JP2005237147A5

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Publication number: JP2005237147A5
Application number: JP2004044628A
Authority: JP
Filing date: 2004-02-20
Publication date: 2010-02-12
Anticipated expiration: 2024-02-20

Description

高電圧パルス発生装置

本発明は高電圧パルス発生装置に関し、特に、従来のマルクス回路にＯＮ・ＯＦＦ制御が可能な半導体スイッチを用いることにより、誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして各コンデンサに充電し、次回の誘導性負荷へのパルスの印加時に、各コンデンサの電荷を放電することを可能とした高電圧パルス発生装置に関する。

マルクス回路は、衝撃電圧発生回路とも呼ばれ、従来の高電圧パルス発生装置に利用されていた。図１は、従来のマルクス回路（４段構成）を利用した高電圧パルス発生装置の一例を示す図である。図１に基づいてその動作を説明する。
図１において、ｒは充電抵抗、Ｃは充電用の各コンデンサ、Ｇ１乃至Ｇ５はギャップスイッチである。まず、充電サイクルにおいては、電源Ｅから供給されたエネルギーは、点線の矢印で示す（１）の経路で各コンデンサＣを充電する。各コンデンサＣが充電されると、放電サイクルにおいて、各ギャップスイッチＧをＯＮ（火花放電）させ、各コンデンサＣを、（２）の経路で直列に接続して放電させることにより、負荷Ｌに各コンデンサＣの充電電圧（ほぼ電源Ｅの電圧に等しい）の段数倍にあたる高電圧のパルスを印加するようになっている（特許文献１参照）。
特開２０００−１５２６６６号公報

しかしながら、負荷において、高電圧のパルスが必要なのは一瞬であるにもかかわらず、ギャップスイッチには遮断（カットＯＦＦ）機能がないため、各コンデンサに充電されたエネルギーは、毎回放電時になくなるまで無駄な電流が流れ、負荷において熱として消費されてしまうという欠点があった。そのため、各コンデンサを再充電するのに時間とエネルギーが必要であり、高い繰り返しで、各コンデンサを充電・放電を行うことはできなかった。

一方、医療用小型加速器の開発が、我が国で国家プロジェクトとして推進されている。医療用小形加速器の形式はさまざまであるが、医療用小形加速器の偏向電磁石に、数１０ｋＪの磁気エネルギーパルス放電を、最大毎秒１０回程度行うことが求められている。また、これに用いられるパルス電源は、消費電力が少なく、偏向電磁石のコイルの発熱を最小限にでき、かつ、入力電力も安定化したものである必要がある。
各コンデンサを並列に接続して充電・直列に接続して放電というマルクス回路の特徴を活かしつつ、上述の欠点を克服した新しいタイプの高電圧のパルスを発生させる装置が求められている。
本発明は上述の課題に応えるために為されたものであり、本発明は、誘導性負荷に高い繰り返しで高電圧のパルスを供給する、マルクス回路を利用した高電圧パルス発生装置を提供することを目的とする。

本発明は、高電圧パルス発生装置に関し、本発明の上記目的は、誘導性負荷に繰り返し高電圧のパルスを供給する、マルクス回路を利用した高電圧パルス発生装置において、前記マルクス回路におけるすべての充電抵抗をダイオードで、すべてのギャップスイッチをＯＮ・ＯＦＦ制御が可能な半導体スイッチでそれぞれ置き換え、すべての前記半導体スイッチを同時にＯＮもしくはＯＦＦさせるように前記半導体スイッチのゲートを制御する制御手段を備えるとともに、前記制御手段は、前記半導体スイッチを所定のタイミングでＯＮにすることにより、前記マルクス回路の各コンデンサを直列に接続して、前記誘導性負荷に前記各コンデンサの充電電圧の和に相当する高電圧のパルスを供給し、かつ、前記半導体スイッチを所定のタイミングでＯＦＦにすることにより、前記誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを前記各コンデンサに回生し、前記各コンデンサを並列に接続して充電を開始するように制御することを特徴とする高電圧パルス発生装置によって達成される。

本発明に係る高電圧パルス発生装置によれば、誘導性負荷に供給する電流を任意のタイミングで遮断し、誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを各コンデンサに回生することができるので、再び各コンデンサを充電するエネルギーが少なくてすみ、高電圧のパルスを高い繰り返しで効率よく発生させることができる。
また、各コンデンサの電圧は、主として誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを回生することにより作られるので、電源電圧は、各コンデンサの充電電圧よりも低くてもよい特徴がある。これは、誘導性負荷の抵抗分の電圧があれば、その電流が流れるようになるまで、各コンデンサ電圧が上昇するからである。

本発明に係る高電圧パルス発生装置は、従来のマルクス回路におけるすべての充電抵抗をダイオードで、すべてのギャップスイッチをＯＮ・ＯＦＦ制御が可能な半導体スイッチでそれぞれ置き換え、制御手段は、すべての半導体スイッチを同時にＯＮもしくはＯＦＦさせるように半導体スイッチのゲートを制御し、半導体スイッチがＯＮのときは、マルクス回路の各コンデンサを直列に接続して、誘導性負荷に各コンデンサの充電電圧の和に相当する高電圧のパルスを供給し、半導体スイッチがＯＦＦのときは、誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを各コンデンサに回生し、各コンデンサを並列に接続して充電を行うようにしたものである。
本発明に係る高電圧パルス発生装置の特徴は、誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを有効に利用して、高圧の電源を用意せずに高電圧のパルスを瞬時に得るという点である。誘導性負荷のインダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを利用することで、高速に各コンデンサを充電することができ、高い繰り返しでパルス発生が可能になる。

図２は、本発明に係る高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。より詳しくは、図２は、図１に示す従来のマルクス回路（４段構成）において、充電抵抗ｒをダイオード１に、ギャップスイッチ（Ｇ１乃至Ｇ５）を半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）にそれぞれ置き換え、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）のＯＮ・ＯＦＦ制御を行う制御手段３を設けたものである。
半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）がＯＮのときは、各コンデンサ４は直列に接続して放電され、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）がＯＦＦになると、各コンデンサ４に誘導性負荷５に残留している磁気エネルギーが回生されるとともに、電源Ｅからダイオード１を介して各コンデンサ４にエネルギーが充電される。なお、図２における半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）は、パワーＭＯＳＦＥＴを使用した場合を示している。

図３は、図２に示す本発明に係る高電圧パルス発生装置を構成するマルクス回路の半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）のゲートの状態（図３（Ｃ））と、誘導性負荷５に流れる電流（図３（Ａ））及び電圧Ｖ_Ｌ（図３（Ｂ））の波形を示したものである。
本発明に係る高電圧パルス発生装置の動作原理を、図３に基づいて説明する。
（１）制御手段３が、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）を、すべて同時にＯＦＦにすると（図３（Ｃ）における区間ｔ_ｏｆｆ、ゲートのＯＦＦ時間）、誘導性負荷５に残留している磁気エネルギー及び電源Ｅから供給されるエネルギーにより、各コンデンサ４を並列に充電するため、誘導性負荷５を流れる電流は徐々に減少し始め、各コンデンサ４の充電が完了すると、誘導性負荷５に流れる電流は略ゼロになる。
また、制御手段３が、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）を、すべて同時にＯＦＦにすると、誘導性負荷５に逆起電力が生じ、誘導性負荷５に残留している磁気エネルギーは、電流となって各コンデンサ４を充電する。各コンデンサ４の充電が開始されると、誘導性負荷５の逆電圧は徐々に増え、各コンデンサ４の充電電圧（−Ｖ_Ｃ）まで到達する（図３（Ｂ）における区間ｔ_ｃｈｇ、充電時間）。各コンデンサ４の充電が完了すると、誘導性負荷５に流れる電流は略ゼロになり、誘導性負荷５の電圧Ｖ _Ｌも略ゼロになる。
（２）次に、制御手段３が、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）を、すべて同時にＯＮにすると（図３（Ｃ）における区間ｔ_ｏｎゲートのＯＮ時間）、充電されている各コンデンサ４が直列に接続されて放電されるため（図３（Ｂ）における区間ｔ_ｄｉｓ、放電時間）、誘導性負荷５には、各コンデンサ４の充電電圧Ｖｃのｎ段数倍の電圧（ｎＶ_Ｃ）が印加される。
（３）各コンデンサ４の放電開始とともに、誘導性負荷５に流れる電流は増え（図３（Ａ）の区間ｔ_ｄｉｓ）、各コンデンサ４の放電が完了すると定常状態となり、電源電圧Ｅと誘導性負荷５の抵抗Ｒで決まる定常電流ｉ_ｍａｘが流れるようになる。
なお、上記充電時間ｔ_ｃｈｇ、放電時間ｔ_ｄｉｓ、各コンデンサ４の充電電圧Ｖｃ及び定常電流ｉ_ｍａｘは、各コンデンサ４の静電容量Ｃ、誘導性負荷５のインダクタンスＬ、段数ｎを用いて、次の数１のように表される。

次に、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ_ｏｎが、放電時間ｔ_ｄｉｓよりもかなり小さい場合（ｔ _ｏｎ ≪ｔ _ｄｉｓの場合）、すなわち、各コンデンサ４の放電が完了しないうちに、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートをＯＦＦにして、誘導性負荷５に残留している磁気エネルギーを、各コンデンサ４に回生し充電する場合は、無駄な放電によるエネルギーの消費がないので、理論的には各コンデンサ４の充電電圧Ｖｃは無限に大きくなる。しかしながら、実際にはエネルギーは、誘導性負荷５の抵抗Ｒで熱となって消費されるので、誘導性負荷５の抵抗値Ｒと電源電圧Ｅとのバランスがとれたところで定常値（定常電流ｉ _ｍａｘ）に落ち着く。図４（Ａ）乃至（Ｃ）は、上述の状態の波形を示したものである。より詳しくは、図４（Ａ）乃至（Ｃ）は、誘導性負荷５に流れる電流（図４（Ａ））及び電圧Ｖ _Ｌ（図４（Ｂ））、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）のゲートの状態（図４（Ｃ））の論理的な波形を示したものである。図４（Ａ）における定常電流ｉ_ｍａｘは、図３（Ａ）の場合の約１．５倍の大きさとなっている（半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ_ｏｎには依存しない）。
また、上述のとき、誘導性負荷５の電圧Ｖ_Ｌは、次の数２のようになる。

上述の数２は、誘導性負荷５の電圧Ｖ_Ｌは、誘導性負荷５のインダクタンスＬに比例し、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ_ｏｎに反比例することを意味している。

図５は、図２で示した本発明に係る高電圧パルス発生装置において、以下の回路定数を用いたときの実験結果を示している。より詳しくは、図５は、誘導性負荷５に流れる電流（“Ｃｕｒｒｅｎｔ”と表記）及び電圧Ｖ _Ｌ（“Ｖｏｌｔａｇｅ”と表記）の波形を示す図である。
１．ダイオード１：定格電圧６００Ｖ、定格電流６Ａのショットキーダイオード、
２．半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）：定格電圧９００Ｖ、定格電流６０ＡのＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、
３．誘導性負荷５のインダクタンスＬ：１．２ｍＨ、
４．各コンデンサ４の静電容量Ｃ：２３マイクロＦ、
５．半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ_ｏｎ：２０マイクロ秒。
上述の回路定数の場合、数１から導き出される放電時間ｔ_ｄｉｓは、１３１マイクロ秒であるので、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ _ｏｎが、放電時間ｔ _ｄｉｓよりもかなり小さい場合（ｔ_ｏｎ≪ｔ_ｄｉｓ）が成り立ち、図５は、図４で示した理論的な波形と合致していることが分かる。
図６（Ａ）は、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ_ｏｎを変数とした場合の、誘導性負荷５の電圧Ｖ_Ｌの変化を示す図である。より詳しくは、図６（Ａ）は、誘導性負荷５の電圧Ｖ _Ｌの理論値（“Ｔｈｅｏｒｙ”で示される実線）と、実測値（点で示される）を示している。図６（Ａ）より、誘導性負荷５の電圧Ｖ_Ｌの実測値も、半導体スイッチ２（Ｓ１乃至Ｓ５）の各ゲートのＯＮ時間ｔ_ｏｎにほぼ反比例しているのが分かる。
また、図６（Ｂ）は、誘導性負荷５のインダクタンスＬを変数とした場合の、誘導性負荷５の電圧Ｖ_Ｌの変化を示す図である。より詳しくは、図６（Ｂ）は、誘導性負荷５の電圧Ｖ _Ｌの理論値（“Ｔｈｅｏｒｙ”で示される実線）と、実測値（点で示される）を示している。図６（Ｂ）より、誘導性負荷５の電圧Ｖ_Ｌの実測値も、誘導性負荷５のインダクタンスＬにほぼ比例しているのが分かる。以上より、上述の数２は妥当であるといえる。
図７は、以下の回路定数を用いて、毎秒５０００回（５ｋＨｚ）繰り返して高電圧のパルスを発生させた場合の波形を示す図である。より詳しくは、図７は、誘導性負荷５を流れる電流（“Ｃｕｒｒｅｎｔ”と表記）及び電圧Ｖ _Ｌ（“Ｖｏｌｔａｇｅ”と表記）の波形を示す図である。
１．誘導性負荷５のインダクタンスＬ：１６．７４ｍＨ、
２．各コンデンサ４の静電容量Ｃ：２３マイクロＦ、
３．電源電圧Ｅ：３６Ｖ、
４．定常電流ｉ _ｍａｘ：１．２５Ａ。
上述の回路定数の場合、毎秒２００回（２００Ｈｚ）から毎秒５０００回（５ｋＨｚ）までの範囲で繰り返す回数を変えても、誘導性負荷５の電圧Ｖ _Ｌは変化しなかった。また、図６（Ｂ）より、電源電圧Ｅが３６Ｖにもかかわらず、約１５００Ｖの高電圧のパルスを高い繰り返しで発生させることが可能である。
また、図示していないが、他の実験によれば、図６（Ｂ）よりも低い電源電圧Ｅ（２４Ｖ）で、図２で示した本発明に係る高電圧パルス発生装置（段数４段）で、数ｋＶの高電電圧のパルスを発生させることも可能であることが分かった。その繰り返し周波数は、今までのマルクス回路ではできなかった高いものである。

本発明に係る高電圧パルス発生装置は、以下のような応用先が考えられる。
（１）ステッピングモータの高速回転への応用
ステッピングモータは、高トルク高精度モータである。しかしながら、電流の立ち上がりによる制限で、駆動パルスの周波数は５００Ｈｚ程度が限界であった。本発明に係る高電圧パルス発生装置を用いれば、数ｋＨｚ程度までのパルス電流を供給できる。
（２）レーザ電源への応用
エキシマレーザ用の高速立ち上げ電流は、回路のインダクタンスに残留している磁気エネルギーを捨てるため効率が悪い。従来の回生方式は、トランス3次巻き線を使い複雑である。エキシマレーザ用の電源に本発明に係る高電圧パルス発生装置が適用可能である。
（３）インダクションヒーティングへの応用
誘導加熱に新しい非共振式誘導コイル駆動法を提供できる。
（４）自動車用高電圧発生装置
イグニッションコイルによる高電圧発生法の復活、イグニッションコイルでの発熱が減少し、常時低電圧のみ現れるので水に濡れても問題ない。
（５）ディーゼル車のNO_X処理高電圧パルス発生回路
直流１２Ｖから磁気回路に電流を貯めて、直接イグニッション回路と同様に、高速（１００ＫＨｚ）な高電圧のパルス列を得ることができる。その他、デジタルカメラのストロボ用電源、複写機のハロゲンランプ用電源などにも使える可能性がある。

従来のマルクス回路の一例を示す図である。本発明に係る高電圧パルス発生装置の構成の一例を示す図である。本発明に係る高電圧パルス発生装置の半導体スイッチのゲートの状態と、誘導性負荷に流れる電流及び電圧の波形を示したものである。ｔ_ｏｎ≪ｔ_ｄｉｓの場合における、本発明に係る高電圧パルス発生装置の半導体スイッチのゲートの状態と、誘導性負荷に流れる電流及び電圧の波形を示したものである。ｔ_ｏｎ≪ｔ_ｄｉｓの場合における、誘導性負荷に流れる電流及び電圧の実測値（波形）を示したものである。理論値と実測値との比較を表した図である。毎秒５０００回（５ＫＨｚ）、繰り返して高電圧のパルスを発生させた場合の波形を示す図である。

１ダイオード
２半導体スイッチ
３制御手段
４コンデンサ
５誘導性負荷

Claims

誘導性負荷に繰り返し高電圧のパルスを供給する、マルクス回路を利用した高電圧パルス発生装置において、
前記マルクス回路におけるすべての充電抵抗をダイオードで、すべてのギャップスイッチをＯＮ・ＯＦＦ制御が可能な半導体スイッチでそれぞれ置き換え、
すべての前記半導体スイッチを同時にＯＮもしくはＯＦＦさせるように前記半導体スイッチのゲートを制御する制御手段を備えるとともに、
前記制御手段は、
前記半導体スイッチを所定のタイミングでＯＮにすることにより、前記マルクス回路の各コンデンサを直列に接続して、前記誘導性負荷に前記各コンデンサの充電電圧の和に相当する高電圧のパルスを供給し、かつ、
前記半導体スイッチを所定のタイミングでＯＦＦにすることにより、前記誘導性負荷に残留している磁気エネルギーを前記各コンデンサに回生し、前記各コンデンサを並列に接続して充電を開始するように制御することを特徴とする高電圧パルス発生装置。