JP4402294B2 - アンテナ・アレイを備えた通信端末を較正するための空間的なシグネチャを決定するための方法および装置 - Google Patents

Description

【０００１】
（関連出願の相互参照）
本出願は、１９９８年５月１日に出願された、発明人Ｂｏｒｉｓ、Ｂａｒｒａｔｔ、ＵｈｌｉｋおよびＴｒｏｔｔ、ならびに譲受人ＡｒｒａｙＣｏｍｍ社へのアンテナ・アレイを備えた基地局の較正に応用される空間的なシグネチャを決定するための方法および装置の米国暫定出願：第６０／０８３，８７５号、の恩典を請求するものである。
【０００２】
（発明の分野）
本発明は無線通信システムの分野に関し、より具体的にはアンテナ素子のアレイを含む通信端末を較正するための方法および装置に関する。
【０００３】
（背景）
スマートアンテナシステム
アンテナ・アレイは、１つまたは複数のアンテナを使用して無線周波数信号を送信または受信するあらゆる無線通信受信機または送信機または送受信機（以後「通信端末」）に使用することができる。当該通信端末におけるアンテナ・アレイの使用は、単一素子アンテナの使用を上回るアンテナ性能向上を考慮したものである。これらのアンテナ性能向上には、受信信号については指向性、信号雑音比および干渉除去の向上が含まれ、送信信号については指向性、機密性および送信出力削減要件の向上が含まれる。アンテナ・アレイは、信号の受信のみ、信号の送信のみ、または信号の送受信に使用することができる。
【０００４】
アンテナ・アレイ通信端末の典型的な応用分野は、無線通信システムにある。例としては、一般には各々が加入者ユニットと通信する基地局と呼ばれ、また遠隔端末装置や送受器とも呼ばれる１つまたは複数の通信端末よりなるセルラ通信システムが挙げられる。セルラシステムでは、遠隔端末装置は移動可能であったり、または固定された位置にあり、固定されているときは、当該システムはしばしば無線加入回線システムと呼ばれる。アンテナは典型的に基地局にある。通信方向についての述語は、従来の衛星通信からきており、その際、衛星は基地局に置き換えられる。したがって、遠隔端末装置から基地局への通信はアップリンクと呼ばれ、基地局から遠隔端末装置への通信はダウンリンクと呼ばれる。したがって、基地局のアンテナ・アレイは、ダウンリンク方向で送信を行い、アップリンク方向で受信を行う。アンテナ・アレイを無線通信システムに使用して、「従来的な」（ＦＤＭＡ、ＴＤＭＡまたはＣＤＭＡ）チャネルを介して複数のユーザと同時に通信する機能である空間分割多元接続（spatial division multiple access：ＳＤＭＡ）機能を付加することもできる。以前に、ＳＤＭＡおよび非ＳＤＭＡシステムのスペクトル効率を高めるためのアンテナ・アレイへの適応スマートアンテナ処理（空間処理を含む）を開示した。空間分割多元接続無線通信システムの米国共有特許第５，５１５，３７８号、スペクトル効率に優れた大容量無線通信システム米国特許第５，５９２，４９０、空間−時間処理によるスペクトル効率に優れた大容量無線通信システムの米国特許第５，８２８，６５８、およびアンテナ・アレイおよび空間処理を用いた判断指向復調のための方法および装置の米国特許出願第０８／７２９，３９０号を参照されたい。アンテナ・アレイを使用して通信の効率を高め、かつ／または時々ＳＤＭＡを提供するシステムをスマートアンテナシステムと呼ぶ。
【０００５】
アップリンク通信の最中に適応スマートアンテナ処理に直線的空間処理を用いるスマートアンテナ通信システムでは、アンテナ・アレイ素子で受信される各々の信号にベースバンドの振幅および位相調節を適用して、対象とする信号を選択（すなわち優先的に受信）しながら、対象としない信号または雑音、すなわち干渉を最小限に抑える。当該ベースバンドの振幅および位相調節は、複素数重み、すなわち受信重みによって記述することができ、アレイのすべての素子に対する受信重みは、複素数ベクトル、すなわち受信重みベクトルによって記述することができる。同様に、ダウンリンク信号は、アンテナ・アレイの各々のアンテナによって送信されるベースバンド信号の振幅および位相を調節することにより処理される。当該振幅および位相調節は、複素数重み、すなわち送信重みによって記述することができ、アレイのすべての素子に対する重みは複素数ベクトル、すなわち送信重みによって記述することができる。システムによっては、受信（および／または送信重みは時間処理を含み、次いで空間−時間処理に向けた空間−時間パラメータと呼ばれる。そのような場合、受信（および／または送信）重みは周波数の関数で、周波数領域において使用されるか、同じく畳み込み核として使用される時間の関数でありうる。あるいは、サンプリングした信号に対する場合は、Ｍ個のアンテナが存在し、各々の畳み込み核がＫ個のエントリを有する場合にＫＭエントリのベクトルになる複素数重みベクトルとして畳み込み核のベクトルを書き換えられるように、各々の畳み込み核自体を複素数のセットとして書き換えることができる。
【０００６】
受信空間的なシグネチャ（ spatial signature）は、基地局アレイが、干渉または他の加入者ユニットの非存在下で特定の加入者ユニットから信号を受信する方法を特徴づける。様々に異なる技術を用いて、特定のユーザに対する受信重みベクトルを決定することができる。例えば、空間的なシグネチャから決定することができる。アップリンク信号に関する何らかの知識、例えば使用される変調の種類を用いてその遠隔ユーザからアレイのアンテナで受信するアップリンク信号から決定することもできる。特定ユーザの送信空間的なシグネチャは、遠隔ユーザが干渉の非存在下で基地局から信号を受信する方法を特徴づける。ダウンリンクで特定ユーザと通信するのに使用される送信重みベクトルは、受信重みベクトルから決定されるか（以下の「較正の必要性」を参照のこと）、または特定ユーザに対するエネルギーを最大限にし、他のユーザに対するエネルギーを最小限にするようにして特定ユーザの送信空間的なシグネチャおよび他のユーザの送信空間的なシグネチャから決定される。
【０００７】
スペクトル効率に優れた大容量無線通信システムの米国特許第５，５９２，４９０号には空間的なシグネチャおよびその使用法が記載されており、参照により本明細書に取り入れた空間−時間処理によるスペクトル効率に優れた大容量無線通信システム米国特許第５，８２８，６５８号には、空間−時間シグネチャを使用してこれを空間−時間処理に拡大する方法が記載されている。
【０００８】
したがって、例えば時間処理がＫのタップを伴うイコライザ（すなわち重み畳み込み関数における長さＫの畳み込み核）を使用するときにＭＫのベクトル（アップリンクとダウンリンクの両方）によって記述することができる空間−時間シグネチャのコンセプトを付加することにより、時間等化を付加して空間−時間シグネチャ処理を提供することに容易に対応できる。したがって、空間−時間処理および空間−時間シグネチャに対応するように本発明を改造する方法は、例えば上記に引用され参照により本明細書に取り入れられている米国特許５，８２８，６５８に鑑みれば、当業者には明らかになるであろう。したがって、空間的なシグネチャという言葉が用いられるときはいつでも、本発明が空間−時間処理に向けた手段を装備した通信端末に応用されているという意味合いにおいて、空間−時間シグネチャに言及するものであるということを当業者なら理解するであろう。
【０００９】
較正の必要性
特別なユーザ用には受信重みベクトルから送信重みベクトルを決めることが望ましい。さらに一般的には、そのユーザから受け取った信号から特別なユーザに送信する際に使う適切な送信信号を決めることが望ましい。実施における問題では特別なユーザ用に受信重みベクトルから送信重みベクトルを決めることが難しくなることである。周波数分割（ＦＤＤ）二重方式は、特定のリモート・ユーザ間でのアップリンク通信とダウンリンク通信が異なった周波数で生じるものである。時間分割（ＴＤＤ）方式とは、特定のリモート・ユーザ間でのアップリンク通信とダウンリンク通信が同じ周波数で、しかし異なった時間枠で生じるものである。ＴＤＤ方式では、周知の相互関係原理なので、受信重みベクトルから送信重みベクトルを決めることが簡単であることが期待できよう。ところが、アップリンクでは、処理中の受信した信号がアンテナ・アレイのアンテナ素子のそれぞれに連動する受信電子回路（受信装置のチェーン）によって少し歪ませられていることがある。受信電子装置チェーンにはアンテナ素子、ケーブル、フィルタ、高周波用の受信機ならびに他の機器、物理的結合、および処理がディジタルの場合にはアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）がある。多エレメント・アンテナ・アレイの場合には、典型的には各々のアンテナ・アレイ素子用の別々の受信装置のチェーンがあるので、各々のエレメントでの各々の受信信号の振幅と位相とが受信装置のチェーンの各々によって別々に歪ませられることがある。さらには、加入者ユニットと特定の受信アンテナとの間のアップリンクで生じる高周波伝播効果があり、そのような効果には、通路損失の限界、フェーディング効果とシェーディング効果、マルチパス、ならびに近距離電磁界散乱が無いことが制限なく含まれ、またこれらの効果は、アンテナ素子間で異なっていることがある。受信電子回路のチェーンと高周波伝播効果とが一緒になってリモート・ユーザのためのアップリンク空間的なシグネチャを形成することに留意されたい。受信重みベクトルは、これらの受信電子回路のチェーンと高周波伝播効果とを考慮に入れないので、基地局での最適な受信よりも誤りを生じる率が低い。ところが、実際には、通信はなお可能であることがある。さらに、受信重みベクトルを受信信号の特性、たとえば用いた変調のタイプ、といったいくらかの知識を用いて決める場合には、このような方法はアップリンクの受信電子回路のチェーンと高周波伝播効果とをすでに考えに入れている。ダウンリンク信号をアンテナ・アレイを経て送信する場合には、アンテナ素子によって輻射されたその信号の各々が別々の送信電子回路のチェーンを経て行くので、送信信号の中で異なった振幅と位相シフトとを生じることがある。さらに、また高周波伝播効果もある。送信重みベクトルが、受信電子回路のチェーンと高周波伝播との中での差を考慮に入れない受信重みベクトルから由来する場合には、基地局からの送信を成功させることが困難になることがある。さらには、送信重みベクトルが送信電子回路のチェーンと送信高周波伝播効果とでの差を考慮に入れない場合には、このような送信重みベクトルを用いた通信が困難になることがある。
【００１０】
較正の目的は、受信チェーンとアップリンク高周波伝播信号中で生じる異なった振幅と位相の誤差、および送信チェーンとダウンリンク高周波伝播中に生じる異なった振幅と位相の誤差、を補償するための較正因子を決めることであり、この較正因子は、リモート・ユーザから受け取った信号のセットからリモート・ユーザに送信するための送信重みベクトルを通信端末で決めるために用いられる。受信および送信装置のチェーンで生じる位相と振幅とのシフトは、一般に周波数に依存しているので、一般に周波数に依存する較正因子であることを付け加えておく。
【００１１】
ＴＤＤ方式の場合には、アップリンクとダウンリンクとの高周波伝播効果が打ち消し合うので、較正因子は加入者ユニットの所在場所に依存しない。
【００１２】
較正機能によるアンテナ素子によって受信および送信されたＭ信号の各々を畳み込むことによって（つまり複素数値化シーケンスによって）補償が実現されるということが知られており、そこで各々の較正機能が、送信装置のチェーンを経つつ受ける信号当たりの利得と位相との誤差のための補償に必要な伝達関数の訂正を記述する。いくつかの方式では、これは単純に乗法的訂正にすることができ、各々の較正機能は、較正因子すなわち補償のために必要な要求振幅と位相訂正を記述する複素数である。一般的に、較正機能のセットが較正機能当たりの各々の要素をもって較正ベクトル機能を定義する。乗法的訂正のばあいには、較正因子のセットが較正因子当たりの各々の要素をもって較正ベクトル機能を定義する。
【００１３】
特定のユーザのための受信重みベクトルから送信重みベクトルを決めることは、ＦＤＤ方式の場合には相互関係がもはや仮定し得ないことがあるのでさらに難しい。アップリンクとダウンリンクとの伝播における差を考慮に入れることが追加で必要となる。このような差を考慮に入れる際には、受信チェーンおよびアップリンク高周波伝播における信号中に生じる異なった振幅と位相の誤差、ならびに送信チェーンおよびダウンリンク高周波伝播において生じる異なった振幅と位相の誤差を補償するために較正因子をさらに決める必要がある。一般には、リモート・ユーザの所在位置に依存していない単一の較正因子は、可能ではないことがある。このような場合には、アップリンクとダウンリンクとの空間的なシグネチャを決定できることが必要となる。
【００１４】
あり得るようなリモート・ユーザの所在位置に依存していない較正因子が無い場合には、受信された信号から使用するための送信重みベクトルを決定できるような機能上の関係が少し、および変数たとえば到達の角度が少し、存在するときは、受信チェーンおよびアップリンク高周波伝播における信号中に生じる異なった振幅と位相の誤差、ならびに送信チェーンおよびダウンリンク高周波伝播において生じる異なった振幅と位相の誤差を補償するために較正機能のセットを決定することがさらに必要である。これらの機能は、リモート・ユーザの１以上、たとえば到達の角度の変数に依存している。
【００１５】
シグネチャの推定の必要性
単純な較正（上記で説明した）が可能ではない場合に、受信チェーンおよびアップリンク高周波伝播における信号中に生じる異なった振幅と位相の誤差、ならびに送信チェーンおよびダウンリンク高周波伝播において生じる異なった振幅と位相の誤差をさらに補償することが必要である。シグネチャの推定の目的は、これらの差を特徴付けるアップリンクとダウンリンクとの空間的なシグネチャを決定することである。そこで、較正は、（１）高周波伝播効果が打ち消し合うのでダウンリンクの重みをアップリンクの信号または重みから決定することができるか、（２）あるいはまた高周波伝播効果のいくつかの単純な機能上の関係があるのでアップリンクの重みをアップリンクの信号およびリモート・ユーザのいくつかの変数、たとえばアップリンク信号の到達の角度から決定することができるか、のどちらかである時のシグネチャの推定の特別な場合である。
【００１６】
他の方法
アレイの較正を決定するための既知の方法は、各々１つ以上の、関連する難点を有する。最も良く知られた方法では、出費がかさむかも知れず、繰り返して使うには扱いにくくて持ち運びにくい外部測定装置が必要である。２番目として、従来の較正方法は、行っている測定の最中に時間を超えたシステムの変数、たとえば周波数基準の低下に敏感である。これらの低下は測定したアレイの較正において不正確さを生じさせる。加えて、いくつかの周知の技術では、アンテナ・アレイでの周波数依存性機器を較正する必要性にもかかわらず、重畳カーネル較正よりもむしろ乗法的な較正のみが決定される。この周波数依存性を取り除いて、乗法的な較正をさらに用いるために、各通信周波数チャネルごとにアンテナ・アレイを較正することが必要である。３番目には、高周波電子回路の転送特性が周囲条件、たとえばアンテナ・アレイをその周囲環境で繰り返して較正することを不可欠にする温度ならびに湿度の変化に依存する。
【００１７】
ハリソン他は、米国特許第５２７４８４４（１９９３年１２月２８日）中で、遠隔端末にリソース・コントローラを接続させているデータ・バスに関係する２つの実験における送信チェーンおよびそれとは別に受信チェーン（複素数値ベクトル伝達関数としての）を較正する方法を開示している。第１の実験では、そのデータ・バスが基地局への既知の信号を送るための遠隔端末を示す。これが受信装置チェーンの較正を決定する。第２の実験では、遠隔端末で受け取った信号をデータ・バスを経てリソース・コントローラに逆送信して送信装置チェーンの較正を決定することを可能にする。
【００１８】
１９９６年８月１３日に発行された、本発明の譲り受け人に指定された所有者を同じくする米国特許第５５４６０９０は、遠隔端末で受け取った基地局からの信号を基地局に再送信する遠隔端末と同じ場所にある簡単なトランスポンダを用いた、送信と受信との両方の較正を決定できる方法を開示している。このような方法ではハリソンらの発明の有線データ・バスの必要が無い。さらにまた、追加のトランスポンダ設備が必要である。
【００１９】
「アンテナ・アレイの較正」と題する、ＰＣＴ特許出願公開番号 ＷＯ９５／３４１０３（１９９５年１２月１４日公開）で発明者であるヨハンニソンらは、一アンテナ・アレイの送信（および受信）を較正するための方法と装置とを開示している。送信較正のためには、入力送信信号を各々のアンテナ素子に一回に１アンテナで入力する。入力送信信号がそれぞれの電力増幅器を通過した後で、各々のアンテナ素子が送信した信号を較正ネットワークでサンプリングする。生じる信号を受信機に入れてから、各々のアンテナ素子のために演算手段が受信信号を元の送信信号に関係付ける。次に各々のアンテナ素子のための較正因子が生成される。次に、各々のエレメントが送信中に適正に較正されることを確かめるために、較正因子を用いてアンテナ素子を調整する（振幅と位相あるいは同相Ｉ／クアドラチュアＱ成分）。受信較正のためには、既知の入力信号を生成してから較正ネットワーク（受動分配ネットワーク）を用いてそのアンテナ・アレイの各々のアンテナ素子に注入する。その信号はアンテナ素子からそれぞれの低ノイズ増幅器を経て通過し、このようにして各々のアンテナ素子が受信した信号はビーム生成装置によって測定される。そこでこのビーム生成装置は、各々のアンテナ素子を個別に較正するために、注入された信号を測定された信号と比較することによって較正因子を生成することができる。較正は、振幅および位相の較正として、あるいはまた同相Ｉ／クアドラチュアＱ成分での較正として記述することができる。
【００２０】
「フェイズド・アレイ・アンテナ管理システムおよび較正方法」（以下Ｗａｃｈｓ）と題する、Ｗａｃｈｓらに与えられた米国特許第５５３０４４９では、振幅と位相とのシステム水準の測定、つまりそのアンテナのための個々のチェーンの追尾機能を使用する、フェイズド・アレイ・アンテナとともに用いるための、エレメント・ベースでエレメント上で決定する（ノーダル・オペレーション中に行われる）管理システムおよび較正方法が記述されている。このシステムと方法ではプローブ・キャリアを用いている個々のエレメント・チェーンの振幅と位相とが測定される。各々のチェーンのために必要な較正係数は、測定された振幅と位相とのデータから決定され、さらに各々の個々のエレメント・チェーンを個別に補償して振幅と位相との誤差を直す。このシステムは、衛星の上にある、位相同期アレイアンテナ通信端末で進行および逆行リンクのフェイズド・アレイ・アンテナを別々に較正する。１つの実施形態では、別々のリモート較正局が用いられている。送信通路を較正するためには、プローブの信号を１つのエレメント（基準エレメント）および試験中のエレメントから別に較正システムのアンテナに送信する。較正局が受信した信号を比較して較正を決定する。較正局と衛星との間の通信を提供するために分離した通信リンクも用いられる。受信方向では、フェーズド・アレイ・アンテナのすべてエレメントに送信するためにリモート較正局が用いられるが、しかし較正キャリアを形成するためには２つのエレメントだけが交互にサンプリングされる。較正キャリアは次に演算のためにＫａ帯でゲートウエイ・ハブ局にダウンリンクされる。別の実施形態では、送信アンテナ素子の出力をサンプリングするために衛星の通信端末での末端センス・アンテナが用いられる。両方の実施形態では、送信と受信の通路用には別々の較正が実施され、追加の設備が必要である。追加リンクを有する別々のリモート較正局あるいは別々のセンス・アンテナ・システムが必要である。Ｗａｃｈｓのシステムのいくつかの特徴が留意される。はじめに、別々の較正局あるいはプローブ・アンテナの形態で追加のハードウェアが必要である。２番目には、標準的なエアー・インターフェースによって支援される通常の通信波形よりはむしろその較正のために特別な波形を用いることが必要である。これは、このような波形を形成して送信するためには通信端末に追加のハードウェアが必要であることを意味する。また、較正局には特別な受信または復調ハードウェアが必要であり、標準的なハードウェアの再利用はできない。それで、無線通信システムでの使用に適したＷａｃｈｓ式のシステムが幾つかの国では実施することができないことがある。
【００２１】
それゆえ、これら周知の方法では受信および送信通路のために分離較正が行われる。この方法には特別な較正装置が必要である。いくつかの周知の方法およびシステムでは特別な波形が用いられるので、このような波形を処理するために追加のハードウェアが必要であり、さらにまたどのような確立したエアー・インターフェース基準にも合致しない。それで、いくつかの国では実施することができない危険性がある。基地局アンテナ素子と加入者ユニットとの間での異なった電波通路用にも較正するこれら周知のシステムは、本出願書で用いた較正の定義で空間的なシグネチャ推定技術として分類するのが適当である。
【００２２】
「アンテナ・アレイを有する無線通信端末を較正するための方法および装置」のための、所有者を同じくする米国特許出願第０８／９４８，７７２でＰａｒｉｓｈらは、較正装置を必要としないアンテナ素子・アレイを有する基地局用の較正方法を記述している。一面では、そのアンテナ素子の送信電子回路を用いて各々のアンテナ素子からの規定された信号を送信することが含まれ、一方、そのアンテナと連動していない少なくともひとつの受信電子回路チエーンで送信された信号を受信することを含む。これは、較正因子を必要とするすべてのアンテナ素子から規定信号が送信されるまで、他の送信電子回路チエーンを用いて他のアンテナ素子からの規定された信号を送信しつつ、繰り返される。各々のアンテナ素子のための較正因子は、連動する送信電子回路チエーンおよび受信電子回路チエーン伝達関数の一機能として決定される。ダウンリンクとアップリンクとが同じ周波数チャネルで生じる時には、単一の較正因子がどのアンテナ素子のためにも決定される。Ｐａｒｉｓｈらの発明の一バージョンでは、単一の較正因子が、特定のアンテナ素子に連動した送信装置チエーン伝達関数相と受信装置チェーン伝達関数相との間の差の関数が同相である。Ｐａｒｉｓｈらの発明の他の面ではこのように決定された較正因子が受信重みセットから送信重みセットを決定することのために用いられる。
【００２３】
Ｐａｒｉｓｈらの発明が、トランスポンダのようないくつかの追加装置を必要とせずに重みのアップリンク・セットから決定される重みのダウンリンク・セットを可能にする基地局用の単一の較正因子の決定を可能にし、かつ基地局の電子的な通路における差のために較正する一方、Ｐａｒｉｓｈらの方法は、生じるかも知れぬ高周波電波通路差を取り扱う空間的なシグネチャを推定するようにすることができていない。さらには、基地局は、較正実験を実施するために空間的較正モードに入ることが必要であるので、その間には他のどのような目的にも用いることができない。
【００２４】
さらに、複数のリモート送受信機から測定値を組み合わせることによって較正することができる従来の技術に言及していない。
【００２５】
望ましい特徴
較正処理の主な目的は基地局のための較正情報を得ることである。これにはアップリンクとダウンリンク・チャネルとの間の利得と位相の差を測定することが関係している。正確さと高精度とはこの処理の間では大いに重要である。較正情報が正確でない場合には、つぎにダウンリンク上のビーム・パターンが高度に歪む。結果として少ないエネルギーが対象ユーザに対して輻射され、過剰な干渉量がチャネルを共有するユーザに対して輻射される。これはダウンリンクの品質およびダウンリンクの範囲にネガティブな効果を有する。最後には悪い較正戦術が無線ネットワークの容量を有意に減少させることがある。
【００２６】
較正方法の望ましい特徴のひとつは、信号生成器、トランスポンダ、較正局、追加のアンテナ、プローブあるいは他の装置といった設備がさらに必要ないしに基地局のみおよび加入者ユニットのみが較正のために必必要であるということである。このようなシステムは理想的には受信ならびに送信電子回路の両方における差の較正が可能であるに違いない。このようなシステムはまた実施する無線通信方式の特別なエアー・インターフェース基準に実質的に合致している通常の通信波形を用いなければならない。これは標準的なハードウェアを再利用することを可能にするし、また規準に違反していないこと、および基準を有するいかなる将来の改変との同等性を維持することを確実にする。「エアー・インターフェース基準との合致」によって、チャネルの構造およびエアー・インターフェースの変調への合致を意味する。ここで「チャネル構造」は、ＦＤＭＡの場合の周波数スロット、ＴＤＭＡの場合の時間および周波数スロット、ならびにＣＤＭＡの場合のコード・チャネルであり、「変調」は基準で特定された特別な変調方式である。
【００２７】
他の望ましい特徴は、この方法が高周波通路での差をも考慮するためのシグネチャのために用いることが出きる。
【００２８】
較正方法の他の望ましい特徴は、利用の容易さと迅速でかつたとえば一分に数回のような多数回の頻度でさえも較正を実施できる能力である。これは最後には信号品質、容量、カバー範囲およびおそらくは他の変数に対して重大な効果を有するダウンリンク処理の正確さを増加させる。
【００２９】
較正方法の他の望ましい特徴は、各々すべての加入者ユニットが較正を支援することである。
【００３０】
較正システムの他の望ましい特徴は、加入者ユニット内での較正用に受信したデータのいくつかあるいはすべての処理を実施する能力であるため、受信したデータを基地局に逆送信するための加入者ユニットの必要が無く、またすべての処理を実施するための基地局の必要も無い。それゆえ、基地局のコンピューター化の負担がインテリジェントな加入者ユニットにかかる負荷を「分配すること」によって有意に減少する。この特徴は、多数の加入者ユニットにサービスするか、または、各々の発呼の前あるいは各々の呼出しの最中の数回でさえも較正する、たとえば基地局にとってとくに望ましい。
【００３１】
他の望ましい特徴は、ＦＤＭＡおよびＴＤＭＡ方式のたとえばどのようなキャリアおよびどのようなタイム・スロットのような基地局のどのような利用可能な従来のチャネル上ででも較正を開始する能力である。ある瞬間に使うことができるどのようなタイム・スロットならびにどのようなキャリアでも選ばれるので、これはさらに柔軟性を増進させる。
【００３２】
較正方法の他の望ましい特性は、較正用に基地局にオフラインを取らせる必要無しに、すなわち、基地局に較正を実施させる必要無しに基地局を較正する能力で、その間、基地局がたとえば他のキャリア（周波数スロット／タイム・スロット／空間チャネル）のＦＤＭＡ、ＴＤＭＡおよびＳＤＭＡ方式における数百の呼出しをサービスしている。この特徴は、多くの従来型のチャネル（例えばＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ方式のためのキャリア）を同時にサービスしている広帯域の基地局にとってとくに重要である。
【００３３】
較正方法の他の望ましい特性は、存在している呼出しの間に数回でさえも迅速な較正を実施する能力である。
【００３４】
較正方法の他の望ましい特性は、現行の呼出しの最中にシームレス方式で較正を実施する能力であるので、基地局はいくつかの呼出しの最中でそれ自身を連続的に較正する事ができることがある。
【００３５】
較正方法の他の望ましい特性は、測定値を組み合わせることによっていくつかのリモート送受信機による較正を実施する能力であり、その各々は、通信端末のアンテナ・アレイのサブセットだけを「見る」ことができることがあるか、あるいはまたその各々は、異なった干渉環境に直面することがある。
【００３６】
較正方法の他の望ましい特性は、たとえばいくつかのリモート局から組み合わせることが必要であることがあるかを決定するためにこのような情報を通信端末にフィードバックする能力であるとともに、たとえば統計的な測定を行うことによって較正が正確であるかどうかを決める能力である。
【００３７】
他の望ましい特性は、費用のかからない加入者ユニットによる通信で典型的には生じることがある周波数オフセット、タイミングのアレイミス、Ｉ／Ｑ不適合、ならびに位相ノイズに対する耐性を有する高度な正確さである。
【００３８】
そのため、上記の特性のすべてあるいはほとんどを含む較正方法および装置のための技術にはさらに必要なことがなおある。たとえば、装置の必要性ならびに必要な時間に関して正確でかつ単純なシステムと方法との必要性があるので、望むならばいつでもどこでも繰り返し迅速に較正を実行することが出きる。存在している基地局の電子回路だけを使い、特別な較正ハードウェアを必要とせぬ単純な較正技術のための技術に対する必要性がある。受信電子回路と送信電子回路のために較正することを含む、受信重みベクトルから送信重みベクトルを決定することを可能にする方法のための技術に対する必要性がある。この較正は、存在している基地局と加入者ユニットとの電子回路を用いる単純な技術を用いて得られ、特別な較正ハードウェアを必要としない。
【００３９】
そこで、アップリンク高周波通路および受信電子回路における差を較正することのためにアップリンク空間シグネチャと、ダウンリンク高周波通路および送信電子回路における差を較正することのためにダウンリンク空間シグネチャとを決める効率的な方法のための技術には必要なことがさらにある。
【００４０】
（概要）
本発明の特徴は、電子経路の異なるアンテナ・アレイを有する通信端末を較正することを可能にし、その較正には通信端末および加入者ユニットのみが使用されることである。
【００４１】
本発明の他の特徴は、較正された送信重みベクトルの使用を可能にする較正を提供し、その送信重みベクトルは本質的に受信重みベクトルから決定され、その較正には電子経路の違いが考慮されていることである。
【００４２】
本発明の他の特徴は、較正された送信重みベクトルの使用を可能にする空間的なシグネチャを決定し、その送信重みベクトルは本質的に受信重みベクトルから決定され、その較正には電子経路および無線周波（ＲＦ）伝播路の違いが考慮されていることである。
【００４３】
本発明の他の特徴は、通信端末と通信する加入者ユニットのアップリンク空間的なシグネチャを決定し、その決定には通信端末および加入者ユニットのみが使用されることである。
【００４４】
本発明の他の特徴は、通信端末と通信する加入者ユニットのダウンリンク空間的なシグネチャの決定を可能にし、その決定には通信端末および加入者ユニットのみが使用されることである。
【００４５】
本発明の他の特徴は、アンテナ・アレイを有する通信端末を較正し、その較正は容易で、かつ現在較正されていない従来的なチャネルに対してその通信端末を除外することを伴わないことである。
【００４６】
本発明の他の特徴は、アンテナ・アレイを有する通信端末を較正し、加入者ユニットにおいてその較正を部分的または全面的に遂行できることである。
【００４７】
本発明の他の特徴は、通信端末を較正し、その較正方法は、安価な加入者ユニットとの通信において典型的に生じうる周波数オフセット、タイミング調整不良、Ｉ／Ｑ不整合および位相ノイズに対する免疫を伴う高精度を提供することである。
【００４８】
本発明の他の特徴は、無線周波システムにおいて実施することができるとともに、頻繁かつ日常的なシステム較正の実行を実用的なものとする方法および装置を提供し、その較正は較正された送信重みベクトルの使用を可能にし、その送信重みベクトルは本質的に受信重みベクトルから決定され、その較正は電子経路の違いおよびＲＦ伝播効果の違いに対する補正を含むことである。
【００４９】
他の特徴は、既存の呼の最中に数回もの迅速較正を可能にすることである。
【００５０】
他の特徴は、通信端末が特定の呼の最中にそれ自体を連続的に較正できるように、継続的な呼の最中に連続的に較正を行うことを可能にすることである。
【００５１】
他の特徴は、その各々が通信端末のアンテナ・アレイの部分集合のみを「見る」ことができるか、またはその各々が異なる干渉環境に直面しうる測定を組み合わせることにより、いくつかの遠隔送受信機に対して補正を行う能力である。
【００５２】
他の特徴は、例えば統計的測定を行うことによって較正が正確であるかどうかを判断する能力とともに、例えばいくつかの遠隔端末の組合せが必要であるかどうかを判断するために当該情報を通信端末にフィードバックする能力を提供することである。
【００５３】
これらの特徴および他の特徴は、以下に示す本発明の好ましい実施形態の詳細な説明を読めば明らかになるであろう。
【００５４】
好ましくていくつかの代替性のある本発明の実施形態の詳細な説明から本発明がさらに十分理解される。しかし、本発明の実施形態は、いかなる特別な実施形態にこの発明を捉えてはならず、それらは説明のためおよび良く理解させるためのものである。さて、この実施形態については、次の図を用いて説明する。
【００５５】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
参照符号の説明
参照符号が最初に導入される図を参照符号のはじめの１および２桁で表す。１００と１９９との間の参照符号は図１で最初に表れ、かつ２００と２９９との間の参照符号は図２で最初に表れ、以下同様である。たとえば、参照符号１１１は図１で最初に表れ、９０９は図９で最初に表れ、１００９は図１０で最初に表れ、そして１２１１は図１２で最初に表れる。
【００５６】
システムの一般的な説明
本発明は、好ましくは、アップリンクあるいはダウンリンク通信あるいは両者のためのスマート・アンテナ技術を用いる多重アンテナ・アレイを有する基地局（すなわち、送受信機および通信端末）を含む無線セルラー通信システムに実装される。好ましい実施形態は、携帯電話（ＰＨＳ）エアー・インターフェース通信プロトコルを用いて実施するシステムにある。２つの実施形態は、ひとつには加入者ユニットがある場所に固定されるものであり、他方では加入者ユニットが移動できるものである。上記のならびに本出願書内で文献を参照してあり、所有者を同じくする米国特許出願第０８／７２９３９０では、移動システムの基地局のハードウェアを詳しく記述してあり、この基地局は、４つのアンテナ素子を有している。本発明は、移動ならびに固定加入者ユニットに対して有用であるが、ここでは、本発明を固定した場所の加入者ユニットを持つシステムに組み込むことを詳細に説明する。固定した場所を持つ無線システムは、時々「無線ローカル・ループ（ＷＬＬ）」システムと呼ばれる。本発明のいくつかの面が組み込まれているＷＬＬ基地局が本出願書内で文献を参照してある米国特許出願第０９／０２００４９の「スマート・アンテナ通信システムのための信号品質の推定を有する電力制御」に記述されており、一方、このようなＷＬＬシステムで用いるための加入者ユニットが、「無線通信システムでの迅速初期制御信号検出のための方法およびシステム」の米国特許出願第０８／９０７５９４に記載されている。上記に引用した米国特許出願第０９／０２００４９に記載されているＷＬＬ基地局にはＳＤＭＡが含まれており、どのようなアンテナ素子数をも有しており、さらにはここで記載した数多くのシミュレーションが６アンテナ・アレイを仮定している。通常の当業者には、従来のチャネル当たり一個の空間チャネルよりも１以上のどのようなエアー・インターフェースを用い、さらには移動、固定、あるいは移動と固定の組み合わせの加入者ユニットを有する、どのようなスマート・アンテナを基礎とするシステムにも本発明を実装できることが明らかである。このようなシステムは、アナログまたはディジタルであっても良く、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、あるいは時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）技術を用いても良く、後者は通常ＦＤＭＡとの組み合わせ（ＴＤＭＡ／ＦＤＭＡ）で使われる。
【００５７】
好ましい実施形態は、基地局を有する無線通信システムに本発明を適用するためのものであり、各々の基地局は加入者ユニットを有し、本発明もまた１つのラジオから他へのピア・ツー・ピア通信に適用可能であることに留意すべきである。基地局または加入者ユニットの概念を定義するための本来的な必要性は無いし、またピア・ツー・ピア・ケースを適用するためにこの記述変更することは通常の当業者にとっては明らかであろう。したがって、本発明は、通信端末および加入者ユニットに実装されているものとして記載される。この文脈での通信端末は、アンテナ・アレイを装備されたいかなるラジオ送受信機ででもあり得、また加入者ユニットは、アレイが装備された送受信機に対して離れたいかなる他のラジオ送受信機ででもあり得、いくつかの変調方式を用いたアレイ装備された送受信機との通信が可能である。好ましい実施形態は、アップリンク（受信）処理とダウンリンク（送信）処理との両者のための単一のアレイを有する基地局を、アップリンクとダウンリンクでの適応可能なスマート・アンテナ処理のための手段とともに記載している。本発明はまた、送信処理のためおよびアップリンク処理とダウンリンク処理とのために別々のアンテナ・アレイを用いる基地局のためだけのアレイを有する基地局に適用可能である。受信信号用に単一のアンテナのみを用いた場合には、すべての受信信号が同じ受信電子装置チェーンを通過するので、較正因子はダウンリンク・シグネチャである。さらにまた、アンテナの「数」が「アクティブ」アンテナの数、すなわち通信に用いられるアンテナの数であることは明白である。
【００５８】
較正は、適応可能なスマート・アンテナ処理で使うためにここに記述した実施形態の目的とするが、一方、較正は、他のいかなる目的のためであっても良いので、アンテナ・アレイを装備された送受信機は、適応可能なスマート・アンテナ処理のための手段を含むことさえも必要ではない。
【００５９】
図１は、本発明が実施し得る典型的な基地局（ＢＳ）を経るアップリンクおよびダウンリンクの信号の流れを示す。基地局１０１にはアンテナ素子のアレイ１０５が含まれる。基地局はたとえば加入者ユニット１４１および加入者ユニット１４３のような１以上の加入者ユニットと通信する。好ましい実施形態では基地局は、受信と送信の両方のためにも用いられるアンテナ素子の単一のアレイを有するので、受信／送信ユニット１０７が用いられる。周波数用にはドメイン二重化ユニット１０７が周波数送受切換え器であり、時間用にはたとえば好ましい実施形態で用いるドメイン二重化（ＴＤＤ）である。ユニット１０７はスイッチである。ダウンリンクでは、加入者ユニットからの信号がアンテナ・アレイで受信される。これらの信号１０６は受信位置にセットされたスイッチ１０７を通過し、これらの信号は受信高周波電子回路１０９を通過する。この記述では、すべてのケーブル類とスイッチ特性と高周波受信機ならびに他の受信通路類を含む受信高周波電子回路のすべての特性がすべてひとまとまりとなっている。受信高周波電子回路ユニット１０９は、高周波信号をベースバンド信号１１０に変換する。好ましい実施形態の受信高周波電子回路ユニット１０９は、アナログダウン・コンバーター、アナログ・デジタル・コンバーター、ならびにデジタル・ダウンコンバーター機器を含むアナログ高周波機器を含み、デジタル・ベースバンドアンテナ信号１１０を生じ、さらにアンテナ信号を受信したこれらのベースバンドは、受信信号処理装置１１１によって処理され、たとえば加入者ユニット１４１のような特別な加入者ユニットから受信した信号を生成する。受信信号処理装置には、振幅と位相と重み付けし、および所望の信号成分が最大量によって増やされ、かつ望んではいない成分が最大量によって抑制されるような最適化手段で複素数（位相ＩおよびクワドラチュアＱ）アンテナ信号の重み付けした合計を決定することを含む。
【００６０】
複素数受信重みは、既知のトレーニング順序でロックすることによって、あるいはいくつかの決定用の技術を用いることによって、あるいは「盲目的に」その信号のいくつかの他の特別な構造を用いることによって、演算される。一般的には、アップリンク（すなわち受信）重みの演算を行うために受信電子回路の位相と振幅の関係を知ることは不可欠ではない。下記、ならびにこれらの重みを演算する方法についてのさらに詳細な説明のためには上記で参照した所有者を同じくし、１９９６年１０月１１日に受理された米国特許出願第０８／７２９３９０を参照されたい。
【００６１】
図１は、音声、あるいはネットワーク・インターフェース・ユニット（ＮＩＵ）に向けられる信号を持つデータ１１３であるような基地局の受信機部分の出力を示す。図１に示すように、受信信号処理装置１１１はすべての復調機能を備えている。
【００６２】
ダウンリンク上では、基地局では図１で１２１と指定されたＮＩＵから音声／データを受信する。この信号は、システムの仕様にしたがって変調される。送信号処理装置１２３は、変調されたベースバンド信号（複素数送信重みのセットによる重み付け）の複素数重み付けしたコピー１２４を分配することを含み、重み付けをした送信アンテナ信号を送信高周波電子回路ユニット１２５に送りこみ、高周波送信信号１２７のセットを生成する。その信号はアンテナ・アレイ１０５の各々のアンテナ素子に向けられたものである。これらの高周波アンテナ信号を送信位置にセットしてあるＴＸ／ＲＸスイッチ１０７を経て対応するアンテナ・アレイ素子に送りこむ。送信重みはアンテナ・アレイが特別な加入者ユニット（「ビーム生成」）に対してほとんどのエネルギーを輻射するように選択され、アレイはチャネル共有ユーザ（ゼロ配置）に対して最小のエネルギーを送信する。好ましい実施形態では送信重みのセット１１８が受信信号処理装置１１１によって生成された受信重み１１５のセットから直接に演算される。その演算はリアル・タイムで送信重み生成器１１７によって行われる。しかしながら、この演算の最中に、送信重み生成器１１７は、そのチャネルに加入者ユニットからおよびそれへの電波通路の両方ならびに受信高周波電子回路内と送信高周波電子回路内との異なった信号部分の間の変化を含み、アップリンクとダウンリンクの伝播チャネルの間の利得と位相の差を考慮に入れなければならない。好ましい実施形態では、この情報が次に記述する較正ベクトル１３３の形態での較正記憶ユニット１３１に記憶される。この較正情報を決定することが本発明の主な目標である。
【００６３】
アップリンクおよびダウンリンク信号通路の説明
本説明では、基地局のアンテナ・アレイ１０５におけるエレメントの数は、Ｍ個で表される。それで、アップリンク上では、加入者ユニットからのＭ個、つまり受信信号処理装置１１１のＭ個の入力の各々に対して１個の信号通路がある。同様に、ダウンリンク上ではＭ個、つまり加入者ユニットへの送信信号処理装置１２３のＭ個の入力の各々に対して１個の信号通路がある。ベースバンド信号の位相と振幅との歪みを特徴つける複素数値ナンバーによってこれらの信号通路の各々をここに記述する。まとめた表し方として、本記述では、アップリンクおよびダウンリンクチャネルはａ_rxおよびａ_txで表したＭ次元の複素数ベクトルによってそれぞれこのように数学的に記述される。ただし、Ｍは基地局アンテナ・アレイ１０５のエレメントの数であり、このベクトルの各々のエレメントはアレイ１０５におけるアンテナ素子のひとつと連動する通路を表している。このような記述は、リモート加入者ユニットおよび個々のアンテナ素子（遅延拡張）から（あるいはそれへ）伝播時間の差がたとえば好ましい実施形態のシステムのようなディジタル変調方式を用いるシステムのためのシンボル期間よりも小さい。ベクトルａ_rxおよびａ_txは、それぞれ、この基地局のための加入者ユニット用（正規化した）アップリンクの空間的なシグネチュアおよびダウンリンクの空間的なシグネチュアとして認識されることがある場合には、とくに正確である。
【００６４】
本記述を通じて、アップリンクおよびダウンリンク・シグネチュア、およびアップリンクおよびダウンリンク重みがすべてベース・バンドに記述される。振幅と位相とにおけるどのような重み付けをも含む、適用可能なスマート・アンテナ処理を、いくつかの他のバンド、たとえば中間的周波数あるいはパス・バンドにおいて別法として実施しても良いことは、通常の当業者には明らかであろう。このような場合には、そのシグネチュアおよびそのすべての成分が同様にその周波数において定義されよう。
【００６５】
本発明の主な目標は、基地局を較正することである。アップリンクとダウンリンク上での同一の高周波伝播を仮定するならば較正を行うために単一の加入者ユニットを基地局と共に用いることができる。どのような加入者ユニットに対してもこの方法が、アップリンクおよびダウンリンク・シグネチュアを別々に決定できることも明らかである。このようなデータを得ることができる容易さによって、いかなる（すべてでさえも）アクティブな加入者ユニットのための完全なシグネチュア情報を得ることができる。そのため、加入者ユニットのひとつを用いる単純な較正実験を行うことによって基地局を較正することに加えて、この方法によっていかなる加入者ユニットのためにも加入者依存性のアップリンクおよびダウンリンク・シグネチュアを決定することが可能になる。これらのシグネチュアには基地局ハードウェアにおける電子的信号通路の影響ならびに加入者ユニットのためのアップリンクとダウンリンクの電子的信号通路の間のいかなる差をも含まれる。このような情報の使い方のひとつは加入者ユニットへのおよびからの高周波伝播が異なっている場合には各々の加入者ユニットのために別々に較正を決定することである。他の用途は、基地局と単一の加入者ユニットを用いた単一の較正ベクトルを得ることおよび単一の較正ベクトルを決定するための数個の加入者ユニットを用いることよりもむしろ基地局を較正することのためである。ひとつの実施形態では、単一の較正ベクトルが平均的較正ベクトルである。他の実施形態ではそれは重み付けした平均的較正ベクトルである。この重み付けは、その加入者ユニットが受け取った信号の品質の測定に依存する特別な加入者ユニットを用いて行われた見積もりに対して与えられる。そのため良い品質の信号を有する加入者ユニットから見積もりが重み付けした平均でさらに重み付けされる。信号品質を決定するための方法と装置とが上記で引用した米国特許出願第０９／０２００４９に開示されている。単一の品質推定方法の実施形態を次に説明する。
【００６６】
見積もりに用いるためのバーストのサンプルの数はＮで表す。サンプリングした係数情報が同相およびクアドラチュアでの受信信号の２乗の合計を生成することによってはじめに抽出される。平均の冪と平均２乗冪とが次に期待値のための演算のためのサンプルの数を超える平均値を用いて決定される。
【数１】

【００６７】
瞬間的冪Ｒ²（ｔ）＝Ｉ²（ｔ）＋Ｑ²（ｔ）が決定されたときに２乗冪Ｒ⁴（ｔ）＝［Ｒ²（ｔ）］²を決定するにはサンプル当たり単一の追加乗法だけが必要であり、推定した信号・干渉・プラス・ノイズ比（ＳＩＮＲ）が
【数２】

を用いて信号品質推定として、好ましくはせいぜい一回の平方根演算によって、決定されることに留意しなければならない。
【００６８】
比
【数３】

および量Ａの両方が時々とがりと呼ばれる。信号品質推定の好ましい方法は、周波数オフセットに対して感度が良くないので、周波数オフセットに対して感度が良くないＣＭ法を用いた用途のためのとくに魅力的な方法である。
【００６９】
別の実施形態では、単一の較正ベクトルの推定が、たとえばエレメントの良い品質推定だけを各々の較正ベクトルから採用して、かつ次に１つの高品質較正ベクトルを得るためのサブセットのすべてを組み合わせて、較正ベクトルのいくつかの決定の他のいくらかの機能を用いて得られることがある。
【００７０】
次の記述では、種々の信号通路で生じる位相と大きさとの歪みが単一複素数のそれぞれ振幅と位相とによって記述してあるので、ｏｎｅ−ｔｏ−ＭまたはＭ−ｔｏ−ｏｎｅ方式のための較正をＭ次元の複素数値ベクトルによって記述してあることに留意されたい。ＦＤＭＡまたはＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ方式のためには、各々のキャリアのために位相と大きさの歪みを記述するには異なった複素数が必要である（各々の周波数バンド）。
【００７１】
しばしば電子回路は単純な位相と振幅の因子によって適切に記述されることがあるが、一方、キャリアの各々の周波数バンド内での高周波伝播部分は、複素数によっては適切に記述されないが、しかし、伝達関数によっては適切に記述されるということに留意されたい。このような状況でさえも、アップリンクおよびダウンリンクの間の高周波通路における相互関係によって、伝達関数は、較正のために用いられる場合には無効になるので、複素数は１つのアンテナのアップリンク・ダウンリンク信号通路のための較正を適正に記述するし、また複素数値Ｍ次元較正ベクトルが適正である。
【００７２】
時々受信電子回路または送信電子回路あるいは両者を経る信号通路が複素数によって適正に記述されないとしても、伝達関数によって記述されることが可能である。別の実施形態では、これは考えに入れられるのでアップリンク信号通路の各々のおよびダウンリンク信号通路の各々は、ベース・バンド信号のための複素数値伝達関数によって記述される。周波数非依存性（キャリア・バンド内）位相と振幅ベース・バンド信号通路の記述よりもむしろ周波数のセットを考慮に入れるためにここで記述した実施形態を拡張する方法は、通常の当業者の一人には明らかにあろうし、また本発明の狙いはこのような拡張を含むものであることは確かである。
【００７３】
図２は、アップリンクとダウンリンクのチャネル記述をさらに数学的に下記のやり方で「伝播」「電子的」因子の積に分解するやり方を示す。各々の基地局アンテナ素子（１０５の素子）および加入者ユニットのアンテナ２０５の間で、アップリンクへとダウンリンクへとの高周波伝播効果のせいでベース・バンド信号に生じる位相と振幅との歪みを記述する複素数値数がある。このような伝播の影響は限界通路損失無しにフェーディングとシャドーイングとの効果、マルチパス、および近距離電磁界散乱を含む。アップリンクとダウンリンクの各々に対して、前記Ｍのような数は、Ｍ次元複素数値ベクトルとして組み合わせることができる。アップリンクとダウンリンクそれぞれのためにこれらのベクトルとしてｇ_rxとｇ_txを定義されたい。ｇ_rxとｇ_txはここで伝播因子と呼ばれる。典型的な移動性が低い環境では伝播因子が数個のフレームにわたって一定のままとなる（すなわち数十ないし数百ミリセコンド）。
【００７４】
同様に、アンテナ・アレイ１０５の素子と受信信号処理装置１１１の対応する出力端子との間で、受信電子回路のせいでベース・バンド信号に生じる位相と振幅との歪みを記述する複素数値数がある。さらに、送信信号処理装置１２３の入力端子と、アンテナ・アレイ１０５の対応する素子との間で、送信電子装置チェーンにおけるベース・バンド信号に生じる位相と振幅との歪みを記述するもう１つの複素数値数がある。これらの電子装置チェーンの位相と振幅との歪みには、ケーブル損失、不完全な物理的接続、種々のアクティブな受信または送信高周波電子回路の利得のバリエーション、ならびにたとえば表面音波（ＳＡＷ）フィルタおよび他の機器のような高周波電子機器に含まれる特別な機器でのグループ遅延のせいで生じるものが含まれる。基地局のハードウェアが安定である場合には、電子的因子は拡張した時間区間（分、時または日）を超えて一定のままになっている。送信および受信電子機器チェーンの各々のための電子に基づいたＭ因子がある。各々の方向のためにこれらの因子は、Ｍ次元複素数値ベクトルとして組み合わせることができる。Ｍ受信電子装置チェーンの歪みのベクトルとして受信電子回路因子ベクトルｅ_rxを定義し、また送信電子回路因子ベクトルｅ_txをＭ送信電子装置チェーンの歪みのセットとして定義する。
【００７５】
図２ではアップリンク伝播因子ベクトルｇ_rxを２１１として示し、またアップリンク電子回路因子ベクトルｇ_txを２１５として示すが、一方、ダウンリンク電子回路因子ベクトルｅ_txを２１７として示し、ダウンリンク伝播因子ベクトルｇ_txを２１９として示す。
【００７６】
各方向に向けた各アンテナ素子のためのこれらの因子の乗法的性質は数学的には下記のように現される。
【数４】

ただし、○×は素子方向の積（すなわち、アダマール積）を表す。本明細書において○×は○の中に×がある記号を意味する。
【００７７】
好ましい実施形態は、従来の各々のチャネルが一周波数チャネル（一周波数チャネルはここではＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ方式のための「キャリア」として取り扱う）におけるタイム・スロットであるような周波数分割多重アクセス／時間分割多重アクセス（ＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ）方式である。殊に、時間はタイム・スロットのフレームに分割され、このようなフレームは図３の３０１に示す。好ましい実施形態のフレーム３０１には、８つのタイム・スロットが含まれる。順番に、図３で０から３（３０５、３０７、３０９、および３１１項）と表示された４つの受信タイム・スロットと、それに続く０から３（３１５、３１７、３１９、および３２１項）と表示された４つの送信タイム・スロットとがある。そこで、好ましい実施形態では、相対的に短い時間間隔で分離される連続する受信および送信スロットにわたってアップリンクとダウンリンク因子が測定される。そのため、相互関係の原則によって、アップリンクとダウンリンク伝播因子が同一であると仮定することは合理的である。
ｇ_rx＝ｇ_tx （２）
【００７８】
ＦＤＤ方式では、アップリンクとダウンリンクとの伝播因子間の関係はもっと複雑になっていることがあり、さらに決めることができる。
【００７９】
アップリンク重み演算
好ましい実施形態では、アップリンク重みは基地局１０１で受信信号処理装置１１１によって演算される。アップリンク重みは、ここではＷ_rxで表される複素数値Ｍ次元複素数値「受信重みベクトル（アップリンク重みベクトルとも言われる）」１１５によって集計され、その各々の素子は、ベース・バンド受信信号の振幅と位相との重み付けを記述する。重み付けを適用した結果としてベース・バンド信号が特定の加入者ユニットから生成される。図１を参照すると、アンテナ素子からの受信信号１０６が受信高周波電子回路ユニット１０９によって計数化され、かつベース・バンドに変換される。図４は（プログラミングによって）受信（アップリンク）重み演算を含む受信信号処理ユニット１１１の好ましい実施形態を示す。受信信号処理装置１１１ははじめに通過帯域の濾波を行い、さらに周波数オフセット、タイミングオフセット、Ｉ／Ｑ不適合、およびその他の可能な歪みのための補償を行う。これらの演算は、通常「前処理」として標識し、また図４の４０３として示される前処理装置中で行う。
【００８０】
次のステップでは適当な空間的処理と復調技術とを用いることによって、送信されたシンボル・シーケンス４１１がセットの前処理した受信信号４０５から推定される。図４を参照すると、受信（アップリンク）重みベクトル１１５によって記述された受信重みのセットによって振幅と位相を重み付けすることによって、特定の所望の加入者ユニットからの信号の推定値が空間的処理装置４０７によって決定される。
【００８１】
本発明がまた空間的処理装置４０７を時間等化を含む時空的処理装置によって置き換えることを包含することに留意されたい。時空的処理によって、時間領域で重み付けが重畳演算、または同等に、周波数領域での乗法によって置き換えられる。通常は、重畳は有限であり、またサンプリングしたデータ上で行われるので、空間的処理と時間等化とをイコライザー・タップの有限数を有する時間領域イコライザーを用いて結合することに等しい。すなわち、重みベクトルにおける重みの各々は、有限数の数値によって置き換えられる。もし各々の重畳関数の長さがＫであるならば、複素数値Ｍ重みベクトルｗ_rxを決定することよりもむしろ、Ｋ行列Ｗ_rxによって複素数値Ｍを決定する。
【００８２】
空間的な重み決定法を異なった大きさの行列とベクトルとに関する問題を再表現することによって重み行列にしたがって時空的処理用に容易に改変できることに留意されたい。この記述全体として、Ｍをアンテナ素子の数であるとし、Ｎをサンプルの数とし、Ｋをアンテナ素子あたりの時間イコライザー・タップの数であるとしよう。セットの受信信号サンプルを行ベクトルの行列として書くことができ、各々の行ベクトルは単一のアンテナからの単一のサンプルを表す。その場合、すべての信号サンプルを（Ｍ×Ｎ）受信信号行列によって表すことができる。時空的処理を考えに入れるために、（Ｍ×Ｎ）受信信号行列のＮサンプルの各々の行ベクトルを一行目の移行バージョンのＫ行として書いて、大きさ（ＭＫ×Ｎ）の受信信号行列を生じることができ、この行列は大きさ（ＭＫ×１）の重みベクトルのエルミート転置（すなわち複素数共役転置行列）によって前もって掛け算した時にＮサンプルの推定受信信号行ベクトルを生じる。時空問題は、このように、問題を決定する重みベクトルとして再表現されている。たとえば、共分散を基礎とする方法のために重みベクトルは大きさ（ＭＫ×１）の「長い」重みベクトルである。この「長い」重みベクトルの用語を再アレイすることで必要（Ｍ×Ｋ）重み行列が得られる。そのため、ここでの記述は重みおよび空間的処理に関している一方、その狙いは時空的処理を含める意図にある。
【００８３】
図４と処理装置４０７を再び参照すると、始めに、アップリンク重みベクトル１１５の推定値、たとえば前のフレームからの値、が用いられる。信号の推定値４０８が次に復調器と基準信号生成器４１１とによって復調されて送信シンボル・シーケンス４１２の推定値を生成し、次にさらに高水準処理ユニット４１３によって処理されて、ネットワーク・インターフェース・ユニット（図示せず）に送られる音声またはデータ信号１１３を生成する。シンボル・シーケンス４１２を生成することに加えて、復調と基準信号生成器４１１とが、推定されたシンボルによって変調され、かつ用いた特別な変調プロトコルによる正しい信号構造を有する、変調された信号である基準信号４１０をも生成する。この基準信号は、前処理した受信信号セット４０５とともに、重みベクトル生成器４０９によって用いられて受信重みベクトル１１５の良好な推定値を生成する。重みベクトル生成器４０９は、重みベクトルの目的関数を最小化する重みベクトルを決定する最適化方法を実施する。この目的関数には、重みベクトルを用いて信号のコピーの空間的な処理の操作を経て基準信号４１０に至る、生成した信号の偏差の測定値が含まれている。好ましい実施形態では、目的関数に重みベクトルの大きさを限定するための用語が含まれている。重みベクトル生成器４０９から得られた重みベクトルの次の推定（値）を信号のコピー操作４０７によって用いることができ、また送信重み生成器１１７によって用いられることがある。本発明の方法が好適に実施される基地局の構造のさらに多くの詳細のためには、上記で参照した米国特許出願第０９／０２００４９を見るべきである。アップリンク重みベクトル演算のさらに詳しいことについては、上記で参照した米国特許出願第０８／７２９３９０および米国特許出願Ｓ／Ｎ０９／１５３１１０の空間的処理による通信端末での周波数オフセットの存在における基準信号生成のための方法を見よ。
【００８４】
ダウンリンク重み演算
リンク重み１１８は、重みＷ_txのＭ次元複素数値ベクトルとして表現しても良い（「送信重みベクトル」および「ダウンリンク重みベクトル」と呼ばれる）。好ましい実施形態では、ダウンリンク重みが直接にアップリンク重みから演算される。アップリンクとダウンリンクとの信号通路の対称性が用いられる。図５Ａ（アップリンク）および図５Ｂ（ダウンリンク）で図示したこの対称性を下記のように表現しても良い。
【００８５】
１．加入者ユニットが送信した、変調されたベースバンド信号（５０３として示した）と後空間処理（すなわち多重分離した）信号（たとえば図４を参照すると、基準信号４１０）との間のスカラー「チャネル」（ベースバンドでの）のインパルス応答が、加入者ユニットで基地局から受信ベースバンド信号５０９へ送信された前空間処理スカラー・ベースバンド信号５０７からの逆方向のインパルス応答と実質的に同じである。数学的には、この対称性を、方程式を実質的に満足するアップリンクとダウンリンクの重みベクトルと言っても良い。
ｗ^* _rxａ_rx＝ｗ^* _txａ_tx （３）
【００８６】
２．同じ加入者ユニットから送信して受信するために（受信と送信のために加入者ユニットが同じアンテナを使用することを仮定して）、アップリンクとダウンリンクのアンテナ・アレイのビーム・パターンは、実質的に同一でなければならない。相互関係の条件（ｇ_rx＝ｇ_tx）が実質的に成立する場合には、これは、重みベクトルが実質的に満足されることを意味する。
【数５】

ただし、○×は素子方向の積を表す（すなわち、アダマール積）。一般的にはアンテナ・アレイのビーム・パターンは、重みベクトルに、同様にまた高周波電気回路の伝達関数に、依存することに留意されたい。式（３）は、ｗ_txのために多くの解を持つが、一方、式（４）はただ１つの解を持つ。
【数６】

ただし、○／は素子方向の商を表す。したがって、送信重みの生成を支配する主な方程式は下記によって与えられる。
【数７】

ただし、「較正ベクトル１３３」（ｃで表される）は、下記のように定義される。
【数８】

【００８７】
送信重み生成器１１７の内部構造を図６に示す。送信重みベクトル１１８の要素を生成するためには、素子方向の乗法処理６０３を用いて対応する較正ベクトル１３３の要素に、対応する受信重みベクトル１１５の要素を乗じる。
【００８８】
較正処理
較正処理の主な目的は、基地局および較正過程を支援するその加入者ユニットのために較正ベクトル１３３を決定することである。たとえばトランスポンダや信号生成器や、あるいは測定ネットワークのような、追加の較正装備は必要ではない。典型的なＴＤＤ方式では、較正処理は下記の段階から成っている。
１．適当な加入者ユニットとの接続を確立する。
２．アップリンク・チャネル空間シグネチュアａ_rxを推定する
３．ダウンリンク・チャネル空間シグネチュアａ_txを推定する
４．相互関係を推定し、下記のように較正ベクトル１３３を演算する
【数９】

５．加入者ユニットとの接続を切る
【００８９】
明らかに、較正関数を決定するためには、「明示的な」アップリンクおよびダウンリンク・シグネチュア（上記のステップ２および３）を表示または記憶することは必要でないし、また代わりにアップリンクおよびダウンリンク・シグネチュアに関連する中間的な量から較正関数を演算するステップ４を直接に進めても良い。この発明の目的のためには、このような中間的な量からの較正関数の演算は、アップリンクおよびダウンリンク・シグネチュアから較正関数を演算することと等価である。
【００９０】
好ましい実施形態が実装される現行のＷＬＬ方式では、各々の加入者ユニットが較正方法を支援することが可能である。それにもかかわらず、信号とノイズとの比を最大にするために、基地局に対して閉じている加入者ユニットを選ぶことが一般的には望ましい。較正呼出しは、いかなるキャリアおよびいかなるタイム・スロット上でも開始することができるが、一方、基地局は他のキャリアおよびタイム・スロット上で標準的な通信チャネル（ＴＣＨ）呼出しのサービスをしている。
【００９１】
ここでの記述は基地局と加入者ユニットとの通信によって生じる較正に対してであり、その狙いは基地局と、ここに記述した機能を行う特別な目的の送受信機との通信を明らかに含む一方、いかなる他の機能たとえば典型的な加入者ユニットが行う典型的な機能を必ずしも行わないことに留意されたい。たとえば、較正を実施する加入者ユニットに含まれるハードウェアとソフトウェアとのサブセットを用いることができる。
【００９２】
通信がバースト・バイ・バーストを生じるシステムを好ましい実施形態が用いることに留意されたい。ここでの記述では「バースト」との用語を用いており、またたとえばトラフィック・バースト、較正バースト、などという用語を用いた。本発明はバースト・バイ・バースト方式に限定されないことは確かである。ここで用いたバースト・バイ・バーストと非バースト・バイ・バースト方式との両者に適用できる「バースト」に対して一般的に等価である用語は「波形」であるので、「較正波形」はバースト・バイ・バースト方式にとっては較正バーストである。「トラフィック波形」はバースト・バイ・バースト方式にとってのトラフィック（またはＴＣＨ）バーストである。以下同様。
【００９３】
図７は、本発明の態様による較正呼出しを含む典型的なプロトコルを示す。異なったプロトコルも他の実施のために設計可能である。アレイの順序は上から下である。矢印の方向は通信の方向を示す。このプロトコルは、基地局から加入者ユニットへの無線呼出し７１１を含む標準的な呼出しセット・アップ・プロトコル７０３、加入者ユニットから基地局へのリンク・チャネルリクエスト７１３で始まり、ステップ７１５で加入者に送られたリンク・チャネル指定を生じる。同期化（「ＳＹＮＣＨ」）バーストはバーストアップリンク（７１７）に、次にダウンリンク（７１９）に送られる。最後に、ステップ７２１では、基地局へ無線応答が送られる。このプロトコルの較正バースト位相７０５のために、加入者ユニットがはじめのアップリンク較正バーストまたは複数の較正バースト（７２３）を送信するので、基地局がアップリンク・チャネルを推定できる。この後すぐに、ステップ７２５で、基地局がはじめのダウンリンク（または複数の較正バースト）較正バーストを送信するので、加入者ユニットがダウンリンク・チャネルを推定できる。
【００９４】
好ましい実施形態では、較正バーストが特別なエアー・インターフェース基準、この場合には、ＰＨＳの基準に合致している較正波形であることに留意されたい。「エアー・インターフェース基準に合致していること」によって、我々はチャネル構造およびエアー・インターフェース変調への合致を意味する。ここで「チャネル構造」とはＦＤＭＡの場合においては周波数スロットのことであり、ＴＤＭＡの場合においてはタイムおよび周波数スロットのことであり、あるいはまたＣＤＭＡの場合においてはコード・チャネルのことであり、また「変調」は、ＰＨＳの場合においてはたとえばπ／４−ＤＱＰＳＫであるか、またはＧＳＭの場合においてはＧＭＳＫのことである。以下同様。以下で記述する２トーンおよびマルチ・トーン較正方法においては、較正波形は、各々がＰＨＳエアー・インターフェース基準に合致している２つ以上の波形の合計から成っている。このような合計が、周波数の再利用を伴うマルチ・ユーザ通信システムで自然に生じる際には、エアー・インターフェース基準に合致している波形の合計はまた本記述の目的のためのエアー・インターフェース基準に合致していると考えられる。
【００９５】
一実施形態がアンテナ・アレイの全体を好ましい実施形態で一度に較正するためのものである一方、Ｍアンテナ素子のアレイ全体ではなくて、Ｍ素子未満の各々のアレイの副アレイであると考え、各々の副アレイを独立にも較正する。この好ましい実施形態では、１つまたは複数の追加のアップリンク較正バーストおよび１つまたは複数の追加のダウンリンク較正バーストが必要になることがあり、各々の追加の副アレイのための各々、そしてこれらの追加のステップを点線７２７および７２９としてそれぞれ図７に示す。唯一のダウンリンクおよび唯一のアップリンクの追加ステップが点線で表してあることに留意されたい。これが較正するための追加の副アレイがあるのと同じほど多い追加バーストを表していることが理解されねばならない。
【００９６】
特別な実施形態では、固定された基準アンテナに関して較正された各々のアンテナを用いてアンテナが対で較正される。そのため、Ｍ素子アンテナ・アレイは、２素子副アレイの集合として眺められ、また各方向での較正に用いたＭ−１バーストがある（ステップ７２７および７２９は各々Ｍ−２回実行する）。図８は、固定基準アンテナとして任意に選んだアンテナ８０１をともなって、８０１、８０２、８０３、８０５、８０７、および８０９という６つのアンテナの円形アレイを示す。副アレイを点線区域内でアンテナとして示す。５つの副アレイは、アンテナ８０１および８０２の副アレイ＃１（８１１）、アンテナ８０１および８０３の副アレイ＃２（８１３）、アンテナ８０１および８０５の副アレイ＃３（８１５）、アンテナ８０１および８０７の副アレイ＃４（８１７）、アンテナ８０１および８０９の副アレイ＃５（８１９）である。
【００９７】
好ましい実施形態では、加入者ユニットは、ダウンリンク較正バーストあるいは複数のバーストを分析することができるようになったいくつかのインテリジェントな信号処理能力を有する。一般には、リモート加入者ユニットによってダウンリンク・チャネル推定値のいくつかをその次に実施することができる。部分的な結果を決定するシグネチュア推定のこの部分は、ここでは「ダウンリンク・シグネチュア関連信号」と呼ばれる。好ましい実施形態では、ダウンリンク・チャネル推定値を完全に演算するための十分な処理力を加入者ユニットが持っており、この場合では、ダウンリンク・シグネチュア関連信号がダウンリンク・チャネル推定値成分である。これらの結果は（完全か部分的な推定かどうか・・・一般には、ダウンリンク・シグネチュア関連信号）ＰＨＳプロトコルで記述したように、制限無しにＳＡＣＣＨ、ＦＡＣＣＨ、ＴＣＨ有料負荷を含む標準的なメッセージ・プロトコルを用いることによって基地局に逆送される。ＰＨＳプロトコルは本出願書内で引用してある。たとえば無線工業及び商業協会（ＡＲＩＢ：Association of Radio Industries and Businesses、日本）予備基準の第２版のＰＣＲ ＳＴＤ−２８でＰＨＳ基準を記述してあり、変形がＰＨＳメモランダム・オブ・アンダースタンディング・グループの技術基準書（ＰＨＳ ＭｏＵ、http://www.phsmou.or.jpを参照のこと）に記述してある。この送信は、第１ダウンリンク較正バーストのためのステップ７３１として、またたとえば残りの副アレイのための、追加のバーストを用いるそれらの実施形態のために点線７３３として示してある。他の関連情報（たとえば、信号品質推定あるいは生のＩ／Ｑサンプル）もまた、電力制御で使用するため、ならびにその他の分析および目的のために加入者ユニットから基地局へ逆送信することができる。加入者ユニットの電力制御ならびに信号品質推定の側面の記述のためには上記で引用した米国特許出願第０９／０２００４９を参照されたい。
【００９８】
較正処理の終わりに、基地局が較正ベクトルを演算し、較正呼出しを終了する。呼出しの終了７０９は、好ましくは加入者ユニットからの解放メッセージ７３７に続く基地局からの切断コマンド７３５を含む。
【００９９】
アップリンク・シグネチャ推定
好ましい実施形態では、基地局周辺のアクティブな加入者ユニットでアップリンク・シグネチャ推定が行われる。サービス・チャネルが確立された後、加入者ユニットは基地局に向けてアップリンク較正バーストを送信する。この特定の実施形態では、アップリンク較正バーストはアイドル状態の（ペイロードなし）ＴＣＨバーストである。他の実施形態では、他のシーケンスを使用することができ、他のシーケンスを使用する方法をどのように修正するかは、当業者であれば明白であろう。たとえば、他の実施形態では、ダウンリンク・シグネチャ推定が最初に実行される。加入者ユニットで計算したダウンリンク・シグネチャ関係の信号は、好ましくはシグネチャ推定であり、その後、基地局に送信される。これらの信号を使用して、アップリンク・シグネチャを推定する。
【０１００】
図９は、アップリンク・シグネチャａ_rxを決定するための要素を説明している。好ましい実施形態では、加入者ユニット（たとえば、ユニット１４１）はシグナル・プロセッサ上の一組のプログラム命令として実施されるアップリンク較正バースト・シンセサイザ９０７を含む。シンセサイザ９０７は、メモリ（すでに存在しているシグナル・プロセッサ・メモリの一部）を備え、第１の較正バースト（ステップ７２３）または第２の較正バースト（ステップ７２７）を生成する。バーストは、加入者ユニットの送信ＲＦ電子回路９０９を使用して加入者ユニットのアンテナ９１１から送信される。好ましい実施形態の加入者ユニットのアーキテクチャについては、上記の米国特許出願第０８／９０７５９４号と図１２で説明されている。図１２を見ると、タイム・デュプレクサ１２０３は送信時に送信位置にあり、送信ＲＦ電子回路９０９の出力をアンテナ９１１に接続していることがわかる。通常のトラフィック・バースト信号は、ボコーダＤＳＰ１２０９を介して電話インターフェース・ユニット１２１３から得られる。複素数値（１、Ｑ）サンプルがＤＳＰデバイス（ＴＸ ＤＳＰ １２１１）内に形成され、他のＤＳＰデバイス、信号受信に使用されるＲＸ ＤＳＰ １２０５と共有するメモリ１２０７に接続されている。ここで説明するアップリンク・チャネル決定の実施形態のため、通常送信信号処理機能に加えてアップリンク較正バースト・シンセサイザ９０７の機能を実行するようにＴＸ ＤＳＰ １２１１がプログラムされている。図９に示されているように、アップリンク較正バースは、基地局アンテナ・アレイ１０５で受信され、受信ＲＦ電子回路１０９によってベースバンド信号１１０に変換される。その後、アンテナ素子からの信号は、素子４０３、９２１、および９３１の機能を実行するようにプログラムされている１つまたは複数のデジタル信号処理デバイス（ＤＳＰ）で構成されている受信信号プロセッサ１１１によって処理される。プリプロセッサ４０３は、ベースバンド・フィルタ処理を含む前処理と、周波数オフセット、タイミング・オフセット、およびＩ／Ｑ不整合を受信信号から除去する処理を行う。実施形態によっては、必要に応じて、ベースバンド・イコライゼーションも、プリプロセッサ４０３に含めることもできるが、イコライゼーションを含める方法は当業者には明白であり、したがって、本発明の主要な関心事ではない。ユニット９２１は、ユニット４０７および４１１を含み、信号コピー操作、復調、および基準信号生成を実行することで送信されたシンボル・シーケンス（基準信号）を推定する。好ましい実施形態では、加入者ユニットは標準ＴＣＨバーストを送信し、したがって、基地局のデフォルトのＴＣＨ復調方法をこの目的に使用できる。他の実施形態では、加入者ユニットは明確に知られている事前定義された較正シーケンスを送信するので、基地局で事前に記憶できる。この場合、受信した信号を復調する必要はない。この他の実施形態は、図９で点線で示されており、送信信号推定値４１０の代わりに事前定義されたバースト・セグメント９２３が使用される。チャネル識別ユニット９３１は、送信信号推定値４１０と受信信号４０５を使用するが、これらはそれぞれ、基本の空間的なシグネチャ９３３を推定するためのアップリンク・チャネルの入力信号と出力信号である。チャネル識別ユニット９３１では、任意の標準システム識別手法を使用できる。次の方法は、好ましい実施形態で使用される。受信信号４０５と送信信号推定４１０のＮ個のサンプルを使用する。好ましい実施形態では、Ｎ＝５０である。つまり、バーストのサンプルを５０個だけ使用するということである。ｋ＝０、１、．．．、Ｎ−１としてＮ個のサンプルの時係数をｋで表し、時刻ｋに受信した信号４０５のベクトルをｘ（ｋ）で表し、時刻ｋに送信された信号推定値４０１をｓ（ｋ）で表す。アップリンク・チャネル・シグネチャの推定値は次のようにして求められる。
【数１０】

ただし、行列Ｘ＝［Ｘ（０）Ｘ（１）．．．Ｘ（Ｎ−１）］とベクトルＳ＝［Ｓ（０）Ｓ（１）．．．Ｓ（Ｎ−１）］である。当業者であれば、次の式で受信信号をモデル化するためにチャネル・シグネチャの最尤推定値としてこれを認識できるであろう。
ｘ（ｋ）＝ａ_rxｓ（ｋ）＋ｖ（ｋ），ｋ＝０，１，．．．，Ｎ−１ （１０）
ただし、ｖ（ｋ）は時刻ｋにおける加法的雑音のベクトルを表し、雑音ベクトルは統計的に独立で、等分布ガウス・ランダム過程のベクトルであり、平均値Ｅ［ｖ（ｋ）］＝０、共分散行列Ｅ（ｖ（ｋ）ｖ（ｋ）^*）＝σ² _vＩ、Ｉは恒等行列である。しかし、本発明のこの部分は、モデル作成の仮定に依存していない。他の実施形態では、より高度な、あるいはあまり高度でない標準システム識別手法を式（９）の代わりに使用できる。Ｌｙｕｎｇ，Ｌ．著『Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ． Ｔｈｅｏｒｙ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｕｓｅｒ』（Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ−Ｃｌｉｆｆｓ； ＮＪ： Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９８７）は本発明で使用するために手を加えられる他の多数のシステム識別手法の優れた出典である。また、式（９）の解および同等の解は、ここでは、最大尤度の受信信号モデルおよびその他の条件が満たされていなくても最尤推定値と呼ぶこともあり、また「最尤推定値」という用語は適切な線形信号モデルおよび雑音条件が成立するときの最大尤度となる解を意味すると理解されることに留意されたい。たとえば、式（１１）または同等の式を適用する操作は、任意の種類の雑音が存在している状態で任意のモデルを使用してあるいはモデルをいっさい使用せずに任意の送信Ｓおよび受信Ｘの「最尤推定値」に分類されることになる。
【０１０１】
ダウンリンク・シグネチャ推定
ダウンリンク・チャネルを推定するために、基地局１０１は加入者ユニット１４１に向けて１つまたは複数のダウンリンク較正バーストを送信する。図１０は、ダウンリンク・シグネチャａ_1xを決定するための要素を説明している。好ましい実施形態では、基地局１０１の送信信号プロセッサ１２３は、ダウンリンク較正バースト・シンセサイザ１００５としてプログラムされており、ダウンリンク較正バーストを生成する（この方法の実施形態で使用しているバーストの数に応じてステップ７２５の第１のバーストまたはステップ７２７の第２のバースト、およびその実施形態のステップ）。このようなバーストは、基地局１０１内のメモリからバーストをリコールすることで生成するのが好ましい。必要な空間処理に送信信号プロセッサ１２３（ユニット１００５の一部として図１０に示されている）を使用し、送信ＲＦ電子回路１２５およびアンテナ・アレイ１０５を介して送信することにより、バーストが加入者ユニット１４１に送信される。
【０１０２】
バーストは、加入者ユニット（たとえば、ユニット１４１）により、加入者ユニット受信電子回路１００９を介してアンテナ９１１で受信される。再び図１３を見ると、好ましい実施形態の加入者ユニットには、この実施形態に関してｋを時係数とするｙ（ｋ）で表されるサンプリング受信信号１０１２を生成するようにプリプロセッサ１０１１としてプログラムされ、さらに受信信号１０１２およびＭベクトルｚ（ｋ）で表される一組の送信信号の格納バージョン１０１９を使用してダウンリンク・チャネル・シグネチャを決定するダウンリンク・チャネル識別プロセッサ１０１３としてプログラムされているＲＸ ＤＳＰ １２０５を含む。格納バージョン１０１９は、メモリ１２０７内に形成されているバッファに格納される。その後、加入者ユニットは結果を基地局に送り返す。
【０１０３】
特定の実施形態において、信号はπ／４ＤＱＰＳＫを使用して変調され、ボーレートは１９２ｋｂａｕｄ／ｓである。受信信号ｙ（ｋ）は４倍の過剰サンプリングである。ツートーン較正（以下参照）を使用した場合、送信された較正波形は適切に変調された正弦波であり、好ましい実施形態では、メモリを節約するため、各正弦波の単一期間のみがメモリ１２０７に格納され、メモリ１２０７のそのセクションは循環バッファとして構成される。その後、連続する期間に繰り返しデータを読み出す。
【０１０４】
代表的な加入者ユニットは通常、高々数本のアンテナ（本発明の実施形態で好ましいＷＬＬシステムの１本のアンテナ９１１）を備え、これによりダウンリンク・シグネチャ推定に使用できる情報が制限される。さらに、代表的加入者ユニットのハードウェアは、サイズおよびコスト制約の点で単純であり、したがって、代表的な基地局のハードウェアに比べて高度で正確な処理をあまり行えない。その結果、加入者ユニットで受信した信号は、たとえば、アップリンク推定値と比べてダウンリンク・チャネル推定値の精度を引き下げる可能性のある周波数およびタイミング・オフセット効果、および位相雑音を制限されることなく含むかなりの歪みが入り込むことがある。将来、より高い信号処理（あるいは他の計算処理）能力を平均的な加入者ユニットが備えることによりプリプロセッサ１０１１で歪みを補正できるようになることが予想される。しかし、本発明は信号処理能力が低いときでも機能する。
【０１０５】
改良された実施形態では、基地局は制限されることなく周波数オフセット、タイミング・オフセット、１／Ｑ不整合、および位相雑音を含む効果に関してロバストな専用設計の信号シーケンスを使用する。このため、ある程度の、ただし制限されている、信号処理能力を持つ単純で安価な加入者ユニットを使用して正確な結果を求めることができる。たとえば、ダウンリンク較正バーストは純粋なトーンで構成できる。そのため、加入者ユニット内でプリプロセッサ１０１１としてプログラムされているＲＸ ＤＳＰ １２０５で周波数オフセットおよびタイミング・アライメント推定をほんのわずかの計算作業で実行できる。それとは別に、ダウンリンク較正バーストは、疑似ランダム信号シーケンスまたはチャープ（掃引周波数）信号シーケンスから合成でき、これにより、広い範囲に渡る周波数において伝播チャネルを特性化することができる。
【０１０６】
行ベクトルｚ（ｋ）＝［ｚ₁（ｋ）ｚ₂（ｋ）．．．ｚ_M（ｋ）］，ｋ＝０，１，．．．，Ｎ−１が較正バーストからの基地局１０１から送信されるＭ変調ベースバンド信号ｚ₁（ｋ）、ｚ₂（ｋ）、．．．ｚ_M（ｋ）のＮ個のサンプル（ベースバンドの）を表すものとする。ｙ（ｋ）ｋ＝０，１，．．．Ｎ−１は加入者ユニットの受信信号（ベースバンド内および１０１１の前処理の後）のＮ個のサンプルを表すものとする。ベクトルｙと行列Ｚを次式で定義する。
【数１１】

それぞれ上記のようになる。ダウンリンク・シグネチャ推定１０１７は、次の式に従って識別プロセッサ１０１３で決定するのが好ましい。
【数１２】

当業者であれば、これが、受信信号サンプル１０１２が次の式を満たすモデル（ベースバンドで）に従うときのダウンリンク・シグネチャの最尤推定値であることを認識できるであろう。
ｙ（ｋ）＝ｚ（ｋ）ａ_tx＋ｎ（ｋ），ｋ＝０，１，．．．，Ｎ−１ （１２）
ただし、ｎ（ｋ）、ｋ＝０，．．．，Ｎ−１は、受信信号内の何らかの加法的雑音を表し、Ｎ個の統計的に独立している、等しく分布するガウス・ランダム変数としてモデル化される。本発明は、このようなモデルに従う受信信号サンプルに依存していないことに留意されたい。また、式（１１）の解および同等の解は、ここでは、最大尤度の受信信号モデルおよびその他の条件が満たされていなくても最尤推定値と呼ぶこともあり、また「最尤推定値」という用語は適切な線形信号モデルおよび雑音条件が成立するときの最大尤度となる解を意味すると理解されることに留意されたい。たとえば、式（１１）または同等の式を適用する操作は、任意の種類の雑音が存在している状態で任意のモデルを使用してあるいはモデルをいっさい使用せずに任意の送信Ｚおよび受信Ｙの「最尤推定値」という用語のもとに分類されることになる。
【０１０７】
雑音サンプルを次のベクトルで表すと、
【数１３】

式（１２）は次のように表すことができる。
ｙ＝Ｚａ_tx＋ｎ （１３）
【０１０８】
シグネチャ１０１７は、Ｚが一次独立の列の場合のみ式（１１）に従って決定できることに留意されたい。このため、較正されたアレイ（またはサブアレイ）の各アンテナ素子はＭ個（またはサブアレイの場合にはそれよりも少ない個数）の実質的に「一次独立」の信号をダウンリンクの較正中にＭ個の（またはそれよりも少ない）アンテナ素子から送信する。Ｍ個の送信信号ｚ_i（ｋ）は、ｋ＝０，２，．．．Ｎ−１について
【数１４】

となるような定数の複素数値パラメータｃ１、ｃ２、．．．、ｃＭを見つけることが不可能な場合に一次独立である。実際、この要求条件はさまざまな方法で満たすことができる。一実施形態では、較正バースをいくつかのセグメントに分割し、任意に指定された時刻に１つのアンテナ素子のみが有効になるようにできる（時間領域における直交性）。それとは別に、アンテナ素子は異なる周波数で純粋なトーンを送信することができる（周波数領域における直交性）。一次独立の信号はさらに、疑似ランダム信号シーケンスまたはチャープ信号シーケンスから合成することもできる。他の手法については、当業者であれば明白であろう。
【０１０９】
ツートーン・ダウンリンク較正
好ましい実施形態では、アンテナ・アレイは図８に示されているように共通基準素子を持つ２素子サブアレイに分割され、各サブアレイは独立に較正される。一実施形態では、較正中に、特定のサブアレイの各アンテナ素子は異なる周波数の複素数値正弦波を送信する。ω₁とω₂（ラジアン／秒）で、それぞれ、特定のサブアレイの第１のアンテナ素子を通る第１の較正信号の周波数および特定のサブアレイの第２のアンテナ素子を通る第２の較正信号を表す。この場合、Ｍの値は２で、式（１１）によるダウンリンク・チャネル推定値は次のとおりである。
【数１５】

ただし、Ｔは信号のサンプリング期間を表し、Δω＝ω₂−ω₁はトーンの間の周波数分離を表す。観測間隔ＮＴが２π／Δωの整数倍になるようにＮを選択した場合、ｅ^{j Δω NT=1}となり、次のような単純な公式が求められる。
【数１６】

【０１１０】
これらは、それぞれω₁とω₂の受信信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴまたはその高速実装、ＦＦＴ）と認識される。また、それぞれ２つの較正バーストのある受信した加入者ユニット信号ｙの相互相関に比例するとも認識される。明らかに、実施形態では、１／Ｎ係数はシグネチャの決定には含まれていない。
【０１１１】
第１のアンテナ素子を基準とする、アンテナ素子の１つ、つまり第２のアンテナ素子の相対的ダウンリンク・シグネチャは、第１の相互相関で割った第２の相互相関として計算される。
【０１１２】
好ましい実施形態の実施形態では、ＲＸ ＤＳＰ １２０５はダウンリンク・チャネル識別プロセッサ１０１３としてプログラムされている。受信信号サンプルｙ（ｋ）は、４倍オーバーサンプル１９２ｋｂａｕｄ／ｓの信号である。つまり、毎秒７８４ｋ個のサンプルがあるということである。使用する２つの周波数は２４ｋＨｚ（ｋラジアン／秒で除算）と−７２ｋＨｚ（較正信号は複素数値であることに留意されたい）である。一般に、周波数の差Δω＝ω₂−ω₁が大きいほど、パフォーマンスが高くなる。好ましい実施形態では、特定のビット・パターンをπ／４ ＤＱＰＳＫモジュレータ（ＰＨＳの標準）に送ることで信号を合成する。この方法でトーンを簡単に合成できる。しかし、π／４ ＤＱＰＳＫ変調と特定のボーレートは、周波数が＋７２ｋＨｚ、＋２４ｋＨｚ、−２４ｋＨｚ、および−７２ｋＨｚの信号のみを実質的に合成できるということを意味している。最大の分離はトーンのペアが＋７２ｋＨｚと−７２ｋＨｚのときに得られるが、７２ｋＨｚの信号は２４ｋＨｚ信号よりも純粋なトーンに似ていないように見え、したがって、好ましい実施形態で使用している２つのトーンは＋２４ｋＨｚと−７２ｋＨｚである。この方法が＋２４ｋＨｚと−２４ｋＨｚのトーンを使用するよりもパフォーマンスがよいという点については、以下の「パフォーマンス」の項で説明する。チャネル識別プロセッサ１０１３を実装しているＤＳＰプログラムは、次のように要約することができる。
【０１１３】
【表１】

【０１１４】
他の実施形態では、より複雑な実施形態を必要とする可能性のある方法など、使用可能なトーンの制限を含まないトーン信号を合成する異なる方法が使用でき、あるいは異なる直交信号が使用できることに留意されたい。
【０１１５】
トーン較正バーストを使用する方法は、位相雑音および周波数オフセットに関してロバストであり、周波数オフセットと位相雑音は周波数差Δωに比べて小さい。
【０１１６】
大きなタイミング・オフセットが存在している場合、ツートーン法の改良した実施形態で、このようなタイミング・オフセットを決定し、量をタイミング・オフセットについて補正することができる。τは、送信信号の遅延時定数であるとする。この改良された実施形態では、較正バーストは２つの時間セグメントに分けられ、ブレーク点はこの２つのバーストで同じである。第１の時間セグメントで、第１の正弦波と第２の正弦波の和は同じアンテナ素子、つまり第１のアンテナ素子から送信される。第１の時間セグメントでＮ₁個のサンプルがあるとし、また加入者ユニットで受信した信号をｙ₁（ｋ）、ｋ＝０，．．．，Ｎ₁−１で表す。第１のセグメント観測間隔Ｎ₁Ｔは２π／Δωの整数倍であると仮定すると、タイミング・オフセットの推定値は第２の相関バーストを持つ加入者ユニット受信信号の相互相関と第１の相関バーストを持つ加入者ユニット受信信号の相互相関との比から求められる。
【数１７】

較正バーストの第２のセグメントで、２つの正弦波は前記のツートーン法の実施形態の場合と同様２つの異なるアンテナを介して送信される。第２の時間セグメントでＮ₂個のサンプルがあるとし、また加入者ユニットで受信した信号をｙ₂（ｋ）、ｋ＝０，．．．，Ｎ₂−１で表す。観測間隔Ｎ₂Ｔが２π／Δωの整数倍になるようにＮ₂を選択した場合、
【数１８】

式（１６）と（１７）を組み合わせると、２つのダウンリンク・シグネチャ推定値の望む推定値が得られる。簡単のため、２つのセグメントを等しい長さ、Ｎ₁＝Ｎ₂とする。第１のツートーン実施形態の場合と同様、使用する２つの周波数は２４ｋＨｚと−７２ｋＨｚ（較正信号は複素数値であることに留意されたい）である。タイミング・オフセットの補正機能を含む第２の実施形態に従ってチャネル識別プロセッサ１０１３を実装するＲＸ ＤＳＰ １２０５用のＤＳＰプログラムは次のように要約できる。
【０１１７】
【表２】

【０１１８】
長さの等しくないセグメントの使用、２組のツートーン信号（知られている量だけ離れている）の使用、および異なる組み合わせの送信をはじめとする、さまざまな修正をこれらの方法に加えられることは、当業者にとっては明白なことであろう。異なる公式も、較正係数の決定に使用できる。
【０１１９】
ドット積が純粋なトーンとなっている２つの定数係数を使用すると都合がよい。それとは別に、たとえば、第１のセグメントにトーンを、第２のセグメントにチャープ信号シーケンスを使用することも可能である。
【０１２０】
一度に２本を超えるアンテナを取り扱うように方法を一般化することもできる。次の代替手法は、任意の本数のＭアンテナで動作する。セグメントの第１のセグメント（つまり第１の半分）で、それぞれＭ個のトーンが異なるＭ個の異なる単一トーン信号の総和は、第１の（つまり基準）アンテナ素子から送信されるが、他のアンテナ素子からは信号は送信されない。第２のセグメントで、Ｍ個の単一トーン信号のうちの異なる１つがＭ個のアンテナ素子から送信される。この方法ではさらに、Ｍアンテナ素子アレイ（またはサブアレイ）を推定するために次のように進む。使用する表記は、添字ｉを受信信号の相関に使用したトーンとして第１の半分の相関をＡ_iで表し、添字ｉを受信信号の相関に使用したトーンとして第２の半分の相関をＢ_iで表すものとする。Ｍ個の純粋トーン信号の周波数を、それぞれ、ω₁、ω₂、．．．ω_Mで表す。
【０１２１】
【表３】

【０１２２】
Ｍ個の素子のシグネチャを同時に決定する上記の一般化を修正することで、第１のセグメント内の１本のアンテナ素子でＭ個のトーンすべての総和を送信するのを回避できる。一般に、タイミング・オフセットは基地局のすべてのアンテナ素子からの送信に関して同じであると仮定できる。ここで説明した実施形態を実装するシステムでは、すべてのＡＤＣおよびすべての下方変換および上方変換は同期する。たとえば、このような場合、基準アンテナ素子から送信されたトーンと他のアンテナのトーン（たとえば第２のもの）との和のみが第１のセグメントないの第１の素子から送信される。この方法や他の多くの方法による上記の一般化を修正する方法は、当業者にとっては明白なことであろう。
【０１２３】
上記の説明では、タイミング・オフセットの相殺について取りあげているが、係数の除算でも、位相オフセットを相殺できることに留意されたい。
【０１２４】
タイミング・オフセットの決定
上記の説明では、さらに、複数の信号、たとえば、純粋トーン信号を送信することでごくわずかな計算のみで加入者ユニット内のタイミング・オフセットを決定する方法も提案している。
【０１２５】
タイミング・オフセットを決定するには、上記の「改良されたツートーン・ダウンリンク法」のステップ１、２、および３を実行する。ステップ３では、量Ｃ１は本質的は、ｅｘｐ−ｊ（ω₂−ω₁）τである。したがって、対数をとって、Δω＝（ω₂−ω₁）で除算すると、タイミング・オフセットの推定値τが得られる。
【０１２６】
改良されたタイミング・オフセット法では、上記の「改良されたＭトーン・ダウンリンク法」のステップ１および２を実行する。ステップ２では、量１、Ａ₂／Ａ₁，．．．，Ａ_M／Ａ₁によりそれぞれ、Ｍ量１、ｅｘｐ−ｊ（ω₂−ω₁）τ、．．．、ｅｘｐ−ｊ（ω_M−ω₁）τが得られる。最後のＭ−１量の対数をとり、これらのうち第１を（ω₂−ω₁）で、第２を（ω₃−ω₁）で、．．．、そして最後のを（ω_M−ω₁）で除算することにより、それぞれ、タイミング・オフセットτのＭ−１個の推定値が得られる。これらの平均を求めると、タイミング・オフセットの最終推定値が得られる。
【０１２７】
標準トラフィック・チャネル・コールの間での較正
他の実施形態では、専用の較正コールを使用する代わりに、較正手順を通常のトラフィック機能に使用される両方向で標準電話呼び出しに埋め込むことも可能である。通常のトラフィック機能は、空中インターフェースに依存しており、復調、タイミングおよび周波数追跡、および電力制御やハンドオフなどの各種制御機能を含む場合がある。たとえば、アップリンク・チャネル・シグネチャは、上述の決定指向の手法を使用することで標準アップリンク・トラフィック・チャネル（ＴＣＨ）バーストから推定できる。上述のダウンリンク・チャネル推定法は、次のように修正される。
【０１２８】
ダウンリンクで、基地局はＴＣＨバーストと較正バーストを混ぜたのをランダムに加入者ユニットに向けて送信する。つまり、較正バーストは、ＴＣＨバーストで散らばるということである。較正バーストは可聴エラーを引き起こす場合があるので、このような較正バーストはあまり頻繁に送信せず、送信する場合もサイレント期間に送信するのが好ましい。代表的なサイレント期間は、１回のバーストよりも長く、したがって改良された実施形態では、較正バーストは基地局によってアイドル・バーストがいくつか送信された後に限り送信される（ＴＣＨバーストの代わりに）。
【０１２９】
ダウンリンク・チャネル・シグネチャの推定動作を含む加入者ユニットによる処理を説明する実施形態を図１１に示した。ステップ１１０５で、加入者ユニットは生バーストを受け取り、最初にプリプロセッサ１０１１としてプログラムされている受信信号プロセッサ内でバーストを前処理する。この受信した前処理済み信号は格納される。前処理済み信号は次に、標準ＴＣＨバーストの場合と同様にステップ１１０９で復調される。ステップ１１１１で、復調されたビットが標準ＴＣＨバースト用かどうかを決定する。ほとんどの標準プロトコルの場合と同様に、説明の実施形態のシステムで使用しているＰＨＳプロトコルはシーケンスを正しく受信した時期、たとえば、特定の定義済みビット・シーケンスが存在しているかどうかを決定するいくつかの方法を含む。ＰＨＳ規格では、このような３２ビット「一意的ワード」シーケンスがあり、すべての加入者ユニットに合わせてあらかじめ配列され、認識されている。ステップ１１１１でこの一意的ワードの存在を検出することにより正しく受信したことを決定する。他のプロトコルでは、プロトコルの使用を使用する当業者にとっては明白であると思われるプロトコルで標準ＴＣＨバーストを正しく受信したかどうかを決定する他の手法、および代替手段を使用する。バーストが標準ＴＣＨバーストであると判定されると、ステップ１１１３でビット・シーケンスはベクトルＤＳＰ １２０９に転送される。他方、ビット・シーケンスが標準ＴＣＨバーストと認識されない場合、ステップ１１１５で加入者ユニットにより、受信バーストが較正バーストかどうかの判定が行われる。上記のツートーン法では、このステップ１１１５は、較正法の第１の相関ステップを実行することで実行するのが好ましい。相関が高い場合、これが較正バーストであるという信頼度の水準が高い。ステップ１１１５の結果が「はい」であれば、これは較正バーストであり、ステップ１１１７でダウンリンク・シグネチャ推定法が続けられ、得られたダウンリンク・シグネチャがステップ１１１９で基地局に送信される。
【０１３０】
ＳＹＮＣＨバーストを使用した較正
他の実施形態では、専用の較正コールを使用する代わりに、較正バーストをＳＹＮＣＨバーストに埋め込むことも可能であるが、較正バーストは２セグメント・マルチトーン・バーストであるのが好ましい（またはペアごとの較正には２セグメントのツートーン・バースト）。
【０１３１】
性能
ツートーン法（タイミング・アライメント補正を含む改良された実施形態）のダウンリンク・チャネル推定の精度は、ＰＨＳ基地局と好ましい実施形態で使用されているＷＬＬシステムからの加入者ユニットを使用して実験を行って測定した。第１の実験では、ＰＨＳ基地局の２本のアンテナは、２組の異なる送信電子回路とともに使用された。４０組の較正バーストが、加入者ユニットに送信され、加入者ユニットは受信信号を保存するようにプログラムされた。その後、保存された受信信号を使用して，相対的ダウンリンク・シグネチャを計算する。計算は、ＭＡＴＬＡＢ環境（Ｍａｔｈｗｏｒｋｓ，Ｉｎｃ．（マサチューセッツ州ナティック）を使用してオフラインで実行した。結果を図１３に示す。図からわかるように実験のキャリア周波数については、２つの送信電子回路／アンテナ素子は、異なる増幅利得を持ち、約１０９度の相対位相を出力した。使用したツートーンは＋２４ｋＨｚと−７２ｋＨｚであった。
【０１３２】
第２の実験を実行したが、こときは、同じ電子回路および同じアンテナを使用した。つまり、２つの較正信号（２つのトーン）が同じ電子回路およびアンテナ素子から送信された。図１４は、使用した２つのトーンが＋２４ｋＨｚと−７２ｋＨｚの場合の結果を示している。図からわかるように、予想通り、位相角は０．０に近く、大きさは１．０に近い。２つのトーンを＋２４ｋＨｚおよび−２４ｋＨｚとしてこの同じ実験を繰り返した。結果を図１５に示す。これら２つのトーンを使用したときの誤差と変動は、図１４で使用した周波数を使用した場合よりも大きかった。
【０１３３】
複数の加入者ユニットの使用
本発明の他の点では、複数の加入者ユニットを使用して較正係数を求め、これらの加入者ユニットから得られたシグネチャの関数として決定することができる。これらは、すべて加入者ユニットとすることさえできる。たとえば、関数としては主成分、平均、または重心などがある。組み合わせステップの好ましい実施形態では、主成分法を使用する。加入者１、．．．、Ｎｓから収集したシグネチャａ₁、．．．ａ_Nsを結合するために、行列Ａ＝［ａ₁．．．ａ_Ns］を作って、Ａ^HＡの主成分（最大の大きさの固有値に対応する固有ベクトル）を計算するか、またはそれと同等の方法であるが、Ａの最大特異値に対応する左特異ベクトルを見つける。改良された実施形態で、各加入者ユニットはさらに、信号品質推定値を求め、これらの推定値が基地局に送信される。加入者ユニットで実装された信号品質決定手法を使用することができ、好ましい実施形態で使用されている信号品質を決定する方法（および装置）は上で引用した米国特許出願第０９／０２００４９号で開示され、さらに上述しているとがりベース手法である。さらに、信号品質関連の測定もすでに電力制御の目的で、基地局で使用できる可能性があることに留意されたい。信号品質推定値が利用できる場合、重み付き平均較正係数が得られ、重みはその加入者ユニットの受信信号品質に応じて加入者ユニットを使用する較正係数に対するものである。たとえば、主成分法を使用すると、シグネチャ推定値は、β₁、．．．、β_Nsをそれぞれの加入者ユニット１、．．．、Ｎｓの重み付け係数とするシグネチャ行列Ａ＝［β₁ａ₁．．．β_Nsａ_Ns］の主成分である。
【０１３４】
他の面では、較正係数は再び、複数の（全部の場合さえある）加入者ユニットから得た較正係数の関数として求めることができる。しかし、この関数では、各加入者ユニットからのシグネチャ推定の各要素の相対的「品質」を考慮している。これは、加入者ユニットについて基地局のアンテナ素子の１つまたは複数が他の素子に比べて「弱い」場合に適用できる。このような場合、シグネチャ推定値要素および対応する較正係数要素のいくつかが破棄される。たとえば、（正規化された）大きさが何らかの大きさのしきい値よりも小さいシグネチャ要素を破棄することがある。それとは別に、シグネチャ推定値を使用して予測した受信信号と実際の受信信号とを比較して、要素ごとに残差誤差（たとえば、１回のバーストでの平方誤差平均）を決定し、残差誤差の大きいシグネチャ要素を破棄することもできる。次に、すべての較正係数推定値の少なくとも１つの推定値を含む複数のこのような「不完全な」較正係数推定値を結合できる。たとえば、アレイ（またはサブアレイ）に４つのアンテナ素子があり、ＳＵ１、ＳＵ２、およびＳＵ３で表される３つの加入者ユニットで、第１の素子と第２の素子、第２の素子と第３の素子、第３の素子と第４の素子はそれぞれ、十分正確であるとみなされる。ｉ番目の加入者ユニットを使用するｊ番目の較正係数要素をＣ_ijで表すと、完全な較正係数推定値の４つの要素は、Ｃ₁₁、Ｃ₁₂、Ｃ₂₃（Ｃ₁₂／Ｃ₂₂）およびＣ₃₄（Ｃ₁₂／Ｃ₂₂）（Ｃ₂₃／Ｃ₃₃）と決定される。これは、次のように、任意の組の完全または不完全ＳＵ決定に一般化できる。Ｃ_ijをｉ番目の加入者ユニットから決定されるｊ番目の較正係数要素とし、Ｑ_ijをＣ_ijの測定と関連する推定値の品質とするが、ただし、ｉ＝１，．．．，Ｎｓ、ｊ＝１，．．．，Ｍとする。シグネチャ信頼性を決定する上記の方法で、Ｑ_ijは、その成分が信頼できないとみなされた場合に値０を、信頼できるとみなされた場合に値１を持つ。信頼性を数学的に示す他の方法も可能であるが、当業者であれば明白なことである。完全較正ベクトルＤ＝［Ｄ₁ Ｄ₂．．．Ｄ_M］はＤと複素数値パラメータＢ₁，．．．，Ｂ_Ns上の共同最小化を実行することで決定される。つまり、Ｂ＝［Ｂ₁．．．Ｂ_Ns］、Ｄの定義は、
【数１９】

という演算を実行することで決定される。この最小化は、標準の方法、たとえば、Ｄ上でグリッド検索を実行して大域的な最小値を近似的に求め、その後勾配降下法で推定値を精密化するという方法で実行できる。他の手法については、当業者であれば明白であろう。
【０１３５】
その他の側面
上述のように方法と装置にさまざまな変更を加えても本発明の精神と範囲を逸脱しないことは、当業者には理解されるであろう。バリエーションとしては、次のようなものがあるが、これらに限定されるわけではない。
【０１３６】
・この方法は、アップリンク重みベクトルからダウンリンク重みベクトルを推定するために使用する較正係数を決定するためだけでなくアップリンク・シグネチャまたはダウンリンク・シグネチャを推定するために修正できる。
【０１３７】
・各アップリンク・シグネチャまたはダウンリンク・シグネチャは、伝達関数のベクトルとして決定できる。ここで説明している方法は、標準伝達関数システムの識別手法を含むように修正される。
【０１３８】
・アップリンクまたはダウンリンク・チャネル・シグネチャは、チャネルおよび異なる推定手法に対する異なるモデルに基づいて式（９）または式（１１）から導いたもの以外の公式を使用して求めることができる。
【０１３９】
・アップリンクまたはダウンリンク・チャネル・シグネチャは、基地局においてベースバンド以外の信号に適用されるアップリンクおよびダウンリンクの重みの場合に適用可能であるのと同様に、ベースバンド以外で、記述することができる。
【０１４０】
・これらの方法は、移動加入者ユニットを使用するシステムまたは異なるプロトコルを使用するシステムまたはその両方などを含むが、これらに限られるわけではない、いろいろな種類の通信システムに合わせて手直しすることができる。これらの方法はさらに、共通ＡＭＰＳ ＦＤＭＡシステムなどの非デジタル変調システムに合わせて手直しすることもできる。また、非ＴＤＭＡデジタル・システムに合わせて手直しすることもできる。このような場合、アップリンクおよびダウンリンクの周波数は、一般に異なるため、加入者ユニットごとに別々のアップリンクおよびダウンリンク・シグネチャを得る必要がある。その後、加入者ユニットに対するすべてのダウンリンク・シグネチャを知っていればダウンリンク重みベクトルを決定できることに留意されたい。
【０１４１】
・異なる事前定義済み較正信号を使用できる。
【０１４２】
・（２つを超えるアンテナ素子からなる）異なるサブアレイ構成を使用するか、またはアレイ内のすべてのアンテナ素子を同時に較正できる。
【０１４３】
・加入者ユニット内のダウンリンク処理は、加入者ユニットと基地局で利用できる計算量および記憶量に応じて多くも、少なくもできる。
【０１４４】
ここで説明した本発明のいくつかの側面について説明したが、１つまたは複数のＤＳＰデバイスでプログラムが実行されるときに実施される。経済的誘因が十分にあれば、ＤＳＰプログラムを含むＤＳＰ機能は、専用ハードウェアに、たとえば、特定アプリケーション向け集積回路（ＡＳＩＣ）の一部または大規模集積回路（ＶＬＳＩ）の一部として組み込むことができる。さらに、ＤＳＰ機能は、他のプロセッサ、たとえば汎用マイクロプロセッサでもその条件を満たすことができる。さらに、プログラムが動作しているＤＳＰデバイスを専用ハードウェア部分に変換することもできる。したがって、ここで使用しているようなデジタル信号プロセッサ、ＤＳＰ、およびＤＳＰデバイスという用語には、同等な代替手段も含まれる。
【０１４５】
上述のように方法と装置にさまざまな変更を加えても本発明の精神と範囲を逸脱しないことは、当業者には理解されるであろう。たとえば、この方法を実装する通信端末で、いろいろなプロトコルのうつの１つを使用することができる。さらに、これらの局および加入者ユニットの複数のアーキテクチャも可能である。本発明は、アンテナ・アレイ装備送受信機およびアレイ装備送受信機と通信する他の送受信機を含むシステムで応用することができる。さらに多くのバリエーションが可能である。本発明の真の精神と範囲は、以下の特許請求項目でのみ制限されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 基地局でのアップリンクとダウンリンクの信号の流れを示す図である。
【図２】 「伝播」および「電子的な」因子へのアップリンクとダウンリンク・チャネルの分解を示す図である。
【図３】 典型的なＴＤＤシステムのフレーム構造を図示する。
【図４】 受信信号処理装置とアップリンク重み−演算を示す図である。
【図５】 アップリンクとダウンリンク信号通路の間の対称性を図示する。
【図６】 送信重み生成器の内部構造を示す図である。
【図７】 較正の最中のプロトコルの順番を示す図である。
【図８】 ６素子円形アレイの２素子・サブアレイへの分解を図示する。
【図９】 ベース局でのアップリンク・シグネチャ推定を図示する。
【図１０】 加入者ユニットでのダウンリンク・シグネチャ推定を示す図である。
【図１１】 通常のＴＣＨバーストが伴った較正バーストによるダウンリンク・シグネチャ決定を行うための方法の一実施形態のフローチャートを示す図である。
【図１２】 本発明の態様が実装され得る典型的な加入者ユニットの構造を示す図である。
【図１３】 ダウンリンク・シグネチャ推定のための方法の２アンテナ素子実施形態を試験した結果を示す図である。
【図１４】 単一の送信機およびアンテナ素子を用いるダウンリンク・シグネチャ推定のための方法の実施形態を試験した結果を示す図である。
【図１５】 単一の送信機およびアンテナ素子を用いるダウンリンク・シグネチャ推定のための方法の実施形態を試験した結果を示すが、図１４の結果を得るために用いたものよりも周波数のセットが異なっている。

Claims (41)

1. 少なくとも第１、第２のアンテナ素子を含んだ複数の送信用アンテナ素子と基準アンテナ素子とからなるアンテナ・アレイに結合するとともに、送信信号プロセッサを備える送信機であって、
   前記送信信号プロセッサによって、リモート受信機に含まれている第１の受信用アンテナ素子のために、第１の較正信号を前記基準アンテナ素子に対して生成し、
   前記送信信号プロセッサによって、前記リモート受信機に含まれている第２の受信用アンテナ素子のために、第２の較正信号を前記基準アンテナ素子に対して生成し、
   前記第１のアンテナ素子から前記第１の受信用アンテナ素子に、第１のデータ信号と第１の較正信号を送信し、
   前記第２のアンテナ素子から前記第２の受信用アンテナ素子に、第２のデータ信号と第２の較正信号を送信するように作動する送信機を備え、
   前記第１の較正信号と第２の較正信号のドット積が純粋なトーンである通信装置。
2. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項１に記載の通信装置。
3. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項１に記載の通信装置。
4. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項１に記載の通信装置。
5. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項１に記載の通信装置。
6. 前記第２のデータ信号と前記第２の較正信号を送信する期間と重なる期間に、前記送信機が前記第１のデータ信号と前記第１の較正信号を送信する請求項１に記載の通信装置。
7. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項６に記載の通信装置。
8. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項６に記載の通信装置。
9. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項６に記載の通信装置。
10. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項６に記載の通信装置。
11. 前記送信機が、前記第２のデータ信号と前記第２の較正信号の送信に関して、重ならない期間にて、前記第１のデータ信号と前記第１の較正信号を送信する請求項１に記載の通信装置。
12. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項１１に記載の通信装置。
13. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項１１に記載の通信装置。
14. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項１１に記載の通信装置。
15. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項１１に記載の通信装置。
16. 前記通信装置が加入者装置または基地局である請求項１に記載の通信装置。
17. 遠隔送受信機（リモート・トランシーバ）にて処理された情報を受け取るように作動する受信機をさらに備え、また、前記受け取られる情報が、前記送信された第１の較正信号と前記送信された第２の較正信号から得られる請求項１に記載の通信装置。
18. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が、少なくとも１つのトラフィック・チャネルで送信され、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が、少なくとも１つのトラフィック・チャネルと少なくとも１つの較正チャネルのうちの少なくとも１つで送信される請求項１に記載の通信装置。
19. 少なくとも第１、第２のアンテナ素子を含んだ複数の送信用アンテナ素子と基準アンテナ素子とからなるアンテナ・アレイに結合するとともに、送信信号プロセッサを備える送信機からリモート受信機に較正信号を送信する方法であって、
    前記送信信号プロセッサによって、前記リモート受信機に含まれている第１の受信用アンテナ素子のために、第１の較正信号を前記基準アンテナ素子に対して生成し、
    前記送信信号プロセッサによって、前記リモート受信機に含まれている第２の受信用アンテナ素子のために、第２の較正信号を前記基準アンテナ素子に対して生成し、
    前記第１のアンテナ素子から前記第１の受信用アンテナ素子に、第１のデータ信号と第１の較正信号を送信し、
    前記第２のアンテナ素子から前記第２の受信用アンテナ素子に、第２のデータ信号と第２の較正信号を送信する
    ことを含み、さらに、前記第１の較正信号と第２の較正信号のドット積が純粋なトーンである方法。
20. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項１９に記載の方法。
21. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項１９に記載の方法。
22. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項１９に記載の方法。
23. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項１９に記載の方法。
24. 前記第２のデータ信号と前記第２の較正信号を送信する期間と重なる期間に、前記第１のデータ信号と前記第１の較正信号を送信するステップをさらに含む請求項１９に記載の方法。
25. 前記第２のデータ信号と前記第２の較正信号の送信に関して、重ならない期間にて、前記第１のデータ信号と前記第１の較正信号を送信するステップをさらに含む請求項１９に記載の方法。
26. 前記送信された第１の較正信号と前記送信された第２の較正信号を遠隔装置にて受け取り、それに応答して、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号を処理するステップをさらに含む請求項１９に記載の方法。
27. 前記処理された較正信号を別の装置に送信するステップをさらに含む請求項２６に記載の方法。
28. 前記第１の較正信号と前記第２の較正信号を処理した結果を用いて、前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号を受信できるようにするステップをさらに含む請求項２６に記載の方法。
29. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が、少なくとも１つのトラフィック・チャネルで送信され、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が、少なくとも１つのトラフィック・チャネルと少なくとも１つの較正チャネルのうちの少なくとも１つで送信される請求項１９に記載の方法。
30. リモート送信機に含まれている第１のアンテナ素子から送信される第１のデータ信号と第１の較正信号を受信し、
    前記リモート送信機に含まれている第２のアンテナ素子から送信される第２のデータ信号と第２の較正信号を受信し、
    前記第１、第２の較正信号に基づくダウンリンク・シグネチャを前記リモート送信機に送信するように作動する受信機を備え、
    前記第１の較正信号と第２の較正信号のドット積が純粋なトーンである通信装置。
31. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項３０に記載の通信装置。
32. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が同一である請求項３０に記載の通信装置。
33. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が同一であり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項３０に記載の通信装置。
34. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が異なり、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が異なる請求項３０に記載の通信装置。
35. 前記受信機が、第１の期間の間に前記第１のデータ信号と前記第１の較正信号を受信し、また、第２の期間に前記第２のデータ信号と前記第２の較正信号を受信し、しかも、前記第１の期間と前記第２の期間が重なっている請求項３０に記載の通信装置。
36. 前記受信機が、前記第２のデータ信号と前記第２の較正信号の受信に関して、重ならない期間にて、前記第１のデータ信号と前記第１の較正信号を受信する請求項３０に記載の通信装置。
37. さらに、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号を処理するように作動する請求項３０に記載の通信装置。
38. 前記第１の較正信号と前記第２の較正信号を処理した結果を用いて、前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号を受信できるようにするように作動する請求項３７に記載の通信装置。
39. 前記処理された較正信号を別の装置に送信するように作動する請求項３７に記載の通信装置。
40. 前記受信機に結合されて、前記第１のデータ信号、前記第１の較正信号、前記第２のデータ信号、前記第２の較正信号を受信するように作動するアンテナ・アレイをさらに備える請求項３０に記載の通信装置。
41. 前記第１のデータ信号と前記第２のデータ信号が、少なくとも１つのトラフィック・チャネルで送信され、また、前記第１の較正信号と前記第２の較正信号が、少なくとも１つのトラフィック・チャネルと少なくとも１つの較正チャネルのうちの少なくとも１つで送信される請求項３０に記載の通信装置。

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