JP4291372B2 - 並列連接低密度パリティ検査符号を用いるチャンネル符号化／復号化装置及び方法 - Google Patents

並列連接低密度パリティ検査符号を用いるチャンネル符号化／復号化装置及び方法 Download PDF

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Description

本発明は、チャンネル符号化/復号化装置及び方法に関し、特に、並列連接低密度パリティ検査符号を用いるチャンネル符号化/復号化装置及び方法に関するものである。
移動通信システムが急速に発展するにしたがって、無線ネットワークで有線ネットワークの容量(ｃａｐａｃｉｔｙ)に近接する大容量データを伝送することができる技術開発が要求されている。このように、音声中心のサービスから外れて映像、無線データなどの多様な情報を処理し伝送可能な高速大容量通信システムが要求されることによって、適正なチャンネル符号化(ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ)方式を使用してシステム伝送効率を高めることが、システム性能の向上において必須的な要素として作用する。しかしながら、移動通信システムは、移動通信システムの特性上、データを伝送するときにチャンネルの状況により雑音(ｎｏｉｓｅ)と、干渉(ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ)及びフェージング(ｆａｄｉｎｇ)などによって不回避に誤り(ｅｒｒｏｒ)が発生し、したがって誤り発生による情報データの損失が発生する。
このような誤り発生による情報データ損失を減少させるために、チャンネルの性格により多様な誤り制御方式(ｅｒｒｏｒ-ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｃｈｅｍｅ)を使用することによって、移動通信システムの信頼度を向上させることができる。一番般的な誤り制御技術としては、誤り訂正符号(ｅｒｒｏｒ-ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ ｃｏｄｅ)が使用されている。この誤り訂正符号の代表的な符号としては、ターボ符号(ｔｕｒｂｏ ｃｏｄｅ)と、低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：以下、“ＬＤＰＣ”とする)符号などがある。
Ａ。ターボ符号
ターボ符号は、従来の誤り訂正のために主に用いられた畳み込み符号(ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅ)に比べて高速データ伝送時の性能利得に優れていることが知られている。このターボ符号は、伝送チャンネルで発生する雑音による誤りを效果的に訂正してデータ伝送の信頼度を高めることができるという長所を有する。
Ｂ。ＬＤＰＣ符号
ＬＤＰＣ符号は、ファクター(ｆａｃｔｏｒ)グラフ上で積和(ｓｕｍ-ｐｒｏｄｕｃｔ)アルゴリズムに基づいた反復復号化(ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｄｅｃｏｄｉｎｇ)アルゴリズムを用いて復号化が可能である。ＬＤＰＣ符号の復号器(ｄｅｃｏｄｅｒ）は、積和アルゴリズムに基づいた反復復号化アルゴリズムを使用するため、ターボ符号の復号器に比べて低い複雑度も有するだけでなく、並列処理復号器で実現することが容易である。
一方、Ｓｈａｎｎｏｎのチャンネル符号化理論(ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ｔｈｅｏｒｅｍ）は、チャンネルの容量を超えないデータレート(ｄａｔａ ｒａｔｅ)に限って信頼性のある通信が可能であると明らかにしている。しかしながら、Ｓｈａｎｎｏｎのチャンネル符号化理論では、最大チャンネルの容量限界までのデータレートを支援するチャンネル符号化及び復号化方法に関する具体的な提示は全くなかった。一般に、ブロックサイズが非常に大きなランダム(ｒａｎｄｏｍ)符号は、Ｓｈａｎｎｏｎのチャンネル符号化理論のチャンネル容量限界に近接する性能を示すが、ＭＡＰ(Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ Ｐｏｓｅｒｉｏｒｉ)又はＭＬ(Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ)復号化方法を使用する場合に、その計算量において相当な負荷(ｌｏａｄ)が存在するので実現することが不可能であった。
ターボ符号は、１９９３年ＢｅｒｒｏｕとＧｌａｖｉｅｕｘ Ｔｈｉｔｉｍａｊｓｈｉｍａにより提案され、Ｓｈａｎｎｏｎのチャンネル符号化理論のチャンネル容量限界に近接する優れた性能を有している。このターボ符号の提案により、符号の反復復号化とグラフ表現に関する研究が活発に進行され、その時点でＧａｌｌａｇｅｒにより１９６２年に既に提案されたことのあるＬＤＰＣ符号が新たに注目を集めるようになった。また、ターボ符号とＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上にサイクルが存在するが、このサイクルが存在するＬＤＰＣ符号のファクターグラフでの反復復号化は準最適(ｓｕｂｏｐｔｉｍａｌ)であることは既によく知られている事実である。また、ＬＤＰＣ符号は、反復復号化を通じて優れた性能を有するということも実験的に立証されたことがある。現在まで知られている最高の性能を有するＬＤＰＣ符号は、ブロックサイズ１０７を用いてビット誤り率(Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ＢＥＲ)１０-５でＳｈａｎｎｏｎのチャンネル符号化理論のチャンネル容量お限界で但し０.０４[ｄＢ]程度の差を有する性能を示す。なお、ｑ＞２であるガロアフィールド(Ｇａｌｏｉｓ Ｆｉｅｌｄ：以下、“ＧＦ”とする)、すなわち、ＧＦ(ｑ)で定義されたＬＤＰＣ符号は、その復号化過程において複雑度が増加するが、２進(ｂｉｎａｒｙ)符号に比べて一層性能が優れる。しかしながら、このＧＦ(ｑ)で定義されたＬＤＰＣ符号の反復復号化アルゴリズムの成功的な復号化に関する満足な理論的な説明はまだ提供されていない。
ＬＤ ＰＣ符号は、ガロアにより提案された符号であり、大部分のエレメントが０の値を有し、この０の値を有するエレメント以外の極少数のエレメントが１である値を有するパリティ検査行列によって定義される。一例として、(Ｎ，ｊ，ｋ)ＬＤＰＣ符号はブロック長さがＮである線形ブロック符号(ｌｉｎｅａｒ ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｅ）で、各列(ｃｏｌｕｍｎ)ごとにｊ個の１の値を有するエレメントと、各行(ｒｏｗ)ごとにｋ個の１の値を有するエレメントを有する。この１の値を有するエレメントを除いたエレメントは、すべて０の値を有するエレメントで構成された疎(ｓｐａｒｓｅ)構造のパリティ検査行列によって定義される。
上記したように、パリティ検査行列内の各列のウェイトは‘ｊ’に一定で、パリティ検査行列内の各行のウェイトは‘ｋ’で一定のＬＤＰＣ符号を“均一(ｒｅｇｕｌａｒ)ＬＤＰＣ符号”と呼ばれる。ここで、“ウェイト”とは、生成行列及びパリティ検査行列を構成するエレメントのうち０でない値(ｎｏｎ-ｚｅｒｏ ｖａｌｕｅ）を有するエレメントの個数を示す。一方、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトが一定でないＬＤＰＣ符号を“不均一(ｉｒｒｅｇｕｌａｒ)ＬＤＰＣ符号”と呼ばれる。一般的に、均一ＬＤＰＣ符号の性能に比べて不均一ＬＤＰＣ符号の性能がより優れると知られている。しかしながら、不均一ＬＤＰＣ符号の場合に、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトが一定でない、すなわち、不均一であるため、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトを適切に調節しなければ、優れた性能の保証を受けることができない。
図１を参照して、(Ｎ、ｊ、ｋ)ＬＤＰＣ符号、一例として(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を説明する。
図１は、一般的な(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を示す図である。図１を参照すると、(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列Ｈは、８個の列と４個の行で構成されており、各列のウェイトは２で均一で、各行のウェイトは４で均一である。このように、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトが均一なため、図１に示している(８，２，４)ＬＤＰＣ符号は均一ＬＤＰＣ符号となる。
図２は、図１の(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを示す図である。図２を参照すると、(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフは、８個の変数ノード(ｖａｒｉａｂｌｅ ｎｏｄｅ)、すなわちｘ１２１１，ｘ２２１３，ｘ３２１５，ｘ４２１７，ｘ５２１９，ｘ６２２１，ｘ７２２３，及びｘ８２２５と、４個の検査ノード(ｃｈｅｃｋ ｎｏｄｅ)２２７，２２９，２３１，２３３で構成される。(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列のｉ番目の行とｊ番目の列が交差する地点に１の値を有する、すなわち０でない値を有するエレメントが存在する場合に、変数ノードｘｉとｊ番目の検査ノードと間にブランチ(ｂｒａｎｃｈ)が生成される。
上記に説明したように、ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列は、非常に小さいウェイトを有するため、比較的長い長さを有するブロック符号でも反復復号化を通じて復号化が可能で、ブロック符号のブロック長さを継続して増加させると、ターボ符号のようにＳｈａｎｎｏｎのチャンネル容量限界に近接する形態の性能を示す。また、ＭａｃＫａｙとＮｅａｌは、流れ伝送(ｆｌｏｗ ｔｒａｎｓｆｅｒ)方式を使用するＬＤＰＣ符号の反復復号化過程がターボ符号の反復復号化過程にほとんど近接する性能を有することは既に証明した。
一方、性能の良いＬＤＰＣ符号を生成するためには、下記に説明するような条件を満足させなければならない。
(１)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルを考慮すべきである。
“サイクル”とは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフで変数ノードと検査ノードを接続するエッジ(ｅｄｇｅ)が構成するループ(ｌｏｏｐ)を意味し、このサイクルの長さはループを構成するエッジの個数で定義される。サイクルの長さが長いということは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフでループを構成する変数ノードと検査ノードを接続するエッジの個数が多いことを示す。その反対に、サイクルの長さが短いということは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフでループを構成する変数ノードと検査ノードを接続するエッジの個数が少ないことを示す。
ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルを長く生成するほど、ＬＤＰＣ符号の性能が良くなるが、その理由は次のようである。ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルを長く生成する場合に、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上に短い長さのサイクルが多く存在するときに発生する誤りフロア(ｅｒｒｏｒ ｆｌｏｏｒ）の性能劣化が発生しないためである。
(２)ＬＤＰＣ符号の効率的な符号化を考慮すべきである。
ＬＤＰＣ符号は、ＬＤＰＣ符号の特性上、畳み込み符号やターボ符号に比べて符号化複雑度が高くてリアルタイム符号化が難しい。ＬＤＰＣ符号の符号化複雑度を低減するために、反復累積符号(Ｒｅｐｅａｔ Ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ ｃｏｄｅ)が提案された。しかしながら、反復累積符号もＬＤＰＣ符号の符号化複雑度を低くすることにおいて限りがある。したがって、ＬＤＰＣ符号の効率的な符号化を考慮しなければならない。
(３)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の次数分布を考慮すべきである。
一般的に、均一ＬＤＰＣ符号より不均一ＬＤＰＣ符号が性能が優れるが、その理由は不均一ＬＤＰＣ符号のファクターグラフが多様な次数を有するためである。ここで、“次数”とは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフで各ノード、すなわち変数ノードと検査ノードに接続されているエッジの個数を示す。また、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の“次数分布”とは、特定次数を有するノードが全体ノードのうちある程度存在するかを示すものである。特定の次数分布を有するＬＤＰＣ符号の性能が優れるということは、Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎらにより既に証明された。
上記のように、ＬＤＰＣ符号は、ターボ符号と共に高速データの伝送の際に性能利得が優れると知られており、伝送チャンネルで発生する雑音による誤りを效果的に訂正してデータ伝送の信頼度を高めることができるという長所を有する。しかしながら、ＬＤＰＣ符号は、符号化率(ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ)の面で短所を有する。すなわち、ＬＤＰＣ符号は比較的高い符号化率を有するため、この符号化率の面で自由でないという短所を有する。
現在、提案されているＬＤＰＣ符号の場合に、大部分が１/２の符号化率を有し、一部だけが１/３の符号化率を有する。このように、符号化率における制限は、結果的に高速大容量データの伝送に致命的な影響を及ぼすようになる。もちろん、ＬＤＰＣ符号において、比較的低い符号化率を実現するために、密度進化(ｄｅｎｓｉｔｙ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ)のような方式を使用して最適の性能を示す次数分布を求めることはできる。最適の性能を示す次数分布を有するＬＤＰＣ符号を実現することは、ファクターグラフ上のサイクル構造とハードウェアの実現(ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ)などのいろいろな制約条件によって難しい。
一方、上記したように、移動通信システムが発展していくほど大容量データを伝送しつつ、資源の効率性を増加させるための多様な方式、すなわち複合自動再伝送要求(Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｒｅｑｕｅｓｔ：以下、“ＨＡＲＱ”とする)方式と、適応的変調及び符号化(Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ：以下、“ＡＭＣ”とする)のような多様な方式が使用されている。ここで、ＨＡＲＱ方式及びＡＭＣ方式について説明すると、次のようである。
まず、ＨＡＲＱ方式を使用する通信システムでは、一つのコンポーネント(ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ)符号を使用して多様な符号化率を有する符号を構成しなければならない。すなわち、ＨＡＲＱ方式を使用する場合に、ソフトコンバイニング(ｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ)方式を使用して効率を増加させる。このソフトコンバイニング方式は、ＣＣ(Ｃｈａｓｅ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ)方式とＩＲ(Ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ)方式などに分類される。ＣＣ方式を使用する場合に、送信側は初期伝送(ｉｎｉｔｉａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）と再伝送の際に同一のフォーマットのデータを用いる。すなわち、ＣＣ方式を使用する場合に、初期伝送時にｍ個のシンボルが一つの符号化ブロック(ｃｏｄｅｄ ｂｌｏｃｋ)に伝送されると、再伝送時にも同一のｍ個のシンボルが一つのコーディングブロックに伝送される。ここで、“符号化ブロック”は、一つの伝送時区間(Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：以下、“ＴＴＩ”とする)で伝送されるユーザーデータを示す。すなわち、ＣＣ方式を使用する場合に、初期伝送時と再伝送時に同一の符号化率が適用される。すると、受信側は、初期伝送された符号化ブロックと再伝送された符号化ブロックをソフトコンバイニングし、このソフトコンバイニングされた符号化ブロックを用いてＣＲＣ(Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ)演算を遂行し、ＣＲＣ演算の遂行結果により誤り発生可否を確認する。
一方、ＩＲ方式を使用する場合に、送信側は初期伝送時と再伝送時に相互に異なるフォーマットのデータを用いる。一例として、ｎビットのユーザーデータ(ｕｓｅｒ ｄａｔａ)がチャンネル符号化を経てｍ個のシンボルに生成されると、送信側は初期伝送時にこのｍ個のシンボルのうち一部のシンボルのみを伝送し、再伝送時にｍ個のシンボルのうち初期伝送時に伝送したシンボルを除いた残りのシンボルを順次に伝送する。すなわち、ＩＲ方式を使用する場合に、初期伝送時と再伝送時の符号化率が相互に異なる。受信側は、初期伝送された符号化ブロックの後部分に再伝送符号化ブロックを連接して符号化率の高い符号化ブロックを構成した後に、誤り訂正(ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を遂行する。ＩＲ方式を使用する場合に、初期伝送時に伝送される符号化ブロックと再伝送時に伝送される符号化ブロックはバージョン番号(ｖｅｒｓｉｏｎ ｎｕｍｂｅｒ）に区分する。一例として、初期伝送時に伝送された符号化ブロックのバージョン番号として１が、次の再伝送時の符号化ブロックのバージョン番号として２が、その次の再伝送時の符号化ブロックのバージョン番号として３が割り当てられ、受信側はバージョン番号を用いて初期伝送された符号化ブロックと再伝送された符号化ブロックをソフトコンバイニングすることができる。
次に、ＡＭＣ方式は、各チャンネルのチャンネル応答特性により各チャンネルに適用される変調方式及び符号化方式を適応的に調整する方式である。ここで、“符号化方式(ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ)”は、例えば、符号化率を調整する方式である。ＡＭＣ方式は、複数の変調方式と複数のコーディング方式を有し、これら変調方式と符号化方式とを組み合わせて信号を変調及び符号化する。通常に、変調方式と符号化方式の組合せの各々を変調及び符号化方式(Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：以下、“ＭＣＳ”とする)と呼ばれ、このＭＣＳの数によりレベル１からレベルＮまでの複数のＭＣＳを定義することができる。つまり、ＡＭＣ方式は、送信側、一例として基地局(Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＢＳ)と加入者端末機(Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＳＳ)のチャンネル応答特性によりＭＣＳのレベルを適応的に決定してシステムの効率を向上させる方式である。
上記に説明したように、ＨＡＲＱ方式及びＡＭＣ方式を使用する場合には多様な符号化率を支援できなければならない。しかしながら、上記したように、ＬＤＰＣ符号の場合に符号化率の面で制限が存在してＨＡＲＱ方式及びＡＭＣ方式を使用するのに難しさがあった。したがって、ＬＤＰＣ符号を使用して多様な符号化率が支援可能なチャンネル符号化/復号化方案に対する必要性が求められている。
したがって、上記のような従来の問題点を解決するために、本発明の目的は、並列連接ＬＤＰＣ符号を用いるチャンネル符号化/復号化装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、符号化率の可変が可能な、並列連接ＬＤＰＣ符号を用いるチャンネル符号化/復号化装置及び方法を提供することにある。
また、本発明の目的は、並列連接ＬＤＰＣ符号の性能を向上させるためのチャンネル符号化装置のインタリービング装置及び方法を提供することにある。
上記の目的を達成するために、本発明は、並列連接低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：ＬＤＰＣ)符号を用いるチャンネル符号化装置であって、情報語ビットが入力されると、前記情報語ビットに対応して第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する第１のＬＤＰＣエンコーダと、前記情報語ビットを予め定められているインタリービング規則によりインタリービングするインタリーバと、前記インタリービングされた情報語ビットに対応して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する第２のＬＤＰＣエンコーダと、予め定められている符号化率に対応して前記情報語ビットと、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号と、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を組み合わせて出力するように制御する制御器とを含むことを特徴とする。
また、本発明は、並列連接低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：ＬＤＰＣ)符号を用いるチャンネル符号化方法であって、情報語ビットが入力されると、前記情報語ビットに対応して第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する段階と、前記情報語ビットを予め定められているインタリービング規則によりインタリービングする段階と、前記インタリービングされた情報語ビットに対応して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する段階と、予め定められている符号化率に対応して前記情報語ビットと、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号と、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を組み合わせて送信する段階とを有することを特徴とする。
本発明は、情報語ビットと、前記情報語ビットに対応する第１のパリティビット及び第２のパリティビットで構成された並列連接低密度パリティ検査(ＬＤＰＣ)符号を用いるチャンネル復号化装置であって、受信信号が入力されると、以前復号過程で第２のＬＤＰＣデコーダから出力されたアップデート情報と、前記受信信号の情報語ビットと第１のパリティビットを入力して第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号として復号化する第１のＬＤＰＣデコーダと、前記第１のＬＤＰＣデコーダから出力された信号から前記アップデート情報を減算する第１の排他的論理和(ＸＯＲ)演算器と、前記第１のＸＯＲ演算器から出力された信号を入力して予め定められているインタリービング規則によりインタリービングするインタリーバと、前記インタリーバから出力された信号を入力して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号として復号する第２のＬＤＰＣデコーダと、前記第２のＬＤＰＣデコーダから出力された信号から前記インタリーバから出力される信号を減算する第２のＸＯＲ演算器と、前記第２のＸＯＲ演算器から出力された信号を入力し、前記インタリービング規則に対応するデインタリービング規則によりデインタリービングして前記第１のＬＤＰＣデコーダ及び前記第１のＸＯＲ演算器に出力するデインタリーバと、前記インタリービング方式及びデインタリービング方式を制御する制御器と、予め定められている符号化率に対応して前記第１のＬＤＰＣデコーダの出力或いは前記第２のＬＤＰＣデコーダの出力を最終復号化ビットとして出力するように制御する符号化率制御器とを含むことを特徴とする。
さらに本発明は、情報語ビットと、前記情報語ビットに対応する第１のパリティビット及び第２のパリティビットで構成された並列連接低密度パリティ検査(ＬＤＰＣ)符号を用いるチャンネル復号化方法であって、受信信号が入力されると、以前復号過程で生成されたアップデート情報と、前記受信信号の情報語ビットと第１のパリティビットを入力して第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号として復号化する段階と、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記アップデート情報を減算する段階と、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記アップデート情報を減算した信号を入力して予め定められているインタリービング規則によりインタリービングする段階と、前記インタリービングされた信号を入力して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号として復号化する段階と、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記インタリービングされた信号を減算する段階と、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記インタリービングされた信号を減算した信号を入力し、前記インタリービング規則に対応するデインタリービング規則によりデインタリービングする段階と、予め定められている符号化率に対応して前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号或いは第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を最終復号化ビットとして出力する段階とを有することを特徴とする。
本発明は、並列連接ＬＤＰＣ符号を用いて符号化率の制限がないデータ送受信を可能にする利点を有する。特に、本発明は、この並列連接ＬＤＰＣ符号を生成することにおいて、性能を左右する重要な要素であるインタリーバ設計規則を提案することによって並列連接ＬＤＰＣ符号の性能を極大化させることができる効果を有する。
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
下記に、本発明に関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明が、本発明の要旨を不明にすると判断された場合に、その詳細な説明を省略する。
本発明は、多様な符号化率(ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ)が支援可能な並列連接(ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ)低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：以下、“ＬＤＰＣ”とする)符号を用いてチャンネル信号を符号化/復号化する装置及び方法を提案する。従来の技術部分で説明したように、高速の大容量データを信頼性よく送受信するために提案された多様な方式、すなわち複合自動再伝送要求(Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｒｅｑｕｅｓｔ：以下、“ＨＡＲＱ”とする)方式と、適応的変調及び符号化(Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ：以下、“ＡＭＣ”とする)方式のような方式を使用する場合には、多様な符号化率を支援できなければならない。したがって、本発明では可変符号化率を支援する、並列連接ＬＤＰＣ符号を使用するチャンネル符号化/復号化する装置及び方法を提案する。また、並列連接ＬＤＰＣ符号の性能を最大化するために、本発明では並列連接ＬＤＰＣ符号を構成するコンポーネント(ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ)ＬＤＰＣ符号間のインタリービング(ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ)規則を提案する。
図３は、本発明の実施形態により並列連接ＬＤＰＣ符号を用いるチャンネル符号化装置の内部構造を示す図である。図３を参照すると、チャンネル符号化装置は、制御器３１１と、インタリーバ(ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ)３１３と、ＬＤＰＣエンコーダ３１５、３１７とから構成される。すなわち、本発明で提案するチャンネル符号化装置は、ターボ符号の並列連接構造と同様にＬＤＰＣ符号を並列連接する構造で使用することによって符号化率を可変させる。一般的に、ターボ符号の性能を決定する一番大きな２つの要因は、いずれの畳み込み符号(ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅ)をコンポーネント符号(ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃｏｄｅ）に設定するかと、コンポーネント符号間に接続するインタリーバをどのように設計するかということである。ここで、インタリーバは、順列関数(ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）の機能、すなわち一つのコンポーネント符号の特定情報語ビット(ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ)を他のコンポーネント符号のいずれの情報語ビットに対応させるかを決定する機能を遂行する。ターボ符号を用いるチャンネル符号化装置でインタリーバを間違えて設計した場合に、非常に短い自由距離(ｆｒｅｅ ｄｉｓｔａｎｃｅ)を有する符号が発生する可能性があって、符号の性能に悪影響を及ぼすようになる。一般的に、性能の良いコンポーネント符号を検索することは、数学的に容易に解決することができる。しかしながら、このインタリーバの設計の際に、数学的な接近が容易でなく、同時にインタリーバを間違えて設計した場合に、単純なランダムインタリーバを用いる場合よりもよくない性能を有するターボ符号が生成されることもできる。
ターボ符号と同様に並列連接ＬＤＰＣ符号を構成することにおいても、インタリーバ３１３を設計することがＬＤＰＣ符号の性能を決定する重要な要因として作用する。もちろん、ターボ符号と同様に、コンポーネント符号として用いられるＬＤＰＣ符号をどのように生成するかということも符号の性能を決定する重要な要因として作用する。まず、情報語ビットｕｋが入力されると、ＬＤＰＣエンコーダ３１５、インタリーバ３１３、及び出力端に伝送される。ＬＤＰＣエンコーダ３１５は、入力された情報語ビットｕｋに対応して第１のパリティビットｐ１を生成した後に出力する。ＬＤＰＣエンコーダ３１５が情報語ビットｕｋに対応して第１のパリティビットｐ１を生成する過程は、本発明と直接的な関連がないため、ここではその詳細な説明を省略する。また、インタリーバ３１３は、情報語ビットｕｋを入力して予め定められている順列関数に対応してインタリービングした後にＬＤＰＣエンコーダ３１７に出力する。ＬＤＰＣエンコーダ３１７は、インタリーバ３１３から出力された信号を入力して第２のパリティビットｐ２を生成した後に出力する。ＬＤＰＣエンコーダ３１７がインタリーバ３１３から出力された信号を入力して第２のパリティビットｐ２を生成する過程は、本発明と直接的な関連がないため、ここではその詳細な説明を省略する。インタリーバ３１３の動作について下記に説明するため、ここではその詳細な説明を省略する。
制御器３１１は、チャンネル状態により出力を制御する。例えば、制御器３１１は、チャンネル状態が比較的良好な場合に、情報語ビットｕｋと第１のパリティビットｐ１のみを送信するように制御し、チャンネル状態が比較的良くない場合には、情報語ビットｕｋと第１のパリティビットｐ１だけでなく第２のパリティビットｐ２まで送信するように制御する。このように、制御器３１１は、送信するビットの数を制御することによって結果的に符号化率を制御することができる。ここで、一例として、チャンネル状態による符号化率の制御のみを説明したが、上記に説明したように、ＨＡＲＱ方式を適用することによる符号化率の制御も可能であることはもちろんである。
一方、図３に示したように、並列連接ＬＤＰＣ符号は、パリティ検査行列(ｐａｒｉｔｙ ｃｈｅｃｋ ｍａｔｒｉｘ）を有する１個のＬＤＰＣ符号と見なすことができる。すると、図４を参照して図３で説明したような並列連接ＬＤＰＣ符号を１個のＬＤＰＣ符号と見なす場合のパリティ検査行列について説明する。
図４は、図３の並列連接ＬＤＰＣ符号を１個のＬＤＰＣ符号と見なす場合のパリティ検査行列を示す図である。図４を説明するに先立ち、図３に示すように、並列連接ＬＤＰＣ符号は、ＬＤＰＣエンコーダ３１５から出力されるＬＤＰＣ符号と、ＬＤＰＣエンコーダ３１７から出力されるＬＤＰＣ符号を相互に異なるコンポーネント符号と見なして受信側で直列復号化するため、１個のＬＤＰＣ符号を復号化する場合と比較するときに、その復号化性能において相異なることはもちろんである。並列連接ＬＤＰＣ符号を復号化する場合とＬＤＰＣ符号を復号化する場合の復号化動作の相違点は下記に説明するため、ここではその詳細な説明を省略する。
図４を参照すると、図３の最初のコンポーネント符号であるＬＤＰＣエンコーダ３１５から出力するＬＤＰＣ符号は、図４に示しているパリティ検査行列ＨのＨ１４１１とＰ１４１３で表現可能である。このとき、第２のコンポーネント符号であるＬＤＰＣエンコーダ３１７から出力されるＬＤＰＣ符号のパリティを０ ４１５にパディング(ｐａｄｄｉｎｇ)する。ここで、ＬＤＰＣエンコーダ３１５から出力するＬＤＰＣ符号を“第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号”と呼ばれ、ＬＤＰＣエンコーダ３１７から出力するＬＤＰＣ符号を“第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号”と呼ばれる。また、Ｈ１４１１は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号の情報語部分(ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐａｒｔ)に対応する部分行列で、Ｐ１４１３と０ ４１５は、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ部分に対応する部分行列である。特に、本発明の実施形態では、Ｐ１４１３のみを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ部分に対応する。同様に、第２のコンポーネント符号であるＬＤＰＣエンコーダ３１７から出力されるＬＤＰＣ符号は、パリティ検査行列ＨのＨ２４２１とＰ２４２５で表現可能である。このとき、最初のコンポーネント符号であるＬＤＰＣエンコーダ３１５から出力されるＬＤＰＣ符号のパリティを０ ４２３にパディングする。ここで、Ｈ２４２１は、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号の情報語部分に対応する部分行列で、０ ４２３とＰ２４２５は、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ部分に対応する部分行列である。特に、本発明の実施形態ではＰ２４２５のみが第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ部分に対応する。
一方、上記に説明したように、インタリーバ３１３は、予め定められている順列関数によりインタリービング動作を遂行するため、Ｈ２＝π１Ｈ１の関係が成立する。また、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号と第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を必ず同一に使用する必要はないが、受信側のチャンネル復号化器の複雑度を考慮するときに同一に使用することが望ましい。したがって、図４ではＰ１とＰ２が同一であると仮定する。
図５は、同一のＬＤＰＣ符号をコンポーネント符号として用いる並列連接ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを示す図である。図５を参照すると、参照番号５１０は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号の検査ノードを示し、参照番号５２０は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ構造を示す順列関数π２を示し、参照番号５３０は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号の情報語ビットｕｋを示し、参照番号５４０は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号の第１のパリティビットｐ１を示す。ここで、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ構造を示す順列関数π２５２０は、検査ノードと変数ノード(ｖａｒｉａｂｌｅ ｎｏｄｅ)が接続される方法を示し、順列関数π２５２０が決定されると第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を生成することができる。ここで、順列関数π２５２０をどのように選択するかにしたがって第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフのサイクル構造が変化するため、順列関数π２５２０を設計することはＬＤＰＣ符号の性能を決定する非常に重要な要因として作用する。ここで、性能が優れたＬＤＰＣ符号を生成するための順列関数π２５２０の設計は、本発明と直接的な関連がないため、ここではその詳細な説明を省略する。
また、参照番号５５０は図３のインタリーバ３１３の順列関数π１を示し、参照番号５６０は第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号の第２のパリティビットｐ２を示し、参照番号５７０は第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ構造を示す順列関数π２を示し、参照番号５８０は第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号の検査ノードを示す。図３で、ＬＤＰＣエンコーダ３１５とＬＤＰＣエンコーダ３１５は同一のエンコーダであると仮定したため、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ構造を示す順列関数も第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ構造を示す順列関数π２と同一になる。
図５に示すように、並列連接ＬＤＰＣ符号のファクターグラフは但し２個のコンポーネントＬＤＰＣ符号が情報語ビット間にインタリーバを通じて接続される形態となる。したがって、反復復号化の際に第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号に該当する部分をまず復号化し、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号の情報語ビット部分に該当する変数ノードの値をインタリーバを通じて伝送すると、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号に該当する部分を復号化する直列復号化方式で復号化を進行可能になる。
一方、上記したように、ＨＡＲＱ方式及びＡＭＣ方式を使用する通信システムで並列連接ＬＤＰＣ符号を用いる方式について具体的に説明すると、次のようである。
まず、無線通信システムで基地局や加入者端末機の電力は限定されたリソースであるため、通信上の誤り発生を防止するために最大送信電力で信号を送信することは不可能である。このように限定された電力を使用して効率的な通信を遂行するために導入された方式が、ＨＡＲＱ方式及びＡＭＣ方式である。上記に説明したように、ＨＡＲＱ方式を使用する通信システムでは誤りが発生したデータに対して多様な符号化率を有するチャンネルエンコーダを用いて誤りが発生したデータをチャンネル環境に対応するように再伝送する。
上記に説明したように、並列連接ＬＤＰＣ符号を用いる場合に、いずれのコンポーネントＬＤＰＣ符号を選択するか、いくつのコンポーネントＬＤＰＣ符号を連接させるかによって符号化率を多様に可変させることができる。符号化率を可変させることができる並列連接ＬＤＰＣ符号は、ＨＡＲＱ方式を使用する通信システムに非常に適合した符号となる。また、上記したように、並列連接ＬＤＰＣ符号はコンポーネントＬＤＰＣ符号を選択する方法と、いくつのコンポーネントＬＤＰＣ符号を連接させるか、だけでなくコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成するＬＤＰＣエンコーダ間に接続されるインタリーバを設計する方法によってその性能が大きく左右される。したがって、本発明ではインタリーバを設計する規則を提案する。
上記に説明したように、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルは、ＬＤＰＣ符号性能の劣化の主要な要因として作用するようになる。その理由は、長さが短いサイクルに属している任意のノードで出発した情報が少ない反復回数後に再び戻るようになり、この反復回数が増加するほどその情報が継続して戻ってくるようになり、それによって、情報アップデート(ｕｐｄａｔｅ)が正しく遂行されないためである。したがって、できるだけＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルの長さを増加させ、長さが短いサイクルの個数を最小化させることでＬＤＰＣ符号の性能を向上させることができる。
また、変数ノードの次数が大きいほど、検査ノードの次数は小さいほどＬＤＰＣ符号の性能を向上させることができる。一般的に、次数が大きい変数ノードが信頼度(ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ)が高い。これは、次数の大きい変数ノードに該当する符号語のビットが誤りが発生する確率が低いということを示す。その反対に、次数が小さい変数ノードは、次数の大きい変数ノードと比較すると、次数の小さい変数ノードに該当する符号語のビットが相対的に誤りの発生確率が高い。
したがって、本発明ではＬＤＰＣ符号のサイクルとノードの次数に関する特性を考慮して並列連接ＬＤＰＣ符号のインタリーバ設計規則を提案する。
＜並列連接ＬＤＰＣ符号のインタリーバ設計規則＞
第１の規則：低い信頼度の小さい次数を有する変数ノードを大きい次数を有する変数ノードにマッピング(ｍａｐｐｉｎｇ)させる。
第２の規則：平均サイクルの長さが短い変数ノードを平均サイクルの長さが長い変数ノードにマッピングさせる。ここで、“平均サイクル”は変数ノードが属しているすべてのサイクルの長さを加算し、その次数で割る値を示す。
第３の規則:長さの短い一つのサイクルを構成する変数ノードはインタリービングした後に各々異なるサイクルに含まれるように、すなわち同じサイクルに含まれないようにする。
１）第１の規則の詳細説明
第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号で低い次数の変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号の高い次数を有する変数ノードにマッピングさせる。それによって、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号で誤りが発生する確率が高い変数ノードの信頼度を高めることができる。また、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号で低い次数を有する変数ノードは、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号の高い次数を有する変数ノードにマッピングさせるようになる。
２）第２の規則の詳細説明
実際の通信システムでは、第２の規則を適用するためにすべてのコンポーネントＬＤＰＣ符号のすべてのサイクルを計算する必要はない。したがって、第２の規則を適用するために短い長さのサイクル(例えば、長さが１０以下のサイクル)のみを求めるとよく、長さの短いサイクルが多い変数ノードを短い長さのサイクルがない変数ノードにマッピングさせる。
３）第３の規則の詳細説明
上記したように、短い長さのサイクルに接続されている変数ノードは低い信頼度を有する。したがって、第３の規則では、変数ノードの信頼度を向上させるために変数ノードが相互に異なるサイクルに含まれるようにし、それによって各変数ノードの依存度(ｄｅｐｅｎｄｅｎｃｙ)を低減させるようになる。このとき、できるだけ平均サイクルの長さが長いノードと対応させる。
一方、第１の規則〜第３の規則と共に考慮すべきことは、パリティ検査行列の次数分布である。並列連接ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列は、図４に示したように一つの大きなＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の形態を有することがわかる。したがって、インタリーバを用いて２個のコンポーネントＬＤＰＣ符号を対応させるときに、全体パリティ検査行列の最適の次数分布を合わせることが良い。全体パリティ検査行列の最適の次数分布を合わせるという問題は、Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎらにより提案されたマルチエッジ(ｍｕｌｔｉ-ｅｄｇｅ)型のＬＤＰＣ符号の密度進化(ｄｅｎｓｉｔｙ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ)方式を使用すればよい。ここで、密度進化方式は本発明と直接的な関連がないため、その具体的な説明を省略する。
図６は、本発明の実施形態での機能を遂行する並列連接ＬＤＰＣ符号の復号化装置の内部構造を示す図である。図６を参照すると、並列連接ＬＤＰＣ符号の復号化装置は、第１のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ６００と、排他的論理和(ＸＯＲ)演算器６２１と、符号化率制御器６２３と、インタリーバ６２５と、制御器６２７と、メモリ６２９と、デインタリーバ(ｄｅ-ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ)６３１と、ＸＯＲ演算器６３３と、第２のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ６５０と、硬判定器(ｈａｒｄ-ｄｅｃｉｄｅｒ)６６０とを含む。第１のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ６００は第１のＬＤＰＣデコーダ６１１で構成され、第２のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ６５０は第２のＬＤＰＣデコーダ６５１、スイッチ６５３で構成される。
まず、無線チャンネルを通じて受信される受信信号のうち、情報語ビットｕｋと第１のパリティビットｐ１は、第１のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ６００の第１のＬＤＰＣデコーダ６１１に入力される。このとき、第２のＬＤＰＣデコーダ６５１から出力された以前復号化時のアップデートされた情報も第１のＬＤＰＣデコーダ６１１に入力される。ここで、復号化過程が最初の復号化過程である場合に、アップデートされた情報が存在しないため、情報語ビットｕｋと第１のパリティビットｐ１のみを第１のＬＤＰＣデコーダ６１１に入力される。第１のＬＤＰＣデコーダ６１１は、入力された情報語ビットｕｋと第１のパリティビットｐ１及び第２のＬＤＰＣデコーダ６５１から出力された以前復号時のアップデートされた情報で復号動作を遂行した後に、ＸＯＲ演算器６２１及び符号化率制御器６２３に出力する。
ＸＯＲ演算器６２１は、第１のＬＤＰＣデコーダ６１１から出力された信号から、第２のＬＤＰＣデコーダ６５１から出力された以前復号時のアップデートされた情報を減算した後にインタリーバ６２５に出力する。一方、制御器６２７は、メモリ６２９に予め貯蔵されている順列関数を読み出してインタリーバ６２５とデインタリーバ６３１に出力する。それによって、インタリーバ６２５とデインタリーバ６３１が順列関数に対応してインタリービング動作及びデインタリービング動作を遂行するように制御する。インタリーバ６２５は、ＸＯＲ演算器６２１から出力された信号を入力して順列関数に対応してインタリービングした後に、第２のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ６５０の第２のＬＤＰＣデコーダ６５１とＸＯＲ演算器６３３に出力する。
第２のＬＤＰＣデコーダ６５１は、インタリーバ６２５から出力された信号を入力して復号化動作を遂行した後にスイッチ６５３に出力する。ここで、第２のＬＤＰＣデコーダ６５１は、情報語ビットｕｋと第２のパリティビットｐ２のみを入力する。スイッチ６５３は、予め定められた設定回数の反復復号化動作が完了した後に、スイッチングオン(ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｏｎ)され、第２のＬＤＰＣデコーダ６５１から出力された信号を硬判定器６６０に入力させる。ここで、スイッチ６５３は、上記に説明したように、設定回数の反復復号化動作が完了した後に第２のＬＤＰＣデコーダ６５１と硬判定器６６０が接続されるようにスイッチングオンとなる。一方、スイッチ６５３は、反復復号化動作が完了する度に第２のＬＤＰＣデコーダ６５１と硬判定器６６０が接続されるようにスイッチングオンとなる。スイッチ６５３が、反復復号化動作が完了する度にスイッチングオンとなる場合に、パリティ検査を遂行して反復復号化の終了基準として使用されることも可能である。一方、符号化率制御器６２３は、符号化率により２個のＬＤＰＣデコーダ、すなわち第１のＬＤＰＣデコーダ６１１と第２のＬＤＰＣデコーダ６５１を共に使用するか、或いは第１のＬＤＰＣデコーダ６１１と第２のＬＤＰＣデコーダ６５１のうちのいずれか一つのみを使用するかを決定する。ここで、符号化率制御器６２３は、チャンネル復号化装置に対応するチャンネル符号化装置で適用した符号化率に対応して第１のＬＤＰＣデコーダ６１１と第２のＬＤＰＣデコーダ６５１をすべて使用するか、或いは第１のＬＤＰＣデコーダ６１１と第２のＬＤＰＣデコーダ６５１のうちのいずれか一つのみを使用するかを決定する。
図６では、本発明の実施形態での機能を遂行する並列連接ＬＤＰＣ符号の復号化装置の内部構造について説明する。次に、図７を参照して第１の規則に基づいたインタリーバの設計規則について説明する。
図７は、本発明の実施形態により第１の規則に基づいたインタリーバ設計規則を概略的に示す図である。図７の説明に先立ち、並列連接ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を‘Ｈ’であると定義する場合に、並列連接ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列Ｈは、Ｈ=[Ｍ|Ｐ]で示す。ここで、Ｍは情報語ビットに対応する部分を示し、Ｐはパリティビットに対応する部分を示す。図７において、Ｍは第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分を示し、Ｍ’は第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分を示す。このとき、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分Ｍと、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分Ｍ’は、下記の＜式１＞のような関係を有する。
Figure 0004291372
＜式１＞で、πは、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する第１のＬＤＰＣエンコーダと第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する第２のＬＤＰＣエンコーダとの間に接続されているインタリーバに該当する順列関数を示す。すなわち、図３で説明したように、πは、第１のＬＤＰＣエンコーダ３１５と第２のＬＤＰＣエンコーダ３１７との間に接続されているインタリーバ３１３の順列関数を示す。図７に示す第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分Ｍは、列のウェイト(ｗｅｉｇｈｔ)により昇順(ａｓｃｅｎｄｉｎｇ ｏｒｄｅｒ)に列が配列され、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分Ｍ’は列の重さにより第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の情報語ビットに対応する部分Ｍを降順(ｄｅｓｃｅｎｄｉｎｇ ｏｒｄｅｒ)に再配列する形態を有する。ここで、‘ウェイト’は、０でない(ｎｏｎ-ｚｅｒｏ)エレメントの個数を示す。この場合、順列関数πは下記の＜式２＞のように示すことができる。
Figure 0004291372
すなわち、第１のＬＤＰＣエンコーダ３１５に入力されるビットは正反対の順序を有するように再整列され、第２のＬＤＰＣエンコーダ３１７に入力される。このようにして、低い信頼度を有するウェイトが小さいビットを高い信頼度を有する大きいビットに対応させる効果がある。もちろん、図７に示したように、特定の規則を有するように順列関数πを生成することが可能であるが、列のウェイトによりランダムに順列関数πを生成することも可能であることはもちろんである。
図８は、本発明の実施形態により第２の規則及び第３の規則に基づいたインタリーバ設計規則を概略的に示す図である。図８を参照すると、参照番号８００は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフの一部分を示し、参照番号８５０は第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号をインタリービングした後の第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフの一部分を示す。図８で、円形のノード、すなわちｖ１〜ｖ７は変数ノードを示し、四角形のノード、すなわちｃ１〜ｃ６は検査ノードを示す。
第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ８００で変数ノードｖ１，ｖ２，ｖ３は、サイクル４の最小サイクルを有する。したがって、変数ノードｖ１，ｖ２，ｖ３は、できるだけ長いサイクルにマッピングさせることが重要である。図８に示すように、第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ８００で外部に省略された部分が長いサイクル構造であると仮定すると、変数ノードｖ１，ｖ２，ｖ３を第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ８００の外部に省略された部分に対応させて平均サイクルの長さを増加させる。このとき、＜並列連接ＬＤＰＣ符号のインタリーバ設計規則＞の第２及び第３の規則を同時に考慮するためには、同一の短いサイクルに連結されている変数ノードｖ１，ｖ２を同じサイクル内に含まれないうにマッピングさせなければならない。もちろん、変数ノードｖ２，ｖ３に対しても同じサイクルに含まれないように対応させなければならない。
一方、図８では比較的小さいサイズのファクターグラフを一例として＜並列連接ＬＤＰＣ符号のインタリーバ設計規則＞の第２の規則及び第３の規則に基づいたインタリーバ設計規則を説明した。しかしながら、実際に、同じサイクルに含まれている変数ノードはできるだけ遠く離れるように対応させることによって、並列連接ＬＤＰＣ符号を反復復号する場合に、各々独立された情報を獲得することが可能にする。また、短い長さのサイクルをすべて考慮する場合に、並列連接ＬＤＰＣ符号の性能を最適化させるが、短いサイクルをすべて考慮する場合に、インタリーバ設計は非常に複雑になる。したがって、実際の通信システムではサイクル４とサイクル６に含まれる変数ノードのみに対して考慮しても性能が大きく向上するようになる。
以上、本発明の具体的な実施形態に関して詳細に説明したが、本発明の範囲を外れない限り、様々な変形が可能であることは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には自明なことであろう。したがって、本発明の範囲は、上述した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲及びこの特許請求の範囲と均等なものに基づいて定められるべきである。
一般的な(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を示す図である。 図１の(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを示す図である。 本発明の実施形態により並列連接ＬＤＰＣ符号を使用するチャンネル符号化装置の内部構造を示す図である。 図３の並列連接ＬＤＰＣ符号を１個のＬＤＰＣ符号であると見なす場合のパリティ検査行列を示す図である。 同一のＬＤＰＣ符号をコンポーネント符号として使用する並列連接ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを示す図である。 本発明の実施形態での機能を遂行する並列連接ＬＤＰＣ符号の復号化装置の内部構造を示す図である。 本発明の実施形態により第１の規則に基づいたインタリーバ設計規則を概略的に示す図である。 本発明の実施形態により第２の規則及び第３の規則に基づいたインタリーバ設計規則を概略的に示す図である。
符号の説明
６００ 第１のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ
６２１ 排他的論理和(ＸＯＲ)演算器
６２３ 符号化率制御器
６２５ インタリーバ
６２７ 制御器
６２９ メモリ
６３１ デインタリーバ(ｄｅ-ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ)
６３３ ＸＯＲ演算器
６５０ 第２のコンポーネントＬＤＰＣデコーダ
６６０ 硬判定器(ｈａｒｄ-ｄｅｃｉｄｅｒ)

Claims (7)

  1. 情報語ビットに対応して第１の並列連接低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：ＬＤＰＣ)符号を生成する第１のＬＤＰＣエンコーダと、
    前記情報語ビットをインタリービング規則によりインタリービングするインタリーバと、
    前記インタリービングされた情報語ビットに対応して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する第２のＬＤＰＣエンコーダと、
    符号化率に対応して前記情報語ビットと、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号と、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を組み合わせて出力するように制御する制御器と、
    を含み、
    前記インタリービング規則は、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで低い次数の変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで高い次数の変数ノードに対応させる第１のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで低い次数の変数ノードを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで高い次数の変数ノードに対応させる第２のインタリービング規則セットと、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが短い変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが長い変数ノードに対応させる第３のインタリービング規則セットと、
    前記インタリービング規則が、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが短い変数ノードを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが長い変数ノードに対応させる第４のインタリービング規則セットと、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルを構成する変数ノードが第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで相互に異なるサイクルに含まれるように、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の変数ノードに対応させる第５のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルを構成する変数ノードが第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで相互に異なるサイクルに含まれるように、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の変数ノードに対応させる第６のインタリービング規則セットと、
    を有する複数のインターリービング規則のうちの一つであり、
    前記平均サイクルは、前記変数ノードが属しているすべてのサイクルの長さを加算した後にその次数で割る値であることを特徴とするチャンネル符号化装置。
  2. 前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号は、情報語ビットに対応する第１のパリティビットであることを特徴とする請求項１記載のチャンネル符号化装置。
  3. 前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号は、前記情報語ビットに対応する第２のパリティビットであることを特徴とする請求項２記載のチャンネル符号化装置。
  4. 情報語ビットに対応して第１のコンポーネント並列連接低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：ＬＤＰＣ)符号を生成する段階と、
    前記情報語ビットをインタリービング規則によりインタリービングする段階と、
    前記インタリービングされた情報語ビットに対応して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を生成する段階と、
    符号化率に対応して前記情報語ビットと、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号と、第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を組み合わせる段階と、
    を有し、
    前記インタリービング規則は、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで低い次数の変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで高い次数の変数ノードに対応させる第１のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで低い次数の変数ノードを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで高い次数の変数ノードに対応させる第２のインタリービング規則セットと、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが短い変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが長い変数ノードに対応させる第３のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが短い変数ノードを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが大きい変数ノードに対応させる第４のインタリービング規則セットと、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルを構成する変数ノードが第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで相互に異なるサイクルに含まれるように前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の変数ノードに対応させる第５のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルを構成する変数ノードが第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで相互に異なるサイクルに含まれるように、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の変数ノードに対応させる第６のインタリービング規則セットと、
    を有する複数のインターリービング規則のうちの一つであり、
    前記平均サイクルは、前記変数ノードが属しているすべてのサイクルの長さを加算した後にその次数で割る値であることを特徴とするチャンネル符号化方法。
  5. 前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号は、情報語ビットに対応する第１のパリティビットであることを特徴とする請求項４記載のチャンネル符号化方法。
  6. 前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号は、前記情報語ビットに対応する第２のパリティビットであることを特徴とする請求項４記載のチャンネル符号化方法。
  7. 符号化率Ｒ２がチャンネル符号化装置で使用されているとき、第１のレセプション信号が入力されると、以前復号過程で生成されたアップデート情報と、前記第１のレセプション信号の情報語ビットと第１のパリティビットを入力して第１のコンポーネント並列連接低密度パリティ検査(Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：ＬＤＰＣ)符号として復号化し、
    符号化率Ｒ１がチャンネル符号化装置で使用されているとき、第２のレセプション信号が入力されると、前記第２のレセプション信号の情報語ビットと第１のパリティビットを入力して第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号として復号化する段階と、
    前記第１のレセプション信号についての前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記アップデート情報を減算する段階と、
    前記第１のレセプション信号についての前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記アップデート情報を減算した信号を入力してインタリービング規則によりインタリービングする段階と、
    前記インタリービングされた信号と前記第１のレセプション信号の第２のパリティビットとを入力して第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号として復号化する段階と、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記インタリービングされた信号を減算する段階と、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号から前記インタリービングされた信号を減算した信号を入力し、前記インタリービング規則に対応するデインタリービング規則によりデインタリービングする段階と、
    符号化率に対応して前記第２のレセプション信号についての前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号或いは第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号を最終復号化ビットとして出力する段階と、
    を有し、
    前記インタリービング規則は、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで低い次数の変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで高い次数の変数ノードに対応させる第１のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで低い次数の変数ノードを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで高い次数の変数ノードに対応させる第２のインタリービング規則セットと、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが短い変数ノードを第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが長い変数ノードに対応させる第３のインタリービング規則セットと、
    前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが短い変数ノードを第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで平均サイクルが長い変数ノードに対応させる第４のインタリービング規則セットと、
    前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルを構成する変数ノードが第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで相互に異なるサイクルに含まれるように前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の変数ノードに対応させる第５のインタリービング規則セットと、
    前記インタリービング規則は、前記第２のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで短い長さのサイクルを構成する変数ノードが第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフで相互に異なるサイクルに含まれるように、前記第１のコンポーネントＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の変数ノードに対応させる第６のインタリービング規則セットと、
    を有する複数のインターリービング規則のうちの一つであり、
    前記平均サイクルは、前記変数ノードが属しているすべてのサイクルの長さを加算した後にその次数で割る値であることを特徴とするチャンネル復号化方法。
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