JP4201808B2 - 光電流検出回路ならびにそれを備えた光センサおよび電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、可視光の照度を電気信号に変換する光電流検出回路ならびにそれを備えた光センサおよび電子機器に関し、特に、人間の視感度特性に近い分光感度特性を有する光電流検出回路ならびにそれを備えた光センサおよび電子機器に関する。

可視光用の光センサとしては、シリコンフォトダイオードおよびＣｄＳ（硫化カドミウム）セルの２つのセンサが代表的である。シリコンフォトダイオードは小型であり、応答が高速であり、かつ安定性が高いため、光通信、光ディスク用受光素子および光センサ等に幅広く用いられている。しかしながら、シリコンフォトダイオードの分光感度特性は人間の視感度とは大きく異なり、赤外線領域の感度が強い。一方、ＣｄＳセルは人間の視覚に近い分光感度特性を持っている。このため、ＣｄＳセルはカメラの露出計および可視光センサとして古くから用いられている。

近年、環境への負荷が高い物質の使用等が問題となっており、硫化カドミウムを主成分とするＣｄＳセルの使用が制限されつつある。たとえば欧州では２００６年７月以降、カドミウム、鉛、６価クロムまたは水銀を使用した製品の持ち込みが禁止されている。一方、シリコンは硫化カドミウムよりも環境への負荷が小さい。このため、シリコンフォトダイオードを用いて構成され、人間の視感度特性に近い分光感度特性を有するセンサへの要望が高まっている。

また、近年、携帯電話および液晶テレビ等のバックライトの明るさを周囲の明るさに応じて自動的に調整することにより、携帯電話のバッテリー消耗を抑え、かつ、液晶の視認性を向上させるためのセンサとして、視感度特性に近い分光感度特性を有する照度センサの需要が急増してきている。

また、バッテリー消耗を抑えるために、照度センサ自体の消費電流も低減する必要がある。照度センサの出力は、入射光量に比例するのが一般的であり、直射日光等の高照度の光が照度センサに入射した場合、数ｍＡ以上の電流が照度センサから出力されるため、バッテリーの駆動時間に影響する。このため、近年、入射光量を対数変換して出力する回路（たとえば、特許文献１〜４参照）を備えることにより、低照度から高照度までの広範囲で消費電流を小さく抑えた、対数電流出力タイプの照度センサが携帯電話およびモバイル端末に搭載されるようになってきている。また、液晶パネルのバックライト照明をきめ細かく制御するために、照度センサの出力の正確さおよび温度特性の向上が同時に要求されている。

図７は、従来の光電流検出回路の構成を示す回路図である。
図７を参照して、光電流検出回路３０１は、受光素子ＰＤと、ＰＮＰトランジスタＱＰ５１〜ＱＰ５６と、ＮＰＮトランジスタＱＮ５１〜ＱＮ５６と、ダイオードＤ５１およびＤ５２と、定電流源回路ＩＳ５１〜ＩＳ５４と、抵抗ＲＥおよびＲｏｕｔと、出力端子Ｔ５１とを備える。ＮＰＮトランジスタＱＮ５１およびＱＮ５２と、抵抗ＲＥと、定電流源回路ＩＳ５１およびＩＳ５２とは、トランスコンダクタンスアンプ６１を構成する。

光電流検出回路３０１は、受光素子ＰＤの光電流を対数変換して出力電流Ｉｏｕｔを出力する。より詳細には、受光素子ＰＤに光が入射すると、受光量に比例した光電流Ｉｐｄが受光素子ＰＤに流れる。光電流Ｉｐｄは、ダイオードＤ５１によって対数圧縮された電圧に変換される。ダイオードＤ５１の両端の電圧ＶＤ１は以下の式で表わされる。

ＶＤ１＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）
但し、Ｖｔは、ｋ×Ｔ／ｑで表わされるダイオードＤ５１の熱電圧であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは素電荷すなわち電気素量であり、ＩｓはダイオードＤ５１の逆方向飽和電流である。また、ｌｎは自然対数を表わす。

定電流源回路ＩＳ５３が出力する参照電流Ｉｒｅｆは、ダイオードＤ５２により、対数圧縮された電圧に変換される。ダイオードＤ５２の両端の電圧ＶＤ２は以下の式で表わされる。

ＶＤ２＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｓ）
電圧ＶＤ１およびＶＤ２は、トランスコンダクタンスアンプ６１におけるＮＰＮトランジスタＱＮ５１およびＱＮ５２のベースにそれぞれ入力される。ＮＰＮトランジスタＱＮ５１およびＱＮ５２のベースは、トランスコンダクタンスアンプ６１の差動入力となる。電圧ＶＤ１と電圧ＶＤ２との電圧差ΔＶＤは、以下の式で表わされる。

ΔＶＤ＝ＶＤ１−ＶＤ２
＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｓ）
＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）
電圧差ΔＶＤは、トランスコンダクタンスアンプ６１により、電流に変換される。抵抗ＲＥの抵抗値をＲＥとし、定電流源回路ＩＳ５１およびＩＳ５２の出力電流値をＩｏとすると、トランスコンダクタンスアンプ６１のトランスコンダクタンスｇｍは、以下の式で表わされる。

ｇｍ＝１／（２×Ｖｔ／Ｉｏ＋ＲＥ）
よって、ＮＰＮトランジスタＱＮ５２のコレクタ電流Ｉ５１は、以下の式で表わされる。

Ｉ５１＝Ｉｏ＋ｇｍ×ΔＶＤ
＝Ｉｏ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）／（２×Ｖｔ／Ｉｏ＋ＲＥ）
ここで、２×Ｖｔ／Ｉｏ＜＜ＲＥである場合、ＮＰＮトランジスタＱＮ５２のコレクタ電流Ｉ５１は、以下の式で表わされる。

Ｉ５１≒Ｉｏ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）／ＲＥ
ＮＰＮトランジスタＱＮ５２のコレクタ電流Ｉ５１すなわちトランスコンダクタンスアンプの出力電流Ｉ１は、ＰＮＰトランジスタＱＰ５２およびＱＰ５４で構成されるカレントミラー回路とＮＰＮトランジスタＱＮ５５およびＱＮ５６で構成されるカレントミラー回路とにより電流方向が変更され、かつ定電流源回路ＩＳ５１およびＩＳ５２の出力電流Ｉｏと同じ温度係数を有する定電流源回路ＩＳ５４の出力電流Ｉｂにより減算される。よって、ＰＮＰトランジスタＱＰ５５のコレクタ電流Ｉ５２は以下の式で表わされる。

Ｉ５２＝Ｉ５１−Ｉｂ
＝Ｉｏ−Ｉｂ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）／ＲＥ
ＰＮＰトランジスタＱＰ５５およびＱＰ５６のエミッタ面積が等しい場合、光電流検出回路３０１の出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝Ｉ５２
＝Ｉｏ−Ｉｂ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）／ＲＥ
次に、光電流検出回路３０１の出力電流Ｉｏｕｔを１０×ｌｏｇ（照度）にするために、定電流源回路ＩＳ５４の出力電流Ｉｂをどのように決めるかについて説明する。但し、ｌｏｇは１０を底とする対数を表わす。

照度が１ルクスの場合における受光素子ＰＤの光電流ＩｐｄをＩｐｄ＿１ｌｘとすると、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表される。

Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ−Ｉｂ＋（Ｖｔ／ＲＥ）×（（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）＋ｌｎ（Ｉｐｄ＿１ｌｘ／Ｉｒｅｆ））
ここで、ｌｎとｌｏｇの底の変換式は、以下のようになる。

ｌｎ（Ｘ）＝ｌｏｇ（Ｘ）／ｌｏｇ（ｅ）≒２．３０２５×ｌｏｇ（Ｘ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表される。

Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ−Ｉｂ＋（Ｖｔ／ＲＥ）×（２．３０２５×ｌｏｇ（Ｉｐｄ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ））
受光素子ＰＤに入射する光の照度をＥｖとした場合、Ｅｖ＝Ｉｐｄ／Ｉｐｄ＿１ｌｘとなるため、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表される。

Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ−Ｉｂ＋（Ｖｔ／ＲＥ）×（２．３０２５×ｌｏｇ（Ｅｖ）−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ））
＝（Ｖｔ／ＲＥ）×（２．３０２５×ｌｏｇ（Ｅｖ）−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）＋（ＲＥ／Ｖｔ）×（Ｉｏ−Ｉｂ））
ここで、
（ＲＥ／Ｖｔ）×（Ｉｏ−Ｉｂ）−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）＝０
（Ｖｔ／ＲＥ）×２．３０２５＝１０
となるように、Ｉｏ、ＩｂおよびＲＥを任意に設定すると、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表される。

Ｉｏｕｔ＝１０×ｌｏｇ（Ｅｖ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔが照度の対数値の１０倍となるように設定することができる。

定電流源回路ＩＳ５１〜ＩＳ５４はそれぞれバンドギャップ電流源であり、参照電流Ｉｒｅｆ、出力電流Ｉｏおよび出力電流Ｉｂは、それぞれ以下の形式で表現することができる。

Ｉ＝Ｖｔ×ｌｎ（１０）／Ｒ
ここで、熱電圧Ｖｔおよび抵抗値Ｒの温度係数を同一にすることにより、参照電流Ｉｒｅｆ、出力電流Ｉｏおよび出力電流Ｉｂの温度変化を小さくすることができる。

また、出力電流Ｉｏｕｔは、以下の式で表わされる。
Ｉｏｕｔ＝Ｎ×（Ｉｏ−Ｉｂ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）／ＲＥ）
但し、ＮはＰＮＰトランジスタＱＰ５６の増幅率を表わす。

したがって、抵抗値ＲＥの温度係数と、ダイオードＤ５１の熱電圧Ｖｔの温度係数とを同一にすることにより、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化を小さくすることができる。
特開平８−６５０７４号公報 特開平８−３４０１２８号公報 特開平１０−２１３１４号公報 特開２００６−１３３９４２号公報

ところで、ダイオードＤ５１の熱電圧Ｖｔの温度係数αは、以下の式で表わされる。
α＝（∂Ｖｔ／∂Ｔ）／Ｖｔ
ここで、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑより、αは以下の式で表わされる。

α＝１／Ｔ
たとえば、温度が２７℃（絶対温度Ｔ＝３００（Ｋ））である場合には、熱電圧Ｖｔの温度係数α＝３３３３ｐｐｍ／℃となる。２７℃における抵抗ＲＥの温度係数を３３３３ｐｐｍ／℃に設定したとしても、温度が２７℃からずれた場合であって、抵抗ＲＥが通常の半導体プロセスを使用して生成されたものであるときには、熱電圧Ｖｔの温度係数と抵抗ＲＥの温度係数とがずれるため、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化が生じてしまう。また、熱電圧Ｖｔの温度係数と抵抗ＲＥの温度係数とを一致させるためには、広い温度範囲で熱電圧Ｖｔの温度係数と同じ温度係数を有する特殊な測温抵抗を集積化する必要があり、光電流検出回路の製造コストが増大してしまう。

それゆえに、本発明の目的は、出力電流の温度変化を抑制し、かつ低コスト化を図ることが可能な光電流検出回路ならびにそれを備えた光センサおよび電子機器を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光電流検出回路は、ダイオードを含み、受光素子から受けた光電流をダイオードを用いて対数圧縮して電圧に変換する第１の対数圧縮回路と、光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、変換した電圧と第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算するキャンセル回路と、キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成し、光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して第２の電圧を生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して第３の電圧を生成し、第１の電圧に対して第２の電圧および第３の電圧をそれぞれ加算または減算して第４の電圧を生成する対数演算回路と、第４の電圧を逆対数変換した電流を出力する逆対数変換回路とを備える。

好ましくは、キャンセル回路は、光電流と略等しい温度係数を有する参照電流を生成する第１の電流源回路と、参照電流を対数圧縮して電圧に変換する第２の対数圧縮回路と、第１の対数圧縮回路から受けた電圧と第２の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算する第１の演算回路とを含む。

より好ましくは、キャンセル回路は、さらに、ダイオードの熱電圧に比例する電圧を生成する第１の電圧源回路を含み、第１の演算回路は、第２の対数圧縮回路から受けた電圧とダイオードの熱電圧に比例する電圧とを加算または減算し、加算結果または減算結果と第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算する。

より好ましくは、第１の電流源回路は、トリミングを行なうことにより参照電流の電流値を調整可能である。

好ましくは、対数演算回路は、キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成する第３の対数圧縮回路と、ダイオードの熱電圧に比例する電圧を生成する第２の電圧源回路と、第２の電圧源回路から受けた電圧を電流に変換する電流変換回路と、電流変換回路から受けた電流を対数圧縮して第２の電圧に変換する第４の対数圧縮回路と、第３の対数圧縮回路から受けた第１の電圧と第４の対数圧縮回路から受けた第２の電圧とを加算または減算する第２の演算回路と、温度係数が略ゼロである電流を生成する第２の電流源回路と、第２の電流源回路から受けた電流を対数圧縮して第３の電圧に変換する第５の対数圧縮回路と、第２の演算回路から受けた電圧と第５の対数圧縮回路から受けた第３の電圧とを加算または減算して第４の電圧を生成する第３の演算回路とを含む。

より好ましくは、第２の電流源回路は、電圧を生成する第３の電圧源回路と、第３の電圧源回路から受けた電圧を電流に変換する抵抗とを含み、第３の電圧源回路が生成する電圧の温度係数および抵抗の温度係数は略等しい。

より好ましくは、抵抗は、抵抗値がトリミングによって調整可能である。
好ましくは、対数演算回路は、光電流の変化に対する逆対数変換回路の出力電流の変化の度合いを調整する傾き調整回路を含む。

好ましくは、逆対数変換回路は、ダイオードと、第１の入力において対数演算回路からの第４の電圧を受けるオペアンプと、制御電極においてオペアンプの出力を受け、一方の導通電極にダイオードとオペアンプの第２の入力とが結合されるトランジスタとを含む。

好ましくは、第１の対数圧縮回路は、オペアンプを含み、キャンセル回路は、電圧源回路と、電流源回路と、オペアンプとを含み、対数演算回路は、電圧源回路と、電流源回路と、オペアンプとを含み、各オペアンプ、各電圧源回路および各電流源回路の基準電圧は接地電圧以外の電圧であり、光電流検出回路は、さらに、対数演算回路から受けた第４の電圧から基準電圧を減算して逆対数変換回路へ出力する基準電圧キャンセル回路を備え、逆対数変換回路は、基準電圧キャンセル回路から受けた電圧を逆対数変換した電流を出力する。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光センサは、受光量に応じて光電流を出力する受光素子と、光電流検出回路とを有する光センサであって、光電流検出回路は、ダイオードを含み、受光素子から受けた光電流をダイオードを用いて対数圧縮して電圧に変換する第１の対数圧縮回路と、光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、変換した電圧と第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算するキャンセル回路と、キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成し、光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して第２の電圧を生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して第３の電圧を生成し、第１の電圧に対して第２の電圧および第３の電圧をそれぞれ加算または減算して第４の電圧を生成する対数演算回路と、第４の電圧を逆対数変換した電流を出力する逆対数変換回路とを備える。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電子機器は、受光量に応じて光電流を出力する受光素子と、光電流検出回路とを有する電子機器であって、光電流検出回路は、ダイオードを含み、受光素子から受けた光電流をダイオードを用いて対数圧縮して電圧に変換する第１の対数圧縮回路と、光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、変換した電圧と第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算するキャンセル回路と、キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成し、光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して第２の電圧を生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して第３の電圧を生成し、第１の電圧に対して第２の電圧および第３の電圧をそれぞれ加算または減算して第４の電圧を生成する対数演算回路と、第４の電圧を逆対数変換した電流を出力する逆対数変換回路とを備える。

本発明によれば、出力電流の温度変化を抑制し、かつ低コスト化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路の構成を示すブロック図である。

図１を参照して、光電流検出回路１０１は、対数圧縮回路（第１の対数圧縮回路）１と、Ｉｓキャンセル回路２と、Ｖｔキャンセル回路３とを備える。Ｖｔキャンセル回路３は、対数演算回路４と、逆対数変換回路５とを含む。なお、以下で述べる電圧ＶＡ〜電圧ＶＨは、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路における電圧Ｖａ〜電圧Ｖｈにそれぞれ対応している。

受光素子ＰＤは、外部から光を受けて、受光量に比例した光電流Ｉｐｄを出力する。
対数圧縮回路１は、図示しないダイオードＤＡを含み、受光素子ＰＤから受けた光電流ＩｐｄをダイオードＤＡを用いて対数圧縮して電圧ＶＡに変換する。ダイオードＤＡの熱電圧をＶｔとし、ダイオードＤＡの逆方向飽和電流をＩｓとすると、電圧ＶＡは、以下の式で表わされる。

ＶＡ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）
電圧ＶＡは、温度依存性が大きい熱電圧Ｖｔおよび逆方向飽和電流Ｉｓを含んでいるため、温度変化が大きいことが分かる。

Ｉｓキャンセル回路２は、受光素子ＰＤの出力電流Ｉｐｄと温度係数が一致する参照電流Ｉｒｅｆ１を生成する。Ｉｓキャンセル回路２は、参照電流Ｉｒｅｆ１を対数圧縮して電圧ＶＢに変換する。そして、Ｉｓキャンセル回路２は、電圧ＶＡと電圧ＶＢとを減算し、減算結果を出力電圧ＶＣとして出力する。Ｉｓキャンセル回路２の出力電圧ＶＣは以下の式で表わされる。

ＶＣ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ１／Ｉｓ）
＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ１）
したがって、Ｉｓキャンセル回路２は、電圧ＶＡにおける逆方向飽和電流Ｉｓに対応する成分をキャンセルできることが分かる。

対数演算回路４は、Ｉｓキャンセル回路２から受けた出力電圧ＶＣを対数圧縮して電圧（第１の電圧）ＶＤに変換する。また、対数演算回路４は、熱電圧Ｖｔに比例する電圧を生成し、生成した電圧を電流に変換し、変換した電流を対数圧縮して電圧（第２の電圧）ＶＥに変換する。そして、対数演算回路４は、電圧ＶＤと電圧ＶＥとを減算して電圧ＶＦを生成する。電圧ＶＦは以下の式で表わされる。

ＶＦ＝Ｖｔ×ｌｎ（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ１））
対数演算回路４は、温度依存性のない参照電流Ｉｒｅｆ２を生成する。そして、対数演算回路４は、参照電流Ｉｒｅｆ２を対数圧縮して電圧（第３の電圧）ＶＧに変換する。電圧ＶＧは以下の式で表わされる。

ＶＧ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｆｅｆ２／Ｉｓ）
対数演算回路４は、電圧ＶＦと電圧ＶＧとを加算し、加算結果を出力電圧（第４の電圧）ＶＨとして出力する。対数演算回路４の出力電圧（第４の電圧）ＶＨは以下の式で表わされる。

ＶＨ＝Ｖｔ×ｌｎ（（Ｉｒｅｆ２／Ｉｓ）×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ１））
逆対数変換回路５は、対数演算回路４から受けた出力電圧ＶＨを逆対数変換して出力電流Ｉｏｕｔを生成し、出力電流Ｉｏｕｔを外部へ出力する。出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝Ｉｒｅｆ２×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ１）
ここで、光電流Ｉｐｄおよび参照電流Ｉｒｅｆ１を同じ温度係数に設定することにより、出力電流Ｉｏｕｔの温度係数をゼロにすることができる。すなわち、光電流検出回路１０１の出力の温度変化を抑制することができる。

ところで、図７に示す従来の光電流検出回路では、抵抗ＲＥが通常の半導体プロセスを使用して生成されたものであるときには、熱電圧Ｖｔの温度係数と抵抗ＲＥの温度係数とがずれるため、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化が生じてしまう。また、熱電圧Ｖｔの温度係数と抵抗ＲＥの温度係数とを一致させるためには、広い温度範囲で熱電圧Ｖｔの温度係数と同じ温度係数を有する特殊な測温抵抗を集積化する必要があり、光電流検出回路の製造コストが増大してしまう。しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路では、対数圧縮回路１は、ダイオードＤＡを含み、受光素子ＰＤから受けた光電流をダイオードＤＡを用いて対数圧縮して電圧に変換する。Ｉｓキャンセル回路２は、光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、変換した電圧と対数圧縮回路１から受けた電圧とを減算する。対数演算回路４は、Ｉｓキャンセル回路２から受けた電圧を対数圧縮して電圧ＶＤを生成し、光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して電圧ＶＥを生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して電圧ＶＧを生成し、電圧ＶＤに対して電圧ＶＥを減算し、減算結果と電圧ＶＧとを加算して電圧ＶＨを生成する。逆対数変換回路５は、電圧ＶＨを逆対数変換した出力電流Ｉｏｕｔを出力する。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化を抑制することができ、また、広い温度範囲で熱電圧Ｖｔの温度係数と同じ温度係数を有する特殊な測温抵抗が不要となることから低コスト化を図ることができる。

なお、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路では、上記のように、Ｉｓキャンセル回路２は、電圧ＶＡと電圧ＶＢとを減算する。また、対数演算回路４は、電圧ＶＤと電圧ＶＥとを減算して電圧ＶＦを生成し、電圧ＶＦと電圧ＶＧとを加算する構成であるとしたが、これに限定するものではない。Ｉｓキャンセル回路２および対数演算回路４が含む対数圧縮回路の構成に応じて、対数圧縮後の電圧は正電圧となる場合もあり、負電圧となる場合もある。すなわち、Ｉｓキャンセル回路２および対数演算回路４は、光電流検出回路１０１の出力電流ＩｏｕｔにおいてダイオードＤＡの熱電圧および逆方向飽和電流に対応する成分がキャンセルされるように、加算を行なう構成とするか減算を行なう構成とするかが設計時に適宜選択されるものである。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光電流検出回路の詳細な回路構成の一例である。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る光電流検出回路と同様である。

図２は、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路の構成を示す回路図である。
図２を参照して、光電流検出回路１０２は、対数圧縮回路（第１の対数圧縮回路）１１と、Ｉｓキャンセル回路１２と、Ｖｔキャンセル回路１３と、出力回路１６とを備える。Ｖｔキャンセル回路１３は、対数演算回路１４と、逆対数変換回路１５とを含む。対数圧縮回路１１は、ダイオードＤ１と、オペアンプＡＭＰ１とを含む。

Ｉｓキャンセル回路１２は、演算回路（第１の演算回路）２１と、対数圧縮回路（第２の対数圧縮回路）２２と、定電流源回路（第１の電流源回路）ＩＳ１と、定電圧源回路（第１の電圧源回路）ＶＳ１とを含む。演算回路２１は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、オペアンプＡＭＰ３とを含む。対数圧縮回路２２は、ダイオードＤ２と、オペアンプＡＭＰ２とを含む。

対数演算回路１４は、抵抗Ｒ５と、対数圧縮回路（第３〜第５の対数圧縮回路）２３〜２５と、定電流源回路ＩＳ２と、定電流源回路（第２の電流源回路）ＩＳ３と、演算回路（第２および第３の演算回路）２６および２７とを含む。対数圧縮回路２３は、ダイオードＤ３と、オペアンプＡＭＰ４とを含む。対数圧縮回路２４は、ダイオードＤ４と、オペアンプＡＭＰ５とを含む。対数圧縮回路２５は、ダイオードＤ５と、オペアンプＡＭＰ７とを含む。演算回路２６は、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０と、オペアンプＡＭＰ６とを含む。演算回路２７は、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５と、オペアンプＡＭＰ８とを含む。定電流源回路ＩＳ２は、定電圧源回路（第２の電圧源回路）ＶＳ２と、抵抗（電流変換回路）Ｒ６とを含む。定電流源回路ＩＳ３は、定電圧源回路（第３の電圧源回路）ＶＳ３と、抵抗（傾き調整回路）Ｒ１１とを含む。

逆対数変換回路１５は、オペアンプＡＭＰ９と、ダイオードＤ６と、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタＭＮ１とを含む。

出力回路１６は、出力端子Ｔ１と、出力抵抗Ｒｏｕｔと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１〜ＭＰ４とを含む。

受光素子ＰＤは、外部から入射される光を電流に変換する。すなわち、受光素子ＰＤの受光量に比例した光電流Ｉｐｄが発生する。

［対数圧縮回路１１］
対数圧縮回路１１は、受光素子ＰＤから受けた光電流Ｉｐｄを対数圧縮して電圧に変換し、電圧ＶａとしてＩｓキャンセル回路１２へ出力する。電圧Ｖａは、以下の式で表わされる。

Ｖａ＝−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）
但し、Ｖｔは、ｋ×Ｔ／ｑで表わされるダイオードＤ１の熱電圧であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは素電荷すなわち電気素量であり、ＩｓはダイオードＤ１の逆方向飽和電流である。また、ｌｎは自然対数を表わす。

［Ｉｓキャンセル回路１２］
定電流源回路ＩＳ１は、光電流Ｉｐｄと略等しい温度係数を有する参照電流Ｉｒｅｆを生成し、対数圧縮回路２２へ出力する。なお、参照電流Ｉｒｅｆは、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路における参照電流Ｉｒｅｆ１に相当し、光電流Ｉｐｄと同一の温度係数を有することが好ましい。

対数圧縮回路２２は、定電流源回路ＩＳ１から受けた参照電流Ｉｒｅｆを対数圧縮して電圧に変換し、電圧Ｖｂとして演算回路２１へ出力する。電圧Ｖｂは、以下の式で表わされる。

Ｖｂ＝−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｓ）
定電圧源回路ＶＳ１は、ダイオードＤ１の熱電圧Ｖｔに比例する電圧Ｖ１を生成する。定電圧源回路ＶＳ１は、出力電流ＩＯＵＴにオフセットを持たせるために設けられる。電圧Ｖ１は、以下の式で表わされる。

Ｖ１＝Ａ×Ｖｔ
ここで、定数Ａは０より大きい実数である。なお、詳細は後述するが、電圧Ｖ１は、バンドギャップ電流源の出力電流を、バンドギャップ電流源の基準抵抗と同じ温度係数を有する抵抗に流し込むことにより、その抵抗の両端電圧として生成することができる。

演算回路２１は、対数圧縮回路２２の出力とダイオードの熱電圧Ｖｔに比例する電圧Ｖ１とを加算する。そして、演算回路２１は、加算結果と対数圧縮回路１１の出力とを減算する。

ここで、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値を同じ抵抗値Ｒに設定したと仮定した場合、加減算回路の出力電圧Ｖｃは以下の式で表わされる。

Ｖｃ＝−Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖ１
＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｓ）＋Ａ×Ｖｔ
＝Ｖｔ×（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）＋Ａ）
このように、参照電流Ｉｒｅｆを対数圧縮した電圧Ｖｂと、光電流Ｉｐｄを対数圧縮した電圧Ｖａとを減算することにより、温度依存性が大きい逆方向飽和電流Ｉｓの項をキャンセルすることができる。

［対数演算回路１４］
抵抗Ｒ５は、演算回路２１から受けた出力電圧Ｖｃを電流に変換する。ここで、抵抗Ｒ５の抵抗値をＲａとする。

対数圧縮回路２３は、抵抗Ｒ５から受けた電流を対数圧縮して電圧（第１の電圧）Ｖｄに変換する。電圧Ｖｄは、以下の式で表わされる。

Ｖｄ＝−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖｃ／Ｒａ）／Ｉｓ）
定電圧源回路ＶＳ２は、ダイオードＤ１の熱電圧Ｖｔに比例する電圧Ｖ２を生成する。電圧Ｖ２は、以下の式で表わされる。

Ｖ２＝Ｂ×Ｖｔ
ここで、定数Ｂは０より大きい実数である。抵抗Ｒ６は、定電圧源回路ＶＳ２から受けた電圧Ｖ２を電流に変換する。ここで、抵抗Ｒ６の抵抗値をＲａとする。

対数圧縮回路２４は、抵抗Ｒ６から受けた電流を対数圧縮して電圧（第２の電圧）Ｖｅに変換する。電圧Ｖｅは、以下の式で表わされる。

Ｖｅ＝−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ２／Ｒａ）／Ｉｓ）
演算回路２６は、対数圧縮回路２３の出力と対数圧縮回路２４の出力とを減算する。ここで、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０の抵抗値を同じ抵抗値Ｒに設定したと仮定した場合、演算回路２６の出力電圧Ｖｆは以下の式で表わされる。

Ｖｆ＝−Ｖｄ＋Ｖｅ
＝Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖｃ／Ｒａ）／Ｉｓ）−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ２／Ｒａ）／Ｉｓ）
＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｖｃ／Ｖ２）
定電流源回路ＩＳ３は、温度係数が略ゼロである電流を生成する。より詳細には、電圧源回路ＶＳ３は、温度係数が略ゼロである電圧を生成する。抵抗Ｒ１１は、温度係数が略ゼロであり、電圧源回路ＶＳ３から受けた電圧を電流に変換する。ここで、抵抗Ｒ１１の抵抗値をＲｂとする。なお、電圧源回路ＶＳ３の生成する電圧の温度係数と、抵抗Ｒ１１の温度係数とが略等しい構成であってもよい。

また、定電流源回路ＩＳ３は、後述するバンドギャップ電圧源と同様のものを用いることにより実現することができる。

対数圧縮回路２５は、抵抗Ｒ１１から受けた電流を対数圧縮して電圧（第３の電圧）Ｖｇに変換する。電圧Ｖｇは、以下の式で表わされる。

Ｖｇ＝−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
演算回路２７は、演算回路２６の出力と対数圧縮回路２５の出力とを減算する。ここで、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５の抵抗値を同じ抵抗値Ｒに設定したと仮定した場合、演算回路２７の出力電圧（第４の電圧）Ｖｈは以下の式で表わされる。

Ｖｈ＝Ｖｆ−Ｖｇ
＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｖｃ／Ｖ２）＋Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
＝Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖｃ／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
［逆対数変換回路１５］
オペアンプＡＭＰ９は、非反転入力端子（第１の入力）において演算回路２７から受けた電圧Ｖｈを受ける。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１は、ゲート（制御電極）においてオペアンプＡＭＰ９の出力を受け、ソース（導通電極）にダイオードＤ６のアノードとオペアンプＡＭＰ９の反転入力端子（第２の入力）とが結合される。

オペアンプＡＭＰ９、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１およびダイオードＤ６は、演算回路２７から受けた電圧Ｖｈを逆対数変換して出力電流Ｉｏｕｔを生成する。ダイオードＤ６に流れる電流を出力電流Ｉｏｕｔとすると、以下の式が成り立つ。

Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｏｕｔ／Ｉｓ）＝Ｖｈ
＝Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖｃ／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝（Ｖｃ／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）
＝（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）＋Ａ）
すなわち、出力電流Ｉｏｕｔは光電流Ｉｐｄの対数に比例した値となる。

ここで、前述のように、電圧源回路ＶＳ３の温度係数および抵抗Ｒ１１の温度係数は略ゼロであるから、定電流源回路ＩＳ３の出力電流すなわちＶ３／Ｒｂの温度係数は略ゼロである。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化を広い温度範囲において抑制することが可能となる。

なお、前述のように、電圧源回路ＶＳ３の生成する電圧の温度係数と、抵抗Ｒｂの温度係数とを広い温度範囲において略等しく設定する構成でも、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化を広い温度範囲において抑制することが可能となる。

抵抗Ｒ１１は、トリミングを行なうことにより抵抗値Ｒｂを調整可能である。このような構成により、横軸がＩｐｄを表わし、横軸が対数目盛であり、かつ縦軸が出力電流Ｉｏｕｔを表わすグラフにおける、出力電流Ｉｏｕｔの傾きを調整することができる。

また、定電圧源回路ＶＳ１は、トリミングを行なうことにより定数Ａすなわち電圧Ｖ１の電圧値を調整可能である。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔのオフセット量を調整することができる。

また、電流源回路ＩＳ１は、トリミングを行なうことにより参照電流Ｉｒｅｆの電流値を調整可能である。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔのオフセット量を調整することができる。

ところで、照度が１ルクスの場合における受光素子ＰＤの光電流ＩｐｄをＩｐｄ＿１ｌｘとすると、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）+ｌｎ（Ｉｐｄ＿１ｌｘ／Ｉｒｅｆ）＋Ａ）
ここで、ｌｎとｌｏｇの底の変換式は、以下のようになる。

ｌｎ（Ｘ）＝ｌｏｇ（Ｘ）／ｌｏｇ（ｅ）≒２．３０２５×ｌｏｇ（Ｘ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×（２．３０２５×ｌｏｇ（Ｉｐｄ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）＋Ａ−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）)
受光素子ＰＤに入射する光の照度をＥｖとした場合、Ｅｖ＝Ｉｐｄ／Ｉｐｄ＿１ｌｘとなるため、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×(２．３０２５×ｌｏｇ（Ｅｖ）＋Ａ−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）)
ここで、
Ａ−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）＝０
（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×２．３０２５＝１０
となるように、Ａ、Ｂ、Ｖ３およびＲｂを任意に設定すると、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝１０×Ｌｏｇ（Ｅｖ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔが照度の対数値の１０倍となるように設定することができる。

［出力回路１６］
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ２からなるカレントミラー回路と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３およびＭＰ４からなるカレントミラー回路とは、カスケード接続されている。これら２個のカレントミラー回路は、出力電流Ｉｏｕｔの電流方向を逆にして出力端子Ｔ１から出力する。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２およびＭＰ４のゲート幅をＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ３のゲート幅のＮ倍にすることにより、出力端子Ｔ１からＮ×Ｉｏｕｔの電流を出力することができる。

以上より、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路では、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路と同様に、出力電流の温度変化を抑制し、かつ低コスト化を図ることができる。

なお、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路は、出力回路１６を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。光電流検出回路１０２が出力回路１６を備えず、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインと出力端子Ｔ１とが接続され、外部から光電流検出回路１０２へ電流を吸い込む構成とすることができる。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係る光電流検出回路と比べてオペアンプ等の基準電圧を変更した光電流検出回路に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係る光電流検出回路と同様である。

図３は、本発明の第３の実施の形態に係る光電流検出回路の構成を示す回路図である。
図３を参照して、光電流検出回路１０３は、対数圧縮回路（第１の対数圧縮回路）３１と、Ｉｓキャンセル回路３２と、Ｖｔキャンセル回路３３と、Ｖｒｅｆ（基準電圧）キャンセル回路３７と、出力回路３６と、基準電圧回路Ｖｒｅｆとを備える。Ｖｔキャンセル回路３３は、対数演算回路３４と、逆対数変換回路３５とを含む。対数圧縮回路３１は、ＰＮＰトランジスタＱＰ１と、オペアンプＡＭＰ１とを含む。

Ｉｓキャンセル回路３２は、演算回路（第１の演算回路）２１と、対数圧縮回路（第２の対数圧縮回路）４２と、定電流源回路（第１の電流源回路）ＩＳ１と、定電圧源回路（第１の電圧源回路）ＶＳ１とを含む。演算回路２１は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、オペアンプＡＭＰ３とを含む。対数圧縮回路４２は、ＰＮＰトランジスタＱＰ２と、オペアンプＡＭＰ２とを含む。定電圧源回路ＶＳ１は、バンドギャップ電流源回路ＩＳ２１と、抵抗Ｒ２１と、バッファＢＵＦ２１とを含む。

対数演算回路３４は、抵抗Ｒ５と、対数圧縮回路（第３〜第５の対数圧縮回路）４３〜４５と、定電流源回路ＩＳ２と、定電流源回路（第２の電流源回路）ＩＳ３と、演算回路（第２および第３の演算回路）２６および２７とを含む。対数圧縮回路４３は、ＰＮＰトランジスタＱＰ３と、オペアンプＡＭＰ４とを含む。対数圧縮回路４４は、ＰＮＰトランジスタＱＰ４と、オペアンプＡＭＰ５とを含む。対数圧縮回路４５は、ＰＮＰトランジスタＱＰ５と、オペアンプＡＭＰ７とを含む。演算回路２６は、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０と、オペアンプＡＭＰ６とを含む。演算回路２７は、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５と、オペアンプＡＭＰ８とを含む。定電流源回路ＩＳ２は、定電圧源回路（第２の電圧源回路）ＶＳ２と、抵抗（電流変換回路）Ｒ６とを含む。定電流源回路ＩＳ３は、定電圧源回路（第３の電圧源回路）ＶＳ３と、抵抗Ｒ１１とを含む。定電圧源回路ＶＳ２は、バンドギャップ電流源回路ＩＳ２３と、抵抗Ｒ２２と、バッファＢＵＦ２２とを含む。

逆対数変換回路３５は、オペアンプＡＭＰ９と、ＰＮＰトランジスタＱＰ６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１とを含む。

出力回路３６は、出力端子Ｔ１と、出力抵抗Ｒｏｕｔと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１〜ＭＰ４とを含む。

Ｖｒｅｆキャンセル回路３７は、バッファＢＵＦ２３と、抵抗Ｒ１６およびＲ１７と、演算回路４８とを含む。演算回路４８は、オペアンプＡＭＰ１０と、抵抗Ｒ１８およびＲ１９とを含む。

ＰＮＰトランジスタＱＰ１〜ＱＰ６のエミッタ−ベース間に形成されるＰＮ接合ダイオードは、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路におけるダイオードＤ１〜Ｄ６と同様の働きをするものである。したがって、対数圧縮回路３１および４２〜４５ならびに逆対数変換回路３５の動作は、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路における対数圧縮回路１１および２２〜２５ならびに逆対数変換回路１５の動作と同様である。なお、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路が、ＰＮＰトランジスタＱＰ１〜ＱＰ６の代わりにダイオードＤ１〜Ｄ６を備える構成であってもよいことを念のため注意的に記載しておく。以下、ＰＮＰトランジスタＱＰ１のエミッタ−ベース間に形成されるＰＮ接合ダイオードをダイオードＤＢとも称する。

基準電圧源回路Ｖｒｅｆは、接地電圧以外の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして各回路へ出力する。

受光素子ＰＤは、外部から入射される光を電流に変換する。すなわち、受光素子ＰＤの受光量に比例した光電流Ｉｐｄが発生する。

［対数圧縮回路３１］
対数圧縮回路３１は、受光素子ＰＤから受けた光電流Ｉｐｄを対数圧縮して電圧に変換し、電圧ＶａとしてＩｓキャンセル回路３２へ出力する。電圧Ｖａは、以下の式で表わされる。

Ｖａ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ）
但し、Ｖｔは、ｋ×Ｔ／ｑで表わされるダイオードＤＢの熱電圧であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは素電荷すなわち電気素量であり、ＩｓはダイオードＤＢの逆方向飽和電流である。また、ｌｎは自然対数を表わす。

［Ｉｓキャンセル回路３２］
定電流源回路ＩＳ１は、光電流Ｉｐｄと略等しい温度係数を有する参照電流Ｉｒｅｆを生成し、対数圧縮回路４２へ出力する。なお、参照電流Ｉｒｅｆは、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路における参照電流Ｉｒｅｆ１に相当し、光電流Ｉｐｄと同一の温度係数を有することが好ましい。

対数圧縮回路４２は、定電流源回路ＩＳ１から受けた参照電流Ｉｒｅｆを対数圧縮して電圧に変換し、電圧Ｖｂとして演算回路２１へ出力する。電圧Ｖｂは、以下の式で表わされる。

Ｖｂ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｓ）
定電圧源回路ＶＳ１は、ダイオードＤＢの熱電圧Ｖｔに比例する電圧Ｖ１を生成する。定電圧源回路ＶＳ１は、出力電流ＩＯＵＴにオフセットを持たせるために設けられる。電圧Ｖ１は、以下の式で表わされる。

Ｖ１＝Ａ×Ｖｔ
ここで、定数Ａは０より大きい実数である。なお、詳細は後述するが、電圧Ｖ１は、バンドギャップ電流源の出力電流を、バンドギャップ電流源の基準抵抗と同じ温度係数を有する抵抗に流し込むことにより、その抵抗の両端電圧として生成することができる。

演算回路２１は、対数圧縮回路４２の出力とダイオードの熱電圧Ｖｔに比例する電圧Ｖ１とを加算する。そして、演算回路２１は、加算結果と対数圧縮回路３１の出力とを減算する。

ここで、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値を同じ抵抗値Ｒに設定したと仮定した場合、加減算回路の出力電圧Ｖｃは以下の式で表わされる。

Ｖｃ＝−Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖ１
＝−（Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｓ））＋（Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｓ））＋（Ｖｒｅｆ＋Ａ×Ｖｔ）
＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ×（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）＋Ａ）
このように、参照電流Ｉｒｅｆを対数圧縮した電圧Ｖｂと、光電流Ｉｐｄを対数圧縮した電圧Ｖａとを減算することにより、温度依存性が大きい逆方向飽和電流Ｉｓの項をキャンセルすることができる。

［対数演算回路３４］
抵抗Ｒ５は、演算回路２１から受けた出力電圧Ｖｃを電流に変換する。ここで、抵抗Ｒ５の抵抗値をＲａとする。

対数圧縮回路４３は、抵抗Ｒ５から受けた電流を対数圧縮して電圧（第１の電圧）Ｖｄに変換する。電圧Ｖｄは、以下の式で表わされる。

Ｖｄ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｒａ）／Ｉｓ）
定電圧源回路ＶＳ２は、ダイオードＤＢの熱電圧Ｖｔに比例する電圧Ｖ２を生成する。電圧Ｖ２は、以下の式で表わされる。

Ｖ２＝Ｂ×Ｖｔ
ここで、定数Ｂは０より大きい実数である。抵抗Ｒ６は、定電圧源回路ＶＳ２から受けた電圧Ｖ２を電流に変換する。ここで、抵抗Ｒ６の抵抗値をＲａとする。

対数圧縮回路４４は、抵抗Ｒ６から受けた電流を対数圧縮して電圧（第２の電圧）Ｖｅに変換する。電圧Ｖｅは、以下の式で表わされる。

Ｖｅ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖ２）／Ｒａ）／Ｉｓ）
演算回路２６は、対数圧縮回路４３の出力と対数圧縮回路４４の出力とを減算する。ここで、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０の抵抗値を同じ抵抗値Ｒに設定したと仮定した場合、演算回路２６の出力電圧Ｖｆは以下の式で表わされる。

Ｖｆ＝−Ｖｄ＋Ｖｅ
＝−（Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｒａ）／Ｉｓ）＋（Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ２／Ｒａ）／Ｉｓ）
＝Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／（Ｖ２））
定電流源回路ＩＳ３は、温度係数が略ゼロである電流を生成する。より詳細には、電圧源回路ＶＳ３は、温度係数が略ゼロである電圧を生成する。抵抗Ｒ１１は、温度係数が略ゼロであり、電圧源回路ＶＳ３から受けた電圧を電流に変換する。ここで、抵抗Ｒ１１の抵抗値をＲｂとする。なお、電圧源回路ＶＳ３の生成する電圧の温度係数と、抵抗Ｒ１１の温度係数とが略等しい構成であってもよい。

また、定電流源回路ＩＳ３は、出力電圧の温度係数が略ゼロのバンドギャップ電圧源と温度係数が略ゼロの抵抗とを用いることにより実現することができる。

対数圧縮回路４５は、抵抗Ｒ１１から受けた電流を対数圧縮して電圧（第３の電圧）Ｖｇに変換する。電圧Ｖｇは、以下の式で表わされる。

Ｖｇ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
演算回路２７は、演算回路２６の出力と対数圧縮回路４５の出力とを減算する。ここで、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５の抵抗値を同じ抵抗値Ｒに設定したと仮定した場合、演算回路２７の出力電圧（第４の電圧）Ｖｈは以下の式で表わされる。

Ｖｈ＝Ｖｆ−Ｖｇ
＝（Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｖ２））−（Ｖｒｅｆ−Ｖｔ×ｌｎ（（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
＝Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）−Ｖｒｅｆ
［Ｖｒｅｆキャンセル回路３７］
抵抗Ｒ１６およびＲ１７は、演算回路２７から電圧バッファＢＵＦ２３を介して受けた電圧Ｖｈを分圧する。抵抗Ｒ１６およびＲ１７の抵抗値をＲとすると、電圧Ｖｉは以下の式で表わされる。

Ｖｉ＝Ｖｈ／２
＝（Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）−Ｖｒｅｆ）／２
演算回路４８は、電圧Ｖｉと基準電圧回路Ｖｒｅｆから受けた基準電圧Ｖｒｅｆとを減算し、減算結果を基準電圧キャンセル回路３７の出力電圧Ｖｊとして出力する。抵抗Ｒ１８およびＲ１９の抵抗値をＲとすると、出力電圧Ｖｊは以下の式で表わされる。

Ｖｊ＝Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
［逆対数変換回路３５］
オペアンプＡＭＰ９は、非反転入力端子（第１の入力）において演算回路４８から受けた電圧Ｖｊを受ける。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１は、ゲート（制御電極）においてオペアンプＡＭＰ９の出力を受け、ソース（導通電極）にＰＮＰトランジスタＱＰ６のエミッタとオペアンプＡＭＰ９の反転入力端子（第２の入力）とが結合される。

オペアンプＡＭＰ９、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１およびＰＮＰトランジスタＱＰ６は、基準電圧キャンセル回路３７から受けた電圧Ｖｈを逆対数変換して出力電流Ｉｏｕｔを生成する。ダイオードＤ６に流れる電流を出力電流Ｉｏｕｔとすると、以下の式が成り立つ。

Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｏｕｔ／Ｉｓ）＝Ｖｊ
＝Ｖｔ×ｌｎ（（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）／Ｉｓ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝（（Ｖｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｖ２）×（Ｖ３／Ｒｂ）
＝（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×（ｌｎ（Ｉｐｄ／Ｉｒｅｆ）＋Ａ）
すなわち、出力電流Ｉｏｕｔは光電流Ｉｐｄの対数に比例した値となる。

ここで、前述のように、電圧源回路ＶＳ３の温度係数および抵抗Ｒ１１の温度係数は略ゼロであるから、定電流源回路ＩＳ３の出力電流すなわちＶ３／Ｒｂの温度係数は略ゼロである。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化を広い温度範囲において抑制することが可能となる。

なお、前述のように、電圧源回路ＶＳ３の生成する電圧の温度係数と、抵抗Ｒｂの温度係数とを広い温度範囲において略等しく設定する構成でも、出力電流Ｉｏｕｔの温度変化を広い温度範囲において抑制することが可能となる。

抵抗Ｒ１１は、トリミングを行なうことにより抵抗値Ｒｂを調整可能である。このような構成により、横軸がＩｐｄを表わし、横軸が対数目盛であり、かつ縦軸が出力電流Ｉｏｕｔを表わすグラフにおける、出力電流Ｉｏｕｔの傾きを調整することができる。

また、定電圧源回路ＶＳ１は、トリミングを行なうことにより定数Ａすなわち電圧Ｖ１の電圧値を調整可能である。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔのオフセット量を調整することができる。

また、電流源回路ＩＳ１は、トリミングを行なうことにより参照電流Ｉｒｅｆの電流値を調整可能である。このような構成により、出力電流Ｉｏｕｔのオフセット量を調整することができる。

ここで、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路と同様に、
Ａ−ｌｎ（Ｉｒｅｆ／Ｉｐｄ＿１ｌｘ）＝０
（Ｖ３／（Ｒｂ×Ｂ））×２．３０２５＝１０
となるように、Ａ、Ｂ、Ｖ３およびＲｂを任意に設定すると、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表わされる。

Ｉｏｕｔ＝１０×Ｌｏｇ（Ｅｖ）
したがって、出力電流Ｉｏｕｔが照度の対数値の１０倍となるように設定することができる。

［出力回路３６］
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ２からなるカレントミラー回路と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３およびＭＰ４からなるカレントミラー回路とは、カスケード接続されている。これら２個のカレントミラー回路は、出力電流Ｉｏｕｔの電流方向を逆にして出力端子Ｔ１から出力する。

図４は、本発明の第３の実施の形態に係るバンドギャップ電流源回路ＩＳ２１の構成を示す回路図である。バンドギャップ電流源回路ＩＳ２３の構成および動作はバンドギャップ電流源回路ＩＳ２１と同様である。

図４を参照して、バンドギャップ電流源回路ＩＳ２１は、ＰＮＰトランジスタＱＰ３１およびＱＰ３２と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３１およびＭＮ３２と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３１〜ＭＰ３３と、基準抵抗Ｒｒｅｆとを含む。なお、図４では、ＰＮＰトランジスタＱＰ３２は４個のＰＮＰトランジスタで構成されているが、これは、ＰＮＰトランジスタＱＰ３２がＰＮＰトランジスタＱＰ３１の４倍のサイズを有することを表わしている。

ＰＮＰトランジスタＱＰ３２がＰＮＰトランジスタＱＰ３１の４倍のサイズを有することから、ＰＮＰトランジスタＱＰ３１のベース−エミッタ間電圧と、ＰＮＰトランジスタＱＰ３２のベース−エミッタ間電圧との差は、Ｖｔ×ｌｎ４となる。

そして、この電圧差が基準抵抗Ｒｒｅｆに印加されることから、基準抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値をＲｒｅｆとすると、電流Ｉ３１は以下の式で表わされる。

Ｉ３１＝Ｖｔ×ｌｎ４／Ｒｒｅｆ
ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３１およびＭＮ３２と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３１〜ＭＰ３３とのサイズは同じである。このため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３１〜ＭＰ３３のドレイン電流はいずれも電流Ｉ３１となる。

よって、バンドギャップ電流源回路ＩＳ２１の出力電流Ｉ３１の温度係数は、（Ｖｔの温度係数）−（Ｒｒｅｆの温度係数）となる。

再び図３を参照して、抵抗Ｒ２１は基準抵抗Ｒｒｅｆと同じ温度係数を有し、出力電流Ｉ３１が流れる。したがって、抵抗Ｒ２１の両端電圧すなわち定電圧源回路ＶＳ１の出力電圧は熱電圧Ｖｔに比例した電圧となる。また、同様に、抵抗Ｒ２２は基準抵抗Ｒｒｅｆと同じ温度係数を有し、出力電流Ｉ３２が流れる。したがって、抵抗Ｒ２２の両端電圧すなわち定電圧源回路ＶＳ２の出力電圧は熱電圧Ｖｔに比例した電圧となる。なお、本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路における定電圧源回路ＶＳ１およびＶＳ２の構成も図４に示す構成と同様である。

以上より、本発明の第３の実施の形態に係る光電流検出回路では、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路と同様に、出力電流の温度変化を抑制し、かつ低コスト化を図ることができる。

また、本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路では、オペアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ８、定電流源回路ＩＳ１および定電圧源回路ＶＳ１〜ＶＳ３の基準電圧が接地電圧である。このため、オペアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ９の電源としては、プラス電源およびマイナス電源の両方が必要となる。しかしながら、本発明の第３の実施の形態に係る光電流検出回路では、オペアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ９、定電流源回路ＩＳ１および定電圧源回路ＶＳ１〜ＶＳ３の基準電圧Ｖｒｅｆは接地電圧以外の電圧である。このような構成により、オペアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ９を単一電源で動作させることができ、光電流検出回路の構成を簡易化することができる。

ここで、光電流検出回路１０３がＶｒｅｆキャンセル回路３７を備えない場合には、逆対数変換回路３５におけるＰＮＰトランジスタＱＰ６のコレクタ電位をＶｒｅｆにする必要があることから、電源電圧ＶＣＣを高くする必要が生じてしまい、光電流検出回路の回路規模が増大してしまう。たとえば、基準電圧Ｖｒｅｆ＝１Ｖに設定した場合、ＰＮＰトランジスタＱＰ６のコレクタ電位は１Ｖになる。ここで、一般的にトランジスタのエミッタ−ベース間電圧は約０．７Ｖであるため、ＰＮＰトランジスタＱＰ６のエミッタ電位は１Ｖ＋０．７Ｖ＝１．７Ｖになる。そして、出力回路３６におけるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１ならびにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ３を動作させるためには、各ＭＯＳトランジスタのソース−ドレイン間電圧を少なくとも１Ｖの電圧とする必要があるため、電源電圧ＶＣＣを２．７Ｖ以上の電圧にする必要がある。ここで、携帯端末等で一般に使用される電源電圧は２．５Ｖ以下であるため、携帯端末等において光電流検出回路を使用することができなくなってしまう。

しかしながら、本発明の第３の実施の形態に係る光電流検出回路では、Ｖｒｅｆキャンセル回路３７は、対数演算回路３４の出力電圧Ｖｈから基準電圧Ｖｒｅｆを減算して逆対数変換回路３５へ出力する。このような構成により、逆対数変換回路３５におけるＰＮＰトランジスタＱＰ６のコレクタ電位をたとえば接地電位にすることで、電源電圧ＶＣＣを小さくすることができ、光電流検出回路の使用対象の範囲を広げることができる。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第４の実施の形態＞
図５は、本発明の第４の実施の形態に係る光センサの構成を示す図である。

図５を参照して、光センサ２０１は、視感度補正フィルタ５５と、受光素子ＰＤと、光電流検出回路１０１とを備える。

受光素子ＰＤは、たとえばフォトダイオードであり、外部から入射されて視感度補正フィルタ５５を通過した光に比例した光電流Ｉｐｄを光電流検出回路１０１へ出力する。光電流検出回路１０１は、受光素子ＰＤから光電流Ｉｐｄを受けて、受光素子ＰＤに入射する光の照度ＥＶに比例した出力電流Ｉｏｕｔ＝１０×Ｌｏｇ（Ｅｖ）を出力する。

視感度補正フィルタ５５を備える構成により、受光素子ＰＤの分光感度特性を人間の目が有する分光感度特性に近づけることができ、人間が感じる明るさ（照度）に比例した電流を受光素子ＰＤに流すことができる。このような構成により、光センサ２０１は、人間が感じる周囲の照度に応じた電流を出力することができる。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第５の実施の形態＞
図６は、本発明の第５の実施の形態に係る電子機器の構成を示す図である。

図６を参照して、電子機器２０２は、光センサ２０１と、出力抵抗ＲＯＵＴと、Ａ／Ｄコンバータ５１と、バックライトコントローラ５２と、発光素子５３と、液晶パネル５４とを備える。

光センサ２０１は、周囲光の照度に応じた電流を出力抵抗ＲＯＵＴへ出力する。出力抵抗ＲＯＵＴは、光センサ２０１から受けた電流を電圧に変換する。Ａ／Ｄコンバータ５１は、出力抵抗ＲＯＵＴから受けた電圧をデジタル値に変換する。バックライトコントローラ５２は、Ａ／Ｄコンバータ５１から受けたデジタル値に基づいて発光素子５３を駆動する。発光素子５３は、たとえば白色ＬＥＤであり、液晶パネル５４に光を照射する。

たとえば、周囲が暗い場合には、電子機器２０２は、バックライトすなわち発光素子５３を明るくする。一方、周囲が明るい場合には、電子機器２０２は、バックライトを暗くする。このような構成により、液晶画面の視認性を向上させることができる。また、バックライトを周囲の明るさに応じて細かに調整することにより、携帯機器等の電子機器における電池の駆動時間を長くすることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施の形態に係る光電流検出回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光電流検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係る光電流検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るバンドギャップ電流源回路ＩＳ２１の構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態に係る光センサの構成を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る電子機器の構成を示す図である。 従来の光電流検出回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１，１１，３１ 対数圧縮回路（第１の対数圧縮回路）、２，１２，３２ Ｉｓキャンセル回路、３，１３，３３ Ｖｔキャンセル回路、４，１４，３４ 対数演算回路、５，１５，３５ 逆対数変換回路、１６，３６ 出力回路、２１ 演算回路（第１の演算回路）、２２，４２ 対数圧縮回路（第２の対数圧縮回路）、２３〜２５，４３〜４５ 対数圧縮回路（第３〜第５の対数圧縮回路）、２６ 演算回路（第２の演算回路）、２７ 演算回路（第３の演算回路）、３７ Ｖｒｅｆ（基準電圧）キャンセル回路、４８ 演算回路、５１ Ａ／Ｄコンバータ、５２ バックライトコントローラ、５３ 発光素子、５４ 液晶パネル、５５ 視感度補正フィルタ、６１ トランスコンダクタンスアンプ、１０１〜１０３，３０１ 光電流検出回路、２０１ 光センサ、２０２ 電子機器、ＩＳ１ 定電流源回路（第１の電流源回路）、ＩＳ２，ＩＳ５１〜ＩＳ５４ 定電流源回路、ＩＳ３ 定電流源回路（第２の電流源回路）、ＶＳ１〜ＶＳ３ 定電圧源回路（第１〜第３の電圧源回路）、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ５１，Ｄ５２ ダイオード、ＡＭＰ１〜ＡＭＰ１０ オペアンプ、Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ７〜Ｒ１０，Ｒ１２〜Ｒ１９，Ｒ２１，Ｒ２２，ＲＥ 抵抗、Ｒ６ 抵抗（電流変換回路）、Ｒ１１ 抵抗（傾き調整回路）、ＭＮ１，ＭＮ３１，ＭＮ３２ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、ＭＰ１〜ＭＰ４，ＭＰ３１〜ＭＰ３３ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、ＱＰ１〜ＱＰ６，ＱＰ３１，ＱＰ３２，ＱＰ５１〜ＱＰ５６ ＰＮＰトランジスタ、ＱＮ５１〜ＱＮ５６ ＮＰＮトランジスタ、Ｔ１，Ｔ５１ 出力端子、Ｒｏｕｔ，ＲＯＵＴ 出力抵抗、Ｒｒｅｆ 基準抵抗、Ｖｒｅｆ 基準電圧回路、ＩＳ２１，ＩＳ２３ バンドギャップ電流源回路、ＢＵＦ２１〜ＢＵＦ２３ バッファ、ＰＤ 受光素子。

Claims (12)

1. ダイオードを含み、受光素子から受けた光電流を前記ダイオードを用いて対数圧縮して電圧に変換する第１の対数圧縮回路と、
   前記光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、前記変換した電圧と前記第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算するキャンセル回路と、
   前記キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成し、前記光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して第２の電圧を生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して第３の電圧を生成し、前記第１の電圧に対して前記第２の電圧および前記第３の電圧をそれぞれ加算または減算して第４の電圧を生成する対数演算回路と、
   前記第４の電圧を逆対数変換した電流を出力する逆対数変換回路とを備える光電流検出回路。
2. 前記キャンセル回路は、
   前記光電流と略等しい温度係数を有する参照電流を生成する第１の電流源回路と、
   前記参照電流を対数圧縮して電圧に変換する第２の対数圧縮回路と、
   前記第１の対数圧縮回路から受けた電圧と前記第２の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算する第１の演算回路とを含む請求項１記載の光電流検出回路。
3. 前記キャンセル回路は、さらに、
   前記ダイオードの熱電圧に比例する電圧を生成する第１の電圧源回路を含み、
   前記第１の演算回路は、
   前記第２の対数圧縮回路から受けた電圧と前記ダイオードの熱電圧に比例する電圧とを加算または減算し、前記加算結果または減算結果と前記第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算する請求項２記載の光電流検出回路。
4. 前記第１の電流源回路は、トリミングを行なうことにより前記参照電流の電流値を調整可能である請求項２記載の光電流検出回路。
5. 前記対数演算回路は、
   前記キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して前記第１の電圧を生成する第３の対数圧縮回路と、
   前記ダイオードの熱電圧に比例する電圧を生成する第２の電圧源回路と、
   前記第２の電圧源回路から受けた電圧を電流に変換する電流変換回路と、
   前記電流変換回路から受けた電流を対数圧縮して前記第２の電圧に変換する第４の対数圧縮回路と、
   前記第３の対数圧縮回路から受けた前記第１の電圧と前記第４の対数圧縮回路から受けた前記第２の電圧とを加算または減算する第２の演算回路と、
   温度係数が略ゼロである電流を生成する第２の電流源回路と、
   前記第２の電流源回路から受けた電流を対数圧縮して前記第３の電圧に変換する第５の対数圧縮回路と、
   前記第２の演算回路から受けた電圧と前記第５の対数圧縮回路から受けた前記第３の電圧とを加算または減算して前記第４の電圧を生成する第３の演算回路とを含む請求項１記載の光電流検出回路。
6. 前記第２の電流源回路は、
   電圧を生成する第３の電圧源回路と、
   前記第３の電圧源回路から受けた電圧を電流に変換する抵抗とを含み、
   前記第３の電圧源回路が生成する電圧の温度係数および前記抵抗の温度係数は略等しい請求項５記載の光電流検出回路。
7. 前記抵抗は、抵抗値がトリミングによって調整可能である請求項６記載の光電流検出回路。
8. 前記対数演算回路は、前記光電流の変化に対する前記逆対数変換回路の出力電流の変化の度合いを調整する傾き調整回路を含む請求項１記載の光電流検出回路。
9. 前記逆対数変換回路は、
   ダイオードと、
   第１の入力において前記対数演算回路からの前記第４の電圧を受けるオペアンプと、
   制御電極において前記オペアンプの出力を受け、一方の導通電極に前記ダイオードと前記オペアンプの第２の入力とが結合されるトランジスタとを含む請求項１記載の光電流検出回路。
10. 前記第１の対数圧縮回路は、オペアンプを含み、
    前記キャンセル回路は、電圧源回路と、電流源回路と、オペアンプとを含み、
    前記対数演算回路は、電圧源回路と、電流源回路と、オペアンプとを含み、
    前記各オペアンプ、前記各電圧源回路および前記各電流源回路の基準電圧は接地電圧以外の電圧であり、
    前記光電流検出回路は、さらに、
    前記対数演算回路から受けた前記第４の電圧から前記基準電圧を減算して前記逆対数変換回路へ出力する基準電圧キャンセル回路を備え、
    前記逆対数変換回路は、
    前記基準電圧キャンセル回路から受けた電圧を逆対数変換した電流を出力する請求項１記載の光電流検出回路。
11. 受光量に応じて光電流を出力する受光素子と、
    光電流検出回路とを有する光センサであって、
    前記光電流検出回路は、
    ダイオードを含み、前記受光素子から受けた光電流を前記ダイオードを用いて対数圧縮して電圧に変換する第１の対数圧縮回路と、
    前記光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、前記変換した電圧と前記第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算するキャンセル回路と、
    前記キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成し、前記光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して第２の電圧を生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して第３の電圧を生成し、前記第１の電圧に対して前記第２の電圧および前記第３の電圧をそれぞれ加算または減算して第４の電圧を生成する対数演算回路と、
    前記第４の電圧を逆対数変換した電流を出力する逆対数変換回路とを備える光センサ。
12. 受光量に応じて光電流を出力する受光素子と、
    光電流検出回路とを有する電子機器であって、
    前記光電流検出回路は、
    ダイオードを含み、前記受光素子から受けた光電流を前記ダイオードを用いて対数圧縮して電圧に変換する第１の対数圧縮回路と、
    前記光電流の温度係数と略等しい電流を対数圧縮して電圧に変換し、前記変換した電圧と前記第１の対数圧縮回路から受けた電圧とを加算または減算するキャンセル回路と、
    前記キャンセル回路から受けた電圧を対数圧縮して第１の電圧を生成し、前記光電流の熱電圧に比例する電圧を対数圧縮して第２の電圧を生成し、温度依存性が略ゼロである電流を対数圧縮して第３の電圧を生成し、前記第１の電圧に対して前記第２の電圧および前記第３の電圧をそれぞれ加算または減算して第４の電圧を生成する対数演算回路と、
    前記第４の電圧を逆対数変換した電流を出力する逆対数変換回路とを備える電子機器。

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