JPS5937782B2 - 速度信号形成装置 - Google Patents
速度信号形成装置Info
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- JPS5937782B2 JPS5937782B2 JP52111797A JP11179777A JPS5937782B2 JP S5937782 B2 JPS5937782 B2 JP S5937782B2 JP 52111797 A JP52111797 A JP 52111797A JP 11179777 A JP11179777 A JP 11179777A JP S5937782 B2 JPS5937782 B2 JP S5937782B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- differential amplifiers
- transistors
- speed signal
- forming device
- output terminal
- Prior art date
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- Expired
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Linear Or Angular Velocity Measurement And Their Indicating Devices (AREA)
- Indicating Or Recording The Presence, Absence, Or Direction Of Movement (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、例えば電動機の速度制御あるいはトルク制御
を行なわす場合に使用される電動機の回転速度に応じた
信号、いわゆる速度信号を形成する装置に関するもので
ある。
を行なわす場合に使用される電動機の回転速度に応じた
信号、いわゆる速度信号を形成する装置に関するもので
ある。
一般に電子整流子型電動機（或いは無整流子電動機とも
呼ばれる）は、電動機の回転位置に応じた位置信号を出
力する位置検出手段を有する。
呼ばれる）は、電動機の回転位置に応じた位置信号を出
力する位置検出手段を有する。
その位置検出手段の代表的なものは高周波結合形とか、
ホール素子を利用したものである。高周波結合形の位置
検出手段においては、位置信号出力は高周波の振幅変調
されたものであり、普通は、この振幅変調された高周波
をＡＭ検波して正弦波状の脈動信号を得、電動機の駆動
トランジスタをスイッチングするようにしている。ホー
ル素子を利用したものについては電動機の回転位置に応
じて直接正弦波状の出力が得られる。電動機を速度制御
する場合、或いは電動機の速度に応じたトルクを与えよ
うとする場合には、電動機の速度を与える速度信号手段
が必要である。
ホール素子を利用したものである。高周波結合形の位置
検出手段においては、位置信号出力は高周波の振幅変調
されたものであり、普通は、この振幅変調された高周波
をＡＭ検波して正弦波状の脈動信号を得、電動機の駆動
トランジスタをスイッチングするようにしている。ホー
ル素子を利用したものについては電動機の回転位置に応
じて直接正弦波状の出力が得られる。電動機を速度制御
する場合、或いは電動機の速度に応じたトルクを与えよ
うとする場合には、電動機の速度を与える速度信号手段
が必要である。
その速度信号手段として位置信号手段の出力を利用する
方法がある。特に位置信号手段の出力が多相の信号で与
えられる場合、その出力を合成して高い周波数に変換し
、高密度の速度情報にすると、よりよい速度制御、或い
はトルク制御ができる。第１図は３相の位置信号を合成
して速度信号を成形する従来例の回路構成図である。こ
れについて第２図の動作波形図を参照して説明する。第
１図において、Ｔｌ，Ｔ２，Ｔ３は人力端子であり、位
置信号手段（図示せず）より、高周波結合形、或いはホ
ール素子を利用したものは第２図イに示したｔ１〜Ｔ３
のような人力信号がそれぞれ入力される。トランジスタ
Ｑｌ，Ｑ２，Ｑ３はエミッタが共通に接続され、定電流
源１１に接続されているため差動的に動作する。すなわ
ち、トランジスタＱ１〜Ｑ３はベースポテンシャルの最
も低いものが導通するため、トランジスタＱ１〜Ｑ３の
コレクタ電流は、それぞれ第２図口，ハ，二に実線で示
したような波形となる。トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６
は、それらのベース・エミッタ間に抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ
３が並列にそれぞれ接続されているため、まず、抵抗Ｒ
１〜Ｒ３にほぼトランジスタのベース・エミッタ間電圧
（シリコントランジスタで約０．６Ｖ）が発生するほぼ
一定電流分だけ流れ、さらにベース電流が増すと導通状
態となる。従つてトランジスタＱ１〜Ｑ３のコレクタ電
流が、上記抵抗Ｒ１〜Ｒ３に流れる電流分より大となつ
た時にトランジスタＱ４〜Ｑ６は導通する。第２図口〜
二に示した一点鎖線は上記の抵抗川〜Ｒ３に流れる電流
分であり、従つて、第２図口〜二の一点鎖線より実線部
が大となつた時のみ、それぞれトランジスタＱ４〜Ｑ６
は導通するため、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のコレ
クタ電圧は、それぞれ第２図ホ，へ，卜のようになる。
トランジスタＱ４〜Ｑ６のコレクタは、それぞれ第１図
に示すようにトランジスタＱ７ラＱ８ラＱ９ラＱｌＯラ
ＱｌｌツＱｌ２のベ一３に分割して接続されているため
、例えばトランジスタＱ７，Ｑ８の共通コレクタはトラ
ンジスタＱ７，Ｑ８が共に遮断すなわち、トランジスタ
Ｑ４，Ｑ５が共に導通している時のみハイレベルとなり
、第２図チのような波形の電圧となる。同様にトランジ
スタＱ９，ＱｌＯの共通コレクタは第２図り、トランジ
スタＱｌｌ，Ｑｌ２の共通コレクタは第２図ヌのような
波形の電圧となる。
方法がある。特に位置信号手段の出力が多相の信号で与
えられる場合、その出力を合成して高い周波数に変換し
、高密度の速度情報にすると、よりよい速度制御、或い
はトルク制御ができる。第１図は３相の位置信号を合成
して速度信号を成形する従来例の回路構成図である。こ
れについて第２図の動作波形図を参照して説明する。第
１図において、Ｔｌ，Ｔ２，Ｔ３は人力端子であり、位
置信号手段（図示せず）より、高周波結合形、或いはホ
ール素子を利用したものは第２図イに示したｔ１〜Ｔ３
のような人力信号がそれぞれ入力される。トランジスタ
Ｑｌ，Ｑ２，Ｑ３はエミッタが共通に接続され、定電流
源１１に接続されているため差動的に動作する。すなわ
ち、トランジスタＱ１〜Ｑ３はベースポテンシャルの最
も低いものが導通するため、トランジスタＱ１〜Ｑ３の
コレクタ電流は、それぞれ第２図口，ハ，二に実線で示
したような波形となる。トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６
は、それらのベース・エミッタ間に抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ
３が並列にそれぞれ接続されているため、まず、抵抗Ｒ
１〜Ｒ３にほぼトランジスタのベース・エミッタ間電圧
（シリコントランジスタで約０．６Ｖ）が発生するほぼ
一定電流分だけ流れ、さらにベース電流が増すと導通状
態となる。従つてトランジスタＱ１〜Ｑ３のコレクタ電
流が、上記抵抗Ｒ１〜Ｒ３に流れる電流分より大となつ
た時にトランジスタＱ４〜Ｑ６は導通する。第２図口〜
二に示した一点鎖線は上記の抵抗川〜Ｒ３に流れる電流
分であり、従つて、第２図口〜二の一点鎖線より実線部
が大となつた時のみ、それぞれトランジスタＱ４〜Ｑ６
は導通するため、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のコレ
クタ電圧は、それぞれ第２図ホ，へ，卜のようになる。
トランジスタＱ４〜Ｑ６のコレクタは、それぞれ第１図
に示すようにトランジスタＱ７ラＱ８ラＱ９ラＱｌＯラ
ＱｌｌツＱｌ２のベ一３に分割して接続されているため
、例えばトランジスタＱ７，Ｑ８の共通コレクタはトラ
ンジスタＱ７，Ｑ８が共に遮断すなわち、トランジスタ
Ｑ４，Ｑ５が共に導通している時のみハイレベルとなり
、第２図チのような波形の電圧となる。同様にトランジ
スタＱ９，ＱｌＯの共通コレクタは第２図り、トランジ
スタＱｌｌ，Ｑｌ２の共通コレクタは第２図ヌのような
波形の電圧となる。
ダイオードＤｌ，Ｄ２，Ｄ３の整流性のため、トランジ
スタＱ７，Ｑ８のコレクタまたはＱ９，ＱｌＯのコレク
タまたはＱｌｌ，Ｑｌ２のコレクタのいずれか１つでも
ハイレベルであれば、トランジスタＱｌ３は導通するた
め、トランジスタＱｌ３のコレクタすなわち、出力端子
Ｔ５には第２図ルに図示するような電圧波形が得られる
。この第２図ルの波形すなわち出力端子Ｔ５の出力波形
は、その周波数が（位置検出手段の出力信号周波数）×
（出力相数）となつており、多相の位置信号手段の出力
が１つに［合成］されたものとなる。そのため、この出
力端子Ｔ５の出力を速度信号として速度制御またはトル
ク制御を行なえば、前述したように良好な制御を行なう
ことができる。しかしながら、第１図の回路構成では以
下に述べるような欠点がある。
スタＱ７，Ｑ８のコレクタまたはＱ９，ＱｌＯのコレク
タまたはＱｌｌ，Ｑｌ２のコレクタのいずれか１つでも
ハイレベルであれば、トランジスタＱｌ３は導通するた
め、トランジスタＱｌ３のコレクタすなわち、出力端子
Ｔ５には第２図ルに図示するような電圧波形が得られる
。この第２図ルの波形すなわち出力端子Ｔ５の出力波形
は、その周波数が（位置検出手段の出力信号周波数）×
（出力相数）となつており、多相の位置信号手段の出力
が１つに［合成］されたものとなる。そのため、この出
力端子Ｔ５の出力を速度信号として速度制御またはトル
ク制御を行なえば、前述したように良好な制御を行なう
ことができる。しかしながら、第１図の回路構成では以
下に述べるような欠点がある。
すなわち、トランジスタＱ４〜Ｑ６の導通、遮断は抵抗
Ｒ１〜Ｒ３で決まつているため、入力端子Ｔ，〜Ｔ３へ
の入力信号〔第２図イのｔ１〜Ｔ３〕の振幅が小さく、
トランジスタＱ１〜Ｑ３の差動スイツチングがゆるやか
になるとトランジスタＱ４〜Ｑ６の導通時間が長目にな
り、出力端子Ｔ５からの出力信号〔第２図ル〕の衝撃比
が変動する。従つて、速度信号処理回路（図示せず）は
前記のような衝撃比の変動の影響を受けないように工夫
しなければならなかつた。また、さらに、入力端子Ｔ１
〜Ｔ３への入力信号すなわち第２図イのｔ１〜Ｔ３の振
幅等が実際の電動機においては互いに少し異なつている
場合が多い。これは電動機の回転部分であるロータの偏
心等によつて引き起こされ、完全には無くすことができ
ないものである。このような場合、電動機としては巻線
への電流供給を入力信号〔第４図イのｔ１〜Ｔ３〕の最
も電位の高い相（或いは逆に最も低い相）に行うため、
各相の電流切換えは第４図イのｔ１〜Ｔ３の各交差点で
行なわれる。実際の電動機では入力信号が多少相間で振
幅等が異なつても電流供給の切換わりのタイミングがず
れにくいように入力信号の波形を台形波状にする等の工
夫がなされることもある。しかし第１図のトランジスタ
Ｑ４〜Ｑ６は導通、遮断が抵抗Ｒ１〜Ｒ３で決められ、
第２図口〜二に示す一点鎖線の位置は、シリコントラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧の温度特性や抵抗等の
ばらつきを考えると、第２図口〜二に示すような低電流
域に設定せざるを得ない。そのためトランジスタＱ１〜
Ｑ３のスイツチングのタイミングずは小さく抑さえても
、トランジスタＱ４〜Ｑ６のスイッチングのタイミング
ずれは大きなものとなるという欠点があつた。トランジ
スタＱ４〜Ｑ６のスイツチングのタイミングずれは出力
信号〔第２図ル〕に周期変調を与える結果となり、この
ような信号で速度制御を行なうと、大きなワウ・フラツ
タ一を生じ、トルク制御を行なえば大きなトルクむらを
生じる。本発明は以上の欠点、問題点を解決すべくなさ
れたものであり、以下にその実施例を図面と共に説明す
る。
Ｒ１〜Ｒ３で決まつているため、入力端子Ｔ，〜Ｔ３へ
の入力信号〔第２図イのｔ１〜Ｔ３〕の振幅が小さく、
トランジスタＱ１〜Ｑ３の差動スイツチングがゆるやか
になるとトランジスタＱ４〜Ｑ６の導通時間が長目にな
り、出力端子Ｔ５からの出力信号〔第２図ル〕の衝撃比
が変動する。従つて、速度信号処理回路（図示せず）は
前記のような衝撃比の変動の影響を受けないように工夫
しなければならなかつた。また、さらに、入力端子Ｔ１
〜Ｔ３への入力信号すなわち第２図イのｔ１〜Ｔ３の振
幅等が実際の電動機においては互いに少し異なつている
場合が多い。これは電動機の回転部分であるロータの偏
心等によつて引き起こされ、完全には無くすことができ
ないものである。このような場合、電動機としては巻線
への電流供給を入力信号〔第４図イのｔ１〜Ｔ３〕の最
も電位の高い相（或いは逆に最も低い相）に行うため、
各相の電流切換えは第４図イのｔ１〜Ｔ３の各交差点で
行なわれる。実際の電動機では入力信号が多少相間で振
幅等が異なつても電流供給の切換わりのタイミングがず
れにくいように入力信号の波形を台形波状にする等の工
夫がなされることもある。しかし第１図のトランジスタ
Ｑ４〜Ｑ６は導通、遮断が抵抗Ｒ１〜Ｒ３で決められ、
第２図口〜二に示す一点鎖線の位置は、シリコントラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧の温度特性や抵抗等の
ばらつきを考えると、第２図口〜二に示すような低電流
域に設定せざるを得ない。そのためトランジスタＱ１〜
Ｑ３のスイツチングのタイミングずは小さく抑さえても
、トランジスタＱ４〜Ｑ６のスイッチングのタイミング
ずれは大きなものとなるという欠点があつた。トランジ
スタＱ４〜Ｑ６のスイツチングのタイミングずれは出力
信号〔第２図ル〕に周期変調を与える結果となり、この
ような信号で速度制御を行なうと、大きなワウ・フラツ
タ一を生じ、トルク制御を行なえば大きなトルクむらを
生じる。本発明は以上の欠点、問題点を解決すべくなさ
れたものであり、以下にその実施例を図面と共に説明す
る。
第３図は本発明の一実施例の回路構成図であり、第４図
はその動作波形図である。第３図において、Ｔｌ，Ｔ２
，Ｔ３は入力端子であり、それぞれトランジスタＱｌ４
，Ｑｌ９のベース、Ｑｌ５，Ｑｌ６のベース、Ｑｌ７，
Ｑｌ８のベースに接続されている。トランジスタＱｌ４
，Ｑｌ５のエミッタ、Ｑｌ６，Ｑｌ７のエミッタ、Ｑｌ
８，Ｑｌ９のエミツタは、それぞれ共通に接続され、そ
れぞれ電流源１２〜１４に接続されている。トランジス
タＱｌ４，Ｑ，６，Ｑｌ８のコレクタは電源端子Ｔ４に
接続され、トランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑｌ，のコレ
クタは共通に接続され、トランジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌで
構成されるカレントミラー回路の入力端に接続されてい
る。トランジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌで構成されるカレント
ミラー回路の出力端すなわちトランジスタＱ２ｌのコレ
クタには電流源１５が接続され、この接続点すなわち出
力端子Ｔ６にはトランジスタＱ２２と抵抗Ｒ４で構成さ
れるエミッタ接地型トランジスタインバータが接続され
ており、該トランジスタインバータの出力端すなわちト
ランジスタＱ２２のコレクタと抵抗Ｒ４の接続点が本装
置の最終的出力端子Ｔ５となつている。次に本実施例の
動作について説明する。
はその動作波形図である。第３図において、Ｔｌ，Ｔ２
，Ｔ３は入力端子であり、それぞれトランジスタＱｌ４
，Ｑｌ９のベース、Ｑｌ５，Ｑｌ６のベース、Ｑｌ７，
Ｑｌ８のベースに接続されている。トランジスタＱｌ４
，Ｑｌ５のエミッタ、Ｑｌ６，Ｑｌ７のエミッタ、Ｑｌ
８，Ｑｌ９のエミツタは、それぞれ共通に接続され、そ
れぞれ電流源１２〜１４に接続されている。トランジス
タＱｌ４，Ｑ，６，Ｑｌ８のコレクタは電源端子Ｔ４に
接続され、トランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑｌ，のコレ
クタは共通に接続され、トランジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌで
構成されるカレントミラー回路の入力端に接続されてい
る。トランジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌで構成されるカレント
ミラー回路の出力端すなわちトランジスタＱ２ｌのコレ
クタには電流源１５が接続され、この接続点すなわち出
力端子Ｔ６にはトランジスタＱ２２と抵抗Ｒ４で構成さ
れるエミッタ接地型トランジスタインバータが接続され
ており、該トランジスタインバータの出力端すなわちト
ランジスタＱ２２のコレクタと抵抗Ｒ４の接続点が本装
置の最終的出力端子Ｔ５となつている。次に本実施例の
動作について説明する。
第３図において、電流源１２〜１４は互いに等しい定電
流値１を流し、電流源１５は電流源１２〜１４の電流値
１の３／２倍すなわち３１／２を流すように構成されて
いる。なお、上記電流源１２〜１５はトランジスタで簡
単に構成でき、たとえぱ第５図に示したような回路で抵
抗Ｒ５−Ｒ６−Ｒ７−１Ｒ８となるようにして実現でき
る。入力端子Ｔ１〜Ｔ３には第４図イのｔ１〜Ｔ３のよ
うな入力信号が入力される。
流値１を流し、電流源１５は電流源１２〜１４の電流値
１の３／２倍すなわち３１／２を流すように構成されて
いる。なお、上記電流源１２〜１５はトランジスタで簡
単に構成でき、たとえぱ第５図に示したような回路で抵
抗Ｒ５−Ｒ６−Ｒ７−１Ｒ８となるようにして実現でき
る。入力端子Ｔ１〜Ｔ３には第４図イのｔ１〜Ｔ３のよ
うな入力信号が入力される。
トランジスタＱｌ４，Ｑｌ５と電流源１２、トランジス
タＱｌ６，Ｑｌ７と電流源１３、トランジスタＱｌ８，
Ｑｌ９と電流源１４は、それぞれ差動増幅器を構成して
おり、トランジスタＱｌ５のコレクタには第４図イにお
いてｔ１〈Ｔ２の間だけ電流１２が流れる。すなわち、
第４図口に図示したようなコレクタ電流がトランジスタ
Ｑ，５には流れる。同様に、トランジスタＱｌ７には第
４図ハに示した波形のコレクタ電流が流れ、トランジス
タＱｌ９には第４図二に示した波形のコレクタ電流が流
れる。電流源１２〜１４の電流値は全て等しくｉである
ため、トランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑｌ９のコレクタ
が共通となつた部分に流れる電流は第４図ホのように、
ｉより大で２１より小の脈動電流となる。従つて、トラ
ンジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌで構成されるカレントミラー回
路も全く同じ電流を出力側のトランジスタＱ２ｌは流す
ため、第４図ホでトランジスタＱ２ｌが３１／２より大
なる電流を流そうとすれば、トランジスタＱ２２は遮断
状態となり、電流は電流源１５が３１／２しか吸い込ま
ないため、トランジスタＱ２ｌは３１／２だけコレクタ
に流した状態で飽和する。また、トランジスタＱ２ｌの
コレクタ電流が３１／２より小となれば、電流源１５の
過剰の電流がトランジスタＱ２２を導通させる。故にト
ランジスタＱ２２は、トランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑ
ｌ９のコレクタ電流の和が、電流源１５の電流３１／２
に等しくなつた時、導通・遮断の切換わりを行ない、出
力端子Ｔ５の出力電圧波形は第４図へのようになる。こ
の第４図への波形は、そのハイレベルとローレベルの切
換点が第４図から明らかなように、入力信号すなわち第
４図イのｔ１〜Ｔ３の交差するタイミングに完全に一致
する。そのため、第４図イの人力信号の振幅が多少小さ
くなつた所で第４図へに示す出力電圧波形は、その衝撃
比が変わることがない。すなわち、従来例の１つの欠点
であつた衝撃比の変動を無くし得る。また、第４図への
波形はハイレベルとローレベルの切換点が入力信号〔第
４図イのＴ，〜Ｔ３〕の交差点と一致するため、電動機
のロータの偏心等による位置信号手段の出力信号〔すな
わち第４図イのｔ１〜Ｔ３〕の相間振幅差の影響を、前
述したように、第４図イのｔ１〜Ｔ３の波形を台形波状
にする等して減する工夫をすれば、第４図への出力波形
は周期変調が極めて小さく抑えられる。
タＱｌ６，Ｑｌ７と電流源１３、トランジスタＱｌ８，
Ｑｌ９と電流源１４は、それぞれ差動増幅器を構成して
おり、トランジスタＱｌ５のコレクタには第４図イにお
いてｔ１〈Ｔ２の間だけ電流１２が流れる。すなわち、
第４図口に図示したようなコレクタ電流がトランジスタ
Ｑ，５には流れる。同様に、トランジスタＱｌ７には第
４図ハに示した波形のコレクタ電流が流れ、トランジス
タＱｌ９には第４図二に示した波形のコレクタ電流が流
れる。電流源１２〜１４の電流値は全て等しくｉである
ため、トランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑｌ９のコレクタ
が共通となつた部分に流れる電流は第４図ホのように、
ｉより大で２１より小の脈動電流となる。従つて、トラ
ンジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌで構成されるカレントミラー回
路も全く同じ電流を出力側のトランジスタＱ２ｌは流す
ため、第４図ホでトランジスタＱ２ｌが３１／２より大
なる電流を流そうとすれば、トランジスタＱ２２は遮断
状態となり、電流は電流源１５が３１／２しか吸い込ま
ないため、トランジスタＱ２ｌは３１／２だけコレクタ
に流した状態で飽和する。また、トランジスタＱ２ｌの
コレクタ電流が３１／２より小となれば、電流源１５の
過剰の電流がトランジスタＱ２２を導通させる。故にト
ランジスタＱ２２は、トランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑ
ｌ９のコレクタ電流の和が、電流源１５の電流３１／２
に等しくなつた時、導通・遮断の切換わりを行ない、出
力端子Ｔ５の出力電圧波形は第４図へのようになる。こ
の第４図への波形は、そのハイレベルとローレベルの切
換点が第４図から明らかなように、入力信号すなわち第
４図イのｔ１〜Ｔ３の交差するタイミングに完全に一致
する。そのため、第４図イの人力信号の振幅が多少小さ
くなつた所で第４図へに示す出力電圧波形は、その衝撃
比が変わることがない。すなわち、従来例の１つの欠点
であつた衝撃比の変動を無くし得る。また、第４図への
波形はハイレベルとローレベルの切換点が入力信号〔第
４図イのＴ，〜Ｔ３〕の交差点と一致するため、電動機
のロータの偏心等による位置信号手段の出力信号〔すな
わち第４図イのｔ１〜Ｔ３〕の相間振幅差の影響を、前
述したように、第４図イのｔ１〜Ｔ３の波形を台形波状
にする等して減する工夫をすれば、第４図への出力波形
は周期変調が極めて小さく抑えられる。
すなわち、第４図への信号で速度制御を行なえば、ワウ
・フラッタ一が大きくなく、また、トルク制御を行なえ
ばトルクむらの少ない制御を可能ならしめる。なお、第
３図の実施例では電流源２〜１５の構成のしやすさから
、トランジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌからなるカレントミラー
回路を用いたが、第３図の点線部分を第６図のようにト
ランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑｌ９のコレクタに直接電
流源１１を接続した構成としても動作は第４図へに示し
た出力波形のハイレベルとローレベルの位相が逆になる
外は全く同様であることは明らかであり、かつ前記の長
所を有することも明らかである。
・フラッタ一が大きくなく、また、トルク制御を行なえ
ばトルクむらの少ない制御を可能ならしめる。なお、第
３図の実施例では電流源２〜１５の構成のしやすさから
、トランジスタＱ２Ｏ，Ｑ２ｌからなるカレントミラー
回路を用いたが、第３図の点線部分を第６図のようにト
ランジスタＱｌ５，Ｑｌ７，Ｑｌ９のコレクタに直接電
流源１１を接続した構成としても動作は第４図へに示し
た出力波形のハイレベルとローレベルの位相が逆になる
外は全く同様であることは明らかであり、かつ前記の長
所を有することも明らかである。
また、以上の説明は３相の位置信号手段についてのみ説
明したが、位置信号手段が３相以外でもその相数が奇数
であれば同様の処理ができ、このような場合も本発明は
含んでいることはいうまでもない。
明したが、位置信号手段が３相以外でもその相数が奇数
であれば同様の処理ができ、このような場合も本発明は
含んでいることはいうまでもない。
以上の説明から明らかなように本発明によれば、複雑な
回路を使用することなく、電動機の速度制御あるいはト
ルク制御に最適な速度信号を容易に得ることができるも
ので、その工業的価値は大きいものがある。
回路を使用することなく、電動機の速度制御あるいはト
ルク制御に最適な速度信号を容易に得ることができるも
ので、その工業的価値は大きいものがある。
第１図は従来の速度信号成形装置の回路構成図、第２図
イラロＹ７ゝＹ２ｙホメト２チ２リァヌ２ルは第１図に
おける各部の信号波形図、第３図は本発明の一実施例の
回路構成図、第４図イ，口，ハ，二，ホ，へは第３図に
おける各部の信号波形図、第５図は本発明で使用し得る
電流源の例を示す回路構成図、第６図は本発明の他の実
施例の要部回路構成図である。 Ｔ１〜Ｔ３・・・・・・入力端子、Ｔ４・・・・・・電
源端子、Ｔ５，Ｔ６・・・・・・出力端子、Ｑｌ４〜Ｑ
２２・・・・・・トランジスタ、１２〜１５，ＩＫ・・
・・・・電流源。
イラロＹ７ゝＹ２ｙホメト２チ２リァヌ２ルは第１図に
おける各部の信号波形図、第３図は本発明の一実施例の
回路構成図、第４図イ，口，ハ，二，ホ，へは第３図に
おける各部の信号波形図、第５図は本発明で使用し得る
電流源の例を示す回路構成図、第６図は本発明の他の実
施例の要部回路構成図である。 Ｔ１〜Ｔ３・・・・・・入力端子、Ｔ４・・・・・・電
源端子、Ｔ５，Ｔ６・・・・・・出力端子、Ｑｌ４〜Ｑ
２２・・・・・・トランジスタ、１２〜１５，ＩＫ・・
・・・・電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 回転体の回転速度に相応した周波数をもつｎ相（た
だし、ｎは３以上の奇数）の信号が入力されるｎ個の入
力端子と、第１のトランジスタのエミッタと第２のトラ
ンジスタのエミッタを共に接続し、かつ、その接続点に
定電流源を接続して構成した回路を１組とするｎ組の差
動増幅器を具備し、かつ前記ｎ個の入力端子は、それぞ
れの相に属する組の差動増幅器を構成する第１のトラン
ジスタの各ベースにそれぞれ接続されているとともに、
他の相に属する組の差動増幅器を構成する第２のトラン
ジスタのうちの１つにそれぞれ接続され、前記各組の差
動増幅器を構成する第１のトランジスタのコレクタは電
源端子に接続され、前記各組の差動増幅器を構成する第
２のトランジスタのコレクタは共に接続されて共通の出
力端子に接続され、その出力端から速度信号を得るよう
に構成されていることを特徴とする速度信号形成装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、前記出力端
子には、前記ｎ組の差動増幅器に含まれる定電流源の電
流値の総和値の半分の電流値をもつ別の定電流源が接続
されていることを特徴とする速度信号形成装置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項の記載において
、前記ｎ組の差動増幅器に含まれる定電流源は、電流値
がそれぞれ等しくされていることを特徴とする速度信号
形成装置。 ４ 特許請求の範囲第１項、第２項または第３項の記載
において、前記各組の差動増幅器を構成する第２のトラ
ンジスタのコレクタの共通接続点と前記出力端子との間
にはカレントミラー回路が接続されていることを特徴と
する速度信号形成装置。 ５ 特許請求の範囲第２項の記載において、前記各組の
差動増幅器を構成する第２のトランジスタのコレクタの
共通接続点と前記出力端子とは直接的に接続され、かつ
、前記出力端子と前記電源端子との間には前記別の定電
流源が直接的に接続されていることを特徴とする速度信
号形成装置。 ６ 特許請求の範囲第１項、第２項、第３項、第４項ま
たは第５項の記載において、前記ｎ個の入力端子に供給
される信号として、電子整流子型電動機におけるロータ
とステータ間の位置を検出する位置検出手段の出力信号
としたことを特徴とする速度信号形成装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52111797A JPS5937782B2 (ja) | 1977-09-16 | 1977-09-16 | 速度信号形成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52111797A JPS5937782B2 (ja) | 1977-09-16 | 1977-09-16 | 速度信号形成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5445183A JPS5445183A (en) | 1979-04-10 |
| JPS5937782B2 true JPS5937782B2 (ja) | 1984-09-12 |
Family
ID=14570387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52111797A Expired JPS5937782B2 (ja) | 1977-09-16 | 1977-09-16 | 速度信号形成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5937782B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0351980Y2 (ja) * | 1985-06-11 | 1991-11-08 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5780562A (en) * | 1980-11-10 | 1982-05-20 | Fuji Electric Co Ltd | Phase detecting binarizing device |
| DE3107938A1 (de) * | 1981-03-02 | 1982-09-16 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vorrichtung zur drehzahlerfassung |
-
1977
- 1977-09-16 JP JP52111797A patent/JPS5937782B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0351980Y2 (ja) * | 1985-06-11 | 1991-11-08 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5445183A (en) | 1979-04-10 |
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