JPS59230490A - ブラシレスモ−タの駆動方式 - Google Patents
ブラシレスモ−タの駆動方式Info
- Publication number
- JPS59230490A JPS59230490A JP58084786A JP8478683A JPS59230490A JP S59230490 A JPS59230490 A JP S59230490A JP 58084786 A JP58084786 A JP 58084786A JP 8478683 A JP8478683 A JP 8478683A JP S59230490 A JPS59230490 A JP S59230490A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveform
- output
- brushless motor
- transistors
- switching regulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、固定電機子コイルへの通電波形を例えばサイ
ン波とすることにより一定の駆動トルクを得るリニア駆
動方式のブラシレスモータに係シ、特にはその駆動方式
の改良に関する。
ン波とすることにより一定の駆動トルクを得るリニア駆
動方式のブラシレスモータに係シ、特にはその駆動方式
の改良に関する。
リニア駆動は、固定電機コイルへの通電波形をサイン波
等の弦状波形とすることにより一定の駆動トルクを得る
ことができるものである。ところで、このようなリニア
駆動における従来のブラシレスモータにおいては、第１
図に示すようにブラシレスモータのマグネットロータＲ
，Ｔの回転位相角を例えばホール素子ＨＥで検知し、こ
のホール素子ＨＢの回転位相角検知出力により、固定電
機子コイルＬ、、 Ｌ、の通電位相制御を行って、駆
動トルクを得るようにしたものがある。この固定電機子
コイルＬ、、 Ｌ２は、第２図に示すように、ブリッ
ジ形に設けられた４個の出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の
オン・オフ制御によりモータを駆動する電流ｉ、、
ｉ２が通流されるようになっている。ところが、ホール
素子ＨＥの出力により各トランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動
する出力波形ａ 、−ｗ ｄは、例えば第３図に示すよ
うに、接地電位ＧＮＤと電源電位Ｖｃｃとの間の動作領
域にはいるようになるので、斜線領域のパワー損失によ
り各トランジスタＱ１〜Ｑ４はすべて安全動作領域の大
きい大型の素子が必要となる。また、対称駆動を行う領
域を広くとれ、かつトルクむらのない領域を充分とれる
ようにするため固定電機子コイルＬ、、 Ｌ２の中点
Ｍの電圧ＶＭを検出する回路を付加する必要があるが、
このような中点検出回路ならびにその回路の出力により
中点電圧を制御する回路は複雑でかつコストが高くつく
。
等の弦状波形とすることにより一定の駆動トルクを得る
ことができるものである。ところで、このようなリニア
駆動における従来のブラシレスモータにおいては、第１
図に示すようにブラシレスモータのマグネットロータＲ
，Ｔの回転位相角を例えばホール素子ＨＥで検知し、こ
のホール素子ＨＢの回転位相角検知出力により、固定電
機子コイルＬ、、 Ｌ、の通電位相制御を行って、駆
動トルクを得るようにしたものがある。この固定電機子
コイルＬ、、 Ｌ２は、第２図に示すように、ブリッ
ジ形に設けられた４個の出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の
オン・オフ制御によりモータを駆動する電流ｉ、、
ｉ２が通流されるようになっている。ところが、ホール
素子ＨＥの出力により各トランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動
する出力波形ａ 、−ｗ ｄは、例えば第３図に示すよ
うに、接地電位ＧＮＤと電源電位Ｖｃｃとの間の動作領
域にはいるようになるので、斜線領域のパワー損失によ
り各トランジスタＱ１〜Ｑ４はすべて安全動作領域の大
きい大型の素子が必要となる。また、対称駆動を行う領
域を広くとれ、かつトルクむらのない領域を充分とれる
ようにするため固定電機子コイルＬ、、 Ｌ２の中点
Ｍの電圧ＶＭを検出する回路を付加する必要があるが、
このような中点検出回路ならびにその回路の出力により
中点電圧を制御する回路は複雑でかつコストが高くつく
。
このため、中点電圧検出回路を不要にして回路構成を簡
単、かつ小型化を可能にする一方で、回転トルクむらを
生じることなく、正確にモータを駆動制御できるように
することが望まれる。
単、かつ小型化を可能にする一方で、回転トルクむらを
生じることなく、正確にモータを駆動制御できるように
することが望まれる。
本発明は、このような要望に沿うブラシレスモータの駆
動方式を提供することを目的とする。
動方式を提供することを目的とする。
本発明は、このような目的を達成するためマグネットロ
ータの回転位相角を検知する素子の回転位相角検知出力
の波形を、その波形の各半周期にて半波波形に変換する
波形変換器と、ブリッジ形に設けられた少なくとも４個
のトランジスタを含み前記波形変換器からの半波波形出
力により各トランジスタのオン・オフが制御されること
により固定電機子コイルへの通流方向を切換える駆動回
路と、この駆動回路の電源受給部と電源との間に挿入さ
れたスイッチングレギュレータとを有し、このスイッチ
ングレギュレータは、少なくとも前記半波波形の出力電
圧に、半波波形の出力によりオンにされたときのトラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電
圧を前記電源受給部に供給するようにしている。
ータの回転位相角を検知する素子の回転位相角検知出力
の波形を、その波形の各半周期にて半波波形に変換する
波形変換器と、ブリッジ形に設けられた少なくとも４個
のトランジスタを含み前記波形変換器からの半波波形出
力により各トランジスタのオン・オフが制御されること
により固定電機子コイルへの通流方向を切換える駆動回
路と、この駆動回路の電源受給部と電源との間に挿入さ
れたスイッチングレギュレータとを有し、このスイッチ
ングレギュレータは、少なくとも前記半波波形の出力電
圧に、半波波形の出力によりオンにされたときのトラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電
圧を前記電源受給部に供給するようにしている。
以下、本発明を図面に示す一実施例に基づいて詳細に説
明する。
明する。
第４図はこの実施例の回路図である。この実施例に係る
ブラシレスモータは第１図に示すマグネットロータＲＴ
を備え、このマグネットロータＲＴの回転位相角を検出
する素子、例えばホール素子ＨＥの出力を介して、固定
電機子コイルＬ、、 Ｌ２の通電位相制御を行って駆
動トルクを得るようにしている。このホール素子ＨＥは
第４図に示すように差動増幅器ＡＭＰの正・逆相入力端
子＋、−にそれぞれ、位相が互いに１８０°異なる正弦
波状の出力Ｓ。 Ｂ／を与えるようになっている。差動
増幅器ＡＭＰは、この回転位相角検知出力Ｓ。、Ｓｔに
より、第５図（ａ）に示すほぼ正弦波状の出力Ｓ１を導
出する。この差動増幅器ＡＭＰの出力Ｓ１は、第１゜第
２の波形変換器Ｗ、、Ｗ２に与えられる。第１．第２の
波形変換器ｗ、、４２は、この出力Ｓ１に基づき、それ
ぞれ第５図（ｂ） （Ｃ）に示す波形変換出力Ｓ２．Ｓ
３を形成する。この各波形変換出力８２＋ Ｓ、 ｉ
ｄ、接地電位ＧＮＤから立上がる半波波形を有し、互い
に１８０’位相が異なっている。この波形変換出力Ｓ２
゜Ｓ３は、ブリッジ形に第１〜第４トランジスタＱ１〜
Ｑ４を設けてなる駆動回路ＤＶＴＯ内、上段側の左右に
ある第１．第２トランジスタＱｌ、Ｑ２の各ベースに与
えられる。下段側の左右にある第３．第４トランジスタ
Ｑ３．Ｑ４の各ベースには、図示しない駆動回路から、
それぞれ第５図（ｄ）（ｅ）に示す矩形波出力Ｓ！１１
Ｓ４が与えられる。一方の矩形波出力ｓ４は、第１
の波形変換器Ｗ１の出力Ｓ２と同位相であり、他方の矩
形波出力Ｓ５は第２の波形変換出力の出力ｓ３と同位相
である。駆動回路ＤＶＴの電源受給部Ｒと電源Ｖｃ、ｃ
との間には、スイッチングレギュレータＳＷが挿入され
る。このスイッチングレギュレータＳＷば、スイッチン
グトランジスタこと、コイルＬおよびコンデンサＣより
なる積分回路工とを有する。このスイッチングトランジ
スタＱ５のベースには、第５図（ｄ）に示す矩形パルス
ｓ６が与えられる。この矩形パルスＳ６は、例えば、比
較回路の両入力部にそれぞれ、第１．第２トランジスタ
Ｑ１ 。
ブラシレスモータは第１図に示すマグネットロータＲＴ
を備え、このマグネットロータＲＴの回転位相角を検出
する素子、例えばホール素子ＨＥの出力を介して、固定
電機子コイルＬ、、 Ｌ２の通電位相制御を行って駆
動トルクを得るようにしている。このホール素子ＨＥは
第４図に示すように差動増幅器ＡＭＰの正・逆相入力端
子＋、−にそれぞれ、位相が互いに１８０°異なる正弦
波状の出力Ｓ。 Ｂ／を与えるようになっている。差動
増幅器ＡＭＰは、この回転位相角検知出力Ｓ。、Ｓｔに
より、第５図（ａ）に示すほぼ正弦波状の出力Ｓ１を導
出する。この差動増幅器ＡＭＰの出力Ｓ１は、第１゜第
２の波形変換器Ｗ、、Ｗ２に与えられる。第１．第２の
波形変換器ｗ、、４２は、この出力Ｓ１に基づき、それ
ぞれ第５図（ｂ） （Ｃ）に示す波形変換出力Ｓ２．Ｓ
３を形成する。この各波形変換出力８２＋ Ｓ、 ｉ
ｄ、接地電位ＧＮＤから立上がる半波波形を有し、互い
に１８０’位相が異なっている。この波形変換出力Ｓ２
゜Ｓ３は、ブリッジ形に第１〜第４トランジスタＱ１〜
Ｑ４を設けてなる駆動回路ＤＶＴＯ内、上段側の左右に
ある第１．第２トランジスタＱｌ、Ｑ２の各ベースに与
えられる。下段側の左右にある第３．第４トランジスタ
Ｑ３．Ｑ４の各ベースには、図示しない駆動回路から、
それぞれ第５図（ｄ）（ｅ）に示す矩形波出力Ｓ！１１
Ｓ４が与えられる。一方の矩形波出力ｓ４は、第１
の波形変換器Ｗ１の出力Ｓ２と同位相であり、他方の矩
形波出力Ｓ５は第２の波形変換出力の出力ｓ３と同位相
である。駆動回路ＤＶＴの電源受給部Ｒと電源Ｖｃ、ｃ
との間には、スイッチングレギュレータＳＷが挿入され
る。このスイッチングレギュレータＳＷば、スイッチン
グトランジスタこと、コイルＬおよびコンデンサＣより
なる積分回路工とを有する。このスイッチングトランジ
スタＱ５のベースには、第５図（ｄ）に示す矩形パルス
ｓ６が与えられる。この矩形パルスＳ６は、例えば、比
較回路の両入力部にそれぞれ、第１．第２トランジスタ
Ｑ１ 。
鵠のベースに与えられる出力Ｓ２．Ｓ３の合成波形出力
と、Ｐ Ｗ Ｍ （Ｐｕ１ｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ ）変換サンプリング波形出力とを与える
ことにょ°るその比較回路からの出力を使用することが
できる。この矩形パルスＳ６は、積分回路工により積分
されて第５図（ｇ）に示す波形の出力Ｓ７に変換される
。この出力Ｓ７は半波波形の出力Ｓ２．Ｓ３によりオン
にされたときの第１．第２トランジスタＱ□＋Ｑ２のコ
レクタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電圧を有する
。
と、Ｐ Ｗ Ｍ （Ｐｕ１ｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ ）変換サンプリング波形出力とを与える
ことにょ°るその比較回路からの出力を使用することが
できる。この矩形パルスＳ６は、積分回路工により積分
されて第５図（ｇ）に示す波形の出力Ｓ７に変換される
。この出力Ｓ７は半波波形の出力Ｓ２．Ｓ３によりオン
にされたときの第１．第２トランジスタＱ□＋Ｑ２のコ
レクタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電圧を有する
。
したがって、このような構成を有する回路において、時
刻ｔ。〜ｔ１およびｔ２〜ｔ３の間では、第１゜第４ト
ランジスタＱ、、Ｑ４が共に導通ずることにより、固定
電機子コイルＬ、、 Ｌ２には図示方向の電流１１が
流れ、また時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４の間では、
第２．第３トランジスタ（、Ｑ３が共に導通することに
より、固定電機子コイルＬ１１”２には図示方向の電流
１２が流れることになる。このため、マグネットロータ
ＲＴは回転させられる。ところで、この実施例によれば
、第３．第４トランジスタ喝・Ｑ４は単にスイッチング
動作させるのみでよいので、安全動作領域が低いものを
使用することができ、第２図のものよりも回路構成を、
より小型にすることができる。また、第１．第２トラン
ジスタＱ１＋Ｑ２の駆動波形は、第５図（ｂ） （０）
に示すように接地電位Ｇ Ｎ Ｄから立ち上がるので電
源電圧Ｖｃｃに変わ９なく両駆動波形の対称度を高くし
て、過負荷に至るまでの間、駆動トルクのむらを大きく
軽減することが可能となる。更に、このことにより固定
電機子コイルＬ、、 Ｌ２の中点Ｍを検出する回路が
不必要とがる。特に、この実−例で特筆すべきは、例え
ば時刻ｔ。−ｔ、の間において第１トランジスタＱ１の
コレクタ・エミッタ間には、飽和電圧、即ち、スイッチ
ングレギュレータＳＷの出力Ｓ７の電圧に近い電圧が加
わるのみであるので、この第１トランジスタＱ１でのパ
ワー損失は第５図（ｂ）の斜線領域のみとなる。したが
って、第１トランジスタＱ、は安全動作領域が狭い小型
の素子を使用することがテキる。第２トランジスタＱ２
についても同様である。また、スイッチングレギュレー
タＳ界内のスイッチングトランジスタＱ５は、スイッチ
ング動作するだけであるので、安全動作領域が狭い小型
の素子を使用することができる。更にその積分回路工は
コイルＬとコンデンサＣとで構成されているので、パワ
ー損失が、はとんどない。
刻ｔ。〜ｔ１およびｔ２〜ｔ３の間では、第１゜第４ト
ランジスタＱ、、Ｑ４が共に導通ずることにより、固定
電機子コイルＬ、、 Ｌ２には図示方向の電流１１が
流れ、また時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４の間では、
第２．第３トランジスタ（、Ｑ３が共に導通することに
より、固定電機子コイルＬ１１”２には図示方向の電流
１２が流れることになる。このため、マグネットロータ
ＲＴは回転させられる。ところで、この実施例によれば
、第３．第４トランジスタ喝・Ｑ４は単にスイッチング
動作させるのみでよいので、安全動作領域が低いものを
使用することができ、第２図のものよりも回路構成を、
より小型にすることができる。また、第１．第２トラン
ジスタＱ１＋Ｑ２の駆動波形は、第５図（ｂ） （０）
に示すように接地電位Ｇ Ｎ Ｄから立ち上がるので電
源電圧Ｖｃｃに変わ９なく両駆動波形の対称度を高くし
て、過負荷に至るまでの間、駆動トルクのむらを大きく
軽減することが可能となる。更に、このことにより固定
電機子コイルＬ、、 Ｌ２の中点Ｍを検出する回路が
不必要とがる。特に、この実−例で特筆すべきは、例え
ば時刻ｔ。−ｔ、の間において第１トランジスタＱ１の
コレクタ・エミッタ間には、飽和電圧、即ち、スイッチ
ングレギュレータＳＷの出力Ｓ７の電圧に近い電圧が加
わるのみであるので、この第１トランジスタＱ１でのパ
ワー損失は第５図（ｂ）の斜線領域のみとなる。したが
って、第１トランジスタＱ、は安全動作領域が狭い小型
の素子を使用することがテキる。第２トランジスタＱ２
についても同様である。また、スイッチングレギュレー
タＳ界内のスイッチングトランジスタＱ５は、スイッチ
ング動作するだけであるので、安全動作領域が狭い小型
の素子を使用することができる。更にその積分回路工は
コイルＬとコンデンサＣとで構成されているので、パワ
ー損失が、はとんどない。
なお、上述の実施例においては、単相のブラシレスモー
タの駆動方式について説明したが２相の場合には、第４
図の回路を、百ずらした駆動角でπ １つ追加し、３相の場合には、第４図の回路を菖ずつず
らした駆動角で２つ追加する等、ｎ相の場合に同様に実
施できることは勿論である。
タの駆動方式について説明したが２相の場合には、第４
図の回路を、百ずらした駆動角でπ １つ追加し、３相の場合には、第４図の回路を菖ずつず
らした駆動角で２つ追加する等、ｎ相の場合に同様に実
施できることは勿論である。
以上のように、本発明によれば、マグネットロータの回
転位相角を検知する素子の出力波形を、その波形の各半
周期毎に半波波形に変換する波形変換器と、ブリッジ形
に設けられた少なくとも４個のトランジスタを含み前記
波形変換器からの半波波形出力により各トランジスタの
オン・オフが制御されることにより固定電機子コイルへ
のＡ流方向を切換える駆動回路と、この駆動回路の電源
受給部と電源との間に挿入されたスイッチングレギュレ
ータとを有し、このスイッチングレギュレータは、少な
くとも前記半波波形の出力電圧に、半波波形の出力によ
りオンにされたときのトランジスタのコレクタ・エミッ
タ間電圧を加えてなる合成電圧を前記電源受給部に供給
するようにしたので、パワー損失をほとんど生じること
なく、高効率の駆動方式が得られる。特に、スイッチン
グレギュレータ駆動方式のり、Ｄ、モータにおいて高効
率を図ることが可能となる。また、半波波形は接地電位
から立ち上がるので、ブリッジ形のトランジスタにおけ
る電流方向切換用トランジスタを位相が異なる２つの半
波波形で駆動する場合、両半波波形の対称度を高めて、
駆動トルクむらを、よシ軽減させることができる。更に
、このことにより中点検出回路が不要となり、回路構成
を、より簡単化することができる。
転位相角を検知する素子の出力波形を、その波形の各半
周期毎に半波波形に変換する波形変換器と、ブリッジ形
に設けられた少なくとも４個のトランジスタを含み前記
波形変換器からの半波波形出力により各トランジスタの
オン・オフが制御されることにより固定電機子コイルへ
のＡ流方向を切換える駆動回路と、この駆動回路の電源
受給部と電源との間に挿入されたスイッチングレギュレ
ータとを有し、このスイッチングレギュレータは、少な
くとも前記半波波形の出力電圧に、半波波形の出力によ
りオンにされたときのトランジスタのコレクタ・エミッ
タ間電圧を加えてなる合成電圧を前記電源受給部に供給
するようにしたので、パワー損失をほとんど生じること
なく、高効率の駆動方式が得られる。特に、スイッチン
グレギュレータ駆動方式のり、Ｄ、モータにおいて高効
率を図ることが可能となる。また、半波波形は接地電位
から立ち上がるので、ブリッジ形のトランジスタにおけ
る電流方向切換用トランジスタを位相が異なる２つの半
波波形で駆動する場合、両半波波形の対称度を高めて、
駆動トルクむらを、よシ軽減させることができる。更に
、このことにより中点検出回路が不要となり、回路構成
を、より簡単化することができる。
第１図はブラシレスモータの要部の構成図、第２図は従
来例の回路図、第３図は第２図の回路の駆動波形図、第
４図は本発明の一実施例の回路図、第５図は第４図の回
路の動作説明に供する出力波形図である。 ＲＴ、、マグネットロータ、Ｌ□、Ｌ２・・固定電機子
コイル、ＨＥｉ・・ホール素子、ＡＭＰ・・差動増幅器
、Ｗｌ・ Ｗ２・・波形変換器、ＤＶＴ・・駆動回路、
Ｑ１〜Ｑ。 ・・トランジスタ、ＳＷ・・スイッチングレギュレータ
０ 特許出願人 ローム株式会社 代 理 人 弁理士岡田和秀
来例の回路図、第３図は第２図の回路の駆動波形図、第
４図は本発明の一実施例の回路図、第５図は第４図の回
路の動作説明に供する出力波形図である。 ＲＴ、、マグネットロータ、Ｌ□、Ｌ２・・固定電機子
コイル、ＨＥｉ・・ホール素子、ＡＭＰ・・差動増幅器
、Ｗｌ・ Ｗ２・・波形変換器、ＤＶＴ・・駆動回路、
Ｑ１〜Ｑ。 ・・トランジスタ、ＳＷ・・スイッチングレギュレータ
０ 特許出願人 ローム株式会社 代 理 人 弁理士岡田和秀
Claims (1)
- （１） ブラシレスモータのマグネットロータの回転
位相角を検出する素子による回転位相角検知出力を介し
て、複数の固定電機子コイルの通電位相制御を行い、そ
の通電波形をサイン波等の弦状波形としてリニア駆動の
ための駆動トルクを得るブラシレスモータにおいて、前
記検知素子の回転位相角検知出力の波形を、その波形の
各半周期にて半波波形に変換する波形変換器と、ブリッ
ジ形に設けられた少なくとも４個のトランジスタを含み
前記波形変換器からの半波波形出力により各トランジス
タのオン・オフが制御されることにより固定電機子コイ
ルへの通流方向を切換える駆動回路と、この駆動回路の
電源受給部と電源との間に挿入されたスイッチングレギ
ュレータとを有し、このスイッチングレギュレータは、
少なくとも前記半波波形の出力電圧に、半波波形の出力
によりオンにされたときのトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間電圧を加えてなる合成電圧を前記電源受給部に
供給することを特徴とするブラシレスモータの駆動方式
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58084786A JPH0667266B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | ブラシレスモータの駆動方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58084786A JPH0667266B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | ブラシレスモータの駆動方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59230490A true JPS59230490A (ja) | 1984-12-25 |
| JPH0667266B2 JPH0667266B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=13840377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58084786A Expired - Lifetime JPH0667266B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | ブラシレスモータの駆動方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667266B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102780383A (zh) * | 2012-07-18 | 2012-11-14 | 华为技术有限公司 | 一种晶闸管驱动方法及装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54129417A (en) * | 1978-03-31 | 1979-10-06 | Sony Corp | Motor driving circuit |
| JPS55120387A (en) * | 1979-03-06 | 1980-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor |
| JPS5775591A (en) * | 1980-10-24 | 1982-05-12 | Hitachi Ltd | Motor drive circuit |
| JPS57177292A (en) * | 1981-04-22 | 1982-10-30 | Hitachi Ltd | Dc brushless motor |
-
1983
- 1983-05-13 JP JP58084786A patent/JPH0667266B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54129417A (en) * | 1978-03-31 | 1979-10-06 | Sony Corp | Motor driving circuit |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN102780383A (zh) * | 2012-07-18 | 2012-11-14 | 华为技术有限公司 | 一种晶闸管驱动方法及装置 |
| CN102780383B (zh) * | 2012-07-18 | 2014-10-08 | 华为技术有限公司 | 一种晶闸管驱动方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0667266B2 (ja) | 1994-08-24 |
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