットをN(2≦N)段直列に接続し、さらに、第1段目の前記単位回路ユニットの第1のダイオードのアノードと第2のダイオードのアノードとの間に、前記第1のダイオードのアノード側を正極としてさらに半導体スイッチを接続して構成されたものであって、
前記コンデンサ充放電回路を構成する前記各単位回路ユニットは、互いに、
第k段目(1≦k≦N−1)の第1のダイオードのカソードと第(k+1)段目の第1のダイオードのアノードとが接続され、前記第k段目の第2のダイオードのカソードと前記第(k+1)段目の第2のダイオードのアノードとが接続されており、
前記第1段目の単位回路ユニットの第1のダイオードのアノードが前記電源に接続され、さらに、前記第N段目の単位回路ユニット第2のダイオードのカソードが前記誘導性負荷に接続されるとともに、
前記制御手段は、
すべての前記半導体スイッチを、所定のタイミングで同時にONにして前記コンデンサ充放電回路の前記各コンデンサを直列に接続し、前記誘導性負荷に、前記電源電圧と前記各コンデンサの充電電圧との総和に相当する前記パルスの電圧を供給し、さらに、所定のタイミングで同時にOFFにして、前記誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを、電荷の持つ静電エネルギーの形で前記各コンデンサに回生し、前記各コンデンサへの充電を行うように制御することを特徴とするパルス発生装置。
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