JP2665190B2 - パイロット信号除去回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はパイロット信号除去回路
に関し、特にＦＭラジオやテレビジョンなどのステレオ
音声復調器におけるパイロット信号除去用の疑似正弦波
を発生する疑似正弦波発生回路を含むパイロット信号除
去回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ放送やテレビジョン音声チャネルな
どに用いられているパイロットトーン方式のステレオ信
号（以下コンポジット信号）は、Ｌ＋Ｒ信号と、サブキ
ャリアを抑圧したＬ−Ｒ信号と、サブキャリアと同期し
周波数がこのサブキャリアの１／２のパイロット信号と
から成る。ここで、Ｌ，Ｒはそれぞれ左，右チャネルを
表す。このようなコンポジット信号を復調するときは、
ＰＬＬなどにより上記パイロット信号に同期したサブキ
ャリアを再生し、上記Ｌ−Ｒ信号を検出し所定の演算を
行うことにより可能となる。このとき、上記サブキャリ
アの再生後は上記パイロット信号は不要となるので、こ
のパイロット信号と逆相の疑似正弦波を加算し除去す
る。

【０００３】特開平２−１１１１２８号公報記載の従来
のパイロット信号除去回路を一部をブロックで示す図５
を参照すると、この従来のパイロット信号除去回路は、
供給を受けたコンポジット信号ｃｐに含まれるパイロッ
ト信号ｐをＰＬＬにより抽出しこのパイロット信号ｐの
周波数ｆｐの相補の矩形波を発生する矩形波発生回路１
と、これら相補の矩形波を三角波に整形する三角波発生
回路２と、供給された三角波を整形して疑似正弦波を発
生する差動増幅器３と、この疑似正弦波とコンポジット
信号ｃｐとを加算しパイロット信号ｐをキャンセルする
加算器４と、疑似正弦波のレベルを調整するレベル調整
回路５とを備える。

【０００４】三角波発生回路２は、ＮＰＮ型トランジス
タＱ１〜Ｑ６と、トランジスタＱ１，Ｑ２の各々のエミ
ッタ間に挿入されたコンデンサＣ１と、出力回路を構成
しトランジスタＱ４，Ｑ６の出力を合成する抵抗Ｒ１〜
Ｒ３と、トランジスタＱ１，Ｑ２の各々に電流Ｉ１を供
給する電流源２１と、それぞれダーリントン接続された
トランジスタＱ３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６の各々にそれ
ぞれ電流Ｉ２を供給する電流源２２とを備える。

【０００５】差動増幅器３は、差動対を構成するＮＰＮ
型トランジスタＱ７，Ｑ８と、トランジスタＱ７，Ｑ８
の能動負荷であるカレントミラー回路を構成するＰＮＰ
型トランジスタＱ９〜Ｑ１１と、トランジスタＱ７，Ｑ
８のエミッタ間に挿入された抵抗Ｒ４と、トランジスタ
Ｑ９，Ｑ１０のエミッタと電源ＶＣＣ間にそれぞれ挿入
された抵抗Ｒ５，Ｒ６と、トランジスタＱ７，Ｑ８の各
々に電流Ｉ３を供給する電流源３１と、抵抗Ｒ７を経由
して基準電圧を供給する基準電圧源３２とを備える。

【０００６】次に、図５および各部の波形を示すタイム
チャートである図６を参照して、従来のパイロット信号
除去回路の動作について説明すると、まず、端子ＩＮを
経由して周波数ｆｐのパイロット信号ｐを含むコンポジ
ット信号ｃｐが供給されると矩形信号発生回路１は、パ
イロット信号ｐを抽出し、端子ＩＮ１，ＩＮ２の各々に
それぞれ振幅Ｖ１のパイロット信号ｐより位相が９０度
遅れた（正）矩形波信号ｎ１及びその逆相（補）信号ｎ
２を出力する。信号ｎ１が″Ｈ″の期間では、トランジ
スタＱ１が導通状態、トランジスタＱ２が遮断状態であ
るのでコンデンサＣ１は電流Ｉ１により放電され、節点
Ｂの電位ｂは勾配Ｉ１／Ｃ１で直線的に下降する。次
に、信号ｎ１が″Ｌ″となると、トランジスタＱ１が遮
断状態、トランジスタＱ２が導通状態となるので逆に、
節点Ａの電位ａが勾配Ｉ１／Ｃ１で下降する。この結
果、これら両節点Ａ，Ｂの電位ａ，ｂは、信号ｆｐの半
周期毎に交互に出力される三角波の半分の波形すなわち
振幅Ｖ２の半三角波となる。ここで、Ｖ１がＶ２より十
分に大きければ、Ｖ２は次式で近似できる。

【０００７】 Ｖ２＝Ｉ１／２Ｃ１・ｆｐ…………………………………………………（１） これら半三角波信号ａ，ｂはトランジスタＱ３，Ｑ４お
よびＱ５，Ｑ６の各々のダーリントン回路の出力側の抵
抗Ｒ１〜Ｒ３で合成され節点Ｃ，Ｄの大小の２種類の振
幅の鋸歯状波から成る鋸波信号ｃ，ｄとして差動増幅器
３に供給される。鋸波信号ｃ，ｄの各々のを構成する鋸
歯状波のうちの大振幅の方の振幅をＶ３、小振幅の方の
振幅をＶ４とすると、これら振幅Ｖ３，Ｖ４はそれぞれ
次式で表される。

【０００８】 Ｖ３＝Ｖ２（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）……………………（２） Ｖ４＝Ｖ２Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）…………………………………（３） Ｒ１＝Ｒ２とすると、信号ｄは、信号ｃと逆相で同振幅
の波形となる。したがって、差動増幅器３には、入力信
号として信号ｃ，ｄの差分ｃ−ｄが供給され、これは、
周波数ｆｐで振幅がＶ３−Ｖ４の三角波の供給と等価に
なる。この三角波ｃ−ｄの位相は、パイロット信号ｐの
位相とは逆相となり、振幅をＶ５とすると、この振幅Ｖ
５は（１）〜（３）式より次式で表される。

【０００９】 Ｖ５＝Ｖ３−Ｖ４ ＝Ｉ１（Ｒ２＋Ｒ３−Ｒ１）／２Ｃ１・ｆｐ（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）……（４） 差動増幅器３の入力飽和レベルをＶ６とすると、この入
力飽和レベルＶ６は次式で表される。

【００１０】 Ｖ６＝２Ｒ４・Ｉ３…………………………………………………………（５） ここで、飽和レベルＶ６がほぼ出力三角波のピークレベ
ルとなるように振幅Ｖ５と飽和レベルＶ６とを適切に設
定すると、出力三角波はピーク近傍で増幅用のトランジ
スタＱ７，Ｑ８が飽和するため、節点Ｅには疑似正弦波
ｅが出力されレベル調整回路５に供給される。

【００１１】レベル調整回路５は、この疑似正弦波ｅを
パイロット信号ｐと同一レベルに設定して生成した疑似
正弦波ｅａを加算器４に供給する。加算器４は疑似正弦
波ｅａとコンポジット信号ｃｐとを加算し、端子ＯＵＴ
にコンポジット信号ｃｐに含まれるパイロット信号ｐを
相殺除去したステレオ信号Ｓを出力する。

【００１２】したがって、生成した疑似正弦波の歪率が
劣化すると、出力のステレオ信号Ｓにはパイロット信号
ｐの高調波成分が多く含まれ、ステレオ信号復調時にお
けるノイズやオフセット歪の原因となる。

【００１３】このように、パイロット信号除去回路にお
いては、歪率が小さい疑似正弦波が要求される。この歪
率の低減は図５の回路においては、コンデンサＣ１の容
量値や電流Ｉ１〜Ｉ３の定電流値や抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵
抗値を適切に設定することで実現できる。しかし、この
種の回路を集積回路（ＩＣ）に内蔵した場合、半導体基
板上に形成するこれら抵抗およびコンデンサの抵抗値お
よび容量値は、プロセス条件の変動等によりある程度の
ばらつきは避けられない。したがって、低歪率の保証の
ための上記最適設定条件を常に満足することは困難であ
る。

【００１４】周知のように、半導体基板上に形成した抵
抗やコンデサ等の受動素子のばらつきには絶対値および
相対値の両方が存在するが、相対値のばらつきは絶対値
のばらつきに比較してはるかに小さくその影響も小さ
い。したがって、以下の説明では絶対値のばらつきにつ
いて論ずる。

【００１５】抵抗値，容量値の各々のばらつきをそれぞ
れΔＲ，ΔＣとすると、定電流のばらつきΔＩは、ΔＩ
＝１／ΔＲとなる。これらΔＲ，ΔＣの間には、全く相
関は無くそれぞれ独立にばらつく。したがって、これら
抵抗およびコンデンサのばらつきΔＲ，ΔＣによる三角
波ｃ−ｄの振幅Ｖ５の変動分ΔＶ５は、（４）式より次
式で表される。 ΔＶ５＝（１／ΔＲ・ΔＲ）／ｆｐΔＣ・ΔＲ＝１／ｆｐΔＣ・ΔＲ…（６） 一方、入力飽和レベルＶ６の変動分ΔＶ６は次式で示す
ように変動成分を持たない。

【００１６】 ΔＶ６＝ΔＲ×１／ΔＲ＝１………………………………………………（７） 故に、ＩＣ内に形成した受動素子の抵抗値や容量値がば
らついた場合には、三角波の振幅と差動増幅器の入力飽
和レベルとが一致せず、生成した疑似正弦波の歪率が劣
化してパイロット信号の除去率を低下させ、結果として
ステレオ復調時のノイズ発生やオフセットレベルの増大
要因となる。

【００１７】ただし、定電流のばらつき１／ΔＲについ
ては、ＩＣ外部の抵抗により電流値を設定することによ
り、このばらつき要因の排除が可能である。

【００１８】この場合、三角波ｃ−ｄの振幅Ｖ５の変動
分ΔＶ５は次式で表される。

【００１９】 ΔＶ５＝１／ｆｐΔＣ………………………………………………………（８） すなわち、抵抗値のばらつきの影響は除去できるが、容
量値のばらつきの影響は除去できない。これを除去する
ためには、個々のＩＣ毎に外付け抵抗を容量値のばらつ
きをキャンセルするように精密に調整する必要がある。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のパイロ
ット信号除去回路は、ＩＣ内に形成した受動素子の抵抗
値や容量値がばらつくため、生成した疑似正弦波の歪率
が悪化し、安定したパイロット信号除去率を保証でき
ず、ステレオ信号復調時のノイズ発生やオフセットレベ
ルの増加要因となるという欠点があった。

【００２１】また、上記受動素子の抵抗値や容量値のば
らつきを低減するため、ＩＣ外部への抵抗の付加やその
抵抗値の調整の工数を要し、コスト増大要因となるとい
う欠点があった。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明のパイロット信号
除去回路は、ＦＭ検波したコンポジット信号をスイッチ
ングすることにより２つの信号に分離するためのサブキ
ャリア信号を発生するとともにこのコンポジット信号が
含むパイロット信号と同一周波数の第１の矩形波信号を
発生する第１の矩形波信号発生回路と、前記第１の矩形
波信号の供給に応答して第１の定電流で設定される振幅
の三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、前記三
角波信号の供給に応答して疑似正弦波信号を発生する疑
似正弦波信号発生回路と、前記疑似正弦波信号と前記コ
ンポジット信号とを加算して前記パイロット信号を相殺
するパイロット信号除去回路において、前記パイロット
信号より十分高い周波数の第２の矩形波信号を発生する
第２の矩形波信号発生回路と、前記第２の矩形波信号の
供給に応答して矩形波状の予め定めた実効値の前記第１
の定電流を発生する矩形波定電流発生回路とを備えて構
成されている。

【００２３】

【実施例】次に、本発明の実施例を図５と共通の構成要
素には共通の参照文字／数字を付して同様に一部をブロ
ックで示す図１を参照すると、この図に示す本実施例の
パイロット信号除去回路は、従来と共通の矩形波発生回
路１と、差動増幅器３と、加算器４と、レベル調整回路
５とに加えて、電流源２１の代りに間欠定電流により電
流が制御される電流カレントミラー型の電流源２３を備
える三角波発生回路２Ａと、パイロット信号ｐの周波数
ｆｐより十分高い周波数ｆｓの相補の矩形波信号ｎ５，
ｎ６の供給に応答して波形整形した相補の矩形波信号ｎ
３，ｎ４を発生する波形整形回路７と、矩形波信号ｎ
３，ｎ４の供給に応答して矩形波の定電流Ｉ５を発生す
る矩形波定電流発生回路８とを備える。

【００２４】波形整形回路７は、エミッタが共通接続さ
れ差動増幅器を構成するＮＰＮ型トランジスタＱ１９，
Ｑ２０と、トランジスタＱ１９，Ｑ２０の各々の負荷で
ある抵抗Ｒ１３，Ｒ１４と、直列接続され一方のアノー
ドが電源ＶＣＣに他方のカソードが抵抗Ｒ１３，Ｒ１４
の共通接続点にそれぞれ接続されたダイオードＤ２，Ｄ
３と、トランジスタＱ１９，Ｑ２０の電流源７１とを備
える。

【００２５】矩形波定電流発生回路８は、ベースにそれ
ぞれ信号ｎ３，ｎ４が供給されるＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ１２，Ｑ１３と、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の能動
負荷であるカレントミラー回路を構成するＮＰＮ型トラ
ンジスタＱ１４，Ｑ１５と、トランジスタＱ１２，Ｑ１
３の各々のエミッタ間に挿入したコンデンサＣ２と、ト
ランジスタＱ１２のコレクタにアノードをトランジスタ
Ｑ１３のコレクタにカソードをそれぞれ接続したダイオ
ードＤ１と、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の各々に定電
流Ｉ４を供給する電流源８１と、トランジスタＱ１４，
Ｑ１５の各々のエミッタと接地との間に挿入された抵抗
Ｒ８，Ｒ９とを備える。

【００２６】電流源２３はベースコレクタが共通接続さ
れ定電流Ｉ５の供給を受けるＮＰＮ型トランジスタＱ１
６と、各々のベースがトランジスタＱ１６のベースと共
通接続され各々のコレクタから電流Ｉ１をそれぞれトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２に供給するＮＰＮ型トランジスタＱ
１７，Ｑ１８とを備える。

【００２７】次に、図１および各部の波形を示すタイム
チャートである図２およびその部分拡大したタイムチャ
ートである図３を参照して本実施例の動作について説明
すると、まず、従来と同様に、矩形波発生回路１は、端
子ＩＮから供給されるコンポジット信号ｐｃに含まれる
パイロット信号ｐ対応の周期Ｔｐ（＝１／ｆｐ）の相補
の矩形波信号ｎ１，ｎ２を出力する。一方、波形整形回
路７は、周波数ｆｓの相補の矩形波信号ｎ５，ｎ６の供
給に応答して波形整形した周期Ｔｓ，振幅Ｖ７の相補の
矩形波信号ｎ３，ｎ４を発生する。充放電が直線性を保
持するようにコンデンサＣ２の容量Ｃ２が周期Ｔｓに対
して十分小さい場合には、このコンデンサＣ２は周期Ｔ
ｓ，振幅２Ｖ７で充放電を反復し、その両端の節点Ｆ，
Ｇの電圧波形ｆ，ｇのようになる。この充電は定電流Ｉ
４により直線的に行われ、その勾配はＩ４／Ｃ２とな
る。

【００２８】節点Ｈに矩形波状の定電流Ｉ５が出力され
る期間ＤＴは、トランジスタＱ１２のベースが″Ｈ″と
なり、コンデンサＣ２の充電期間中のみであるので、こ
の期間ＤＴは次式で表される。

【００２９】 ＤＴ＝（２Ｖ７／Ｉ４）Ｃ２………………………………………………（９） また、この期間ＤＴ中に出力される節点Ｈの電流値ＤＩ
は次式で表される。

【００３０】 ＤＩ＝Ｉ４ＤＴ＋２Ｃ２・Ｖ７…………………………………………（１０） 式９，１０より、電流値ＤＩは次式で求められる。

【００３１】 ＤＩ＝４Ｃ２・Ｖ７………………………………………………………（１１） したがって、単位時間当りの実効電流値Ｉ５は次式で表
される。

【００３２】 Ｉ５＝４Ｃ２・Ｖ７／Ｔｓ………………………………………………（１２） 矩形波定電流発生回路８のダイオードＤ１は、トランジ
スタＱ１５の過飽和防止用である。

【００３３】この電流値Ｉ５が（４）式のＩ１に相当す
るので、パイロット信号ｐの周期Ｔｐに対して、本実施
例の三角波ｃ−ｄの振幅Ｖ５’は次式で表される。 Ｖ５’＝２Ｖ７（Ｃ２／Ｃ１）（Ｔｐ／Ｔｓ）｛（Ｒ２＋Ｒ３−Ｒ１）／（Ｒ１ ＋Ｒ２＋Ｒ３）｝……………………………………………………………（１３） （Ｃ２／Ｃ１），（Ｔｐ／Ｔｓ），および｛（Ｒ２＋Ｒ
３−Ｒ１）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝は相対値であり、
上述のように、絶対値の変動に比較して無視できるの
で、矩形波信号ｎ３，ｎ４の振幅Ｖ７がばらつかなけれ
ば、振幅Ｖ５’が変動しないことは明白である。

【００３４】一方、振幅Ｖ７は、矩形波信号ｎ５，ｎ６
のレベルが波形整形回路７の差動増幅器トランジスタＱ
１９，Ｑ２０のスイッチイングに十分であれば、抵抗Ｒ
１３＝Ｒ１４とすると次式で表される。

【００３５】 Ｖ７＝Ｒ１３・Ｉ６（Ｒ１４・Ｉ６）…………………………………（１４） したがって、定電流Ｉ６のばらつきΔＩが従来と同様に
１／ΔＲで決定されていれば、この振幅Ｖ７はばらつか
ない。

【００３６】抵抗Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒとすると、（１３）式
の第３項は、Ｒ３／（２Ｒ＋Ｒ３）となり、Ｃ２／Ｃ１
はこの第３項とほぼ同一となるように設定すれば、ばら
つきの影響は最小となる。例えば、Ｒ３＝Ｒとすると、
Ｃ２／Ｃ１は１／３となる。一方、Ｃ２，Ｃ１の充放電
の直線性を同一と設定すると、（Ｃ２／Ｃ１）＝（Ｔｐ
／Ｔｓ）＝（ｆｓ／ｆｐ）であるので、この場合、周波
数ｆｓはパイロット信号周波数ｆｐの３倍に設定するの
が最適値となる。

【００３７】以上説明したように、本実施例の回路で
は、三角波ｃ−ｄの振幅Ｖ５’の変動成分が排除され、
従来の技術で説明したように、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値
および定電流値Ｉ３を適切に設定することにより、変動
成分がない疑似正弦波ｅを得ることができる。

【００３８】次に、本発明の第２の実施例を図１と共通
の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様に一
部をブロックで示す図４を参照すると、本実施例の第１
の実施例との相違点は、波形整形回路７の代りに矩形波
信号ｎ１，ｎ２の″Ｈ″，″Ｌ″のレベル切換時に三角
波発生回路２Ａに定電流を供給して強制的にコンデンサ
Ｃ１の電荷を放電するスタートアップ回路９を備えるこ
とである。

【００３９】スタートアップ回路９は、エミッタが共通
接続され差動増幅器を構成するＮＰＮ型トランジスタＱ
２１，Ｑ２２と、トランジスタＱ２２の能動負荷である
カレントミラー回路を構成するＰＮＰ型トランジスタＱ
２３，Ｑ２４と、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７と、直列接続され
たダイオードＤ４〜Ｄ６とを備える。

【００４０】第１の実施例では、電源ＶＣＣの投入時に
おいて、矩形波信号ｎ１，ｎ２の″Ｈ″，″Ｌ″のレベ
ル切換時に矩形波定電流Ｉ５が遮断状態でしかもコンデ
ンサＣ１の両端に初期電荷により電位差が生じた場合に
は、この初期電荷は放電されず節点Ｃ，Ｄの電位ｃ，ｄ
にオフセット電位が発生するという問題点がある。上記
オフセット電位が発生すると、生成する疑似正弦波の歪
率が劣化し、その結果パイロット信号除去率が低下す
る。

【００４１】本実施例の動作について説明すると、Ｒ１
５，Ｒ１６を適切に設定し、ダイオードＤ４〜Ｄ６の各
々の順方向電圧をＶＦとすると次式が成立する。

【００４２】 ＶＣＣ・Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）＜３ＶＦ………………………（１５） （１５）式が成立する期間は、定電流Ｉ７が三角波発生
回路２Ａの定電流源の入力トランジスタＱ１６に供給さ
れ、トランジスタＱ１，Ｑ２を導通させることにより強
制的にコンデンサＣ１の初期電荷を放電する。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のパイロッ
ト信号除去回路は、パイロット信号より高い周波数の第
２の矩形波定電流発生回路を備え、ＩＣ内に形成した受
動素子の抵抗値および容量値のばらつきを相対値に変換
することにより、生成した三角波の振幅の変動要因が除
去され、変動成分がない疑似正弦波を得ることができる
ので、安定したパイロット信号除去率を保証し、ステレ
オ信号復調時のノイズ発生やオフセットレベル増大を抑
圧できるという効果がある。

【００４４】また、上記ばらつきを低減するためのＩＣ
外部への抵抗の付加やその抵抗値の調整工数は不要とな
り、コストを低減できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のパイロット信号除去回路の第１の実施
例を示す回路図である。

【図２】本実施例のパイロット信号除去回路における動
作の一例を示すタイムチャートである。

【図３】図２の細部を示すタイムチャートである。

【図４】本発明のパイロット信号除去回路の第２の実施
例を示す回路図である。

【図５】従来のパイロット信号除去回路の一例を示す回
路図である。

【図６】従来のパイロット信号除去回路における動作の
一例を示すタイムチャートである。

【符号の説明】

１ 矩形波発生回路 ２，２Ａ 三角波発生回路 ３ 差動増幅器 ４ 加算器 ５ レベル調整回路 ７ 波形整形回路 ８ 矩形波定電流発生回路 ９ スタートアップ回路 ２１，２２，２３，３１，７１，８１ 電流源 ３２ 基準電圧源

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＦＭ検波したコンポジット信号をスイッ
   チングすることにより２つの信号に分離するためのサブ
   キャリア信号を発生するとともにこのコンポジット信号
   が含むパイロット信号と同一周波数の第１の矩形波信号
   を発生する第１の矩形波信号発生回路と、前記第１の矩
   形波信号の供給に応答して第１の定電流で設定される振
   幅の三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、前記
   三角波信号の供給に応答して疑似正弦波信号を発生する
   疑似正弦波信号発生回路と、前記疑似正弦波信号と前記
   コンポジット信号とを加算して前記パイロット信号を相
   殺するパイロット信号除去回路において、 前記パイロット信号より十分高い周波数の第２の矩形波
   信号を発生する第２の矩形波信号発生回路と、 前記第２の矩形波信号の供給に応答して矩形波状の予め
   定めた実効値の前記第１の定電流を発生する矩形波定電
   流発生回路とを備えることを特徴とするパイロット信号
   除去回路。
2. 【請求項２】 前記矩形波定電流発生回路が、第２の定
   電流で充放電する第１の容量の第１の容量素子と、 前記第２の矩形波信号の供給に応答して前記第１の容量
   素子を充放電する電流スイッチ回路とを備えることを特
   徴とする請求項１記載のパイロット信号除去回路。
3. 【請求項３】 前記三角波信号発生回路が、前記第１の
   定電流で充放電する第２の容量の第２の容量素子と、 前記第１の矩形波信号の供給に応答して前記第２の容量
   素子を充放電する電流スイッチ回路とを備えることを特
   徴とする請求項１記載のパイロット信号除去回路。
4. 【請求項４】 電源電圧が予め定めた電圧値以下である
   ことを検出し低電圧検出信号を電流信号として前記三角
   波信号発生回路に供給する低電圧検出回路を備えること
   を特徴とする請求項１記載のパイロット信号除去回路。