JP4179687B2 - 半導体記憶装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体記憶装置に関し、特に複数のメモリブロックを含む半導体記憶装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
半導体記憶装置においては、欠陥のあるメモリセルが存在する場合、これをスペアのメモリセル(スペアメモリセル)と置換することにより、欠陥のあるメモリセルを等価的に救済し、製品歩留まりを向上させることが図られている。このような欠陥のあるメモリセルを置換救済するためのスペアメモリセルを設ける冗長回路構成の1つとして、フレキシブル・リダンダンシ技法が提案されている。
【0003】
従来のフレキシブル・リダンダンシ構成を有する半導体記憶装置の一例について、図49を用いて簡単に説明する。図49は、従来のフレキシブル・リダンダンシ構成を有する半導体記憶装置の要部の構成を示すブロック図である。図49に示す従来の半導体記憶装置は、センスアンプブロックMX1、MX2、MX3、…MXnを含む。図49に示すセンスアンプブロックは、1つのセンスアンプ列に対する複数のメモリセルから構成される。センスアンプブロックMX1は、スペア行SR1を含む(なお、複数のスペア行を含む場合もある)。センスアンプブロックMX1に存在するスペア行SR1を用いて、他のブロック(たとえば、センスアンプブロックMX3)に属するメモリセルを置換救済することが可能である。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の半導体記憶装置においては、スペアメモリセルを用いた置換救済を行なうか否かを外部アドレスに従って判定した後に、ロウ系回路の動作を行なっていた。したがって、スペア置換の判定に要する時間により、アクセスタイムが遅延するという問題があった。
【0005】
また、この問題を回避するために、ノーマルメモリセルを含むメモリブロックと対応するスペアメモリセルを含むメモリブロックとを同時に選択し、かつ活性化した後に、最終的にいずれかに対してデータの書込みまたは読出しを行なうという手法もある。しかし、これでは、消費電力が増大し、消費電力低下の要請に反する。
【0006】
そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、消費電力を抑え、かつ高速動作が可能な半導体記憶装置を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
請求項1に係る半導体記憶装置は、複数のノーマルメモリセルを含む複数のノーマルブロックと、所定の対応関係にあるノーマルブロックにおける欠陥のあるノーマルメモリセルを置換救済するための複数のスペアメモリセルを含むスペアブロックと、外部アドレス信号に応答して、対応するノーマルブロックおよび対応するスペアブロックを選択する選択手段と、外部アドレス信号に応答して、スペアブロックを用いて置換救済を行なうか否かを判定するスペア判定手段と、複数のセンスアンプブロックとを備え、複数のセンスアンプブロックのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックとの間でデータの読出し/データの書込みを行なうために動作し、複数の選択ゲートをさらに備え、複数の選択ゲートのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを結合し、スペア判定手段の判定結果に先行して、選択されたノーマルブロックと対応するセンスアンプブロックとを、および選択されたスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを、同時に結合するように複数の選択ゲートの開閉を制御する選択ゲート制御手段と、スペア判定手段の判定結果に基づき、選択されたノーマルブロックまたは選択されたスペアブロックのいずれかに対して、データの読出動作/書込動作を行う制御手段とさらに備える。
【0008】
請求項2に係る半導体記憶装置は、請求項1に係る半導体記憶装置であって、複数の選択ゲートのそれぞれは、ゲート制御信号に応答して開閉し、選択ゲート制御手段は、選択手段の選択結果に基づき、複数のゲート制御信号のそれぞれを結合レベルまたは非結合レベルに設定する。
【0009】
請求項3に係る半導体記憶装置は、請求項2に係る半導体記憶装置であって、外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、リフレッシュモードにおいては、スペア判定手段の判定結果に基づき、複数のゲート制御信号のそれぞれを結合レベルまたは非結合レベルに設定するように選択ゲート制御手段を制御する回路とをさらに備える。
【0010】
請求項4に係る半導体記憶装置は、請求項2に係る半導体記憶装置であって、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックは、複数のグループにグループ分割され、複数のグループのそれぞれは、対応するセンスアンプブロックを共有し、選択ゲート制御手段は、選択されたノーマルブロックおよび選択されたスペアブロックのそれぞれが属するグループにおいては、選択ゲート制御手段により、選択されたノーマルブロックおよび選択されたセンスアンプブロックのみが共有するセンスアンプブロックと結合する。
【0011】
請求項5に係る半導体記憶装置は、請求項2に係る半導体記憶装置であって、複数のノーマルブロックとスペアブロックとは、互いに異なるマットとに分割される。
【0012】
請求項6に係る半導体記憶装置は、複数のノーマルメモリセルを含む複数のノーマルブロックと、所定の対応関係にあるノーマルブロックにおける欠陥のあるノーマルメモリセルを置換救済するための複数のスペアメモリセルを含むスペアブロックと、外部アドレス信号に応答して、対応するノーマルブロックおよび対応するスペアブロックを選択する選択手段と、外部アドレス信号に応答して、スペアブロックを用いて置換救済を行なうか否かを判定するスペア判定手段と、複数のセンスアンプブロックとを備え、複数のセンスアンプブロックのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックとの間でデータの読出し/データの書込みを行なうために動作し、複数の選択ゲートをさらに備え、複数の選択ゲートのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、ゲート制御信号に基づき開閉することにより、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを結合し、複数のゲート制御信号のそれぞれを、結合レベル、中間レベル、または非結合レベルに設定する選択ゲート制御手段をさらに備え、選択ゲート制御手段は、スペア判定手段の判定結果に基づき、複数のゲート制御信号のそれぞれを、中間レベルから結合レベルに、または中間レベルから非結合レベルに設定する。
【0013】
請求項7に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックは、複数のグループにグループ分割され、複数のグループのそれぞれは、対応するセンスアンプブロックを共有し、スペア判定手段は、選択されたノーマルブロックまたは選択されたスペアブロックのいずれか一方を動作対象として特定し、スペア判定手段により特定された動作対象の属するグループにおいては、選択ゲート制御手段により、特定された動作対象のみが共有するセンスアンプブロックと結合する。
【0014】
請求項8に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、リフレッシュモードにおいてカウント信号に応答してカウント動作を行ないリフレッシュアドレスを生成する手段とをさらに備え、スペア判定手段は、リフレッシュモードにおいては、リフレッシュアドレスの所定のビットをデコードすることにより、次のリフレッシュサイクルにおける置換救済の判定を予め行なう。
【0015】
請求項9に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、リフレッシュモードにおいてカウント信号に応答してカウント動作を行ないリフレッシュアドレスを生成する手段とをさらに備え、スペア判定手段は、リフレッシュアドレスの所定のビットをデコードすることにより、次のリフレッシュサイクルにおける置換救済の判定を予め行ない、リフレッシュモードにおいて、スペア判定手段による置換救済の結果をラッチして、連続するリフレッシュサイクル間で置換救済の結果を比較する比較手段と、比較手段における比較結果が一致した場合に、連続したリフレッシュサイクル間で複数のゲート制御信号の状態を保持するよう選択ゲート制御手段を制御する回路とをさらに備える。
【0016】
請求項10に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、複数のノーマルブロックとスペアブロックとは、互いに異なるマットとに分割される。
【0017】
請求項11に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、複数のゲート制御信号は、スタンバイ状態において、結合レベルと非結合レベルとの間の中間レベルに設定される。
【0018】
請求項12に係る半導体記憶装置は、請求項11に係る半導体記憶装置であって、複数のゲート制御信号は、中間レベルから非結合レベルに設定されるタイミングは、中間レベルから結合レベルに設定されるタイミングより遅い。
【0019】
請求項13に係る半導体記憶装置は、複数のノーマルメモリセルと複数のワード線とを含む複数のノーマルブロックと、所定の対応関係にあるノーマルブロックにおける欠陥のあるノーマルメモリセルを置換救済するための複数のスペアメモリセルと複数のスペアワード線とを含むスペアブロックと、外部アドレス信号に応答して、対応するノーマルブロックおよび対応するスペアブロックを選択する選択手段と、外部アドレス信号に応答して、スペアブロックを用いて置換救済を行なうか否かを判定するスペア判定手段と、スペア判定手段の判定結果に基づき、選択されたノーマルブロックのワード線を選択状態に駆動するための第1のワード線駆動信号、および選択されたスペアブロックのスペアワード線を選択状態に駆動するための第2のワード線駆動信号のそれぞれを、選択レベル、中間レベル、または非選択レベルに設定するワード線駆動制御手段とを備え、ワード線駆動制御手段は、スペア判定手段の判定結果に基づき、第1のワード線駆動信号および第2のワード線駆動信号のそれぞれを、中間レベルから結合レベルに、または中間レベルから非結合レベルに設定する。
【0020】
請求項14に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であっ、第1のワード線駆動信号および第2のワード線駆動信号のそれぞれは、スタンバイ状態において、選択レベルと非選択レベルとの間の中間レベルに設定される。
【0021】
請求項15に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であって、複数のセンスアンプブロックをさらに備え、複数のセンスアンプブロックのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックとの間でデータの読出し/データの書込みを行なうために動作し、複数の選択ゲートをさらに備え、複数の選択ゲートのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを結合し、スペア判定手段の判定結果に先行して、選択されたノーマルブロックと対応するセンスアンプブロックとを、および選択されたスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを、同時に結合するように複数の選択ゲートの開閉を制御する選択ゲート制御手段をさらに備える。
【0022】
請求項16に係る半導体記憶装置は、請求項15に係る半導体記憶装置であって、複数の選択ゲートのそれぞれは、ゲート制御信号に応答して開閉し、選択ゲート制御手段は、選択手段の選択結果に基づき、複数のゲート制御信号のそれぞれを結合レベルまたは非結合レベルに設定し、外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、リフレッシュモードにおいては、スペア判定手段の判定結果に基づき、複数のゲート制御信号のそれぞれを結合レベルまたは非結合レベルに設定するように選択ゲート制御手段を制御する回路とをさらに備える。
【0023】
請求項17に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であっ、複数のセンスアンプブロックをさらに備え、複数のセンスアンプブロックのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックとの間でデータの読出し/データの書込みを行なうために動作し、複数の選択ゲートをさらに備え、複数の選択ゲートのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、ゲート制御信号に基づき開閉することにより、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを結合し、複数のゲート制御信号のそれぞれを、結合レベル、結合中間レベル、または非結合レベルに設定する選択ゲート制御手段をさらに備え、選択ゲート制御手段は、スペア判定手段の判定結果に基づき、複数のゲート制御信号のそれぞれを、結合中間レベルから結合レベルに、または結合中間レベルから非結合レベルに設定する。
【0024】
請求項18に係る半導体記憶装置は、請求項17に係る半導体記憶装置であって、外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、リフレッシュモードにおいてカウント信号に応答してカウント動作を行ないリフレッシュアドレスを生成する手段とをさらに備え、スペア判定手段は、リフレッシュモードにおいては、リフレッシュアドレスの所定のビットをデコードすることにより、次のリフレッシュサイクルにおける置換救済の判定を予め行なう。
【0025】
請求項19に係る半導体記憶装置は、請求項17に係る半導体記憶装置であって、外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、リフレッシュモードにおいてカウント信号に応答してカウント動作を行ないリフレッシュアドレスを生成する手段とをさらに備え、スペア判定手段は、リフレッシュアドレスの所定のビットをデコードすることにより、次のリフレッシュサイクルにおける置換救済の判定を予め行ない、リフレッシュモードにおいて、スペア判定手段による置換救済の結果をラッチして、連続するリフレッシュサイクル間で置換救済の結果を比較する比較手段と、比較手段における比較結果が一致した場合に、連続したリフレッシュサイクル間で複数のゲート制御信号の状態を保持するよう選択ゲート制御手段を制御する回路とをさらに備える。
【0026】
請求項20に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であって、複数のノーマルブロックとスペアブロックとは、互いに異なるマットとに分割される。
【0027】
請求項21に係る半導体記憶装置は、複数のノーマルメモリセルと複数のビット線とを含む複数のノーマルブロックと、所定の対応関係にあるノーマルブロックにおける欠陥のあるノーマルメモリセルを置換救済するための複数のスペアメモリセルと複数のビット線とを含むスペアメモリブロックと、外部アドレス信号に応答して、対応するノーマルブロックおよび対応するスペアブロックを選択する選択手段と、外部アドレス信号に応答して、スペアブロックを用いて置換救済を行なうか否かを判定するスペア判定手段と、複数のセンスアンプブロックとを備え、複数のセンスアンプブロックのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、かつ複数のセンスアンプを含み、複数のセンスアンプのそれぞれは、センスアンプ活性化信号に応答して、対応するビットとの間でデータの読出し/データの書込みを行なうために動作し、複数のビット線電位駆動手段をさらに備え、複数のビット線電位駆動手段のそれぞれは、複数のセンスアンプのそれぞれに対して配置され、かつ容量素子を含み、アクティブサイクルにおいて容量素子を用いて対応するビット線の電位を引上げる。
【0028】
請求項22に係る半導体記憶装置は、請求項21に係る半導体記憶装置であって、容量素子は、対応するセンスアンプに動作電圧を与えるための信号線と、対応するビット線との間に配置される。
【0029】
請求項23に係る半導体記憶装置は、請求項21に係る半導体記憶装置であって、複数の選択ゲートをさらに備え、複数の選択ゲートのそれぞれは、複数のノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれに対応して配置され、ゲート制御信号に応答して対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを結合し、容量素子は、対応するビット線とゲート制御信号を伝送する信号線との間に配置される。
【0030】
請求項24に係る半導体記憶装置は、請求項21に係る半導体記憶装置であって、容量素子は、対応するビット線とセンス活性化信号を伝送する信号線との間に配置される。
【0031】
【発明の実施の形態】
[実施の形態1]
本発明の実施の形態1における半導体記憶装置について図1を用いて説明する。図1は、本発明の実施の形態1における半導体記憶装置の主要部の構成を示すブロック図である。図1に示す半導体記憶装置は、レジスタ1、ロウアドレスバッファ2、スペア置換判定回路3、およびロウプリデコーダ4を備える。
【0032】
レジスタ1は、外部から受ける制御信号(外部ロウアドレスストローブ信号/RAS等)に基づき、内部制御信号を発生する。ロウアドレスバッファ2は、外部アドレスA0〜Aiを受け、対応する内部アドレスを出力する。
【0033】
スペア置換判定回路3は、ロウアドレスバッファ2の出力に基づき、スペア置換がされているか否かを判定し、スペア置換の判定(HIT)、ノーマルブロック選択信号BSN、スペアブロック選択信号BSSを出力する。ロウプリデコーダ5は、ロウアドレスバッファ2の出力をデコードし、デコード信号とブロック選択信号BSとを出力する。
【0034】
図1に示す半導体記憶装置はさらに、ロウ系制御回路5、周辺制御系回路6、アレイ部9、コラム系制御回路7、およびデータ入出力バッファ8を備える。
【0035】
アレイ部9は、複数のメモリブロック(記号M)とセンスアンプブロック10とを含む。センスアンプブロック10は、交互配置型シェアードセンスアンプの構成を有する。1のメモリブロックが選択された場合、その両側に設けられたセンスアンプブロック10に含まれるセンスアンプによりセンス動作が行われる。
【0036】
ロウ系制御回路5は、アレイ部9におけるロウ系の動作を制御する。ロウ系制御回路5は、複数の選択ゲート制御回路100を含む。選択ゲート制御回路100のそれぞれは、センスアンプブロック10の端に配置する。コラム系制御回路7は、アレイ部9におけるコラム系の動作を制御する。周辺制御系回路6は、たとえば、レジスタ1の出力に基づきモードを検出する回路等が含まれる。データ入出力バッファ8は、アレイ部9とデータ入出力ピンDQ0〜DQnとの間でデータのやり取りを行なうために設けられる。
【0037】
次に、本発明の実施の形態1におけるアレイ部9の構成について図2を用いて説明する。図2は、図1に示すアレイ部9の構成の一例を説明するための図である。図2において、記号M0♯1〜M0♯NおよびM1♯1〜M1♯Nは、メモリブロックを示す。図2を参照して、メモリブロックM0♯1〜M0♯NおよびM1♯1〜M1♯Nは、複数のノーマルメモリセルを含むノーマルブロックで構成される。
【0038】
メモリブロックM0♯1はさらに、複数のスペアメモリセルを含むスペアブロックSB1を備える。メモリブロックM1♯Nはさらに、複数のスペアメモリセルを含むスペアブロックSB0を備える。スペアブロックSB0に含まれるスペアワード線は、メモリブロックM0♯1〜M0♯Nに含まれるワード線と置換可能である。スペアブロックSB1に含まれるスペアワード線は、メモリブロックM1♯1〜M1♯Nに含まれるワード線と置換可能である。
【0039】
たとえば、内部ロウアドレスのうちの1ビットの信号RAjが“0”のとき、メモリブロックM0♯1〜M0♯Nが選択、活性化され、“1”のとき、メモリブロックM1♯1〜M1♯Nが選択、活性化される。
【0040】
次に、各メモリブロックとセンスアンプブロックとの関係を、図3を用いて説明する。図3は、本発明の実施の形態1におけるセンスアンプブロック10とメモリブロックとの関係を説明するための図である。図3において記号BL01、BL/01、BL02、BL/02、BL03、BL/03は、メモリブロックM0♯1のビット線を示す。記号BL11、BL/11、BL12、BL/12、BL13、BL/13は、メモリブロックM1♯1のビット線を示す。記号BL21、BL/21、BL22、BL/22、BL23、BL/23は、メモリブロックM0♯2のビット線を示す。
【0041】
図3を参照して、センスアンプブロック10は、複数のセンスアンプSAを含む。センスアンプブロック10とビット線とは、選択ゲート(記号G(0、2)、G(1、1)、G(1、2)、G(2、1))を介して接続される。たとえば1つのセンスアンプブロック10は、選択ゲートG(0、2)を介してメモリブロックM0♯1と接続されるとともに、選択ゲートG(1、1)を介してメモリブロックM1♯1とも接続される。
【0042】
各選択ゲートは、複数のNMOSトランジスタで構成される。図3においては、選択ゲートG(0、2)はゲート制御信号BLI(0、2)に応答して開閉する。選択ゲートG(1、1)はゲート制御信号BLI(1、1)に、選択ゲートG(1、2)はゲート制御信号BLI(1、2)に応答してそれぞれ開閉する。選択ゲートG(2、1)は、ゲート制御信号BLI(2、1)に応答して開閉する。ゲート制御信号は、選択ゲート制御回路100において生成される。
【0043】
本発明の実施の形態1では、たとえば、メモリブロックM1♯1が選択された場合、ゲート制御信号BLI(1、1)およびBLI(1、2)を選択状態とし、ゲート制御信号BLI(0、2)およびBLI(2、1)を非選択状態に、その他のゲート制御信は、たとえば、スタンバイ状態(昇圧電源電圧Vpp)に保つように動作する。
【0044】
本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の動作を、図4を用いて説明する。図4は、本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【0045】
図4において、記号BLI(i、1)およびBLI(i、2)は、選択されるメモリブロック(以下メモリブロックMiと記す)に対するゲート制御信号を、BLI(s、1)およびBLI(s、2)は、当該メモリブロックMiを置換救済するスペアブロックを含むメモリブロック(以下、メモリブロックMsと記す)に対するゲート制御信号をそれぞれ示している。なお、メモリブロックMiは、図2におけるメモリブロックM0♯1、M1♯1、…の並びにおけるi番目のメモリブロックを表わしている。また、メモリブロックMsは、図2におけるメモリブロックM0♯1またはM1♯Nに相当する。
【0046】
記号BLI(i、2)、BLI(i、1)は、選択されたメモリブロックMiの両側に位置するセンスアンプブロックに対するゲート制御信号をそれぞれ表わしている。記号BLI(s、2)、BLI(s、1)は、置換救済先であるメモリブロックMsの両側に位置するセンスアンプブロックに対するゲート制御信号をそれぞれ表わしている。
【0047】
スタンバイ状態において、すべてのゲート制御信号は昇圧電源電圧レベルVppに設定する。時刻T1において、外部アドレスに応じてブロック選択信号BSiがHレベルになる。これによりメモリブロックMiが選択対象となる。またメモリブロックMsが同じく選択対象となる。この時点で、スペア置換の判定結果は出力されていない。
【0048】
ブロック選択信号BSiに応答して、ゲート制御信号BLI(i−1、2)、BLI(i+1、1)、BLI(s−1、2)およびBLI(s+1、1)を接地電圧レベルGNDに立下げる。これにより、選択されたメモリブロックMiおよびメモリブロックMsに対応するセンスアンプブロックは、隣接する他のメモリブロックと非結合状態になる。すなわち、選択されたメモリブロックMiおよびメモリブロックMsが、対応するセンスアンプブロックと選択的に結合状態になる。この後に発生するスペア置換の判定結果に従い、メモリブロックMiまたはメモリブロックMsのいずれかについての実動作(ワード線選択、センスアンプ活性化等)を行う。
【0049】
スペア置換の判定に先立って選択対象となるメモリブロックと対応するセンスアンプブロックとを選択的に結合することができるため、アクセスタイム遅延等の問題を回避することが可能となる。なお、時刻T3においてアクティブサイクルが終了すると、各信号を昇圧電源電圧レベルVppにする。
【0050】
図4に示す動作を実現するための選択ゲート制御回路100の構成の一例を、図5を用いて説明する。図5は、図4に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図5に示す選択ゲート制御回路は、レベル変換回路15、PMOSトランジスタP4、およびNMOSトランジスタN4を含む。
【0051】
レベル変換回路15は、インバータ22、PMOSトランジスタP2およびP3、ならびにNMOSトランジスタN2およびN3を含む。レベル変換回路15は、電源電圧レベルVccの入力信号を、昇圧電源電圧レベルVppの信号に変換して出力する(Vcc<Vpp)。PMOSトランジスタP4とNMOSトランジスタN4とは、昇圧電源電圧Vppと接地電圧GNDとの間に直列に接続される。PMOSトランジスタP4およびNMOSトランジスタN4のそれぞれのゲート電極は、レベル変換回路15の出力を受ける。PMOSトランジスタP4とNMOSトランジスタN4との接続ノードOUT1から、ゲート制御信号が出力される。
【0052】
図5における回路は、ブロック選択信号BSiに基づきゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)のレベルを制御する。ブロック選択信号BSiがHレベルであると、選択されたメモリブロックMiに隣接するメモリブロックに対するゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)がLレベルに設定される(非結合状態)。
【0053】
さらに、本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の他の例について、図6および図7を用いて説明する。図6および図7は、本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の他の一例を説明するためのタイミングチャートである。図6はスペア非置換時に、図7はスペア置換時にそれぞれ対応している。図4と同じ信号には、同じ記号を付す。記号BSNは、スペア置換の判定結果として出力されるノーマルブロック選択信号を示し、記号BSSは、スペア置換の判定結果として出力されるスペアブロック選択信号をそれぞれ示している。ノーマルブロック選択信号BSNがHレベルであれば、ノーマルブロックが選択される。スペアブロック選択信号BSSがHレベルであれば、スペアブロックが選択される。
【0054】
図6を参照して、スタンバイ状態において、ゲート制御信号を昇圧電源電圧レベルVppに設定する。時刻T1においてブロック選択信号BSiがHレベルに立上がる。これに伴い、ゲート制御信号BLI(i、1)、BLI(i、2)、BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)、ならびにBLI(s、1)BLI(s、2)、BLI(s−1、2)およびBLI(s+1、1)を電源電圧レベルVccに設定する。
【0055】
時刻T1〜T2において、スペア置換の判定結果が出力される。ノーマルブロック選択信号BSNがHレベルに立上がる。スペアブロック選択信号BSSはLレベルを保持する。
【0056】
これを受けて、ゲート制御信号BLI(s、1)およびBLI(s、2)を接地電圧レベルGNDに立下げる。ゲート制御信号BLI(s−1、2)およびBLI(s+1、1)を昇圧電源電圧レベルVppに戻す。ゲート制御信号BLI(i、1)およびBLI(i、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)を接地電圧レベルGNDに立下げる。これにより、選択されたノーマルブロックに対応するセンスアンプブロックは、隣接する他のメモリブロックと非結合状態になる。すなわち、選択されたメモリブロックが、対応するセンスアンプブロックと選択的に結合状態になる。
【0057】
図7を参照して、図6と同様、ゲート制御信号を一時電源電圧レベルVccに立下げる。時刻T1〜時刻T2において、スペアブロック選択信号BSSがHレベルに立上がる。ノーマルブロック選択信号BSNはLレベルを保持する。
【0058】
これを受けて、ゲート制御信号BLI(i、1)およびBLI(i、2)を接地電圧レベルGNDに立下げる。ゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)を昇圧電源電圧レベルVppに戻す。ゲート制御信号BLI(s、1)およびBLI(s、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(s−1、2)およびBLI(s+1、1)を接地電圧レベルGNDに下げる。これにより、置換救済先のスペアブロックに対応するセンスアンプブロックは、隣接する他のメモリブロックと非結合状態になる。すなわち、選択されたメモリブロックが、対応するセンスアンプブロックと選択的に結合状態になる。
【0059】
このように中間レベルの電圧(Vcc)を用いて動作させることにより、選択ゲート制御系の消費電流を半分近くにすることができ、消費電力を低減することができる。なお、スペア置換の判定は、ゲート制御信号が電源電圧レベルVccになるまでには発生されるので、この動作方法におけるアクセスタイム遅延は発生しない。
【0060】
ここで、図6および図7に示す動作を実現するための選択ゲート制御回路100の構成の一例を、図8および図9を用いて説明する。図8および図9は、図6および図7に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図8は、ノーマルブロックのみから構成されるメモリブロックに対して設けられ、図9は、スペアブロックを含むメモリブロックに対して設けられる。なお、図5に示す選択ゲート制御回路と同じ構成要素には、同じ符号および記号を付しその説明を繰返さない。
【0061】
図8に示す選択ゲート制御回路は、インバータ20、および23、NAND回路21および24、レベル変換回路15、PMOSトランジスタP4、ならびにNMOSトランジスタN4を含む。インバータ20は、ノーマルブロック選択信号BSNを反転する。NAND回路21は、ブロック選択信号BSiとインバータ20の出力を受ける。PMOSトランジスタP1は、電源電圧Vccと出力ノードOUT1との間に接続され、ゲート電極はNAND回路21の出力を受ける。
【0062】
レベル変換回路15は、ブロック選択信号BSiを受ける。NAND回路24は、ブロック選択信号BSiとのノーマルブロック選択信号BSNとを受ける。インバータ23は、NAND回路24の出力を反転する。PMOSトランジスタP4のゲート電極は、レベル変換回路15の出力を受け、NMOSトランジスタN4のゲート電極は、インバータ23の出力を受ける。
【0063】
PMOSトランジスタP1がオンすると、出力ノードOUT1(ゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1))が電源電圧レベルVccに設定される。PMOSトランジスタP4がオンすると、出力ノードOUT1が昇圧電源電圧レベルVppに設定され、NMOSトランジスタN4がオンすると、出力ノードOUT1が接地電圧レベルGNDに設定される。
【0064】
図9に示す選択ゲート制御回路は、インバータ27、NAND回路21、25および26、NOR回路28、レベル変換回路15、PMOSトランジスタP4、ならびにNMOSトランジスタN4を含む。NOR回路28は、ノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSを受ける。NAND回路21は、ブロック選択信号BSjとNOR回路28の出力を受ける。PMOSトランジスタP1のゲート電極はNAND回路21の出力を受ける。
【0065】
インバータ27は、スペアブロック選択信号BSSを反転する。NAND回路26は、ブロック選択信号BSjとノーマルブロック選択信号BSNとを受ける。NAND回路25は、NAND回路26およびインバータ27の出力を受ける。
【0066】
レベル変換回路15は、ブロック選択信号BSjを受ける。PMOSトランジスタP4のゲート電極は、レベル変換回路15の出力を受け、NMOSトランジスタN4のゲート電極は、NAND回路25の出力を受ける。PMOSトランジスタP1がオンすると、出力ノードOUT1(ゲート制御信号BLI(j−1、2)およびBLI(j+1、1))が電源電圧レベルVccに設定される。PMOSトランジスタP4がオンすると、出力ノードOUT1が昇圧電源電圧レベルVppに設定され、NMOSトランジスタN4がオンすると、出力ノードOUT1が接地電圧レベルGNDに設定される。
【0067】
このように、スペア置換の判定に先立って、ゲート制御信号を中間レベル(Vcc)に設定しておくことで、ノーマルモードでの高速動作と低消費電力化とが可能となる。なお、上記構成はメモリブロックのうちの一部に対してスペアブロックが配置されている場合を示したが、その他の構成であっても同様に適用することができる。
【0068】
[実施の形態2]
本発明の実施の形態2における半導体記憶装置の改良例について説明する。本発明の実施の形態2における半導体記憶装置は、ノーマルモードとセルフリフレッシュモードとで、選択ゲートの開閉タイミングを変化させる。
【0069】
本発明の実施の形態2における選択ゲート制御回路の一例を、タイミングチャートである図10を用いて説明する。図10は、本発明の実施の形態2における選択ゲート制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図4、図6および図7と同じ信号には、同じ記号を付す。スタンバイ状態では、すべてのゲート制御信号を昇圧電源電圧レベルVppとする。
【0070】
ノーマルモード(通常)では、実施の形態1と同様に動作させる。時刻T1においてブロック選択信号BSiがHレベルになると、ゲート制御信号BLI(i+1、1)、BLI(i−1、2)、BLI(s+1、1)、およびBLI(s−1、2)を接地電圧レベルGNDに立下げる。これにより、選択されたメモリブロックMiおよび置換救済先であるメモリブロックMsに対応するセンスアンプブロックは、隣接する他のメモリブロックと非結合状態になる。
【0071】
セルフリフレッシュモードにおいては、以下の動作を行なう。時刻T1〜T2において、リフレッシュカウンタで生成されたリフレッシュロウアドレスとスペアアドレスとの比較判定が行なわれ、スペア置換の判定結果としてノーマルブロック選択信号BSNまたはスペアブロック選択信号BSSのいずれかがHレベルに立上がる。これを受けて、ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)、あるいはゲート制御信号BLI(s+1、1)およびBLI(s−1、2)を昇圧電源電圧レベルVppから接地電圧レベルGNDに立下げる。たとえば、スペア置換されない場合、ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)のみが接地電圧レベルGNDになる。時刻T3においてアクティブサイクルが終了し、各信号をリセットする。
【0072】
すなわち、通常モードでは、実施の形態1に示すようにアクセスタイム遅延を回避するため、ノーマルブロックとスペアブロックとを同時に活性化する。一方、セルフリフレッシュモードでは、内部タイマーにより動作が行われるためアクセスタイムやサイクルタイムの遅延は発生しないが、消費電力を小さく抑える必要がある。したがって、スペア置換判定の結果に基づき、ノーマルブロックまたはスペアブロックのいずれかを活性化する(複数ブロックを同時に活性化させない)ことにより、消費電力を低減させる。
【0073】
図10に示す動作を実現するための構成を、図11、図12および図13を用いて説明する。図11および図12は、セルフリフレッシュモードにおいて図10に示すゲート制御信号を発生するための周辺回路の構成を示す図であり、図13は、図10に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図13の回路は、図1の選択ゲート制御回路100に配置する。
【0074】
図11に示す回路は、リフレッシュサイクル検出回路16およびNAND回路17を含む。図12に示す回路は、リフレッシュサイクル検出回路16およびNAND回路18を含む。リフレッシュサイクル検出回路1は、周辺制御系回路6に含まれる。
【0075】
リフレッシュサイクル検出回路16は、レジスタ1から受けるコマンドCMDに基づき、セルフリフレッシュモードが指定されたことを検出し、検出結果としてセルフリフレッシュモード指定信号SRを出力する。
【0076】
NAND回路17は、ノーマルブロック選択信号BSNを反転した反転ノーマルブロック選択信号/BSNとセルフリフレッシュモード指定信号SRとを受ける。NAND回路18は、スペアブロック選択信号BSSを反転した反転スペアブロック選択信号/BSSとセルフリフレッシュモード指定信号SRとを受ける。セルフリフレッシュモード指定信号SRがLレベル(ノーマルモード)であれば、NAND回路17の出力BSN0およびNAND回路18の出力BSS0は、ともにHレベルである。
【0077】
図13示す選択ゲート制御回路は、AND回路19、レベル変換回路15、PMOSトランジスタP4、およびNMOSトランジスタN4を含む。AND回路19は、ブロック選択信号BSiおよび信号BSN0を受ける。レベル変換回路15は、AND回路19のHレベルの出力を昇圧電源電圧レベルVppに上げる。PMOSトランジスタP4およびNMOSトランジスタN4のそれぞれのゲート電極は、レベル変換回路15の出力を受ける。PMOSトランジスタP4とNMOSトランジスタN4との接続ノードOUT1から、ゲート制御信号が出力される。図13における回路は、ブロック選択信号BSiに基づきゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)を制御する。
【0078】
このように構成することにより、ゲート制御信号は、ノーマルモードではスペア置換の判定によらず、セルフリフレッシュモードではスペア置換の判定結果に基づいて制御されることになる。
【0079】
ところで、セルフリフレッシュモードでは、スペア置換の判定に要する時間だけワード線の立上げタイミングを遅らせる必要があるため、図14に示す回路を設ける。図14は、ワード線の活性化タイミングを制御するためのワード線活性化制御回路の回路構成を示す図である。図14に示すワード線活性化制御回路は、インバータ30♯1、30♯2、30♯3、30♯4、30♯5、30♯6、および31、NMOSトランジスタN5およびN6、ならびにPMOSトランジスタP5およびP6を含む。
【0080】
インバータ30♯1〜30♯6は、直列に接続される。インバータ30♯1は、入力ノードINと接続される。入力ノードINは、ワード線活性化元信号φWL0を受ける。インバータ31は、セルフリフレッシュモード指定信号SRを反転して、信号/SRを出力する。NMOSトランジスタN5およびPMOSトランジスタP5は、インバータ30♯6の出力ノードと出力ノードOUT2との間に接続される。NMOSトランジスタN6およびPMOSトランジスタP6は、入力ノードINと出力ノードOUT2との間に接続される。NMOSトランジスタN5およびPMOSトランジスタP6のゲート電極は、セルフリフレッシュモード指定信号SRを受ける。PMOSトランジスタP5およびNMOSトランジスタN6のゲート電極は、信号/SRを受ける。出力ノードOUT2からワード線活性化信号φWLが出力される。
【0081】
図15は、図14に示すワード線活性化制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図14および図15を参照して、ノーマルモードにおいて、ブロック活性化信号ACTがHレベルに立上がると、ブロックBSiが選択され、ブロックBSjが非選択状態になる。この場合には、セルフリフレッシュモード指定信号SRがLレベルであるため、ワード線活性化元信号φWL0がそのままワード線活性化信号φWLとして出力される。
【0082】
セルフリフレッシュモードでは、スペア置換の判定結果を待ってからブロック選択が行なわれるため、ノーマルモードに比べて選択動作が遅延する。この場合には、セルフリフレッシュモード指定信号SRがHレベルであるため、ワード線活性化信号φWLの活性化タイミングがノーマルモードに比べて遅れる。
【0083】
このように構成することにより、ノーマルモードにおいては、ノーマルブロックとスペアブロックとを同時に選択、活性化することにより高速動作を保証する。また、リフレッシュモードにおいては、ノーマルブロックまたはスペアブロックのいずれかを選択すべきかを判定した後に、一方を選択、活性化する。これにより消費電力を低減させることが可能となる。また、ワード線の活性化タイミングをノーマルモードにおける活性化タイミングに比べて遅延させる。これにより、ノーマルブロックまたはスペアブロックのいずれかが選択された後に、ワード線の選択動作が実現される。これにより安定してワード線を選択状態へ駆動することが可能となる。
【0084】
[実施の形態3]
本発明の実施の形態3における半導体記憶装置の改良例について説明する。本発明の実施の形態1〜2に示した動作の場合、セルフリフレッシュモードでのブロック選択動作は以下のように改善される。
【0085】
セルフリフレッシュモードでは、内部タイマとアドレスカウンタとに基づき、順次リフレッシュロウアドレスが内部発生する。このロウアドレスに応じて対応するワード線が選択される。これにより、選択されたメモリセルデータに対するリフレッシュ動作が行われる。
【0086】
したがって、第n番目のセルフリフレッシュサイクル内に、第n+1番目のサイクルでのリフレッシュロウアドレスを発生させることにより、第n+1番目のサイクルの開始前にブロック選択信号の発生を終了させることが可能となる。
【0087】
このような動作を実現する周辺制御系回路について、図42および図43を用いて説明する。図42は、本発明の実施の形態3における周辺制御系回路について説明するための図である。図43は、図42に示す回路のセルフリフレッシュモードにおける動作を説明するためのタイミングチャートである。図42に示す回路は、図1の周辺制御系回路6に配置する。
【0088】
図42に示す回路は、レジスタR1、リフレッシュアドレスカウンタR2およびスペア置換のためのアドレス比較回路(図中記号ACT)を含む。リフレッシュアドレスカウンタR2は、カウントアップ指示信号CUPに応じてカウント動作を行なう。カウントアップ指示信号CUPは、図43に示すようにブロック活性化信号ACTに応答して変化する。リフレッシュアドレスカウンタR2の値は、次サイクルにおけるリフレッシュアドレスQAi0を示す。レジスタR1は、リフレッシュアドレスカウンタR2の出力を取込み、現サイクルにおけるリフレッシュアドレスQAiを出力する。
【0089】
アドレス比較回路ACTは、現在のリフレッシュアドレスQAiに対しては、現サイクルにおけるスペア置換判定を行ない、次回のリフレッシュアドレスQAi0に対しては、次サイクルでのスペア置換判定を行なう。
【0090】
レジスタR1から出力されるリフレッシュアドレスQAiは、現サイクルにおけるノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjを決定する。リフレッシュアドレスカウンタR2に従いブロックデコードされたノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjを次サイクルにおけるノーマルブロック選択信号またはスペアブロック選択信号として使用する。
【0091】
図43に示すように、第n番目のセルフリフレッシュサイクルの開始時点では、対応するノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjがすでに発生していることになる。また、第n番目のセルフリフレッシュサイクルで発生するカウントアップ指示信号CUPに応答して、第n+1番目のサイクルにおけるノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjを発生させることが可能となる。
【0092】
この結果、リフレッシュサイクル時における内部動作タイミングを遅延させる必要がなく、通常モードにおける動作と同様に内部リフレッシュサイクル動作が可能となる。
【0093】
ここで、本発明の実施の形態3に係る周辺制御系回路の具体的構成の一例を、図16を用いて説明する。図16は、本発明の実施の形態3における半導体記憶装置の周辺制御系回路6♯1の要部の構成を示す図である。図16に示す回路は、図1の周辺制御系回路6に配置する。図16に示す周辺制御系回路6♯1は、リフレッシュアドレスカウンタ32、レジスタ33、ならびにマルチプレクサ(図中記号MUX)34および35を含む。
【0094】
リフレッシュアドレスカウンタ32は、カウントアップ指示信号CUPに従ってカウント動作を行なう。レジスタ33は、リフレッシュアドレスカウンタ32から出力されるカウント値を取込み、出力する。レジスタ33の出力は、リフレッシュアドレス信号QAとしてマルチプレクサ34へ出力される。
【0095】
マルチプレクサ34は、セルフリフレッシュモードではレジスタ33から受けるリフレッシュアドレス信号QAを、ノーマルモードでは外部から受けるロウアドレスに対応する内部ロウアドレス信号RAを選択して出力する。
【0096】
マルチプレクサ35は、セルフリフレッシュモード指示信号SRに応答して、リフレッシュアドレスカウンタ32の出力またはマルチプレクサ34の出力のいずれか一方を選択的に出力する。スペア置換判定回路3は、マルチプレクサ35から与えられる信号をデコードし、置換判定を行なう。
【0097】
なお、第n番目のサイクルにおいてリフレッシュアドレスカウンタ32で発生したカウント値の所定のビットは、第n+1番目のリフレッシュアドレスに対応している。
【0098】
図16に示す周辺制御系回路6♯1はさらに、ラッチ回路36および37、ならびにマルチプレクサ38を含む。ラッチ回路36は、ラッチタイミングを制御する信号LTHに応答して、スペア置換判定回路3から受けるノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号をラッチして出力する。ラッチ回路37は、ブロック活性化信号ACTに応答して、ラッチ回路36の出力をラッチして出力する。マルチプレクサ38は、セルフリフレッシュモード指示信号SRに応答して、ラッチ回路37の出力またはスペア置換判定回路3の出力のいずれか一方を選択的に出力する。マルチプレクサ38から出力されるノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSに従いブロック選択動作が行なわれる。
【0099】
図16に示す周辺制御系回路6♯1のセルフリフレッシュモードにおける動作を、タイミングチャートである図17を用いて説明する。図17は、図16に示す周辺制御系回路6♯1の動作について説明するためのタイミングチャートである。図16および図17を参照して、ブロック活性化信号ACTの第n番目(または第n+1番目)の活性化に応答して、スペア置換の判定が行なわれる。ラッチ回路36の入力ノードNAが、ノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSを受ける。信号LTHの第n番目(または第n+1番目)の活性化に応答して、ラッチ回路36の出力ノードNBにノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSが出力される。続いて、ブロック活性化信号ACTの第n番目(または第n+1番目)の非活性化に応答して、ラッチ回路37の出力ノードNCにノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSが出力される。
【0100】
すなわち、第n番目のサイクルにおいて、リフレッシュアドレスカウンタ32で発生したカウント値の所定のビットが示す第n+1番目のリフレッシュアドレスに基づくスペア置換の判定を終了させておくことが可能となる。この結果、セルフリフレッシュサイクルにおいて、内部動作のタイミングを遅延させることなく、ノーマルモードと同様なタイミングでリフレッシュ動作を行なうことが可能となる。
【0101】
[実施の形態4]
本発明の実施の形態4における半導体記憶装置の改良例について説明する。実施の形態2〜3に示すセルフリフレッシュモードでの動作は、さらに以下のように改善される。セルフリフレッシュモードでは、上述したように、内部タイマとアドレスカウンタとに基づき、順次リフレッシュロウアドレスが内部発生する。そして、このロウアドレスに応じて、対応するワード線が選択され、選択されたメモリセルデータに対するリフレッシュ動作が行われる。
【0102】
したがって、第n番目のセルフリフレッシュサイクル内に、第n+1番目のサイクルでのリフレッシュロウアドレスを発生させることにより、第n+1番目のサイクルが始まる前にブロック選択信号の発生を終了させることが可能となる。また、スペア置換判定も同時に前サイクルで行なうことにより、スペア置換によるブロック選択信号も予め前サイクル内に発生を終了させることができる。
【0103】
よって、本発明の実施の形態4では、セルフリフレッシュモードにおいて異なるメモリブロックに遷移した場合のみゲート制御信号に対するリセット/セット動作を行なう。同一メモリブロック内でワード線選択位置が遷移する場合、ゲート制御信号は当該メモリブロックを選択したまま保持する。
【0104】
本発明の実施の形態4における半導体記憶装置のセルフリフレッシュモードでの動作の一例を、タイミングチャートである図18を用いて説明する。図18は、本発明の実施の形態4における半導体記憶装置のセルフリフレッシュモードでの動作を説明するためのタイミングチャートである。図4、図6および図7と同じ信号には同じ記号を付す。図18では、セルフリフレッシュモードにおいてブロック選択信号BSiに対応するメモリブロックMiが選択されるものとする。
【0105】
(1)時刻T1〜T2の間(1サイクル)において、リフレッシュアドレスカウンタで生成されたリフレッシュロウアドレスとスペアアドレスとの比較判定が行なわれる。時刻T2において、スペア置換の判定結果としてノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjが発生する。
【0106】
選択されたノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjが前サイクルと同じであれば、対応するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)、または対応するゲート制御信号BLI(s+1、1)およびBLI(s−1、2)を接地電圧レベルGNDに保持する。選択されたノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjが前サイクルと不一致の場合は、対応するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)、または対応するゲート制御信号BLI(s+1、1)およびBLI(s−1、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。
【0107】
次のサイクルの開始時刻T1で、対応するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)、または対応するゲート制御信号BLI(s+1、1)およびBLI(s−1、2)を接地電圧レベルGNDに立下げる。
【0108】
(1)に示すように動作させることにより、リフレッシュサイクル時に内部動作タイミングを遅延させる必要がなく、通常の動作モードと同様に内部リフレッシュサイクル動作が可能になる。また、ゲート制御信号の発生に係る消費電力を低減できる。
【0109】
なお、(1)に示す動作ではスペアブロック選択の前後で、ノーマルブロックに対応するゲート制御信号が1回ずつ振幅し、これにより消費電力が増大する。そこで、次の(2)に(1)に示す動作の改良例を示す。
【0110】
(2)時刻T1〜T2の間において、リフレッシュアドレスカウンタで生成されたリフレッシュロウアドレスとスペアアドレスとの比較判定が行なわれ、時刻T2において、スペア置換の判定結果としてノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjが発生する。
【0111】
選択されたノーマルブロック選択信号BSNiが前サイクルと同じであれば、対応するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)を接地電圧レベルGNDに保持する。選択されたノーマルブロック選択信号BSNiが前サイクルと不一致の場合は、対応するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。
【0112】
次のサイクルの開始時刻T1において、対応するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)を接地電圧レベルGNDに立下げる。
【0113】
この間、スペア置換の判定がなされた場合は、その都度次サイクルの開始時刻T1で、対応するゲート制御信号BLI(s+1、1)およびBLI(s−1、2)を接地電圧レベルGNDに立下げ、そのサイクルの終了時に昇圧電源電圧レベルVppにリセットする。
【0114】
(2)のように動作させることにより、スペア置換の前後でノーマルブロックに対応するゲート制御信号の変化を抑え、消費電力の増大を回避することが可能となる。
【0115】
このような動作を実現する周辺制御系回路について、図44および図45を用いて説明する。図44は、本発明の実施の形態4における周辺制御系回路について説明するための図である。図45は、図44に示す回路のセルフリフレッシュモードにおける動作を説明するためのタイミングチャートである。図44に示す回路は、図1の周辺制御系回路6に配置する。
【0116】
図44に示す回路は、レジスタR1、リフレッシュアドレスカウンタR2およびスペア置換のためのアドレス比較回路(図中記号ACT)を含む。リフレッシュアドレスカウンタR2は、カウントアップ指示信号CUPに応じてカウント動作を行ない、次サイクルにおけるリフレッシュアドレスQAi0を出力する。レジスタR1は、リフレッシュアドレスカウンタR2の出力を取込み、現サイクルにおけるリフレッシュアドレスQAiを出力する。
【0117】
アドレス比較回路ACTは、現在のリフレッシュアドレスQAiに対しては、現サイクルにおけるスペア置換判定を行ない、次回のリフレッシュアドレスQAi0に対しては、次回のスペア置換判定を行なう。
【0118】
レジスタR1から出力されるリフレッシュアドレスQAiは、現サイクルにおけるノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjを決定する。リフレッシュアドレスカウンタR2に従いブロックデコードされたノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjを次サイクルにおけるノーマルブロック選択信号またはスペアブロック選択信号として使用する。
【0119】
図45に示すように、第n番目のセルフリフレッシュサイクルの開始時点では、対応するノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjがすでに発生する。また第n番目のセルフリフレッシュサイクルで発生するカウントアップ指示信号CUPに応答して、第n+1番目のサイクルにおけるノーマルブロック選択信号BSNiまたはスペアブロック選択信号BSSjを発生することになる。この結果、上述した(1)または(2)の動作が可能となる。
【0120】
ここで、本発明の実施の形態4に係る周辺制御系回路の具体的構成の一例を図19を用いて説明する。図19は、本発明の実施の形態4における半導体記憶装置の周辺制御系回路6♯2の構成の概要を示す図である。図19の回路は、図1の周辺制御系回路6に配置する。
【0121】
図19に示す周辺制御系回路6♯2は、図16における周辺制御系回路6♯1の構成に加えて、比較回路40を含む。比較回路40は、ラッチ回路37でラッチしたノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSと、ラッチ回路36でラッチしたノーマルブロック選択信号BSNおよびスペアブロック選択信号BSSとを比較して、連続する2サイクル間におけるブロック選択状態に変化がないか否か(一致/不一致)を示す一致判定信号SGを出力する。
【0122】
本発明の実施の形態4における半導体記憶装置の選択ゲート制御回路の構成例を、図20を用いて説明する。図20は、本発明の実施の形態4における半導体記憶装置の選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図20の回路は、図1の選択ゲート制御回路100に配置する。
【0123】
図20に示す選択ゲート制御回路は、NOR回路43、AND回路42、レベル変換回路15、PMOSトランジスタP4、およびNMOSトランジスタN4を含む。NOR回路43は、ブロック活性化信号ACTおよび一致判定信号SGを受ける。AND回路19は、ブロック選択信号BSi、信号BSNならびにNOR回路43の出力を受ける。レベル変換回路15は、AND回路42のHレベルの出力信号を昇圧電源電圧レベルVppに上げる。PMOSトランジスタP4およびNMOSトランジスタN4のそれぞれのゲート電極は、レベル変換回路15の出力を受ける。PMOSトランジスタP4とNMOSトランジスタN4との接続ノードOUT1から、ゲート制御信号が出力される。
【0124】
図20に示回路は、ブロック選択信号BSiおよび一致判定信号SGに基づき、ゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)を制御する。連続する2サイクル間で、選択対象が異なると(一致判定信号SGがLレベル)、ゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)をリセットし、昇圧電源電圧レベルVppにする。ブロック選択状態に変化がなければ状態を保持する。
【0125】
このように構成することにより、リフレッシュサイクルにおいて内部動作のタイミングを遅延させる必要がなく、ノーマルモードと同様に動作することが可能となる。また、ゲート制御信号の設定に伴う消費電力を低減することが可能となる。
【0126】
[実施の形態5]
本発明の実施の形態5における半導体記憶装置のアレイ部の構成を、図21を用いて説明する。図21は、本発明の実施の形態5における半導体記憶装置のアレイ部の構成を示す図である。図21のアレイ部は、図1のアレイ部9に代わって配置する。
【0127】
図21に示すアレイ部は、ノーマルブロックMB0♯1〜MB0♯NおよびMB1♯1〜MB1♯Nと、スペアブロックSBとを含む。センスアンプブロック10は、交互配置型シェアードセンスアンプの構成を有する。
【0128】
スペアブロックSBは、ノーマルブロックMB0♯1〜MB0♯NおよびMB1♯1〜MB1♯Nを置換救済する。スペアブロックSBとノーマルブロックとは、互いに異なるマットに(分離して)設けられる。
【0129】
実施の形態5におけるスペアブロックとセンスアンプブロックとの関係を、図46を用いて説明する。図46は、本発明の実施の形態5におけるセンスアンプブロック10とスペアブロックとの関係を説明するための図である。図46において、記号Ms0♯1、Ms1♯1およびMs0♯2は、スペアブロックを示す。記号BLs1、/BLs1、BLs2、/BLs2、BLs3、/BLs3は、スペアブロックSBにおけるビット線を、記号SWL1、SWL2、SWL3、SWL4は、スペアワード線を示す。
【0130】
センスアンプブロック10とビット線のそれぞれとは、選択ゲート(記号Gs(0、2)、Gs(1、1)、Gs(1、2)、Gs(2、2))を介して接続される。たとえば1つのセンスアンプブロック10は、選択ゲートGs(0、2)を介してスペアブロックMs0♯1と、選択ゲートGs(1、1)を介してメモリブロックMs1♯1とそれぞれ接続される。
【0131】
各選択ゲートは、複数のNMOSトランジスタで構成される。図46において、選択ゲートGs(0、2)はゲート制御信号BLIs(0、2)に応答して開閉する。選択ゲートGs(1、1)はゲート制御信号BLIs(1、1)に、選択ゲートGs(1、2)はゲート制御信号BLIs(1、2)にそれぞれ応答して開閉する。選択ゲートGs(2、1)は、ゲート制御信号BLIs(2、1)に応答して開閉する。
【0132】
1のマット内にスペアブロックのみを備えた場合、単一のスペアブロックを選択するか、または少数のスペアブロックの中から1のスペアブロックを選択することになる。この場合、内部ロウアドレスのブロックデコードが不要となるか、または簡単になる。図21に示すアレイ部を用いた場合、以下のような動作が可能となる。
【0133】
第1に、本発明の実施の形態1に示す構成をとることにより、スペア置換の判定結果によらず、外部ロウアドレスに従いゲート制御信号の制御を行なう。また、スペア置換の判定結果によらずゲート制御信号を中間レベルに設定し、さらにスペア置換の判定結果に基づき、ゲート制御信号を昇圧電源電圧レベルVppまたは接地電圧レベルGNDとする。
【0134】
第2に、本発明の実施の形態2の構成をとることにより、特にリフレッシュモードにおいて、スペア置換の判定結果に基づきノーマルブロックまたはスペアブロックのいずれかについてのゲート制御信号を制御する。
【0135】
第3に、本発明の実施の形態3の構成をとることにより、1つ前のセルフリフレッシュサイクル内で、次のノーマルブロック選択信号またはスペアブロック選択信号を発生させ、これに基づき内部リフレッシュ動作を行なう。
【0136】
第4に、本発明の実施の形態4の構成をとることにより、特に連続したセルフリフレッシュサイクル内において選択されたブロックに変化がない場合には、ゲート制御信号を保持し、選択されたメモリブロックが遷移した場合についてのみゲート制御信号の再設定を行なう。
【0137】
これらの構成をとることにより、ノーマルモードにおける高速動作と、リフレッシュ動作時における消費電力の低減化を図ることが可能となる。
【0138】
[実施の形態6]
本発明の実施の形態6における半導体記憶装置の改良例を説明する。本発明の実施の形態6では、実施の形態1〜5に示す選択ゲートに関する動作を、ワード線を駆動に関する動作に適用する。本発明の実施の形態6における半導体記憶装置の動作を、タイミングチャートである図22および図23を用いて説明する。図22および図23は、本発明の実施の形態6における半導体記憶装置のワード線駆動信号の制御を説明するためのタイミングチャートである。
【0139】
図22はスペア非置換時に、図23はスペア置換時にそれぞれ対応している。図22および図23において、記号RXjは、選択対象となったワード線に対応するワード線駆動信号を示し、記号RXSjは、選択されたワード線を置換救済するスペアワード線に対応するワード線駆動信号を示している。
【0140】
図22を参照して、スタンバイ状態において、ワード線駆動信号は接地電圧レベルGNDに設定されている。時刻T1において、ブロック選択信号BSiがHレベルになる。これに応答して、ワード線駆動信号RXjおよびRXSjを電源電圧レベルVccに立上げておく。
【0141】
時刻T1〜T2において、スペア置換の判定が行われ、ノーマルブロック選択信号BSNがHレベルに立上がる。スペアブロック選択信号BSSはLレベルを保持する。これを受けて、ワード線駆動信号RXjを昇圧電源電圧レベルVppに立上げ、ワード線駆動信号RXSjを接地電圧レベルGNDに立下げる。
【0142】
図23を参照して、図22と同様、ワード線駆動信号を一時電源電圧レベルVccにする。スペア置換される場合、時刻T1〜T2において、スペアブロック選択信号BSSがHレベルに立上がる。ノーマルブロック選択信号BSNはLレベルを保持する。これを受けて、ワード線駆動信号RXSjを昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ワード線駆動信号RXjを接地電圧レベルGNDに立下げる。
【0143】
このようにワード線駆動信号のレベルを制御することにより、高速動作が可能となる。中間レベル(Vcc)の電圧を用いることにより、消費電力の低減を図ることが可能となる。
【0144】
図22および図23に示す動作を実現するためのワード線駆動制御回路の構成の一例を、図24を用いて説明する。図24は、図22および図23に示すワード線駆動信号を発生するワード線駆動制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図24を参照して、ワード線駆動制御回路50は、AND回路51、NAND回路21、54および55、インバータ52、レベル変換回路15、PMOSトランジスタP4、ならびにNMOSトランジスタN4を含む。
【0145】
AND回路51は、内部アドレス信号RA0、RA1、および周辺制御系回路に含まれる遅延回路45から信号RX0を受け、ワード線駆動元信号WLjを出力する。信号RX0は、ブロック活性化信号ACTを遅延させたものである。インバータ52は、ノーマルブロック選択信号BSNを反転する。NAND回路21は、インバータ52の出力と信号WLjとを受ける。
【0146】
NAND回路54および55は、信号WLjとノーマルブロック選択信号BSNとを受ける。PMOSトランジスタP4のゲート電極は、レベル変換回路15の出力を受け、NMOSトランジスタN4のゲート電極は、NAND回路55の出力を受ける。また、PMOSトランジスタP1のゲート電極は、NAND回路21の出力を受ける。
【0147】
PMOSトランジスタP1がオンすると、出力ノードOUT1(ワード線駆動信号RXj)が電源電圧レベルVccに設定される。PMOSトランジスタP4がオンすると(信号BSNおよびWLjがともにHレベル)、出力ノードOUT1が昇圧電源電圧レベルVppに設定される。NMOSトランジスタN4がオンすると(信号BSNおよびWLjのいずれかがLレベル)、出力ノードOUT1が接地電圧レベルGNDに設定される。
【0148】
図22および図23に示すワード線駆動信号RXjに適用するワードドライバの構成の一例を、図25および図26を用いて説明する。図25および図26は、本発明の実施の形態6におけるワードドライバの具体的構成の一例を示す回路図であり、図25は通常のワード線構成に対応し、図26は、階層ワード線方式にそれぞれ対応している。図24〜図26は、図1に示すロウ系制御回路5に配置する。
【0149】
図25においては、デコーダ(NAND回路61、インバータ62)を併せて記載している。NAND回路61は、内部ロウアドレスXa、Xb、Xcを受ける。インバータ62は、NAND回路61の信号を反転する。
【0150】
図25に示すワードドライバは、PMOSトランジスタP7〜P9、ならびにNMOSトランジスタN7〜N9を含む。PMOSトランジスタP7およびNMOSトランジスタN7は、昇圧電源電圧Vppと接地電圧GNDとの間に直列に接続される。PMOSトランジスタP8およびNMOSトランジスタN8は、昇圧電源電圧Vppと接地電圧GNDとの間に直列に接続される。NMOSトランジスタN7のゲート電極は、プリチャージ信号φPRを受け、NMOSトランジスタN8のゲート電極は、インバータ62の出力を受ける。
【0151】
PMOSトランジスタP9の一方の導通端子は、上述したワード線駆動信号RXjを受ける。NMOSトランジスタN9の一方の導通端子は、接地電圧GNDと接続される。PMOSトランジスタP9とNMOSトランジスタN9との接続ノードが、ワード線WLjと接続される。
【0152】
Hレベルのプリチャージ信号φPRを受けると、PMOSトランジスタP8がオンし、PMOSトランジスタP9がオフする。インバータ62からHレベルの信号が出力されると、NMOSトランジスタP8がオンし、PMOSトランジスタP9がオンする。ワード線WLjに、ワード線駆動信号RXjが供給される。NAND回路61からHレベルの信号が出力されると、NMOSトランジスタN9がオンし、ワード線WLjは接地電圧レベルGNDに下がる。
【0153】
図26に示すワードドライバは、PMOSトランジスタP10、ならびにNMOSトランジスタN10およびN12を含む。PMOSトランジスタP10、ならびにNMOSトランジスタN10およびN12は、サブワード線毎に設けられる。
【0154】
PMOSトランジスタP10およびNMOSトランジスタN10のゲート電極はメインワード線MWLと接続される。PMOSトランジスタP10の一方の導通端子はワード線駆動信号RXSj(またはRXSj+1)を受け、他方の導通端子は、サブワード線SWLj(またはSWLj+1)と接続される。NMOSトランジスタN10およびN12の一方の導通端子は、接地電圧GNDに接続され、他方の導通端子はサブワード線SWLj(またはSWLj+1)と接続される。NMOSトランジスタN12のゲート電極は、ワード線駆動信号RXSj(またはRXSj+1)を反転した信号/RXSj(/RXSj+1)を受ける。メインワード線MWLとワード線駆動信号との組合わせにより、サブワード線が選択状態になる。
【0155】
このように構成することにより、スペア置換の判定前に、対応するワード線またはサブワード線を電源電圧レベルVccに立上げておくことが可能となる。これにより、高速動作が可能となる。また中間レベルの電圧(Vcc)を使用することにより、消費電力の低減を図ることが可能となる。
【0156】
なお、スペアロウのデコード(スペア置換の判定)が、ワード線駆動信号の発生タイミングに間に合っているがゲート制御信号の発生タイミングには間に合わない場合、ゲート制御信号はノーマルブロックおよびスペアブロックの双方において選択状態にしておく必要がある。
【0157】
なお、実施の形態1〜6に示したように、スペアロウのデコードをゲート制御信号の発生に関与させるのが有効か、ワード線駆動信号に関与させるのが有効かは、実際にスペアロウデコード信号がどのタイミングで発生されるかで決まり、これはメモリセルアレイ構成やスペアロウ数等により決定されるものである。
【0158】
[実施の形態7]
本発明の実施の形態1〜5に示した半導体記憶装置の改良例について説明する。本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路は、スタンバイ時において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0159】
本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の一例について、タイミングチャートである図27および図28を用いて説明する。図27および図28は、本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。図27は、スペア非置換の場合、図28は、スペア置換の場合にそれぞれ対応する。図4、図6および図7と同じ信号には、同じ記号を付す。
【0160】
図27を参照して、スタンバイ状態において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。時刻T1において、ブロック選択信号BSiがレベルに立上がる。時刻T1〜T2において、スペア置換の判定がなされ、ノーマルブロック選択信号BSNがHレベルに立上がる。スペアブロック選択信号BSSはLレベルを保持する。これを受けてゲート制御信号BLI(i、1)およびBLI(i、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)を接地電圧レベルGNDに立下げる。ゲート制御信号BLI(s、1)、BLI(s、2)、BLI(s+1、1)、BLI(s−1、2)は電源電圧レベルVccを保持する。アクティブサイクルの終了する時刻T3にゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0161】
図28を参照して、スタンバイ状態において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。時刻T1において、ブロック選択信号BSiがHレベルに立上がる。時刻T1〜T2において、スペア置換の判定がなされ、スペアブロック選択信号BSSがHレベルに立上がる。ノーマルブロック選択信号BSNはLレベルを保持する。これを受けてゲート制御信号BLI(s、1)およびBLI(s、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(s+1、1)、BLI(s−1、2)を接地電圧GNDに立下げる。ゲート制御信号BLI(i、1)、BLI(i、2)、BLI(i+1、1)、BLI(i−1、2)は電源電圧レベルVccを保持する。アクティブサイクルの終了する時刻T3にゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0162】
このような選択ゲート制御回路を用いて選択ゲートを制御することにより、消費電力を低減することが可能となる。また、スぺア置換の判定を反映した動作であっても、アクセスロスを起こさない。
【0163】
図27および図28に示す動作を実現するための選択ゲート制御回路の構成の一例を、図47および図48を用いて説明する。図47および図48は、図27および図28に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図47はノーマルブロックに、図48はスペアブロックにそれぞれ対応している。
【0164】
図47に示す選択ゲート制御回路は、レベル変換回路15♯1、PMOSトランジスタP4、NMOSトランジスタN4、ならびにインバータ90および91を含む。インバータ90および91は、ノーマルブロック選択信号BSNを反転する。PMOSトランジスタP1のゲート電極は、インバータ90の出力を受ける。レベル変換回路15♯1の基本構成は、レベル変換回路15と同じである。インバータ22は、ノーマルブロック選択信号BSNを反転する。レベル変換回路15♯1においては、NMOSトランジスタN2のゲート電極は、インバータ22の出力を、NMOSトランジスタN3のゲート電極は、ノーマルブロック選択信号BSNをそれぞれ受ける。
【0165】
PMOSトランジスタP4のゲート電極は、レベル変換回路15♯1の出力を受け、NMOSトランジスタN4のゲート電極は、インバータ91の出力を受ける。PMOSトランジスタP4とNMOSトランジスタN4との接続ノードの電圧により、ゲート制御信号BLI(i−1、2)およびBLI(i+1、1)が決定される。
【0166】
図48に示す選択ゲート制御回路の基本構成は、図47に示す選択ゲート制御回路と同じである。図48に示す選択ゲート制御回路においては、インバータ22、90および91は、スペアブロック選択信号BSSを受ける。PMOSトランジスタP4とNMOSトランジスタN4との接続ノードの電圧により、ゲート制御信号BLI(s−1、2)およびBLI(s+1、1)が決定される。
【0167】
本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の他の一例について、タイミングチャートである図29および図30を用いて説明する。図29および図30は、本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の他の動作の一例について説明するためのタイミングチャートであり、特にセルフリフレッシュモードでの制御について表している。図29はスペア非置換の場合、図30はスペア置換の場合にそれぞれ対応している。図4、図6および図7と同じ信号には、同じ記号を付す。図29〜図30では、実施の形態3で説明したように、セルフリフレッシュモードでは、前サイクル内で次サイクルにおけるスペア置換判定を完了させておく。
【0168】
図29を参照して、スタンバイ状態において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。サイクル開始時刻T1において、ノーマルブロック選択信号BSNはHレベルである。これを受けてゲート制御信号BLI(i、1)およびBLI(i、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(i+1、1)、BLI(i−1、2)を接地電圧GNDに立下げる。ゲート制御信号BLI(s、1)、BLI(s、2)、BLI(s+1、1)、BLI(s−1、2)は電源電圧レベルVccを保持する。サイクルの終了時刻T3にゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0169】
図30を参照して、スタンバイ状態において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。時刻T1において、スペアブロック選択信号BSSはHレベルである。これを受けてゲート制御信号BLI(s、1)、BLI(s、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(s+1、1)、BLI(s−1、2)を接地電圧GNDに立下げる。ゲート制御信号BLI(i、1)、BLI(i、2)、BLI(i+1、1)、BLI(i−1、2)は電源電圧レベルVccを保持する。サイクルの終了時刻T3にゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0170】
このような選択ゲート制御回路を用いて選択ゲートを制御することにより、消費電力を低減することが可能となる。また、実施の形態3で説明したように、前サイクル内に次サイクルにおけるスぺア置換の判定が完了するため、次サイクルにおける判定動作に伴う遅延が発生しない。
【0171】
なお、ゲート制御信号のみならず、ワード線駆動信号についても同様の制御が可能である。本発明の実施の形態7のワード線駆動制御回路について、図31を用いて説明する。図31は、本発明の実施の形態7のワード線駆動制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。図23と同じ信号には、同じ記号を付す。
【0172】
図31を参照して、スタンバイ状態において、ワード線駆動信号を電源電圧レベルVccに設定する。時刻T1において、ブロック選択信号BSiがHレベルに立上がる。時刻T1〜T2において、スペア置換の判定がなされる。スペア非置換の場合、ノーマルブロック選択信号BSNがHレベルに立上がり(実線)、スペアブロック選択信号BSSはLレベルを保持する(破線)。これを受けてワード線駆動信号RXiを昇圧電源電圧レベルVppに立上げる(実線)。ワード線駆動信号RXSjを接地電圧GNDに立下げる(実線)。アクティブサイクルの終了する時刻T3にワード線駆動信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0173】
スペア置換の場合、時刻T1〜T2において、スペアブロック選択信号BSSがHレベルに立上がり(実線)、ノーマルブロック選択信号BSNはLレベルを保持する(破線)。これを受けてワード線駆動信号RXSiを昇圧電源電圧レベルVppに立上げる(破線)。ワード線駆動信号RXjを接地電圧GNDに立下げる(破線)。アクティブサイクルの終了する時刻T3にワード線駆動信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0174】
この場合、実施の形態6で説明したワードドライバを使用する。なお、図31に示す動作を実現するためのワード線駆動制御回路の構成の一例を、図32を用いて説明する。図32は、図31に示すワード線駆動信号を発生するワード線駆動制御回路の具体的構成の一例を示す図である。図24に示すワード線駆動制御回路50と同じ構成要素には、同じ記号および符号を付す。
【0175】
図32に示すワード線駆動制御回路は、AND回路51および71、NAND回路54、インバータ70、レベル変換回路15、ならびにPMOSトランジスタP1を含む。NAND回路54は、ノーマルブロック選択信号BSNとAND回路51の出力するワード線駆動元信号WLjとを受ける。インバータ70は、ノーマルブロック選択信号BSNを反転して信号/BSNを出力する。AND回路71は、ワード線駆動元信号WLjとインバータ70の出力とを受ける。PMOSトランジスタP1のゲート電極は、ワード線駆動元信号WLjを受ける。
【0176】
PMOSトランジスタP1がオンすると、出力ノードOUT1(ワード線駆動信号RXj)が電源電圧レベルVccに設定される。PMOSトランジスタP4がオンすると(信号BSNおよびWLjがともにHレベル)、出力ノードOUT1が昇圧電源電圧レベルVppに設定される。NMOSトランジスタN4がオンすると(信号/BSNおよびWLjがともにHレベル)、出力ノードOUT1が接地電圧レベルGNDに設定される。
【0177】
このようなワード線駆動制御回路を用いることにより、ワード線の立上げの高速化および、消費電力を低減することが可能となる。
【0178】
[実施の形態8]
低電源電圧動作に適する選択ゲート制御回路の改良例について説明する。図33は、本発明の実施の形態8における選択ゲートの制御について説明するため概念図である。図33を参照して、記号MCはメモリセルを、記号BL0、/BL0、BL1、/BL1はビット線を、記号BLI(i、2)、BLI(i+1、1)はゲート制御信号を、記号G(i、2)、G(i+1、1)は選択ゲートを、記号Sは、センスアンプを活性化させるセンスアンプ活性化信号を示す。ビット線のプリチャージ電圧は、1/2Vccである。メモリセルMCの微小信号を読出す。
【0179】
選択ゲートを構成するNMOSトランジスタのしきい値をVthと記す。電源電圧がトランジスタのしきい値Vthに対して相対的に低下して、Vcc<1/2Vcc+Vthの領域になると、ゲート制御信号BLI(i+1、1)が電源電圧レベルVccであっても、選択ゲートG(i+1、1)がオンしない。したがって、図1に示す回路100として、以下の動作を行なう選択ゲート制御回路を用いる。
【0180】
本発明の実施の形態8の選択ゲート制御回路について、タイミングチャートである図34を用いて説明する。図34は、本発明の実施の形態8の選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。記号WLは、ワード線を、記号BL、/BLは、ビット線をそれぞれ表している。図4と同じ信号には同じ記号を付す。
【0181】
スタンバイ状態において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。時刻T1において、ブロック選択信号BSiがHレベルに立上がる。時刻T1〜T2において、スペア置換の判定がなされ、ノーマルブロック選択信号BSN、またはスペアブロック選択信号BSSのいずれかがHレベルに立上がる。これを受けて対応するゲート制御信号BLI(i、1)およびBLI(i、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)は電源電圧レベルVccを保持する。
【0182】
ワード線WLが選択され、電位がHレベル立上がると、ビット線にメモリセルMCの蓄積電荷が読みだされる。選択されたメモリブロックに隣接する非選択のメモリブロックに対するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)は電源電圧レベルVccであるので、対応する選択ゲートはオンしない。選択されたメモリブロックが、対応するセンスアンプブロックと選択的に結合状態になる。
【0183】
時刻T3において、センスアンプ活性化信号Sによりセンス動作が開始される。これに少し先立って、ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)を接地電位レベルGNDに落とす。このように制御することにより、非選択のメモリブロックに対する選択ゲートをオンさせずにセンス動作を完了させることが可能となる。時刻T4のアクティブサイクルの終了時にゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。
【0184】
このようにゲート制御信号の立下げが遅くともタイムマージンが大きくなり、アクセスタイムが高速化する。サイクルの始めに、ゲート制御信号を接地電圧レベルGNDから昇圧電源電圧レベルVppに、または昇圧電源電圧レベルVppから接地電圧レベルGNDに変化させる必要がないため、高速動作が可能となる。
【0185】
このような構成をダイレクトセンス方式と組合わせた場合について説明する。図35は、ダイレクトセンス方式について説明するための概念図である。図35を参照して、ビット線BL、/BLに対してサンスアンプSA、読出回路80、および書込選択回路81を設ける。読出回路80は、読出制御信号YRに応答して、ビット線BL、/BLの電位に基づき、データ読出線RO、/ROの電位を変化させる。書込選択回路81は、書込制御信号YWに応答して、データ書込線WI、/WIの電位に基づき、ビット線BL、/BLの電位を変化させる。センスアンプSAは、センスアンプ活性化信号Sに基づきセンス動作を行う。
【0186】
ダイレクトセンス方式対応に適用する選択ゲート制御回路について、タイミングチャートである図36を用いて説明する。図36は、図35に適用する本発明の実施の形態8における選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。記号WLは、ワード線を、記号BL、/BLは、ビット線を、記号RO、/ROはデータ読出線をそれぞれ表している。図4、図6および図7と同じ信号には同じ記号を付す。
【0187】
スタンバイ状態において、ゲート制御信号を電源電圧レベルVccに設定する。時刻T1において、ブロック選択信号BSiがレベルに立上がる。時刻T1〜T2において、スペア置換の判定がなされ、ノーマルブロック選択信号BSN、スペアブロック選択信号BSSのいずれかがHレベルに立上がる。これを受けてゲート制御信号BLI(i、1)およびBLI(i、2)を昇圧電源電圧レベルVppに立上げる。ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)は電源電圧Vccを保持する。
【0188】
ワード線WLが選択され、立上がると、ビット線にメモリセルの蓄積電荷が読みだされる。非選択のメモリブロックに対するゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)は、電源電圧レベルVccであるので、対応する選択ゲートはオンせず、選択されたメモリブロックに対する選択ゲートのみがオンする。選択されたメモリブロックのみがセンスアンプと結合状態になる。
【0189】
時刻T3#(>図34の時刻T3)において、センスアンプ活性化信号Sによりセンス動作が開始される。ダイレクトセンス方式では、これに少し先立ってデータ読出線RO、/ROに信号が読みだされている。従って時刻T3#の後に、ゲート制御信号BLI(i+1、1)およびBLI(i−1、2)を接地電圧レベルGNDに落とす。すなわち、センスアンプ動作およびゲート制御信号の立下げ動作は非常にゆっくりと行うことができる。
【0190】
[実施の形態9]
本発明の実施の形態9における半導体記憶装置の改良例について説明する。本発明の実施の形態9における半導体記憶装置は、低電源電圧動作に適し、センスアンプの動作を高速化するための構成を備える。図37は、本発明の実施の形態9におけるビット線電位駆動回路の一例について説明するための図である。図37において、記号SAはセンスアンプを、記号Gは選択ゲートを、記号BLIはゲート制御信号(または当該信号を伝送する信号線)を、記号BL、/BLはビット線をそれぞれ示している。
【0191】
センスアンプSAに対しては、センスアンプ駆動トランジスタP30(PMOSトランジスタ)およびN30(NMOSトランジスタ)が配置されている。センスアンプ駆動トランジスタP30の一方の導通端子は電源電圧Vccと接続され、他方の導通端子はセンスアンプ駆動線SPと接続されている。センスアンプ駆動トランジスタN30の一方の導通端子は接地電圧GNDと接続され、他方の導通端子はセンスアンプ駆動線SNと接続されている。センスアンプ駆動トランジスタP30のゲート電極は、センスアンプ活性化信号/Sを、センスアンプ駆動トランジスタN30のゲート電極は、信号Sを反転したセンスアンプ活性化信号Sをそれぞれ受ける。
【0192】
センスアンプSAは、センスアンプトランジタP32およびP33(PMOSトランジスタ)、ならびにN32およびN33(NMOSトランジスタ)で構成される。センスアンプトランジスタN32、N33のそれぞれの一方の導通端子は、センスアンプ駆動線SNと接続されている。センスアンプトランジスタP32、P33のそれぞれの一方の導通端子は、センスアンプ駆動線SPと接続されている。
【0193】
センスアンプトランジスタP32およびN32の他方の導通端子はノードNXで接続され、ノードNXは選択ゲートGを介してビット線BLと接続される。センスアンプトランジスタP33およびN33の他方の導通端子はノードNYで接続され、ノードNYは選択ゲートGを介してビット線/BLと接続される。
【0194】
図37に示すビット線電位駆動回路は、容量素子C1およびC2を含む。容量素子C1は、センスアンプ駆動線SPとセンスアンプSAのノードNXとの間に設ける。容量素子C2は、センスアンプ駆動線SPとセンスアンプSAのノードNYとの間に設ける。
【0195】
図37に示すビット線電位駆動回路を使用した場合のセンス動作を、図38を用いて説明する。図38は、図37に示すビット線電位駆動回路を使用した場合のセンス動作について説明するためのタイミングチャートである。記号S、/Sは、センスアンプ活性化信号を、記号SPは、センスアンプ駆動線を示す。記号WLは、読出対象であるメモリセルが接続されるワード線の波形を、記号BLは、読出対象であるメモリセルが接続されるビット線の波形をそれぞれ表わす。ビット線のプリチャージ電圧は、1/2Vccである。なお、ビット線BLについては、電圧方向に波形を拡大しており、他の波形とは縮尺が異なる。
【0196】
ワード線WLの電位が接地電圧レベルGNDから昇圧電源電圧レベルVppに立上がる(Vpp−GND間は約3.0V)。ビット線BLの電位が1/2Vccから微小に変化する(約0.3V幅)。センスアンプ活性化信号SをHレベルに、信号/SをLレベルに設定する。センスアンプ駆動線SPの電位がHレベルに立上がる(なお、センスアンプ活性化信号S、/S、およびセンスアンプ駆動線SPにおけるHレベル−Lレベル間は約1.8Vである)。
【0197】
センスアンプトランジスタP32、P33のしきい値をVtp、センスアンプトランジスタN32、N33のしきい値をVtnとすると、電源電圧Vccが低下して、1/2Vcc<Vtp、1/2Vcc<Vtnになってくると、容量素子C1およびC2がない場合(破線)、センスアンプトランジタがオンせず、またはオンするのが非常に遅くなる。すなわち、ビット線の電位の変化は遅く、センス動作の不良または遅延が生じる。
【0198】
一方、図37に示すビット線電位駆動回路を設けることにより、センスアンプ駆動線SPによって、ビット線の電位を押し上げることが可能となる(実線)。これにより、センスアンプトランジスタN32、N33がオンしやすく、センス動作の高速化が実現される。
【0199】
なお、図37に示す構成では、センスアンプ駆動線SPからのカップリングによりセンス動作の高速化を図ったが、図39または図40に示すよう駆動してもよい。図39および図40は、本発明の実施の形態9におけるビット線電位駆動回路の他の例について説明するための図である。図37と同じ構成要素には、同じ記号を付す。なお、記号Sはセンスアンプ活性化信号、または当該信号を伝送する信号線を示す。
【0200】
図39に示すビット線電位駆動回路は、容量素子C3およびC4を含む。容量素子C3は、ゲート制御信号を伝送する信号線BLIとセンスアンプSAのノードNXとの間に設ける。容量素子C4は、ゲート制御信号を伝送する信号線BLIとセンスアンプSAのノードNYとの間に設ける。
【0201】
図40に示すビット線電位駆動回路は、容量素子C5およびC6を含む。容量素子C5は、センスアンプ活性化信号を伝送する信号線SとセンスアンプSAのノードNXとの間に設ける。容量素子C6は、センスアンプ活性化信号を伝送する信号線SとセンスアンプSAのノードNYとの間に設ける。
【0202】
図39に示す構成では、ゲート制御信号BLIの立上がりによりセンス動作の高速化を図り、図40に示す構成では、センスアンプ活性化信号Sによりセンス動作の高速化を図る。
【0203】
図39および図40に示すビット線電位駆動回路を使用した場合のセンス動作を、図41を用いて説明する。図41は、図39および図40に示すビット線電位駆動回路を使用した場合のセンス動作について説明するためのタイミングチャートである。記号S、/Sはセンスアンプ活性化信号を、記号SPはセンスアンプ駆動線を、記号BLIはゲート制御信号をそれぞれ示す。記号WLは、読出対象であるメモリセルが接続されるワード線の波形を、記号BLは、読出対象であるメモリセルが接続されるビット線の波形をそれぞれ表わす。ビット線のプリチャージ電圧は、1/2Vccである。なお、ビット線BLについては、電圧方向に波形を拡大しており、他の波形とは縮尺が異なる。
【0204】
スタンバイ状態(電源電圧レベルVcc)にあるゲート制御信号BLIを変化させる。センスアンプと結合させる場合、昇圧電源電圧レベルVppに立上げる(非結合させる場合は、接地電圧Vccに立下げる)。ワード線WLの電位が接地電圧レベルGNDから昇圧電源電圧レベルVppに立上がる(Vpp−GND間は約3.0V)。ビット線BLの電位が1/2Vccから微小に変化する(約0.3V幅)。
【0205】
この後、センスアンプ活性化信号SがHレベルに、センスアンプ活性化信号/SがLレベルに設定される。センスアンプ駆動線SPの電位が立上がる(なお、センスアンプ活性化信号S、/S、およびセンスアンプ駆動線SPにおけるHレベル−Lレベル間は約1.8Vである)。
【0206】
図39において容量素子C3およびC4がない場合(破線)、センスアンプトランジタがオンせず、またはオンするのが非常に遅くなる。すなわち、ビット線の電位の変化は遅く、センス動作の不良または遅延が生じる。一方、図39に示すビット線電位駆動回路を設けることにより、ゲート制御信号BLIの立上がりによって、ビット線の電位を押し上げることが可能となる(実線)。これにより、センスアンプトランジスタN32、N33がオンしやすく、センス動作の高速化が実現される。なお、ゲート制御信号BLIの立上がりは、センス動作前であればよい。
【0207】
図40において容量素子C5およびC6がない場合(破線)、センスアンプトランジタがオンせず、またはオンするのが非常に遅くなる。すなわち、ビット線の電位の変化は遅く、センス動作の不良または遅延が生じる。一方、図40に示すビット線電位駆動回路を設けることにより、センスアンプ活性化信号Sの立上がりによって、ビット線の電位を押し上げることが可能となる(実線)。これにより、センスアンプトランジスタN32、N33がオンしやすく、センス動作の高速化が実現される。なお、図40に示す構成は、特にセンスアンプ駆動トランジスタが、アレイ内に分散配置されている場合に効果が大きい。
【0208】
図37、図39、図40に示すように構成することにより、高速なセンス動作が可能となる。また、容量素子を駆動するための駆動配線を別途設ける必要がないため、回路数、配線数を低減し、チップ面積の低減も可能となる。
【0209】
なお今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【0210】
【発明の効果】
請求項1および請求項2に係る半導体記憶装置によれば、スペア置換の判定に先立って、ノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれを対応するセンスアンプブロックと結合させておくことにより、高速動作を実現することができる。
【0211】
請求項3に係る半導体記憶装置は、請求項2に係る半導体記憶装置であって、特にリフレッシュモードにおいては、スペア置換の判定結果に基づきゲート制御信号のレベルを制御する。この結果、リフレッシュモードにおいて消費電力を低減することが可能となる。
【0212】
請求項4に係る半導体記憶装置は、請求項2に係る半導体記憶装置であって、特に交互配置型シェアードセンスアンプの構成において、高速動作が可能となる。
【0213】
請求項5に係る半導体記憶装置は、請求項2に係る半導体記憶装置であって、スペアブロックとノーマルブロックとを異なるマットに属する場合、高速動作が保証される。
【0214】
請求項6に係る半導体記憶装置によれば、ゲート制御信号のレベルを3段階に制御し、スペア置換の判定に基づきレベル設定を行なう。これにより、高速動作が保証されるとともに、消費電力を抑えることが可能となる。
【0215】
請求項7に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、特に交互配置型シェアードセンスアンプの構成において、高速動作および消費電力の低減化が可能となる。
【0216】
請求項8に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、特にリフレッシュモードにおいて、カウント値に基づき次のリフレッシュサイクルにおけるスペア置換の判定を予め行なう。これにより、内部動作のタイミングを遅延させることなく、ノーマルモードと同様なタイミングでリフレッシュ動作を行なうことが可能となる。
【0217】
請求項9に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、特にリフレッシュモードにおいて、カウント値に基づき次のリフレッシュサイクルにおけるスペア置換の判定を予め行なう。連続するリフレッシュサイクル間でスペア置換の判定が同じであれば、ゲート制御信号の状態を保持する。これにより、内部動作のタイミングを遅延させることなく、ノーマルモードと同様なタイミングでリフレッシュ動作を行なうことが可能となる。また、選択ゲート制御回路系の消費電力を低減することが可能となる。
【0218】
請求項10に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、スペアブロックとノーマルブロックとを異なるマットに属する場合、リフレッシュモードにおける低消費電力、およびノーマルモードにおける高速動作が保証される。
【0219】
請求項11に係る半導体記憶装置は、請求項6に係る半導体記憶装置であって、ゲート制御信号はそれぞれ、スタンバイ状態において、結合レベル(Vpp)と非結合レベル(GND)との間の中間レベル(Vcc)に設定される。これにより、選択ゲート制御回路系の消費電力を低減することが可能となる。
【0220】
請求項12に係る半導体記憶装置は、請求項11に係る半導体記憶装置であって、結合レベルに設定するタイミングと非結合レベルに設定するタイミングとを調整する。このようにゲート制御信号の立下げが遅くともタイムマージンが大きくなり、アクセスタイムが高速化する。
【0221】
請求項13に係る半導体記憶装置によれば、ワード線駆動信号はそれぞれを3段階に制御し、スペア置換の判定に基づきレベル設定を行なう。これにより、高速動作が保証されるとともに、ワード線駆動制御回路系の消費電力を抑えることが可能となる。
【0222】
請求項14に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であって、ワード線駆動信号はそれぞれ、スタンバイ状態において、結合レベル(Vpp)と非結合レベル(GND)との間の中間レベル(Vcc)に設定される。これにより、消費電力を抑えることが可能となる。
【0223】
請求項15に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であって、スペア置換の判定に先立って、ノーマルブロックおよびスペアブロックのそれぞれを対応するセンスアンプブロックと結合させておくことにより、高速動作を実現することができる。
【0224】
請求項16に係る半導体記憶装置は、請求項15に係る半導体記憶装置であって、特にリフレッシュモードにおいては、スペア置換の判定結果に基づきゲート制御信号のレベルを制御する。この結果、リフレッシュモードにおいて消費電力を低減することが可能となる。
【0225】
請求項17に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であって、ゲート制御信号のレベルを3段階に制御し、スペア置換の判定に基づきレベル設定を行なう。これにより、高速動作が保証されるとともに、消費電力を抑えることが可能となる。
【0226】
請求項18に係る半導体記憶装置は、請求項17に係る半導体記憶装置であって、特にリフレッシュモードにおいて、カウント値に基づき次のリフレッシュサイクルにおけるスペア置換の判定を予め行なう。これにより、内部動作のタイミングを遅延させることなく、ノーマルモードと同様なタイミングでリフレッシュ動作を行なうことが可能となる。
【0227】
請求項19に係る半導体記憶装置は、請求項17に係る半導体記憶装置であって、特にリフレッシュモードにおいて、カウント値に基づき次のリフレッシュサイクルにおけるスペア置換の判定を予め行なう。連続するリフレッシュサイクル間でスペア置換の判定が同じであれば、ゲート制御信号の状態を保持する。これにより、内部動作のタイミングを遅延させることなく、ノーマルモードと同様なタイミングでリフレッシュ動作を行なうことが可能となる。また、選択ゲート制御回路系の消費電力を低減することが可能となる。
【0228】
請求項20に係る半導体記憶装置は、請求項13に係る半導体記憶装置であって、スペアブロックとノーマルブロックとを異なるマットに属する場合、リフレッシュモードにおける低消費電力、およびノーマルモードにおける高速動作が保証される。
【0229】
請求項21に係る半導体記憶装置によれば、容量素子によるカップリング効果を用いてビット線の電位を引上げるビット線電位駆動回路を設けることにより、センス動作の高速化が図れる。
【0230】
請求項22に係る半導体記憶装置は、請求項21に係る半導体記憶装置であって、センスアンプの動作電圧を用いてビット線電位を引上げる。これにより、別途配線を設けることなく、チップ面積の低減も図ることが可能となる。
【0231】
請求項23に係る半導体記憶装置は、請求項21に係る半導体記憶装置であって、ゲート制御信号を用いてビット線電位を引上げる。これにより、別途配線を設けることなく、チップ面積の低減も図ることが可能となる。
【0232】
請求項24に係る半導体記憶装置は、請求項21に係る半導体記憶装置であって、センスアンプ活性化信号を用いてビット線電位を引上げる。これにより、別途配線を設けることなく、チップ面積の低減も図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施の形態1における半導体記憶装置の主要部の構成を示すブロック図である。
【図2】 図1に示すアレイ部9の構成の一例を説明するための図である。
【図3】 本発明の実施の形態1におけるセンスアンプブロック10とメモリブロックとの関係を説明するための図である。
【図4】 本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図5】 図4に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図6】 本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の他の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【図7】 本発明の実施の形態1における選択ゲート制御回路100の他の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【図8】 図6および図7に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図9】 図6および図7に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図10】 本発明の実施の形態2における選択ゲート制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図11】 セルフリフレッシュモードにおいて図10に示すゲート制御信号を発生するための制御回路の構成を示す図である。
【図12】 セルフリフレッシュモードにおいて図10に示すゲート制御信号を発生するための制御回路の構成を示す図である。
【図13】 図10に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図14】 ワード線の活性化タイミングを制御するためのワード線活性化制御回路の回路構成を示す図である。
【図15】 図14に示すワード線活性化制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図16】 本発明の実施の形態3における周辺制御系回路6♯1の要部の構成を示す図である。
【図17】 図16に示す周辺制御系回路6♯1の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図18】 本発明の実施の形態4における半導体記憶装置のセルフリフレッシュモードでの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図19】 本発明の実施の形態4における半導体記憶装置の周辺制御系回路6♯2の要部の構成を示す図である。
【図20】 本発明の実施の形態4における半導体記憶装置の選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図21】 本発明の実施の形態5における半導体記憶装置のアレイ部の構成を示す図である。
【図22】 本発明の実施の形態6における半導体記憶装置のワード線駆動信号の制御を説明するためのタイミングチャートである。
【図23】 本発明の実施の形態6における半導体記憶装置のワード線駆動信号の制御を説明するためのタイミングチャートである。
【図24】 図22および図23に示すワード線駆動信号を発生するワード線駆動制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図25】 本発明の実施の形態6におけるワードドライバの具体的構成の一例を示す回路図である。
【図26】 本発明の実施の形態6におけるワードドライバの具体的構成の一例を示す回路図である。
【図27】 本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図28】 本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図29】 本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の他の動作の一例について説明するためのタイミングチャートである。
【図30】 本発明の実施の形態7の選択ゲート制御回路の他の動作の一例について説明するためのタイミングチャートである。
【図31】 本発明の実施の形態7のワード線駆動制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図32】 図31に示すワード線駆動信号を発生するワード線駆動制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図33】 本発明の実施の形態8における選択ゲートの制御について説明するため概念図である。
【図34】 本発明の実施の形態8の選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図35】 ダイレクトセンス方式について説明するための概念図である。
【図36】 図35に適用する本発明の実施の形態8における選択ゲート制御回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図37】 本発明の実施の形態9におけるビット線電位駆動回路の一例について説明するための図である。
【図38】 図37に示すビット線電位駆動回路を使用した場合のセンス動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図39】 本発明の実施の形態9におけるビット線電位駆動回路の他の例について説明するための図である。
【図40】 本発明の実施の形態9におけるビット線電位駆動回路の他の例について説明するための図である。
【図41】 図39および図40に示すビット線電位駆動回路を使用した場合のセンス動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図42】 本発明の実施の形態3における周辺制御系回路について説明するための図である。
【図43】 図42に示す回路のセルフリフレッシュモードにおける動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図44】 本発明の実施の形態4における周辺制御系回路について説明するための図である。
【図45】 図44に示す回路のセルフリフレッシュモードにおける動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図46】 本発明の実施の形態5におけるセンスアンプブロック10とスペアブロックとの関係を説明するための図である。
【図47】 図27および図28に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図48】 図27および図28に示すゲート制御信号を発生する選択ゲート制御回路の具体的構成の一例を示す図である。
【図49】 従来のフレキシブル・リダンダンシ構成を有する半導体記憶装置の要部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 レジスタ、2 ロウアドレスバッファ、3 スペア置換判定回路、4 ロウプリデコーダ、5 ロウ系制御回路、6,6♯1,6♯2 周辺制御系回路、9 アレイ部、10 センスアンプブロック、100 選択ゲート制御回路、C1〜C6 容量素子。
Claims (7)
- 複数のノーマルメモリセルを含む複数のノーマルブロックと、
所定の対応関係にあるノーマルブロックにおける欠陥のあるノーマルメモリセルを置換救済するための複数のスペアメモリセルを含むスペアブロックと、
外部アドレス信号に応答して、対応するノーマルブロックおよび対応するスペアブロックを選択する選択手段と、
外部アドレス信号に応答して、前記スペアブロックを用いて前記置換救済を行なうか否かを判定するスペア判定手段と、
複数のセンスアンプブロックとを備え、前記複数のセンスアンプブロックのそれぞれは、前記複数のノーマルブロックおよび前記スペアブロックのそれぞれに対応して配置され、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックとの間でデータの読出し/データの書込みを行なうために動作し、
複数の選択ゲートをさらに備え、前記複数の選択ゲートのそれぞれは、前記複数のノーマルブロックおよび前記スペアブロックのそれぞれに対応して配置され、ゲート制御信号に基づき開閉することにより、対応するノーマルブロックまたは対応するスペアブロックと対応するセンスアンプブロックとを結合し、
複数の前記ゲート制御信号のそれぞれを、結合レベル、中間レベル、または非結合レベルに設定する選択ゲート制御手段をさらに備え、
前記選択ゲート制御手段は、
前記複数のゲート制御信号のそれぞれをスタンバイ時は結合レベル、ブロック選択信号に応答して一旦中間レベルにしてから判定結果に基づき、複数の前記ゲート制御信号のそれぞれを、前記中間レベルから前記結合レベルに、または前記中間レベルから前記非結合レベルに設定する、半導体記憶装置。 - 前記複数のノーマルブロックおよび前記スペアブロックは、複数のグループにグループ分割され、
前記複数のグループのそれぞれは、
対応するセンスアンプブロックを共有し、
スペア判定手段は、
前記選択されたノーマルブロックまたは前記選択されたスペアブロックのいずれか一方を動作対象として特定し、
前記スペア判定手段により前記特定された動作対象の属するグループにおいては、前記選択ゲート制御手段により、前記特定された動作対象のみが前記共有するセンスアンプブロックと結合する、請求項1記載の半導体記憶装置。 - 外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、
前記リフレッシュモードにおいてカウント信号に応答してカウント動作を行ないリフレッシュアドレスを生成する手段とをさらに備え、
前記スペア判定手段は、
前記リフレッシュモードにおいては、前記リフレッシュアドレスの所定のビットをデコードすることにより、次のリフレッシュサイクルにおける前記置換救済の判定を予め行なう、請求項1記載の半導体記憶装置。 - 外部コマンドに応じて、ノーマルモードであるかリフレッシュモードであるかを検出するモード検出手段と、
前記リフレッシュモードにおいてカウント信号に応答してカウント動作を行ないリフレッシュアドレスを生成する手段とをさらに備え、
前記スペア判定手段は、
前記リフレッシュアドレスの所定のビットをデコードすることにより、次のリフレッシュサイクルにおける前記置換救済の判定を予め行ない、
前記リフレッシュモードにおいて、前記スペア判定手段による前記置換救済の結果をラッチして、連続するリフレッシュサイクル間で前記置換救済の結果を比較する比較手段と、
前記比較手段における比較結果が一致した場合に、前記連続したリフレッシュサイクル間で複数の前記ゲート制御信号の状態を保持するよう前記選択ゲート制御手段を制御する回路とをさらに備える、請求項1記載の半導体記憶装置。 - 前記複数のノーマルブロックと前記スペアブロックとは、互いに異なるマットとに分割される、請求項1記載の半導体記憶装置。
- 複数の前記ゲート制御信号は、
スタンバイ状態において、前記結合レベルと前記非結合レベルとの間の前記中間レベルに設定される、請求項1記載の半導体記憶装置。 - 複数の前記ゲート制御信号は、
前記中間レベルから前記非結合レベルに設定されるタイミングは、前記中間レベルから前記結合レベルに設定されるタイミングより遅い、請求項6記載の半導体記憶装置。
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