JP4371387B2 - 制御駆動回路および制御駆動方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は制御駆動回路等に関し、特に、駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を生成する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータのサーボ制御等に用いる制御駆動回路として、たとえば特公平８−２３７８６号公報に記載された回路がある。図２２に、このような制御駆動回路の回路構成を示す。
【０００３】
図２２に示す制御駆動回路は、差動増幅器４、出力回路６，出力合成回路８を備えている。モータの回転等を検出するホール素子２からの信号は、差動増幅器４に入力される。差動増幅器４への入力信号（図２２の（ａ）点における信号）を、図２３の（ａ）に示す。
【０００４】
差動増幅器４の増幅利得を規定する動作電流は、電流Ｉ0により決定される。したがって、差動増幅器４の差動出力には、ホール素子２からの交流成分に加え、Ｉ0／２に相当する直流成分が重畳されていることになる。
【０００５】
出力回路６は、差動増幅器４の差動出力から直流成分Ｉ0／２を減じて出力するよう構成されている。出力回路６の出力信号（図２２の（ｂ）点および（ｃ）点における信号）を、図２３の（ｂ）および（ｃ）に示す。
【０００６】
出力合成回路８は、出力回路６の出力信号を合成することにより、絶対値波形として出力する。出力合成回路８の出力波形（図２２の（ｄ）点における波形）を、図２３の（ｄ）に示す。
【０００７】
このように、図２２の制御駆動回路を用いることにより、差動増幅器４の増幅利得を規定する電流の影響を排除し、ホール素子２からの交流成分のみを抽出して絶対値波形を得ることができる。このため、直流回路のみで増幅利得の制御を行うことが要求される集積回路においても、容易に、絶対値波形を得ることができる。また、直流成分除去にコンデンサを使用しないので、処理信号の周波数に制限を受けることもない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の制御駆動回路には、次のような問題点があった。上述のような従来の制御駆動回路を用いてモータ等を駆動するよう構成することで、コンパクトでありながら安定した駆動トルクを得ることのできるモータ等の制御駆動回路を実現することができるものの、電源電圧より高い電圧でモータ等を駆動することはできなかった。
【０００９】
この発明は、このような従来の制御駆動回路の問題点を解消し、駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ることのできる制御駆動回路等を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段、発明の作用および効果】
請求項１の制御駆動回路および請求項２の制御駆動方法は、入力された信号波形に基づいて、所定のしきい値で分割された部分制御電流（部分制御信号）を生成し、生成された部分制御電流（部分制御信号）に基づいて駆動用電源電圧を越えない部分駆動出力を生成し、生成された部分駆動出力を合成することで駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ることを特徴とする。
【００１１】
したがって、単純な構成で駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ることが可能となる。このため、単純な構成でダイナミックレンジを拡げることができる。また、入力された信号波形の振幅が小さい場合、すなわち、低レベル入力時には、一部の部分制御電流（部分制御信号）が無信号状態となる。このため、低レベル入力時の省電力化を図ることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１〜図３は、この発明の一実施形態による制御駆動回路を示す回路図である。この制御駆動回路は、モータやオーディオ用のスピーカなどを駆動するための回路である。円で囲まれた数字１〜８，および３１〜３４は、回路の接続点を表す。すなわち、円で囲まれた同じ数字同士が回路上で接続されているものとする。なお、他の実施形態においても、円で囲まれた数字同士が回路上で接続されているものとする。
【００１３】
この制御駆動回路は、図１に示す定電流生成部１２（基準電流生成部），差動増幅部１４（制御電流生成部），第１プリドライブ部１６（信号分割部），図２に示す第２プリドライブ部１８（信号分割部），図３に示すドライブ部２０（部分駆動出力生成部），およびブラシレスサーボモータＭ１（駆動出力合成部）を備えている。ドライブ部２０は、ブラシレスサーボモータＭ１を構成する２つのコイルＬ１、Ｌ２をそれぞれ駆動するための２つのドライブ回路２２，２４を備えている。
【００１４】
定電流生成部１２は、制御回路の電源Ｖccと接地電位ＧＮＤとの間に抵抗（抵抗値Ｒ１）と所定のエミッタ面積を持つｎｐｎ型のトランジスタ３０とを直列に接続することにより構成されており、一定の電流Ｉ0（基準電流）を流すことができる。トランジスタ３０のコレクタとベースとは接続されている。
【００１５】
差動増幅部１４は、差動増幅器３９を構成する２つのｐｎｐ型のトランジスタ３２，３４、２つのｎｐｎ型のトランジスタ３６，３８および２つの抵抗（抵抗値Ｒ０）、ならびに該差動増幅器３９に接続されたｎｐｎ型のトランジスタ４０を備えている。
【００１６】
トランジスタ３６，３８のベースには、信号源Ｓ（電圧Ｖin）から、それぞれ、信号波形Ｖina、Ｖinbが入力される。信号波形Ｖina、Ｖinbは、位相がπ異なる（図４Ａ，Ｂ参照）。
【００１７】
信号源Ｓは、この実施形態では、たとえば、ブラシレスサーボモータＭ１の近傍に設けられたホール素子等により構成されたセンサーであり、該モータＭ１の回転を検出する。なお、制御駆動回路がスピーカを駆動するためのものである場合には、信号源Ｓは、たとえば、スピーカの駆動信号を発生するスピーカ駆動信号発生部となる。
【００１８】
差動増幅器３９は、トランジスタ４０により駆動される。トランジスタ４０のエミッタ面積はトランジスタ３０と同じであり、かつ、トランジスタ４０とトランジスタ３０とはカレントミラー回路を構成している。したがって、差動増幅器３９も、一定電流Ｉ0で駆動されることになる。
【００１９】
つまり、差動増幅器３９のトランジスタ３２（またはトランジスタ３６）に流れる電流Ｉa（制御電流）、およびトランジスタ３４（またはトランジスタ３８）に流れる電流Ｉb（制御電流）の和は一定値Ｉ0となる。これは、電流Ｉaおよび電流Ｉbが、ともに電流値Ｉ0／２を中央値とする電流であり、位相はπ異なる（図４Ｃ，Ｄ参照）ことを意味する。
【００２０】
差動増幅器３９の２つの抵抗（抵抗値Ｒ0）によって、電流Ｉaおよび電流Ｉbの最大振幅がともにＩ0になるよう調整されている（図４Ｃ，Ｄ参照）。
【００２１】
つぎに、第１プリドライブ部１６について説明する。第１プリドライブ部１６は、１７個のトランジスタ４２〜７２および２個の抵抗（抵抗値２Ｒ１）を備えている。
【００２２】
４つのｐｎｐ型のトランジスタ４２，５４，５８，７０は、いずれも、差動増幅器３９のトランジスタ３２と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。したがって、これらのトランジスタには、いずれも、電流Ｉaが流れる。
【００２３】
４つのｎｐｎ型のトランジスタ４４，５６，６０，７２は、いずれも、定電流生成部１２のトランジスタ３０とカレントミラー回路を構成しているが、トランジスタ４４，５６，６０，７２のエミッタ面積は、それぞれ、トランジスタ３０のエミッタ面積の２／４，２／４，３／４，３／４に設定されている。したがって、これらのトランジスタ４４，５６，６０，７２は、それぞれ、定電流２／４・Ｉ0，２／４・Ｉ0，３／４・Ｉ0，３／４・Ｉ0を流すことができる。
【００２４】
ｐｎｐ型のトランジスタ５０，５２、ならびにトランジスタ６６，６８は、カレントミラー回路を構成している。ｎｐｎ型のトランジスタ４６，４８もカレントミラー回路を構成している。また、ｎｐｎ型のトランジスタ６２は、ｎｐｎ型のトランジスタ６５，６４と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。
【００２５】
まず、トランジスタ７２と並列に接続された抵抗（抵抗値２Ｒ１）に流れる電流Ｉ４（部分制御電流、部分制御信号）がどのようになるか説明する。トランジスタ７２のコレクタはトランジスタ７０のコレクタに接続されているから、電流Ｉ4は、トランジスタ７０に流れる電流Ｉaからトランジスタ７２に流れる電流３／４・Ｉ0を引いたものとなる。ただし、電流Ｉaが３／４・Ｉ0以下のときは、当該抵抗には電流が流れない。したがって、電流Ｉ４は図６Ｃのようになる。
【００２６】
図６Ｃから、電流Ｉ４は図４Ｃに示す電流Ｉaのうち３／４・Ｉ0より大きい部分に該当することが分かる。
【００２７】
つぎに、トランジスタ５６と並列に接続された抵抗（抵抗値２Ｒ１）に流れる電流Ｉ２（部分制御電流、部分制御信号）がどのようになるか説明する。トランジスタ５６のコレクタはトランジスタ５４のコレクタおよびトランジスタ６５のコレクタに接続されているから、電流Ｉ２は、トランジスタ５４に流れる電流Ｉaからトランジスタ５６に流れる電流２／４・Ｉ0およびトランジスタ６５に流れる電流を引いたものとなる。
【００２８】
ここで、電流Ｉaが２／４・Ｉ0以下のとき当該抵抗に電流が流れないことを考慮すると、トランジスタ５４に流れる電流Ｉaからトランジスタ５６に流れる電流２／４・Ｉ0を引いたものは、図４Ｃに示す電流Ｉaの１／２・Ｉ0より上の部分（後述する電流Ｉ1と同じ、図５Ａ参照）となることが分かる。
【００２９】
一方、トランジスタ６５に流れる電流は、トランジスタ６２に流れる電流と同じ、すなわち、トランジスタ５８に流れる電流Ｉaからトランジスタ６０に流れる電流３／４・Ｉ0を引いたものである。ただし、電流Ｉaが３／４・Ｉ0以下のときは、トランジスタ６２、６５には電流が流れない。つまり、トランジスタ６５に流れる電流は、上述の電流Ｉ４と同じになる（図６Ｃ参照）。
【００３０】
したがって、電流Ｉ２は、図４Ｃに示す電流Ｉaの１／２・Ｉ0より上の部分（電流Ｉ1と同じ、図５Ａ参照）から、さらに電流Ｉ４を引いたものと同じになる。したがって、電流Ｉ２は図６Ａのようになる。図６Ａから、電流Ｉ２は図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きく、かつ、３／４・Ｉ0より小さい部分に該当することが分かる。
【００３１】
つまり、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きい部分をしきい値３／４・Ｉ0で分割するとともに、当該しきい値より大きい部分を電流Ｉ４として取り出し、当該しきい値より小さい部分を電流Ｉ２として取り出すようにしたのである。
【００３２】
このようにして取り出した電流Ｉ４、Ｉ２は、電圧に変換されてドライブ部２０に与えられる。すなわち、電流Ｉ４によって抵抗（抵抗値２Ｒ１）上端に電圧Ｖ４が発生し、これが、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１００のベースに印加されることになる。電圧Ｖ４を、図６Ｄに示す。
【００３３】
ここで、電圧Ｖ４は、電流Ｉ４と抵抗（抵抗値２Ｒ１）との積２Ｒ１・Ｉ４であり、電流Ｉ４の最大値は１／４・Ｉ0である（図６Ｃ参照）。したがって、電圧Ｖ４の最大値は、１／２・Ｒ１・Ｉ0となる。一方、定電流生成部１２から分かるように、Ｒ１・Ｉ0＝Ｖccである。すなわち、電圧Ｖ４の最大値は、１／２・Ｖccとなる（図６Ｄ参照）。
【００３４】
また、電流Ｉ２によって抵抗（抵抗値２Ｒ１）上端に電圧Ｖ２が発生し、これが、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９２のベースに印加されることになる。電圧Ｖ２を、図６Ｂに示す。電圧Ｖ４の場合同様、電圧Ｖ２の最大値も、１／２・Ｖccとなる。
【００３５】
つぎに、トランジスタ６８に流れる電流Ｉ３がどのようになるか説明する。トランジスタ６８には、トランジスタ６６、６４に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。一方、トランジスタ６４には、トランジスタ６５に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。トランジスタ６５に流れる電流は、上述のように、電流Ｉ４と同じである。したがって、トランジスタ６８に流れる電流Ｉ３は、電流Ｉ４と同じになる。電流Ｉ３を、図５Ｃに示す。
【００３６】
つぎに、トランジスタ５２に流れる電流Ｉ１がどのようになるか説明する。トランジスタ５２には、トランジスタ５０、４８に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。一方、トランジスタ４８には、トランジスタ４６に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。
【００３７】
トランジスタ４６のコレクタはトランジスタ４２のコレクタおよびトランジスタ４４のコレクタに接続されているから、トランジスタ４６に流れる電流は、トランジスタ４２に流れる電流Ｉaからトランジスタ４４に流れる電流２／４・Ｉ0を引いたものとなる。すなわち、電流Ｉ１は、電流Ｉaから電流２／４・Ｉ0を引いたものとなる。ただし、電流Ｉaが２／４・Ｉ0以下のときは、トランジスタ５２には電流が流れない。したがって、電流Ｉ１は図５Ａのようになる。
【００３８】
これらの電流Ｉ３、Ｉ１が、図３に示すドライブ部２０に与えられる。なお、電流Ｉ３によって、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１０６のベースには、図５Ｄに示す電圧Ｖ３が生じる。また、電流Ｉ１によって、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９８のベースには、図５Ｂに示す電圧Ｖ１が生じる。
【００３９】
なお、トランジスタ１０６、９８はいずれもエミッタ接地であるから、これらの電圧Ｖ３，Ｖ１の最大値は、いずれも、該トランジスタ１０６、９８のベース・エミッタ間飽和電圧Ｖbeとなる（図５Ｄ，Ｂ参照）。
【００４０】
つぎに、図２に示す第２プリドライブ部１８について説明する。第２プリドライブ部１８は、１７個のトランジスタおよび２個の抵抗（抵抗値２Ｒ１）を備えており、第１プリドライブ部１６と同様の構成である。したがって、その動作も第１プリドライブ部１６と同様である。
【００４１】
ただし、第１プリドライブ部１６においては、制御電流として電流Ｉaが入力されたが、第２プリドライブ部１８においては、制御電流として、電流Ｉaと位相がπ異なる電流Ｉbが入力される（図４Ｃ，Ｄ参照）。このため、回路中の各点の信号波形も、第１プリドライブ部１６における各信号波形に対し、位相がπだけずれたものとなっている。第１プリドライブ部１６における各信号波形を表す図５Ａ〜図６Ｄに対応する第２プリドライブ部１８における各信号波形を、図７Ａ〜図８Ｄに、それぞれ示す。
【００４２】
つぎに、図３に示すドライブ部２０について説明する。上述のように、ドライブ部２０は、ブラシレスサーボモータＭ１を構成する２つのコイルＬ１、Ｌ２をそれぞれ駆動するための２つのドライブ回路２２，２４を備えている。
【００４３】
ドライブ回路２２は、４つのｎｐｎ型トランジスタ９２，９４，９６，９８をブリッジ状に接続して構成されている。トランジスタ９２，９４のコレクタには、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrが与えられ、トランジスタ９６，９８のエミッタには、接地電位ＧＮＤが与えられている。
【００４４】
トランジスタ９２のエミッタとトランジスタ９６のコレクタとの接続点と、トランジスタ９４のエミッタとトランジスタ９８のコレクタとの接続点との間に、コイルＬ１が接続されている。
【００４５】
ドライブ回路２４も、ドライブ回路２２と同様の構成である。ただし、ドライブ回路２４には、コイルＬ２が接続されている。
【００４６】
コイルＬ１およびＬ２は、ブラシレスサーボモータＭ１内において並列に配置される。したがって、コイルＬ１およびＬ２の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ１の出力となる。
【００４７】
コイルＬ１の一端に現れる電圧ＶＬ１を、他端に現れる電圧を基準として、図９Ｂに示す。コイルＬ２の一端に現れる電圧ＶＬ２を、他端に現れる電圧を基準として、図９Ａに示す。また、コイルＬ１およびＬ２に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴを、図９Ｃに示す。
【００４８】
ドライブ回路２２のトランジスタ９８，９２のベースに、それぞれ、図５Ａに示すＩ１、図６Ｂに示すＶ２が与えられると、コイルＬ１の一端には、図９Ｂに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrを最大電圧とする正の電圧ＶＬ１（＋） が現れる。
【００４９】
一方、ドライブ回路２２のトランジスタ９６，９４のベースに、それぞれ、図７Ａに示すＩ５、図８Ｂに示すＶ６が与えられると、コイルＬ１の一端には、図９Ｂに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの負値を最小電圧とする負の電圧ＶＬ１（−） が現れる。
【００５０】
したがって、コイルＬ１の一端には、正の電圧ＶＬ１（＋）と負の電圧ＶＬ１（−）とが、交互に現れることになる。
【００５１】
つぎに、ドライブ回路２４のトランジスタ１０６，１００のベースに、それぞれ、図５Ｃに示すＩ３、図６Ｄに示すＶ４が与えられると、コイルＬ２の一端には、図９Ａに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrを最大電圧とする正の電圧ＶＬ２（＋） が現れる。
【００５２】
一方、ドライブ回路２４のトランジスタ１０４，１０２のベースに、それぞれ、図７Ｃに示すＩ７、図８Ｄに示すＶ８が与えられると、コイルＬ２の一端には、図９Ａに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの負値を最小電圧とする負の電圧ＶＬ２（−） が現れる。
【００５３】
したがって、コイルＬ２の一端には、正の電圧ＶＬ２（＋）と負の電圧ＶＬ２（−）とが、交互に現れることになる。
【００５４】
上述のように、コイルＬ１およびＬ２の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ１の出力となる。すなわち、コイルＬ１およびＬ２に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴは、図９Ｃに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの２倍の値を最大電圧とする正の電圧ＶＬＴ（＋） と、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの負値の２倍の値を最小電圧とする負の電圧ＶＬＴ（−） が交互に現れる交流波形となる。つまり、振幅が、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの４倍の駆動出力を得ることができるのである。
【００５５】
なお、この実施形態においては、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrは、上記抵抗（抵抗値２Ｒ１）上端に生ずる最大電圧、すなわち制御回路の電源Ｖccの１／２に設定されている。したがって、ブラシレスサーボモータＭ１の出力として、制御回路の電源Ｖccの２倍の電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【００５６】
このように、この実施形態によれば、単純な構成でドライブ部２０の電源電圧Ｖrより高い電圧の駆動出力を得ることが可能となる。このため、単純な構成でダイナミックレンジを上げることができる。また、入力された信号波形の振幅が想定最大振幅の１／２以下であるような場合には、ドライブ回路２４を構成する４つのトランジスタは全てＯＦＦになる。このため、低レベル入力時の省電力化を図ることができる。
【００５７】
さらに、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る際、しきい値より大きい部分制御電流を制御電流から引き抜くことにより、しきい値より小さい部分制御電流を得るようにしている。したがって、歪みの少ない部分制御電流を得ることができる。
【００５８】
上述の実施形態においては、制御電流（電流Ｉa、電流Ｉb）の半波を２分割（全波を４分割）する場合を例に説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。たとえば、制御電流の半波を３分割（全波を６分割）以上に分割することもできる。
【００５９】
図１０〜図１７は、制御電流の半波を３分割（全波を６分割）するよう構成した場合の実施形態を説明するための図面である。
【００６０】
この実施形態による制御駆動回路を図１０〜図１２に示す。この制御駆動回路は、図１０に示す定電流生成部１１２（基準電流生成部），差動増幅部１１４（制御電流生成部），第１プリドライブ部１１６（信号分割部），図１１に示す第２プリドライブ部１１８（信号分割部），図１２に示すドライブ部１２０（部分駆動出力生成部），およびブラシレスサーボモータＭ２（駆動出力合成部）を備えている。
【００６１】
図１０に示す定電流生成部１１２は、図１に示す定電流生成部１２と同様の構成である。すなわち、定電流生成部１１２のトランジスタ１３０は、図１に示す定電流生成部１２のトランジスタ３０に対応する。
【００６２】
図１０に示す差動増幅部１１４は、図１に示す差動増幅部１４と同様の構成である。すなわち、差動増幅部１１４のトランジスタ１３２，１３４，１３６，１３８，１４０は、それぞれ、図１に示す差動増幅部１４のトランジスタ３２，３４，３６，３８，４０に対応する。
【００６３】
したがって、トランジスタ１３６，１３８のベースに入力される信号波形Ｖina、Ｖinb、ならびにトランジスタ１３２，１３４に流れる電流Ｉaおよび電流Ｉbは、前述の実施形態の場合同様、図４Ａ〜Ｄのようになる。
【００６４】
図１０に示す第１プリドライブ部１１６は、図１に示す第１プリドライブ部１６に対応する部分であるが、制御電流の半波を３分割するため、制御電流の半波を２分割する第１プリドライブ部１６と異なる。すなわち、図１に示す第１プリドライブ部１６は、１７個のトランジスタ４２〜７２および２個の抵抗（抵抗値２Ｒ１）を備えていたが、図１０に示す第１プリドライブ部１１６は、２６個のトランジスタ１４２〜１９０および３個の抵抗（抵抗値３Ｒ１）を備えている。
【００６５】
６つのｐｎｐ型のトランジスタ１４２，１５４，１５８，１７０、１７４，１８８は、いずれも、差動増幅器１３９のトランジスタ１３２と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。したがって、これらのトランジスタには、いずれも、電流Ｉaが流れる。
【００６６】
６つのｎｐｎ型のトランジスタ１４４，１５６，１６０，１７２、１７６，１９０は、いずれも、定電流生成部１１２のトランジスタ１３０とカレントミラー回路を構成しているが、トランジスタ１４４，１５６，１６０，１７２、１７６，１９０のエミッタ面積は、それぞれ、トランジスタ１３０のエミッタ面積の３／６，３／６，４／６，４／６，５／６，５／６に設定されている。したがって、これらのトランジスタ１４４，１５６，１６０，１７２、１７６，１９０は、それぞれ、定電流３／６・Ｉ0，３／６・Ｉ0，４／６・Ｉ0，４／６・Ｉ0，５／６・Ｉ0，５／６・Ｉ0を流すことができる。
【００６７】
ｐｎｐ型のトランジスタ１５０，１５２、トランジスタ１６６，１６８、ならびにトランジスタ１８４，１８６は、カレントミラー回路を構成している。ｎｐｎ型のトランジスタ１４６，１４８もカレントミラー回路を構成している。また、ｎｐｎ型のトランジスタ１６２は、ｎｐｎ型のトランジスタ１６５，１６４と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。また、ｎｐｎ型のトランジスタ１７８は、ｎｐｎ型のトランジスタ１８０，１８２と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。
【００６８】
トランジスタ１９０と並列に接続された抵抗（抵抗値３Ｒ１）に流れる電流Ｉ１６（部分制御電流、部分制御信号）は、前述の実施形態における電流Ｉ４と同様の方法で求めることができる。これによれば、電流Ｉ１６は図１４Ｅのようになる。
【００６９】
図１４Ｅから、電流Ｉ１６は図４Ｃに示す電流Ｉaのうち５／６・Ｉ0より大きい部分であることが分かる。
【００７０】
トランジスタ１７２と並列に接続された抵抗（抵抗値３Ｒ１）に流れる電流Ｉ１４（部分制御電流、部分制御信号）、およびトランジスタ１５６と並列に接続された抵抗（抵抗値３Ｒ１）に流れる電流Ｉ１２（部分制御電流、部分制御信号）は、いずれも、前述の実施形態における電流Ｉ２と同様の方法で求めることができる。これによれば、電流Ｉ１４、電流Ｉ１２は、それぞれ、図１４Ｃ、図１４Ａのようになる。
【００７１】
図１４Ｃから、電流Ｉ１４は、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、４／６・Ｉ0より大きく、かつ、５／６・Ｉ0より小さい部分であることが分かる。また、図１４Ａから、電流Ｉ１２は、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きく、かつ、４／６・Ｉ0より小さい部分であることが分かる。
【００７２】
つまり、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きい部分を、２つのしきい値５／６・Ｉ0および４／６・Ｉ0で３分割するとともに、当該２つのしきい値で区切られた３つの部分を、それぞれ、電流Ｉ１２、Ｉ１４，Ｉ１６として取り出すようにしたのである。
【００７３】
このようにして取り出した電流Ｉ１２、Ｉ１４，Ｉ１６は、前述の実施形態の場合と同様に、電圧に変換されてドライブ部１２０に与えられる。すなわち、電流Ｉ１２、Ｉ１４，Ｉ１６によって、各抵抗（抵抗値３Ｒ１）上端に、電圧Ｖ１２、Ｖ１４、Ｖ１６が発生し、これらが、ドライブ回路１２２を構成するトランジスタ１９２、ドライブ回路１２４を構成するトランジスタ２００、ドライブ回路１２６を構成するトランジスタ２０８、それぞれのベースに印加されることになる。電圧Ｖ１２、Ｖ１４、Ｖ１６を、それぞれ、図１４Ｂ，Ｄ，Ｆに示す。
【００７４】
トランジスタ１５２に流れる電流Ｉ１１，トランジスタ１６８に流れる電流Ｉ１３，トランジスタ１８６に流れる電流Ｉ１５は、いずれも、前述の実施形態における電流Ｉ１や電流Ｉ３と同様の方法で求めることができる。これによれば、電流Ｉ１１，Ｉ１３，Ｉ１５は、それぞれ、図１３Ａ，Ｃ，Ｅのようになる。
【００７５】
このようにして取り出した電流Ｉ１１、Ｉ１３，Ｉ１５は、前述の実施形態の場合と同様に、ドライブ部１２０に与えられる。なお、電流Ｉ１１、Ｉ１３，Ｉ１５によって、ドライブ回路１２２を構成するトランジスタ１９８、ドライブ回路１２４を構成するトランジスタ２０６、ドライブ回路１２６を構成するトランジスタ２１４、それぞれのベースに発生する電圧Ｖ１１、Ｖ１３、Ｖ１５を、それぞれ、図１３Ｂ，Ｄ，Ｆに示す。
【００７６】
前述の実施形態の場合と同様この実施形態においても、第２プリドライブ部１１８は、制御電流として電流Ｉbが流れる点を除いて第１プリドライブ部１１６と同様の構成である。
【００７７】
第１プリドライブ部１１６における各信号波形を表す図１３Ａ〜図１４Ｆに対応する第２プリドライブ部１１８における各信号波形を、図１５Ａ〜図１６Ｆに、それぞれ示す。
【００７８】
つぎに、図１２に示すドライブ部１２０について説明する。この実施形態においては、前述の実施形態と異なり、ブラシレスサーボモータＭ２は３つのコイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５を備えている。したがって、図１２に示すドライブ部１２０は、これら３つのコイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５をそれぞれ駆動するための３つのドライブ回路１２２，１２４、１２６を備えている。ただし、これら３のドライブ回路１２２，１２４、１２６個々の構成は、前述の図３に示すドライブ回路２２，２４と同様である。
【００７９】
コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５は、ブラシレスサーボモータＭ２内において並列に配置される。したがって、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ２の出力となる。
【００８０】
各コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５の一端に現れる電圧ＶＬ３，ＶＬ４、ＶＬ５を、それぞれのコイルの他端に現れる電圧を基準として、図１７Ｃ，Ｂ，Ａにそれぞれ示す。また、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴを、図１７Ｄに示す。
【００８１】
このように、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ２の出力となる。すなわち、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴは、図１７Ｄに示すように、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrの３倍の値を最大電圧とする正の電圧ＶＬＴ（＋） と、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrの負値の３倍の値を最小電圧とする負の電圧ＶＬＴ（−） が交互に現れる交流波形となる。つまり、振幅が、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrの６倍の駆動出力を得ることができるのである。
【００８２】
なお、この実施形態においても、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrは、上記抵抗（抵抗値３Ｒ１）上端に生ずる最大電圧と同じ電圧に設定されている。このため、この実施形態においては、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrは、制御回路の電源電圧Ｖccの１／２になる。したがって、ブラシレスサーボモータＭ２の出力として、制御回路の電源Ｖccの３倍の電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【００８３】
このように、この実施形態によれば、前述の実施形態同様、単純な構成でドライブ部１２０の電源電圧Ｖrより高い電圧の駆動出力を得ることが可能となる。このため、単純な構成でダイナミックレンジを上げることができる。
【００８４】
また、入力された信号波形の振幅が想定最大振幅の２／３以下であるような場合には、ドライブ回路１２６を構成する４つのトランジスタは全てＯＦＦになる。さらに、入力された信号波形の振幅が想定最大振幅の１／３以下であるような場合には、ドライブ回路１２４および１２６を構成する合計８つのトランジスタは全てＯＦＦになる。このため、低レベル入力時の省電力化をいっそう図ることができる。
【００８５】
また、前述の実施形態と同様に、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る際、しきい値より大きい部分制御電流を制御電流から引き抜くことにより、しきい値より小さい部分制御電流を得るようにしている。したがって、歪みの少ない部分制御電流を得ることができる。
【００８６】
このように、上述の各実施形態においては、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る際、しきい値より大きい部分制御電流を制御電流から引き抜くよう構成したが、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る方法は、これに限定されるものではない。
【００８７】
図１８〜図２１は、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る別の方法にかかる実施形態を説明するための図面である。
【００８８】
この実施形態による制御駆動回路の一部を図１８〜図１９に示す。この制御駆動回路は、図１８に示す定電流生成部３１２（基準電流生成部），差動増幅部３１４（制御電流生成部），第１プリドライブ部３１６（信号分割部），図１９に示す第２プリドライブ部３１８（信号分割部）を備えている。
【００８９】
ドライブ部およびブラシレスサーボモータ（駆動出力合成部）は、第１の実施形態におけるそれら（図３、ドライブ部２０およびブラシレスサーボモータＭ１参照）と同様であるので、記述を省略する。
【００９０】
図１８に示す定電流生成部３１２、差動増幅部３１４は、それぞれ、図１に示す定電流生成部１２、差動増幅部１４と同様の構成である。したがって、トランジスタ３６，３８のベースに入力される信号波形Ｖina、Ｖinb、ならびにトランジスタ３２，３４に流れる電流Ｉaおよび電流Ｉbは、第１の実施形態の場合同様、図４Ａ〜Ｄのようになる。
【００９１】
図１８に示す第１プリドライブ部３１６は、図１に示す第１プリドライブ部１６に対応する部分であるが、一部、第１プリドライブ部１６と異なる。
【００９２】
図１８に示す第１プリドライブ部３１６のうち、電流Ｉ１，Ｉ３を得るための回路は、図１に示す第１プリドライブ部１６と同様である。したがって、電流Ｉ１、電圧Ｖ１，電圧Ｉ３、電圧Ｖ３は、第１の実施形態の場合同様、図５Ａ〜Ｄのようになる。
【００９３】
図１８に示す第１プリドライブ部３１６のうち、電圧Ｖ２，Ｖ４を得るための回路は、図１に示す第１プリドライブ部１６と異なる。すなわち、第１の実施形態においては、トランジスタ５６，７２とそれぞれ並列に接続されている抵抗の値は、定電流生成部１２のトランジスタ３０と直列に接続された抵抗（抵抗値Ｒ１）の２倍（抵抗値２Ｒ１）であったが、この実施形態においては、トランジスタ５６，７２と並列に接続されている抵抗の値を、トランジスタ３０と直列に接続された抵抗（抵抗値Ｒ１）の４倍弱（抵抗値約４Ｒ１）としている。
【００９４】
さらに、第１の実施形態においては、電流Ｉ２を求める際トランジスタ６２に流れる電流に相当する電流（＝電流Ｉ4）を電流Ｉaから引き抜くような構成を採用したが、この実施形態においては、そのような構成を採用していない。
【００９５】
つぎに、この実施形態における上記抵抗（抵抗値約４Ｒ１）を流れる電流Ｉ４，Ｉ２について説明する。
【００９６】
まず、電流Ｉ４は、図２０Ｃに示すように、第１の実施形態におけるそれと同様である（図６Ｃ参照）。しかし、上述のように、トランジスタ７２と並列に接続されている抵抗の値は、第１の実施形態におけるそれの約２倍に設定されている。したがって、該抵抗に生ずる電圧Ｖ４の最大値は、図２０Ｄに示すように、Ｖccとなる。
【００９７】
つぎに、電流Ｉ２について説明する。図１８から分かるように、電流Ｉaが２／４・Ｉ0を越えると、その越えた分だけ電流Ｉ２として流れるが、図２０Ａに示すように、Ｉ２＝１／４・Ｉ0で飽和している。これは、電流Ｉ２により抵抗（抵抗値約４Ｒ１）に生ずる電圧が、Ｉ２＝１／４・Ｉ0で、電源電圧Ｖcc（＝Ｒ１・Ｉ０）に達するからである（図２０Ｂ参照）。つまり、この実施形態においては、該抵抗の抵抗値を大きくすることで電流Ｉ２を飽和させ、第１の実施形態における電流Ｉ２（図６Ａ参照）と同様の電流を得ている。
【００９８】
すなわち、この実施形態においては、抵抗値を調整することで電流Ｉ２を飽和させ、これにより、電流Ｉaのうち１／２・Ｉ0より大きい部分を、しきい値３／４・Ｉ0で分割するようにしているのである。
【００９９】
第１の実施形態の場合と同様、この実施形態においても、図１９に示す第２プリドライブ部３１８は、制御電流として電流Ｉbが流れる点を除いて第１プリドライブ部３１６と同様の構成である。
【０１００】
第１プリドライブ部３１６における各信号波形を表す図２０Ａ〜Ｄに対応する第２プリドライブ部３１８における各信号波形を、図２１Ａ〜Ｄに、それぞれ示す。
【０１０１】
第１の実施形態の場合と同様に、ブラシレスサーボモータＭ１を構成するコイルＬ１の一端に現れる電圧ＶＬ１、コイルＬ２の一端に現れる電圧ＶＬ２、コイルＬ１およびＬ２に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴ（図３参照）は、それぞれ、図９Ａ〜Ｃに示す電圧となる。つまり、電圧振幅が、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの４倍となるような駆動出力を得ることができるのである。
【０１０２】
なお、この実施形態においても、第１の実施形態同様、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrは、上記抵抗（抵抗値約４Ｒ１）上端に生ずる最大電圧と同じ電圧に設定されている。このため、この実施形態においては、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrは、制御回路の電源電圧Ｖccと同じ電圧になる。したがって、ブラシレスサーボモータＭ１の出力として、制御回路の電源Ｖccの４倍の電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【０１０３】
このように、この実施形態においては、制御電流を飽和させることで部分制御電流（部分制御信号）を得ている。したがって、簡易な回路構成で部分制御電流（部分制御信号）を得ることができる。また、制御電流を飽和させて部分制御電流（部分制御信号）を得るようにすることで、制御回路の電源電圧に等しい駆動用電源電圧を実現することができる。このため、より大きい電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【０１０４】
なお、上述の各実施形態においては、ドライブ部の電源電圧Ｖrを、直接、ドライブ回路に与えるようにしている。たとえば、図３に示すドライブ部２０の電源電圧Ｖrを、直接、ドライブ回路２２，２４を構成するトランジスタ９２，９４，１００，１０２のコレクタに与えるようにしている。
【０１０５】
しかし、たとえば特公平６−６７２６５公報の第４図に記載されている電源供給用トランジスタＱ５と同様のｎｐｎ型のトランジスタ（図示せず）を、本願図３に示すドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９２および９４のコレクタとの間、ならびに、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１００および１０２のコレクタとの間に、それぞれ挿入するよう構成することができる。
【０１０６】
この場合、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９２および９４のコレクタとの間に挿入される上記トランジスタのベースには、本願図６Ｂに示す電圧Ｖ２および図８Ｂに示す電圧Ｖ６を合成して（和をとって）得られる電圧に、さらに、トランジスタ９２および９４がそれぞれ電圧Ｖ２および電圧Ｖ６によってＯＮにされたときのトランジスタ９２および９４のコレクタ・エミッタ間電圧を加えて得られる電圧（上記、特公平６−６７２６５公報の第５図（ｆ）に記載されている出力Ｓ6に対応）が印加されるよう構成しておく。
【０１０７】
同様に、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１００および１０２のコレクタとの間に挿入される上記トランジスタのベースには、本願図６Ｄに示す電圧Ｖ４および図８Ｄに示す電圧Ｖ８を合成して（和をとって）得られる電圧に、さらに、トランジスタ１００および１０２がそれぞれ電圧Ｖ４および電圧Ｖ８によってＯＮにされたときのトランジスタ１００および１０２のコレクタ・エミッタ間電圧を加えて得られる電圧が印加されるよう構成しておく。
【０１０８】
このように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrとドライブ回路２２、２４との間に、それぞれ、電源供給制御用のトランジスタを挿入することで、さらに、省電力化を図ることができる。
【０１０９】
同様に、本願図１２に示すドライブ部１２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路１２２、１２４、１２６との間に、それぞれ、電源供給制御用のトランジスタを挿入するよう構成することができる。
【０１１０】
なお、上述の各実施形態においては、コイルを備えたモータを駆動するための回路を例に説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。たとえば、コイルを備えたスピーカを駆動するための回路など、、コイルを備えた回路全般に適用することができる。さらに、部分駆動出力を合成することができるのであれば、コイル以外の駆動出力合成部を備えた回路にも適用することができる。
【０１１１】
また、上述の各実施形態においては、基準電流生成部、制御電流生成部、信号分割部、部分駆動出力生成部、駆動出力合成部を実現する回路を例示したが、上記各部はこれらの回路に限定されるものではない。さらに、本発明は、上記各部を備えた制御駆動回路に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図２】この発明の一実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図３】この発明の一実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図４】図４Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図５】図５Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図６】図６Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図７】図７Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図８】図８Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図９】図９Ａ〜Ｃは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１０】この発明の他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１１】この発明の他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１２】この発明の他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１３】図１３Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１４】図１４Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１５】図１５Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１６】図１６Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１７】図１７Ａ〜Ｄは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１８】この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１９】この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図２０】図２０Ａ〜Ｄは、この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図２１】図２１Ａ〜Ｄは、この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図２２】従来の制御駆動回路の回路構成の一例を示す図面である。
【図２３】従来の制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【符号の説明】
１２・・・定電流生成部
１４・・・差動増幅部
１６・・・第１プリドライブ部
３９・・・差動増幅器
Ｉ０，Ｉ２，Ｉ４，Ｉa・・・電流
Ｓ・・・信号源
Ｖina、Ｖinb・・・信号波形
【発明の属する技術分野】
この発明は制御駆動回路等に関し、特に、駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を生成する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータのサーボ制御等に用いる制御駆動回路として、たとえば特公平８−２３７８６号公報に記載された回路がある。図２２に、このような制御駆動回路の回路構成を示す。
【０００３】
図２２に示す制御駆動回路は、差動増幅器４、出力回路６，出力合成回路８を備えている。モータの回転等を検出するホール素子２からの信号は、差動増幅器４に入力される。差動増幅器４への入力信号（図２２の（ａ）点における信号）を、図２３の（ａ）に示す。
【０００４】
差動増幅器４の増幅利得を規定する動作電流は、電流Ｉ0により決定される。したがって、差動増幅器４の差動出力には、ホール素子２からの交流成分に加え、Ｉ0／２に相当する直流成分が重畳されていることになる。
【０００５】
出力回路６は、差動増幅器４の差動出力から直流成分Ｉ0／２を減じて出力するよう構成されている。出力回路６の出力信号（図２２の（ｂ）点および（ｃ）点における信号）を、図２３の（ｂ）および（ｃ）に示す。
【０００６】
出力合成回路８は、出力回路６の出力信号を合成することにより、絶対値波形として出力する。出力合成回路８の出力波形（図２２の（ｄ）点における波形）を、図２３の（ｄ）に示す。
【０００７】
このように、図２２の制御駆動回路を用いることにより、差動増幅器４の増幅利得を規定する電流の影響を排除し、ホール素子２からの交流成分のみを抽出して絶対値波形を得ることができる。このため、直流回路のみで増幅利得の制御を行うことが要求される集積回路においても、容易に、絶対値波形を得ることができる。また、直流成分除去にコンデンサを使用しないので、処理信号の周波数に制限を受けることもない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の制御駆動回路には、次のような問題点があった。上述のような従来の制御駆動回路を用いてモータ等を駆動するよう構成することで、コンパクトでありながら安定した駆動トルクを得ることのできるモータ等の制御駆動回路を実現することができるものの、電源電圧より高い電圧でモータ等を駆動することはできなかった。
【０００９】
この発明は、このような従来の制御駆動回路の問題点を解消し、駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ることのできる制御駆動回路等を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段、発明の作用および効果】
請求項１の制御駆動回路および請求項２の制御駆動方法は、入力された信号波形に基づいて、所定のしきい値で分割された部分制御電流（部分制御信号）を生成し、生成された部分制御電流（部分制御信号）に基づいて駆動用電源電圧を越えない部分駆動出力を生成し、生成された部分駆動出力を合成することで駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ることを特徴とする。
【００１１】
したがって、単純な構成で駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ることが可能となる。このため、単純な構成でダイナミックレンジを拡げることができる。また、入力された信号波形の振幅が小さい場合、すなわち、低レベル入力時には、一部の部分制御電流（部分制御信号）が無信号状態となる。このため、低レベル入力時の省電力化を図ることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１〜図３は、この発明の一実施形態による制御駆動回路を示す回路図である。この制御駆動回路は、モータやオーディオ用のスピーカなどを駆動するための回路である。円で囲まれた数字１〜８，および３１〜３４は、回路の接続点を表す。すなわち、円で囲まれた同じ数字同士が回路上で接続されているものとする。なお、他の実施形態においても、円で囲まれた数字同士が回路上で接続されているものとする。
【００１３】
この制御駆動回路は、図１に示す定電流生成部１２（基準電流生成部），差動増幅部１４（制御電流生成部），第１プリドライブ部１６（信号分割部），図２に示す第２プリドライブ部１８（信号分割部），図３に示すドライブ部２０（部分駆動出力生成部），およびブラシレスサーボモータＭ１（駆動出力合成部）を備えている。ドライブ部２０は、ブラシレスサーボモータＭ１を構成する２つのコイルＬ１、Ｌ２をそれぞれ駆動するための２つのドライブ回路２２，２４を備えている。
【００１４】
定電流生成部１２は、制御回路の電源Ｖccと接地電位ＧＮＤとの間に抵抗（抵抗値Ｒ１）と所定のエミッタ面積を持つｎｐｎ型のトランジスタ３０とを直列に接続することにより構成されており、一定の電流Ｉ0（基準電流）を流すことができる。トランジスタ３０のコレクタとベースとは接続されている。
【００１５】
差動増幅部１４は、差動増幅器３９を構成する２つのｐｎｐ型のトランジスタ３２，３４、２つのｎｐｎ型のトランジスタ３６，３８および２つの抵抗（抵抗値Ｒ０）、ならびに該差動増幅器３９に接続されたｎｐｎ型のトランジスタ４０を備えている。
【００１６】
トランジスタ３６，３８のベースには、信号源Ｓ（電圧Ｖin）から、それぞれ、信号波形Ｖina、Ｖinbが入力される。信号波形Ｖina、Ｖinbは、位相がπ異なる（図４Ａ，Ｂ参照）。
【００１７】
信号源Ｓは、この実施形態では、たとえば、ブラシレスサーボモータＭ１の近傍に設けられたホール素子等により構成されたセンサーであり、該モータＭ１の回転を検出する。なお、制御駆動回路がスピーカを駆動するためのものである場合には、信号源Ｓは、たとえば、スピーカの駆動信号を発生するスピーカ駆動信号発生部となる。
【００１８】
差動増幅器３９は、トランジスタ４０により駆動される。トランジスタ４０のエミッタ面積はトランジスタ３０と同じであり、かつ、トランジスタ４０とトランジスタ３０とはカレントミラー回路を構成している。したがって、差動増幅器３９も、一定電流Ｉ0で駆動されることになる。
【００１９】
つまり、差動増幅器３９のトランジスタ３２（またはトランジスタ３６）に流れる電流Ｉa（制御電流）、およびトランジスタ３４（またはトランジスタ３８）に流れる電流Ｉb（制御電流）の和は一定値Ｉ0となる。これは、電流Ｉaおよび電流Ｉbが、ともに電流値Ｉ0／２を中央値とする電流であり、位相はπ異なる（図４Ｃ，Ｄ参照）ことを意味する。
【００２０】
差動増幅器３９の２つの抵抗（抵抗値Ｒ0）によって、電流Ｉaおよび電流Ｉbの最大振幅がともにＩ0になるよう調整されている（図４Ｃ，Ｄ参照）。
【００２１】
つぎに、第１プリドライブ部１６について説明する。第１プリドライブ部１６は、１７個のトランジスタ４２〜７２および２個の抵抗（抵抗値２Ｒ１）を備えている。
【００２２】
４つのｐｎｐ型のトランジスタ４２，５４，５８，７０は、いずれも、差動増幅器３９のトランジスタ３２と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。したがって、これらのトランジスタには、いずれも、電流Ｉaが流れる。
【００２３】
４つのｎｐｎ型のトランジスタ４４，５６，６０，７２は、いずれも、定電流生成部１２のトランジスタ３０とカレントミラー回路を構成しているが、トランジスタ４４，５６，６０，７２のエミッタ面積は、それぞれ、トランジスタ３０のエミッタ面積の２／４，２／４，３／４，３／４に設定されている。したがって、これらのトランジスタ４４，５６，６０，７２は、それぞれ、定電流２／４・Ｉ0，２／４・Ｉ0，３／４・Ｉ0，３／４・Ｉ0を流すことができる。
【００２４】
ｐｎｐ型のトランジスタ５０，５２、ならびにトランジスタ６６，６８は、カレントミラー回路を構成している。ｎｐｎ型のトランジスタ４６，４８もカレントミラー回路を構成している。また、ｎｐｎ型のトランジスタ６２は、ｎｐｎ型のトランジスタ６５，６４と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。
【００２５】
まず、トランジスタ７２と並列に接続された抵抗（抵抗値２Ｒ１）に流れる電流Ｉ４（部分制御電流、部分制御信号）がどのようになるか説明する。トランジスタ７２のコレクタはトランジスタ７０のコレクタに接続されているから、電流Ｉ4は、トランジスタ７０に流れる電流Ｉaからトランジスタ７２に流れる電流３／４・Ｉ0を引いたものとなる。ただし、電流Ｉaが３／４・Ｉ0以下のときは、当該抵抗には電流が流れない。したがって、電流Ｉ４は図６Ｃのようになる。
【００２６】
図６Ｃから、電流Ｉ４は図４Ｃに示す電流Ｉaのうち３／４・Ｉ0より大きい部分に該当することが分かる。
【００２７】
つぎに、トランジスタ５６と並列に接続された抵抗（抵抗値２Ｒ１）に流れる電流Ｉ２（部分制御電流、部分制御信号）がどのようになるか説明する。トランジスタ５６のコレクタはトランジスタ５４のコレクタおよびトランジスタ６５のコレクタに接続されているから、電流Ｉ２は、トランジスタ５４に流れる電流Ｉaからトランジスタ５６に流れる電流２／４・Ｉ0およびトランジスタ６５に流れる電流を引いたものとなる。
【００２８】
ここで、電流Ｉaが２／４・Ｉ0以下のとき当該抵抗に電流が流れないことを考慮すると、トランジスタ５４に流れる電流Ｉaからトランジスタ５６に流れる電流２／４・Ｉ0を引いたものは、図４Ｃに示す電流Ｉaの１／２・Ｉ0より上の部分（後述する電流Ｉ1と同じ、図５Ａ参照）となることが分かる。
【００２９】
一方、トランジスタ６５に流れる電流は、トランジスタ６２に流れる電流と同じ、すなわち、トランジスタ５８に流れる電流Ｉaからトランジスタ６０に流れる電流３／４・Ｉ0を引いたものである。ただし、電流Ｉaが３／４・Ｉ0以下のときは、トランジスタ６２、６５には電流が流れない。つまり、トランジスタ６５に流れる電流は、上述の電流Ｉ４と同じになる（図６Ｃ参照）。
【００３０】
したがって、電流Ｉ２は、図４Ｃに示す電流Ｉaの１／２・Ｉ0より上の部分（電流Ｉ1と同じ、図５Ａ参照）から、さらに電流Ｉ４を引いたものと同じになる。したがって、電流Ｉ２は図６Ａのようになる。図６Ａから、電流Ｉ２は図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きく、かつ、３／４・Ｉ0より小さい部分に該当することが分かる。
【００３１】
つまり、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きい部分をしきい値３／４・Ｉ0で分割するとともに、当該しきい値より大きい部分を電流Ｉ４として取り出し、当該しきい値より小さい部分を電流Ｉ２として取り出すようにしたのである。
【００３２】
このようにして取り出した電流Ｉ４、Ｉ２は、電圧に変換されてドライブ部２０に与えられる。すなわち、電流Ｉ４によって抵抗（抵抗値２Ｒ１）上端に電圧Ｖ４が発生し、これが、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１００のベースに印加されることになる。電圧Ｖ４を、図６Ｄに示す。
【００３３】
ここで、電圧Ｖ４は、電流Ｉ４と抵抗（抵抗値２Ｒ１）との積２Ｒ１・Ｉ４であり、電流Ｉ４の最大値は１／４・Ｉ0である（図６Ｃ参照）。したがって、電圧Ｖ４の最大値は、１／２・Ｒ１・Ｉ0となる。一方、定電流生成部１２から分かるように、Ｒ１・Ｉ0＝Ｖccである。すなわち、電圧Ｖ４の最大値は、１／２・Ｖccとなる（図６Ｄ参照）。
【００３４】
また、電流Ｉ２によって抵抗（抵抗値２Ｒ１）上端に電圧Ｖ２が発生し、これが、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９２のベースに印加されることになる。電圧Ｖ２を、図６Ｂに示す。電圧Ｖ４の場合同様、電圧Ｖ２の最大値も、１／２・Ｖccとなる。
【００３５】
つぎに、トランジスタ６８に流れる電流Ｉ３がどのようになるか説明する。トランジスタ６８には、トランジスタ６６、６４に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。一方、トランジスタ６４には、トランジスタ６５に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。トランジスタ６５に流れる電流は、上述のように、電流Ｉ４と同じである。したがって、トランジスタ６８に流れる電流Ｉ３は、電流Ｉ４と同じになる。電流Ｉ３を、図５Ｃに示す。
【００３６】
つぎに、トランジスタ５２に流れる電流Ｉ１がどのようになるか説明する。トランジスタ５２には、トランジスタ５０、４８に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。一方、トランジスタ４８には、トランジスタ４６に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。
【００３７】
トランジスタ４６のコレクタはトランジスタ４２のコレクタおよびトランジスタ４４のコレクタに接続されているから、トランジスタ４６に流れる電流は、トランジスタ４２に流れる電流Ｉaからトランジスタ４４に流れる電流２／４・Ｉ0を引いたものとなる。すなわち、電流Ｉ１は、電流Ｉaから電流２／４・Ｉ0を引いたものとなる。ただし、電流Ｉaが２／４・Ｉ0以下のときは、トランジスタ５２には電流が流れない。したがって、電流Ｉ１は図５Ａのようになる。
【００３８】
これらの電流Ｉ３、Ｉ１が、図３に示すドライブ部２０に与えられる。なお、電流Ｉ３によって、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１０６のベースには、図５Ｄに示す電圧Ｖ３が生じる。また、電流Ｉ１によって、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９８のベースには、図５Ｂに示す電圧Ｖ１が生じる。
【００３９】
なお、トランジスタ１０６、９８はいずれもエミッタ接地であるから、これらの電圧Ｖ３，Ｖ１の最大値は、いずれも、該トランジスタ１０６、９８のベース・エミッタ間飽和電圧Ｖbeとなる（図５Ｄ，Ｂ参照）。
【００４０】
つぎに、図２に示す第２プリドライブ部１８について説明する。第２プリドライブ部１８は、１７個のトランジスタおよび２個の抵抗（抵抗値２Ｒ１）を備えており、第１プリドライブ部１６と同様の構成である。したがって、その動作も第１プリドライブ部１６と同様である。
【００４１】
ただし、第１プリドライブ部１６においては、制御電流として電流Ｉaが入力されたが、第２プリドライブ部１８においては、制御電流として、電流Ｉaと位相がπ異なる電流Ｉbが入力される（図４Ｃ，Ｄ参照）。このため、回路中の各点の信号波形も、第１プリドライブ部１６における各信号波形に対し、位相がπだけずれたものとなっている。第１プリドライブ部１６における各信号波形を表す図５Ａ〜図６Ｄに対応する第２プリドライブ部１８における各信号波形を、図７Ａ〜図８Ｄに、それぞれ示す。
【００４２】
つぎに、図３に示すドライブ部２０について説明する。上述のように、ドライブ部２０は、ブラシレスサーボモータＭ１を構成する２つのコイルＬ１、Ｌ２をそれぞれ駆動するための２つのドライブ回路２２，２４を備えている。
【００４３】
ドライブ回路２２は、４つのｎｐｎ型トランジスタ９２，９４，９６，９８をブリッジ状に接続して構成されている。トランジスタ９２，９４のコレクタには、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrが与えられ、トランジスタ９６，９８のエミッタには、接地電位ＧＮＤが与えられている。
【００４４】
トランジスタ９２のエミッタとトランジスタ９６のコレクタとの接続点と、トランジスタ９４のエミッタとトランジスタ９８のコレクタとの接続点との間に、コイルＬ１が接続されている。
【００４５】
ドライブ回路２４も、ドライブ回路２２と同様の構成である。ただし、ドライブ回路２４には、コイルＬ２が接続されている。
【００４６】
コイルＬ１およびＬ２は、ブラシレスサーボモータＭ１内において並列に配置される。したがって、コイルＬ１およびＬ２の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ１の出力となる。
【００４７】
コイルＬ１の一端に現れる電圧ＶＬ１を、他端に現れる電圧を基準として、図９Ｂに示す。コイルＬ２の一端に現れる電圧ＶＬ２を、他端に現れる電圧を基準として、図９Ａに示す。また、コイルＬ１およびＬ２に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴを、図９Ｃに示す。
【００４８】
ドライブ回路２２のトランジスタ９８，９２のベースに、それぞれ、図５Ａに示すＩ１、図６Ｂに示すＶ２が与えられると、コイルＬ１の一端には、図９Ｂに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrを最大電圧とする正の電圧ＶＬ１（＋） が現れる。
【００４９】
一方、ドライブ回路２２のトランジスタ９６，９４のベースに、それぞれ、図７Ａに示すＩ５、図８Ｂに示すＶ６が与えられると、コイルＬ１の一端には、図９Ｂに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの負値を最小電圧とする負の電圧ＶＬ１（−） が現れる。
【００５０】
したがって、コイルＬ１の一端には、正の電圧ＶＬ１（＋）と負の電圧ＶＬ１（−）とが、交互に現れることになる。
【００５１】
つぎに、ドライブ回路２４のトランジスタ１０６，１００のベースに、それぞれ、図５Ｃに示すＩ３、図６Ｄに示すＶ４が与えられると、コイルＬ２の一端には、図９Ａに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrを最大電圧とする正の電圧ＶＬ２（＋） が現れる。
【００５２】
一方、ドライブ回路２４のトランジスタ１０４，１０２のベースに、それぞれ、図７Ｃに示すＩ７、図８Ｄに示すＶ８が与えられると、コイルＬ２の一端には、図９Ａに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの負値を最小電圧とする負の電圧ＶＬ２（−） が現れる。
【００５３】
したがって、コイルＬ２の一端には、正の電圧ＶＬ２（＋）と負の電圧ＶＬ２（−）とが、交互に現れることになる。
【００５４】
上述のように、コイルＬ１およびＬ２の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ１の出力となる。すなわち、コイルＬ１およびＬ２に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴは、図９Ｃに示すように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの２倍の値を最大電圧とする正の電圧ＶＬＴ（＋） と、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの負値の２倍の値を最小電圧とする負の電圧ＶＬＴ（−） が交互に現れる交流波形となる。つまり、振幅が、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの４倍の駆動出力を得ることができるのである。
【００５５】
なお、この実施形態においては、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrは、上記抵抗（抵抗値２Ｒ１）上端に生ずる最大電圧、すなわち制御回路の電源Ｖccの１／２に設定されている。したがって、ブラシレスサーボモータＭ１の出力として、制御回路の電源Ｖccの２倍の電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【００５６】
このように、この実施形態によれば、単純な構成でドライブ部２０の電源電圧Ｖrより高い電圧の駆動出力を得ることが可能となる。このため、単純な構成でダイナミックレンジを上げることができる。また、入力された信号波形の振幅が想定最大振幅の１／２以下であるような場合には、ドライブ回路２４を構成する４つのトランジスタは全てＯＦＦになる。このため、低レベル入力時の省電力化を図ることができる。
【００５７】
さらに、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る際、しきい値より大きい部分制御電流を制御電流から引き抜くことにより、しきい値より小さい部分制御電流を得るようにしている。したがって、歪みの少ない部分制御電流を得ることができる。
【００５８】
上述の実施形態においては、制御電流（電流Ｉa、電流Ｉb）の半波を２分割（全波を４分割）する場合を例に説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。たとえば、制御電流の半波を３分割（全波を６分割）以上に分割することもできる。
【００５９】
図１０〜図１７は、制御電流の半波を３分割（全波を６分割）するよう構成した場合の実施形態を説明するための図面である。
【００６０】
この実施形態による制御駆動回路を図１０〜図１２に示す。この制御駆動回路は、図１０に示す定電流生成部１１２（基準電流生成部），差動増幅部１１４（制御電流生成部），第１プリドライブ部１１６（信号分割部），図１１に示す第２プリドライブ部１１８（信号分割部），図１２に示すドライブ部１２０（部分駆動出力生成部），およびブラシレスサーボモータＭ２（駆動出力合成部）を備えている。
【００６１】
図１０に示す定電流生成部１１２は、図１に示す定電流生成部１２と同様の構成である。すなわち、定電流生成部１１２のトランジスタ１３０は、図１に示す定電流生成部１２のトランジスタ３０に対応する。
【００６２】
図１０に示す差動増幅部１１４は、図１に示す差動増幅部１４と同様の構成である。すなわち、差動増幅部１１４のトランジスタ１３２，１３４，１３６，１３８，１４０は、それぞれ、図１に示す差動増幅部１４のトランジスタ３２，３４，３６，３８，４０に対応する。
【００６３】
したがって、トランジスタ１３６，１３８のベースに入力される信号波形Ｖina、Ｖinb、ならびにトランジスタ１３２，１３４に流れる電流Ｉaおよび電流Ｉbは、前述の実施形態の場合同様、図４Ａ〜Ｄのようになる。
【００６４】
図１０に示す第１プリドライブ部１１６は、図１に示す第１プリドライブ部１６に対応する部分であるが、制御電流の半波を３分割するため、制御電流の半波を２分割する第１プリドライブ部１６と異なる。すなわち、図１に示す第１プリドライブ部１６は、１７個のトランジスタ４２〜７２および２個の抵抗（抵抗値２Ｒ１）を備えていたが、図１０に示す第１プリドライブ部１１６は、２６個のトランジスタ１４２〜１９０および３個の抵抗（抵抗値３Ｒ１）を備えている。
【００６５】
６つのｐｎｐ型のトランジスタ１４２，１５４，１５８，１７０、１７４，１８８は、いずれも、差動増幅器１３９のトランジスタ１３２と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。したがって、これらのトランジスタには、いずれも、電流Ｉaが流れる。
【００６６】
６つのｎｐｎ型のトランジスタ１４４，１５６，１６０，１７２、１７６，１９０は、いずれも、定電流生成部１１２のトランジスタ１３０とカレントミラー回路を構成しているが、トランジスタ１４４，１５６，１６０，１７２、１７６，１９０のエミッタ面積は、それぞれ、トランジスタ１３０のエミッタ面積の３／６，３／６，４／６，４／６，５／６，５／６に設定されている。したがって、これらのトランジスタ１４４，１５６，１６０，１７２、１７６，１９０は、それぞれ、定電流３／６・Ｉ0，３／６・Ｉ0，４／６・Ｉ0，４／６・Ｉ0，５／６・Ｉ0，５／６・Ｉ0を流すことができる。
【００６７】
ｐｎｐ型のトランジスタ１５０，１５２、トランジスタ１６６，１６８、ならびにトランジスタ１８４，１８６は、カレントミラー回路を構成している。ｎｐｎ型のトランジスタ１４６，１４８もカレントミラー回路を構成している。また、ｎｐｎ型のトランジスタ１６２は、ｎｐｎ型のトランジスタ１６５，１６４と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。また、ｎｐｎ型のトランジスタ１７８は、ｎｐｎ型のトランジスタ１８０，１８２と、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。
【００６８】
トランジスタ１９０と並列に接続された抵抗（抵抗値３Ｒ１）に流れる電流Ｉ１６（部分制御電流、部分制御信号）は、前述の実施形態における電流Ｉ４と同様の方法で求めることができる。これによれば、電流Ｉ１６は図１４Ｅのようになる。
【００６９】
図１４Ｅから、電流Ｉ１６は図４Ｃに示す電流Ｉaのうち５／６・Ｉ0より大きい部分であることが分かる。
【００７０】
トランジスタ１７２と並列に接続された抵抗（抵抗値３Ｒ１）に流れる電流Ｉ１４（部分制御電流、部分制御信号）、およびトランジスタ１５６と並列に接続された抵抗（抵抗値３Ｒ１）に流れる電流Ｉ１２（部分制御電流、部分制御信号）は、いずれも、前述の実施形態における電流Ｉ２と同様の方法で求めることができる。これによれば、電流Ｉ１４、電流Ｉ１２は、それぞれ、図１４Ｃ、図１４Ａのようになる。
【００７１】
図１４Ｃから、電流Ｉ１４は、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、４／６・Ｉ0より大きく、かつ、５／６・Ｉ0より小さい部分であることが分かる。また、図１４Ａから、電流Ｉ１２は、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きく、かつ、４／６・Ｉ0より小さい部分であることが分かる。
【００７２】
つまり、図４Ｃに示す電流Ｉaのうち、１／２・Ｉ0より大きい部分を、２つのしきい値５／６・Ｉ0および４／６・Ｉ0で３分割するとともに、当該２つのしきい値で区切られた３つの部分を、それぞれ、電流Ｉ１２、Ｉ１４，Ｉ１６として取り出すようにしたのである。
【００７３】
このようにして取り出した電流Ｉ１２、Ｉ１４，Ｉ１６は、前述の実施形態の場合と同様に、電圧に変換されてドライブ部１２０に与えられる。すなわち、電流Ｉ１２、Ｉ１４，Ｉ１６によって、各抵抗（抵抗値３Ｒ１）上端に、電圧Ｖ１２、Ｖ１４、Ｖ１６が発生し、これらが、ドライブ回路１２２を構成するトランジスタ１９２、ドライブ回路１２４を構成するトランジスタ２００、ドライブ回路１２６を構成するトランジスタ２０８、それぞれのベースに印加されることになる。電圧Ｖ１２、Ｖ１４、Ｖ１６を、それぞれ、図１４Ｂ，Ｄ，Ｆに示す。
【００７４】
トランジスタ１５２に流れる電流Ｉ１１，トランジスタ１６８に流れる電流Ｉ１３，トランジスタ１８６に流れる電流Ｉ１５は、いずれも、前述の実施形態における電流Ｉ１や電流Ｉ３と同様の方法で求めることができる。これによれば、電流Ｉ１１，Ｉ１３，Ｉ１５は、それぞれ、図１３Ａ，Ｃ，Ｅのようになる。
【００７５】
このようにして取り出した電流Ｉ１１、Ｉ１３，Ｉ１５は、前述の実施形態の場合と同様に、ドライブ部１２０に与えられる。なお、電流Ｉ１１、Ｉ１３，Ｉ１５によって、ドライブ回路１２２を構成するトランジスタ１９８、ドライブ回路１２４を構成するトランジスタ２０６、ドライブ回路１２６を構成するトランジスタ２１４、それぞれのベースに発生する電圧Ｖ１１、Ｖ１３、Ｖ１５を、それぞれ、図１３Ｂ，Ｄ，Ｆに示す。
【００７６】
前述の実施形態の場合と同様この実施形態においても、第２プリドライブ部１１８は、制御電流として電流Ｉbが流れる点を除いて第１プリドライブ部１１６と同様の構成である。
【００７７】
第１プリドライブ部１１６における各信号波形を表す図１３Ａ〜図１４Ｆに対応する第２プリドライブ部１１８における各信号波形を、図１５Ａ〜図１６Ｆに、それぞれ示す。
【００７８】
つぎに、図１２に示すドライブ部１２０について説明する。この実施形態においては、前述の実施形態と異なり、ブラシレスサーボモータＭ２は３つのコイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５を備えている。したがって、図１２に示すドライブ部１２０は、これら３つのコイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５をそれぞれ駆動するための３つのドライブ回路１２２，１２４、１２６を備えている。ただし、これら３のドライブ回路１２２，１２４、１２６個々の構成は、前述の図３に示すドライブ回路２２，２４と同様である。
【００７９】
コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５は、ブラシレスサーボモータＭ２内において並列に配置される。したがって、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ２の出力となる。
【００８０】
各コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５の一端に現れる電圧ＶＬ３，ＶＬ４、ＶＬ５を、それぞれのコイルの他端に現れる電圧を基準として、図１７Ｃ，Ｂ，Ａにそれぞれ示す。また、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴを、図１７Ｄに示す。
【００８１】
このように、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５の出力が重畳されて、ブラシレスサーボモータＭ２の出力となる。すなわち、コイルＬ３、Ｌ４、Ｌ５に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴは、図１７Ｄに示すように、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrの３倍の値を最大電圧とする正の電圧ＶＬＴ（＋） と、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrの負値の３倍の値を最小電圧とする負の電圧ＶＬＴ（−） が交互に現れる交流波形となる。つまり、振幅が、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrの６倍の駆動出力を得ることができるのである。
【００８２】
なお、この実施形態においても、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrは、上記抵抗（抵抗値３Ｒ１）上端に生ずる最大電圧と同じ電圧に設定されている。このため、この実施形態においては、ドライブ部１２０の電源電圧Ｖrは、制御回路の電源電圧Ｖccの１／２になる。したがって、ブラシレスサーボモータＭ２の出力として、制御回路の電源Ｖccの３倍の電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【００８３】
このように、この実施形態によれば、前述の実施形態同様、単純な構成でドライブ部１２０の電源電圧Ｖrより高い電圧の駆動出力を得ることが可能となる。このため、単純な構成でダイナミックレンジを上げることができる。
【００８４】
また、入力された信号波形の振幅が想定最大振幅の２／３以下であるような場合には、ドライブ回路１２６を構成する４つのトランジスタは全てＯＦＦになる。さらに、入力された信号波形の振幅が想定最大振幅の１／３以下であるような場合には、ドライブ回路１２４および１２６を構成する合計８つのトランジスタは全てＯＦＦになる。このため、低レベル入力時の省電力化をいっそう図ることができる。
【００８５】
また、前述の実施形態と同様に、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る際、しきい値より大きい部分制御電流を制御電流から引き抜くことにより、しきい値より小さい部分制御電流を得るようにしている。したがって、歪みの少ない部分制御電流を得ることができる。
【００８６】
このように、上述の各実施形態においては、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る際、しきい値より大きい部分制御電流を制御電流から引き抜くよう構成したが、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る方法は、これに限定されるものではない。
【００８７】
図１８〜図２１は、制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る別の方法にかかる実施形態を説明するための図面である。
【００８８】
この実施形態による制御駆動回路の一部を図１８〜図１９に示す。この制御駆動回路は、図１８に示す定電流生成部３１２（基準電流生成部），差動増幅部３１４（制御電流生成部），第１プリドライブ部３１６（信号分割部），図１９に示す第２プリドライブ部３１８（信号分割部）を備えている。
【００８９】
ドライブ部およびブラシレスサーボモータ（駆動出力合成部）は、第１の実施形態におけるそれら（図３、ドライブ部２０およびブラシレスサーボモータＭ１参照）と同様であるので、記述を省略する。
【００９０】
図１８に示す定電流生成部３１２、差動増幅部３１４は、それぞれ、図１に示す定電流生成部１２、差動増幅部１４と同様の構成である。したがって、トランジスタ３６，３８のベースに入力される信号波形Ｖina、Ｖinb、ならびにトランジスタ３２，３４に流れる電流Ｉaおよび電流Ｉbは、第１の実施形態の場合同様、図４Ａ〜Ｄのようになる。
【００９１】
図１８に示す第１プリドライブ部３１６は、図１に示す第１プリドライブ部１６に対応する部分であるが、一部、第１プリドライブ部１６と異なる。
【００９２】
図１８に示す第１プリドライブ部３１６のうち、電流Ｉ１，Ｉ３を得るための回路は、図１に示す第１プリドライブ部１６と同様である。したがって、電流Ｉ１、電圧Ｖ１，電圧Ｉ３、電圧Ｖ３は、第１の実施形態の場合同様、図５Ａ〜Ｄのようになる。
【００９３】
図１８に示す第１プリドライブ部３１６のうち、電圧Ｖ２，Ｖ４を得るための回路は、図１に示す第１プリドライブ部１６と異なる。すなわち、第１の実施形態においては、トランジスタ５６，７２とそれぞれ並列に接続されている抵抗の値は、定電流生成部１２のトランジスタ３０と直列に接続された抵抗（抵抗値Ｒ１）の２倍（抵抗値２Ｒ１）であったが、この実施形態においては、トランジスタ５６，７２と並列に接続されている抵抗の値を、トランジスタ３０と直列に接続された抵抗（抵抗値Ｒ１）の４倍弱（抵抗値約４Ｒ１）としている。
【００９４】
さらに、第１の実施形態においては、電流Ｉ２を求める際トランジスタ６２に流れる電流に相当する電流（＝電流Ｉ4）を電流Ｉaから引き抜くような構成を採用したが、この実施形態においては、そのような構成を採用していない。
【００９５】
つぎに、この実施形態における上記抵抗（抵抗値約４Ｒ１）を流れる電流Ｉ４，Ｉ２について説明する。
【００９６】
まず、電流Ｉ４は、図２０Ｃに示すように、第１の実施形態におけるそれと同様である（図６Ｃ参照）。しかし、上述のように、トランジスタ７２と並列に接続されている抵抗の値は、第１の実施形態におけるそれの約２倍に設定されている。したがって、該抵抗に生ずる電圧Ｖ４の最大値は、図２０Ｄに示すように、Ｖccとなる。
【００９７】
つぎに、電流Ｉ２について説明する。図１８から分かるように、電流Ｉaが２／４・Ｉ0を越えると、その越えた分だけ電流Ｉ２として流れるが、図２０Ａに示すように、Ｉ２＝１／４・Ｉ0で飽和している。これは、電流Ｉ２により抵抗（抵抗値約４Ｒ１）に生ずる電圧が、Ｉ２＝１／４・Ｉ0で、電源電圧Ｖcc（＝Ｒ１・Ｉ０）に達するからである（図２０Ｂ参照）。つまり、この実施形態においては、該抵抗の抵抗値を大きくすることで電流Ｉ２を飽和させ、第１の実施形態における電流Ｉ２（図６Ａ参照）と同様の電流を得ている。
【００９８】
すなわち、この実施形態においては、抵抗値を調整することで電流Ｉ２を飽和させ、これにより、電流Ｉaのうち１／２・Ｉ0より大きい部分を、しきい値３／４・Ｉ0で分割するようにしているのである。
【００９９】
第１の実施形態の場合と同様、この実施形態においても、図１９に示す第２プリドライブ部３１８は、制御電流として電流Ｉbが流れる点を除いて第１プリドライブ部３１６と同様の構成である。
【０１００】
第１プリドライブ部３１６における各信号波形を表す図２０Ａ〜Ｄに対応する第２プリドライブ部３１８における各信号波形を、図２１Ａ〜Ｄに、それぞれ示す。
【０１０１】
第１の実施形態の場合と同様に、ブラシレスサーボモータＭ１を構成するコイルＬ１の一端に現れる電圧ＶＬ１、コイルＬ２の一端に現れる電圧ＶＬ２、コイルＬ１およびＬ２に現れる電圧を合成（加算）した電圧ＶＬＴ（図３参照）は、それぞれ、図９Ａ〜Ｃに示す電圧となる。つまり、電圧振幅が、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrの４倍となるような駆動出力を得ることができるのである。
【０１０２】
なお、この実施形態においても、第１の実施形態同様、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrは、上記抵抗（抵抗値約４Ｒ１）上端に生ずる最大電圧と同じ電圧に設定されている。このため、この実施形態においては、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrは、制御回路の電源電圧Ｖccと同じ電圧になる。したがって、ブラシレスサーボモータＭ１の出力として、制御回路の電源Ｖccの４倍の電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【０１０３】
このように、この実施形態においては、制御電流を飽和させることで部分制御電流（部分制御信号）を得ている。したがって、簡易な回路構成で部分制御電流（部分制御信号）を得ることができる。また、制御電流を飽和させて部分制御電流（部分制御信号）を得るようにすることで、制御回路の電源電圧に等しい駆動用電源電圧を実現することができる。このため、より大きい電圧振幅を持つ出力を得ることができる。
【０１０４】
なお、上述の各実施形態においては、ドライブ部の電源電圧Ｖrを、直接、ドライブ回路に与えるようにしている。たとえば、図３に示すドライブ部２０の電源電圧Ｖrを、直接、ドライブ回路２２，２４を構成するトランジスタ９２，９４，１００，１０２のコレクタに与えるようにしている。
【０１０５】
しかし、たとえば特公平６−６７２６５公報の第４図に記載されている電源供給用トランジスタＱ５と同様のｎｐｎ型のトランジスタ（図示せず）を、本願図３に示すドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９２および９４のコレクタとの間、ならびに、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１００および１０２のコレクタとの間に、それぞれ挿入するよう構成することができる。
【０１０６】
この場合、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２２を構成するトランジスタ９２および９４のコレクタとの間に挿入される上記トランジスタのベースには、本願図６Ｂに示す電圧Ｖ２および図８Ｂに示す電圧Ｖ６を合成して（和をとって）得られる電圧に、さらに、トランジスタ９２および９４がそれぞれ電圧Ｖ２および電圧Ｖ６によってＯＮにされたときのトランジスタ９２および９４のコレクタ・エミッタ間電圧を加えて得られる電圧（上記、特公平６−６７２６５公報の第５図（ｆ）に記載されている出力Ｓ6に対応）が印加されるよう構成しておく。
【０１０７】
同様に、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路２４を構成するトランジスタ１００および１０２のコレクタとの間に挿入される上記トランジスタのベースには、本願図６Ｄに示す電圧Ｖ４および図８Ｄに示す電圧Ｖ８を合成して（和をとって）得られる電圧に、さらに、トランジスタ１００および１０２がそれぞれ電圧Ｖ４および電圧Ｖ８によってＯＮにされたときのトランジスタ１００および１０２のコレクタ・エミッタ間電圧を加えて得られる電圧が印加されるよう構成しておく。
【０１０８】
このように、ドライブ部２０の電源電圧Ｖrとドライブ回路２２、２４との間に、それぞれ、電源供給制御用のトランジスタを挿入することで、さらに、省電力化を図ることができる。
【０１０９】
同様に、本願図１２に示すドライブ部１２０の電源電圧Ｖrと、ドライブ回路１２２、１２４、１２６との間に、それぞれ、電源供給制御用のトランジスタを挿入するよう構成することができる。
【０１１０】
なお、上述の各実施形態においては、コイルを備えたモータを駆動するための回路を例に説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。たとえば、コイルを備えたスピーカを駆動するための回路など、、コイルを備えた回路全般に適用することができる。さらに、部分駆動出力を合成することができるのであれば、コイル以外の駆動出力合成部を備えた回路にも適用することができる。
【０１１１】
また、上述の各実施形態においては、基準電流生成部、制御電流生成部、信号分割部、部分駆動出力生成部、駆動出力合成部を実現する回路を例示したが、上記各部はこれらの回路に限定されるものではない。さらに、本発明は、上記各部を備えた制御駆動回路に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図２】この発明の一実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図３】この発明の一実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図４】図４Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図５】図５Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図６】図６Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図７】図７Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図８】図８Ａ〜Ｄは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図９】図９Ａ〜Ｃは、この発明の一実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１０】この発明の他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１１】この発明の他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１２】この発明の他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１３】図１３Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１４】図１４Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１５】図１５Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１６】図１６Ａ〜Ｆは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１７】図１７Ａ〜Ｄは、この発明の他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図１８】この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図１９】この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路の一部を示す回路図である。
【図２０】図２０Ａ〜Ｄは、この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図２１】図２１Ａ〜Ｄは、この発明のさらに他の実施形態による制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【図２２】従来の制御駆動回路の回路構成の一例を示す図面である。
【図２３】従来の制御駆動回路各部における信号の波形を表す図面である。
【符号の説明】
１２・・・定電流生成部
１４・・・差動増幅部
１６・・・第１プリドライブ部
３９・・・差動増幅器
Ｉ０，Ｉ２，Ｉ４，Ｉa・・・電流
Ｓ・・・信号源
Ｖina、Ｖinb・・・信号波形
Claims (2)
- 入力された信号波形に基づいて駆動出力を得る制御駆動回路であって、
基準電流を生成する基準電流生成部と、
入力された信号波形に基づいて、前記基準電流の２分の１の電流を中央値とする制御電流を生成する制御電流生成部と、
前記制御電流を所定のしきい値で分割して部分制御電流を得る信号分割部と、
前記部分制御電流に基づいて、駆動用電源電圧を越えない部分駆動出力を生成する部分駆動出力生成部と、
生成された部分駆動出力を合成することで前記駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得る駆動出力合成部と、
を備えたことを特徴とする制御駆動回路。 - 入力された信号波形に基づいて駆動出力を得る制御駆動方法であって、
入力された信号波形に基づいて、所定のしきい値で分割された部分制御信号を生成し、生成された部分制御信号に基づいて駆動用電源電圧を越えない部分駆動出力を生成し、生成された部分駆動出力を合成することで前記駆動用電源電圧より高い電圧の駆動出力を得ること、
を特徴とする制御駆動方法。
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