JPS6031298Y2 - 過渡音防止回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は過渡音防止回路、特にＯＴＬ （ｏｕｔｐｕｔ
ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ １ｅｓｓ）方式の低周波電力
増幅器に適用する電源投入時過渡台防止回路に関する。

ＯＴＬ方式の低周波電力増幅器は例えば通常のラジオの
出力段回路として広く採用されている。

このＯＴＬ方式の低周波電力増幅器（以下単に増幅器と
も称す）は、後述するとおり、電源投入時の出力が高レ
ベルとなるような入力条件となってしまうめ、該電源投
入時においてスピーカ等の負荷に接続する出力結合容量
を充電する大電流が瞬時的に現われる。

この出力結合容量が充電されると共に出力の電圧は所定
のレベルに達し、例えば音声等の入力信号が前記スピー
カより再生される。

このように電源投入時には前記出力結合容量を充電する
までの過渡期間に亘って前記の大電流が現われ、スピー
カに不快な過渡台が再生される。

またこの大電流は前記出力結合容量を介して微分パルス
となリスピー力を破壊してしまうこともある。

従って本考案の目的は、ＯＴＬ方式の低周波電力増幅器
における過渡音防止回路を提供することである。

上記目的に従い本考案は、入力段に配置される差動増幅
回路と、該差動増幅回路に接続するドライバ段と、出力
段に配置される５ＥＰＰ （ｓｉｎｇｌｅｅｒｘｌｅｄ
ｐｕｓｈ ｐｕｌｌ）方式の増幅回路から基本的に構
成される増幅器において、前記出力段の出力電圧が所定
のレベルに達するまでの間すなわち前記差動増幅回路の
入力が平衡状態に達するまでの間少なくとも前記ドライ
バ段以降をオフとして前記出力電圧を零とするようなミ
ューティング期間を設け、該ミューティング期間の経過
後、オフとなっていた前記ドライバ段以降をオンとして
前記出力段に通常の出力信号のみを現出せしめ、あるい
は通常の出力信号に前記所定のレベルに立上る出力電圧
を重畳することによって過渡音の発生を根本的にあるい
は実質的に消滅するようにしたことを特徴とするもので
ある。

以下図面に従って本考案を説明する。

第１図は本考案が適用される一般的なＯＴＬ方式の低周
波電力増幅器を示すブロック図である。

本図において、増幅器は入力段１０．ドライバ段１２、
出力段１３、出力結合容量Ｃ８および負荷であるスピー
カ１４からなり、入力段１０はさらに詳しくは差動増幅
回路１１と、その非反転入力に接続する入力信号源Ｓｉ
ｎおよび入力結合容量Ｃ。

。 と、その反転入力およびアース間に接続される負帰還バ
イパス容量Ｃ２とからなる。

また出力段１３はさらに詳しくは５ＥＰＰ方式で構成さ
れ、ＮＰＮトランジスタＴ１およびＰＮＰ トランジス
タＴ２の対と、電流源Ｉと、ダイオードＤとからなる。

次に過渡音生戒の過程を説明すると、スイッチ１５がオ
ンとなり、電源バイパス容量Ｃｎを介して電源投入が行
なわれる時点において、容量ＣＩｎおよびＣｒは未充電
であって差動増幅回路１１の入力は平衡状態になく、該
回路１１はオフであってその出力は零である。

従ってドライバ段１２はオフであり、出力段１３のＰＮ
ＰトランジスタＴ２もオフである。

ところが一方、スイッチ１５のオンによってベースバイ
アス電流源Ｉはほぼ瞬時にオンとなり、ＮＰＮトランジ
スタＴ□をオンにする。

これにより出力段１３の出力にはほぼ電源電圧Ｖｃｃに
近い出力電［。

が現われ、これが出力結合容量Ｃ８を介してスピーカ１
４に印加される。

すなわちスピーカ１４に過渡音が現われる。また時とし
てスピーカ１４を破壊することもある。

上述した過渡音の発生を防止すべく、本考案は２図に示
す過渡音防止回路を提案する。

第２図は本考案に基づく過渡音防止回路を付加した増幅
器を示す回路図である。

本図において、点線のブロック２０が本考案に係る過渡
音防止回路である。

なお、本図において第１図と同一の参照番号および記号
が付された構成要素は相互に同一である。

過渡音防止回路２０は、図示するとおり、抵抗２１．２
１’（いずれも抵抗値Ｒ□）、抵抗２２，２２′（いず
れも抵抗値Ｒ２）、充電回路２３、コンパレータ２４、
第１ボルテージフォロワ回路２５、第２ボルテージフォ
ロワ回路２６および電圧比較容量Ｃｐからなる。

過渡音防止回路２０の動作説明には時間的要素が介入す
るので、ここで時刻ｔ０およびｔｌを規定しておく。

時刻ｔ。は電源投入時であり、時刻ｔ０は時刻ｔ。

よりミューティング期間Ｔを経た時刻である。

先ず時刻ｔ０にてスイッチ１５をオンにし電源投入する
。

この瞬時に抵抗２１および２２の中間点２７には電圧ｖ
Ｓが現われＲ２ る。

電圧Ｖ、はＶ、−Ｖｏｃなる値であり瞬Ｒ１＋Ｒ２ 時に立上る。

この電圧Ｖ９はコンパレータ２４の一方の入力に印加さ
れ、その他方の入力に印加される点２８の電圧Ｖｐとレ
ベル比較される。

電圧ｖＰは電圧比較容量ＣＰの端子電圧に等しく、時刻
ちにおいて本容量Ｃｐは未充電であるから、ＶＳ＞Ｖｐ
である。

またその後のミューティング期間Ｔにおいてもｖ ｓ
＞ ｖ ｐが成立している。

Ｖ ｓ ＞ Ｖ ｐであることからコンパレータ２４は
オンとなり、その３出力は、それぞれ充電回路２３、第
１ボルテージフォロワ回路２５、第２ボルテージフォロ
ワ回路２６はオンとしドライバ段１２′はオフとする。

なお、ドライバ段１２′をオフにするというのは、通常
の入力信号増幅動作から切り離した状態でトランジスタ
Ｔ２をオンにすることを意味し、ドライバ段１２′をオ
ンにするというのは過渡音防止動作から切り離して通常
の入力信号増幅動作を行なわせることを意味する。

今、ドライバ段１２′はオフであるから、出力段１３の
ＰＮＰ トランジスタＴ２ （第１図参照）はオンとな
り、今度は出力電圧Ｖ。

は零に保たれる。つまり過渡音は発生しない。

一方、充電回路２３がオンとなったことから、電圧比較
容量Ｃｐは急速に充電し始める。

従って本回路２３は抵抗２１′のバイパス回路と考える
ことができる。

この急速な充電の様子は第３図のグラフより明らかであ
る。

第３図において横軸は経過時間、縦軸は電圧（特に電圧
比較容量Ｃｐの端子電圧）を示し、曲線３１ （実線お
よび点線）は電源電圧ＶＣＣに向って急上昇する。

もし充電回路２３が無いとすると、該端子電圧は曲線３
３に沿ってゆっくり上昇し、後の説明で明らかなように
迅速な過渡音防止は期待できない。

また、今、第１および第２ボルテージフォロワ回路２５
および２６もオンであるから、入力結合容量Ｃａｎおよ
び負帰還バイパス容量Ｃ「は共に電圧■３に向って充電
される。

容量Ｃ１ｎおよびＣｆの端子電圧をそれぞれＶｉｎ（ｒ
＋ｓおよびＶｉｎ（−） （いずれも差動増幅回路１１
の入力電圧となる）とすると、これらは、第４図のグラ
フ中に示す曲線４１に沿って上昇する。

なお曲線４１は第３図の曲線３１にも一致する。

ただし第４図の横軸は経過時間、縦軸は電圧である。

上述した充電がミューティング期間中続行され、最終的
に電圧ｖＰは電圧Ｖ、に等しくなる（■５＝Ｖｐ）。

この時が時刻ｔ１である。Ｖ ｓ ＝ Ｖ Ｐによって
コンパレータ２４はオフになり、その３出力はオフにな
る。

この結果、充電回路２３、第１および第２ボルテージフ
オロワ回路２５．２６はオフとしドライバ段１２′はオ
ンになる。

充電回路２３がオフになると、抵抗２１′のバイパスル
ートは切断され、電圧比較容量Ｃｐの端子電圧は強制的
に前記電圧ｖｓにクランプされる。

なぜなら−町一 点２９の抵抗分圧電圧も Ｖ。

、 （＝ＶＳ）だＲ，＋Ｒ２ からである。

時亥ｌ１ｔ１で電圧■３にクランプされる状態は、第３
図のグラフ中、直線３２として表わされる。

一方、差動増幅回路１１の入力電圧、すなわち容量Ｃ１
ｎ５ Ｃｆの端子電圧も点２７の電圧■、（第４図の直
線４２参照）に飽和し、ここに該差動増幅回路１１の入
力は平衡状態に達する。

すなわち通常の入力信号の増幅を実行開始できる状態と
なる。

また、このとき同時にドライバ段１２′もオンとなり、
通常の入力信号を増幅するための動作に切り換わる。

要するに、ドライバ段１２′がオンとなり出力段１３の
出力電圧Ｖ。

が所定のレベルμヱに立ち上るのと全く同一のタイミン
グで、通常の入力信号の増幅が開始するのである。

この様子を示したのが第５図のグラフである。

本グラフもまた横軸に時間を、縦軸に電圧をとって示す
。

前記ミューティング期間は時刻ｔ□で終了しその時同時
に出力電圧Ｖ。

は曲線５１に沿Ｖ
Ｖって１まで立ち上り、時刻ｔ□以降そのｆレベ
ルに飽和する。

この場合、曲線５１の立上りは、やはり過渡音を生じさ
せる。

ただし、その出力電圧レベルは、第１図の場合の■。

。に比して約竺にに低減しており、それ程大きな過渡音
とならない。

ここで注意すべきことは、曲線５１の立上りに発生する
過渡音と、本グラフ中、曲線５２で示す入力信号源Ｓｉ
ｎからの入力信号の増幅された入力信号が、その曲線５
１の立上りと全く同一タイミングでスピーカに出力され
ることである。

このように、出力型、ＩＥＶ、の立上りと入力信号とを
重畳することにより、人間の耳としてはその過渡音を感
することができなくなる。

つまり、過渡音は実質的に消滅せしめられる。

結局、上述のミューティング期間Ｔは、過渡音と入力信
号とが歩調を揃えて現出するまでの待ち時間であるとも
言える。

以上第２図〜第５図を用いて本考案の構成を述べたが、
上述の説明は本考委の適用対象を単一増幅器としたもの
である。

そして結果的に過渡音を実者的に消滅させることができ
た。

ところが、増幅器の構成を変更することにより、前記過
渡音は根本的に消滅せしめられる。

この変更された増幅器の構成とは、ＢＴＬ （ｂａｌａ
ｎｃｅｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ）接続の低
周波電力増幅器であり、ＢＴＬＩ妾続そのものは周知で
ある。

ここでＢＴＬ接続について簡単に述べておくと、その概
略構成は例えば第６図に示す如きブロック構成をとる。

第６図において、６１は差動形式のメインアンプであり
、入力信号源Ｓｉ ｎと直列接続する入力結合容量Ｃ４
ｎおよび負帰還バイパス容量Ｃ２に接続する。

このメインアンプ６１は通常の電力増幅器として動作す
る。

なお、このメインアンプ６１は詳細には、第１図に示し
た入力段１０、ドライバ段１２および出力段１３によっ
て構成される。

ＢＴＬ接続とは、メインアンプ６１に対しインバートア
ンプ６２を付加したものである。

これはゲインが１で位相を反転する機能を有するが、そ
の詳細構成は、やはり第１図に示した入力段１０、ドラ
イバ段１２および出力段１３からなる。

これらメインアンプ６１およびインバートアンプ６２の
各出力を合成すれば、電圧振幅は概略２倍となり、スピ
ーカ１４の出力パワーとしては理論的に４ （＝’２）
倍となる。

つまり高出力、例えば加数Ｗの増幅器が実現される。

上述したＢＴＬ接続の増幅器に本考案を適用した場合に
ついて述べる。

第７図は田１接続の低周波電力増幅器に本考案に基づく
過渡音防止回路を付加した場合を示すブロック図である
。

この第７図の実施例においても、初段の差動増幅回路が
平衡状態に達し出力電圧が所定の電圧レベル■ （−”）に達するまでミューティング期間を設けるとい
う基本的思想は全く変わらない。

第７図において、第２図と同一の参照番号および記号が
付された構成要素は両者機能的に全く同一である。

第７図において、矢印６１および６２はそれぞれ第６図
のメインアンプ領域およびインバートアンプ領域を表わ
す。

図から明らかなように、メインアンプ領域６１の構成は
第２図に示した構成と殆と同一であり、従ってその動作
も全く前述したとおりである。

構成上若干変更されたのは、インバートアンプ領域６２
のドライバ段１２“をオン・オフ制御するためコンパレ
ータ２４′の出力が、３出力から４出力に増加したこと
である。

そして、インバートアンプ側においてドライバ段１２″
のオン・オフ制御用出力が出力段１３′にも加えられる
ことである（メインアンプ側６１においてドライバ段１
２′のオン・オフ制御用出力は出力段１３に加えられて
いない）。

出力段１３′も制御することとしたのは、ＢＴＬ接続と
したことにより本質的にそうしなければならないためで
あり、本考案の本質的な問題ではない（後述）。

インバートアンプ側６２についてのみ動作説明をすると
、前述したミューティング期間Ｔ（時刻ちから時刻ｔ１
まで）の間、ドライバ段１２＃はオフであり、その出力
をオープン状態にする。

また出力段１３′のベースバイアス電流源（図示しない
が、第１図のＩに同じ）はオフ状態であり、その出力を
オープン状態にする。

出力段１３′の出力はオープン状態であるが、スピーカ
の低抵抗負荷により、出力段１３の出力（ミューティン
グ期間Ｔ中は零（第５図参照））と接続しており、該出
力段１３′の出力は零（第８図のグラフの期間Ｔ参照）
である。

このミューティング期間Ｔ中、出力段１３′をもオープ
ンにしておかないと、出力段１３の出力電圧零を反転し
た電圧（Ｖ、、）が、そのミューティング期間Ｔ中に、
出力段１３′の出力電圧として現われ過渡音が発生して
しまう。

次に、ミューティング期間Ｔを経過すると（時刻り以降
）、差動増幅回路１１′の入力は平衡状態に達し、通常
の入力信号の反転信号がこれより出力され、また時離、
以降で過渡音防止回路２０′としゃ断されたドライバ段
１２″および出力段１３′が本来の増幅動作を開始する
。

このとき、出力段１３′の出力電圧は第８図のグラフ中
、曲線８１に沿ってμ工に立ち上り、それと同時に増幅
された入力信号が曲線８２として重畳してくる。

ただし曲線８２は第５図の曲線５２と反転関係にある。

かくして、スピーカ１４には、第５図のグラフ中時刻ち
以降の信号と第８図のグラフ中時刻も以降の信号とを合
成した信号が印加され、入力信号の振幅電圧が２倍にな
った信号（出力パワーが４倍になった信号）がスピーカ
１４に現われる。

ここで注意すべきことは、出力段１３および■ １３′の出力電圧は時刻ちで共にｆに立ち上っており、
直流的にはスピーカ１４に立上り電圧が全く現われない
。

つまり過渡音の発生は根本的に消滅せしめられる。

以上説明したように本考案によれば単一増幅器において
実質的に過渡音を消滅せしめ、またＢＴＬ接続の増幅器
にあってはこれを根本的に消滅せしめ得る過渡音防止回
路が実現される。

なお、上述の説明において充電回路２３により充電され
る電圧比較容量Ｃｐは、本考案を実現するために特別用
意する必要はなく、通常の電源リップル除去用容量をそ
のまま流用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案が適用される一般的なＯＴＬ方式の低周
波電力増幅器を示すブロック図、第２図は本考案に基づ
く過渡音防止回路を付加した低周波電力増幅器を示す回
路図、第３図は充電回路２３によって充電される電圧比
較容量ＣＰの端子電圧の経時変化を説明するためのグラ
フ、第４図は入力結合容量Ｃ３゜および負帰還バイパス
容量Ｃｆの各端子電圧の経時変化を説明するためのグラ
フ、第５図は第２図および第７図に示す出力段１３の出
力電圧の経時変化を説明するためのグラフ、第６図はＢ
ＴＬ接続による低周波電力増幅器の１例を示すブロック
図、第７図は本考案に基づく過渡音防止回路を付加した
ＢＴＬ接続による低周波電力増幅器の１例を示す回路図
、第８図は第７図に示した出力段１３′の出力電圧の経
時変化を説明するためのグラフである。 図において、１０は入力段、１１は差動増幅回路、１２
．１２’、１２’はそれぞれドライバ段、１３．１３’
はそれぞれ出力段、１４は負荷であるスピーカ、２０．
２０’はそれぞれ過渡音防止回路、２３は充電回路、２
４はコンパレータ、２５．２６はそれぞれボルテージフ
ォロワ回路、Ｃ２は電圧比較容量、Ｃ０゜は入力結合容
量、Ｃ２は負帰還バイパス容量である。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 １ 人力信号を受信する入力段と該入力段に接続するド
   ライバ段と該ドライバ段に接続し負荷を駆動する出力段
   とからなる組を少なくとも１′組有してなる低周波電力
   増幅器に付加されるべき過渡音防止回路であって、所定
   の一定電圧■３を第１人力とし電源投入後電源電圧に向
   って充電される電圧比較容量Ｃ１の端子電圧Ｖ、を第２
   人力とするコンパレータ２４を備え、前記電圧■８およ
   びＶｐがＶ ｓ ＞ Ｖ ｐ ヨリＶｓ ＝ Ｖｐ ニ
   至る期間中数コンパレータ２４の出力によって前記ドラ
   イバ段をオフ状態とすると共に、第１充電手段２３をオ
   ンにして前記電圧比較容量Ｃｐを充電し、第２充電手段
   ２５および第３充電手段２６をオンにしてそれぞれ前記
   入力段の差動増幅回路に接続される入力結合容量ＣＩｎ
   および負帰還バイパス容量Ｃｒを前記電圧■、に向って
   充電し、前記電圧ＶｓおよびＶｐがＶｓ＝Ｖｐとなった
   瞬時以降において前記ドライバ段をオン状態にすると共
   に、前記第１．第２および第３充電手段２３，２５．２
   ６をオフにすることを特徴とする過渡音防止回路。 ２ 人力段とドライバ段と出力段とからなる組が、入力
   信号の位相反転信号を扱うインバートアンプ系にも存在
   し、コンパレータ２４′の出力はドライバ段をオフ状態
   とする際に該インバートアンプ系のドライバ段をもオフ
   状態とし且つ該インバートアンプ系の出力段をもオフ状
   態とする実用新案登録請求の範囲第１項記載の過渡音防
   止回路。