JP4121267B2 - 音声多重信号復調装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、テレビジョン受像機や家庭用ＶＴＲなどに使われ、音声多重放送を復調する音声多重信号復調装置に関するもので、特にモノラル放送からステレオ放送に切り替わった際（又は逆）や、モノラル放送から２カ国語（バイリンガル）放送に切り替わった際（又は逆）に切り換えノイズが発生しないようにした音声多重信号復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン放送で使用されている音声多重放送が知られている。音声多重放送は、テレビの音声をステレオ放送又は２カ国語で伝送することができる。図２はそのような音声多重信号の周波数スペクトラムを示す。４．５ＭＨＺの音声ＦＭ信号をＦＭ検波すると図２の周波数スペクトラムの信号が発生する。ベースバンドとなるメイン信号（Ｌ＋Ｒ）は、音声主信号と呼ばれ、周波数ｆＨ（約１５．７５ＫＨＺ）付近までの領域に存在する。サブ信号（Ｌ−Ｒ）は、音声副信号と呼ばれ周波数２ｆＨを中心として＋ｆＨから−ｆＨの周波数偏移の領域でＦＭ変調されて存在する。制御信号はＡＭ変調されており音声放送がステレオ放送であるか２カ国語放送であるかの判別情報となる。
【０００３】
テレビの音声がステレオ放送の場合、メイン信号（Ｌ＋Ｒ）とサブ信号（Ｌ−Ｒ）は、音声多重信号復調装置内のマトリクス回路で加算と減算が行われ左右のステレオ信号に分離される。このマトリクス回路にはメイン信号（Ｌ＋Ｒ）はベースバンドであるのでＬＰＦ（低域通過フィルタ）を通過させれば印加することが可能であるが、サブ信号（Ｌ−Ｒ）は、ＦＭ変調されているのでＦＭ復調してからＬＰＦを通しマトリクス回路に印加する。
【０００４】
テレビの音声が２カ国語放送の場合、マトリクス回路での加算と減算は行なわず、一方のスピーカーで日本語を聞くか、原語を聞くかの選択を行う。
【０００５】
テレビの音声がモノラル放送の場合、マトリクス回路での加算と減算は行なわず、両方のスピーカーに音声主信号が流れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の音声多重信号復調装置ではモノラル放送からステレオ放送に切り替わった時と、モノラル放送から２カ国語放送に切り替わった時に直流レベルの違いからくる切り換えノイズが発生し、該切り換えノイズがマトリクス回路に印加されてしまうという問題があった。
【０００７】
図３は、テレビ放送がモノラルからステレオ（又は２カ国語放送）に切り替わり、再度モノラルに切り替わる際の波形図を示す。ステレオ放送の時にはＦＭ変調されている音声副信号が存在するので図３（a）の中央部には信号が存在する。しかし、その前後はモノラルの期間でありＦＭ信号が存在しない。音声副信号は、周波数が１６〜４７ＫＨＺと低いので、そのＦＭ検波には検波特性がよいパルスカウント方式のＦＭ復調器が必要となる。
【０００８】
パルスカウント方式のＦＭ復調器の出力波形は、図３（b）のように検波された後、ＬＰＦで積分されて図３（c）のようになる。図３（c）ではモノラルとステレオの切り替わり時に直流レベル変動が起きており、これが切り替えノイズの原因となる。波形的には図３（c）の検波出力はＤＣフィルタを通過し図３（d）のようになり、これが切り替えノイズの原因となる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の点に鑑みなされたもので、ＦＭ変調されているＦＭ信号を含む音声多重信号をパルスカウント方式でＦＭ復調する音声多重信号復調装置であって、復調されたベースバンドの音声主信号が印加されるＬＰＦと、ＦＭ変調されている音声副信号をパルスカウント方式でＦＭ復調するＦＭ復調器と、受信している音声多重信号中にＦＭ信号が含まれるか否かを検出するＦＭ検出回路と、該ＦＭ検出回路の出力信号に応じて前記ＦＭ復調器の直流レベルを変化させるＤＣレベルシフト回路と、前記ＬＰＦからの音声主信号と前記ＦＭ復調器からの直流レベルが補正された音声副信号とをマトリクスするマトリクス回路とを備え、該マトリクス回路より前記音声主信号と前記音声副信号の和信号と、前記音声主信号と前記音声副信号の差信号とを得るようにしたことを特徴とする。
【００１０】
また、前記ＦＭ復調器は、コレクタが共通接続された第１及び第２トランジスタと、該第１及び第２トランジスタの共通コレクタに接続された負荷とを有し、音声副信号をパルスカウント方式でＦＭ復調した復調信号を電流の形で前記負荷に流すことを特徴とする。
【００１１】
また、ＤＣレベルシフト回路は、前記ＦＭ検出回路の検出出力信号に応じてオンオフするトランジスタと、入力端子が前記トランジスタに接続され出力端子が前記ＦＭ復調器の負荷に接続された電流ミラー回路と、から成り、前記ＦＭ復調器の出力直流レベルをＦＭ信号が存在していない期間、変化させることを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施形態に係る音声多重信号復調装置のブロック図である。
【００１３】
図１において、１は４．５ＭＨＺのＳＩＦ（音声中間周波数）信号が印加される入力端子である。２は入力端子１からのＳＩＦ信号を増幅及びＦＭ復調するＳＩＦ回路、３はＳＩＦ回路２の多重化された出力信号中からメイン信号（Ｌ＋Ｒ）を抽出するＬＰＦ、４は音声副信号としてＦＭ信号が存在しているか否かを検出するＦＭ検出回路である。
【００１４】
また、５はＳＩＦ回路２の多重化された出力信号中からサブ信号（Ｌ―Ｒ）を抽出するＢＰＦ、６はＢＰＦ５の出力信号をＦＭ復調し、ベースバンドのサブ信号を取り出すパルスカウント方式のＦＭ復調器である。７はＦＭ復調器６の出力信号中からサブ信号（Ｌ―Ｒ）を抽出するＬＰＦである。
【００１５】
８はＦＭ検出回路４の検出出力信号に応じてＦＭ復調器６の出力直流レベルをモノラル時に上昇させるＤＣレベルシフト回路、９はメイン信号と、ＬＰＦ７からのサブ信号とのマトリクスを行うマトリクス回路である。ＬＰＦ３は、主信号路を形成し、ＢＰＦ５、ＦＭ復調器６及びＬＰＦ７は、副信号路を形成する。
【００１６】
次に上述した構成の回路の動作を説明する。入力端子１からのＳＩＦ信号は、ＳＩＦ回路２で増幅及びＦＭ復調される。このＳＩＦ回路２の出力信号の周波数スペクトラムは図２に示す通りである。この周波数スペクトラムの信号は、ＬＰＦ３の主信号路と、ＢＰＦ５、ＦＭ復調器６及びＬＰＦ７などからなる副信号路に夫々印加される。ＬＰＦ３は、高い周波数のノイズ分を除去し、低周波のメイン信号を抽出してマトリクス回路９に印加する。一方、ＢＰＦ５で、不要成分を除かれたサブ信号は、ＦＭ復調器６でパルスカウント方式によりＦＭ復調される。
【００１７】
ＦＭ復調されたサブ信号はＬＰＦ７で再び不要成分が除去された後、マトリクス回路９に印加される。その結果、マトリクス回路９の出力端子１０，１１にはＬ信号とＲ信号が得られる。
【００１８】
いま、図４（a）のようなタイミングで音声信号がモノラルからステレオに切り替わり、再度モノラルに切り替わったとする。そこで、音声副信号としてＦＭ信号が存在しているか否かを検出するＦＭ検出回路４は、この変化を検出し、図４（ｂ）の検出出力信号を発生する。
【００１９】
図４（ｂ）の検出出力信号に応じてＤＣレベルシフト回路８は、モノラル時にＦＭ復調器６の出力直流レベルをΔＶだけ上昇させる。このΔＶは、モノラルとステレオの直流レベル差に応じて設計する。パルスカウント方式出力の平均直流レベルになるようにΔＶを定めれば図４（ｃ）に示すようにモノラルとステレオの直流レベル差はゼロとなる。波形的には図４（c）の検波出力はＤＣフィルタを通過しても図４（d）のようになり、切り替えノイズは発生しない。
【００２０】
従って、図１に示した音声多重信号復調装置によれば、音声信号がモノラルとステレオの間を切り替わってもＦＭ復調器６の出力直流レベルは変動せず、切り替えノイズは発生しない。
【００２１】
次に、図１中のＦＭ復調器６及びＤＣレベルシフト回路８の具体的な回路構成を図５に示す。以下、これらの回路の動作を図６の波形図を参照しながら説明する。いま、図６（ａ）に示すＦＭ変調されているサブ信号が入力端子２０に印加されたとする。図６（ａ）の入力サブ信号は、電圧電流変換回路２１に印加される。電圧電流変換回路２１の出力部は、コレクタが共通接続された第１及び第２トランジスタ２２，２３が設けられており、出力端子２４にＦＭ信号を電流で発生させる。
【００２２】
この電流の電流値とコンデンサ２５の容量値で決まる傾きで出力端子２４の電圧は決まり図６（ｂ）のような傾きを有する電圧波形が発生する。なお、ダイオード２６，２７は振幅制限用である。
【００２３】
図６（ｂ）の信号は図６（ａ）の信号に対して位相が遅れた関係となるようにする。この図６（ｂ）の信号と、図６（ａ）の信号が次段の回路に印加される。基準電源２８の値Vrefは、図６（ａ）の一点鎖線に示すレベルに設定する。このため、図６の期間Ｔ１（入力サブ信号がハイレベルの期間）ではトランジスタ２９がオンし、トランジスタ３０がオフする。図６の期間Ｔ２（入力サブ信号がロウレベルの期間）ではトランジスタ２９がオフし、トランジスタ３０がオンする。
【００２４】
そのため、図６の期間Ｔ１では差動増幅器３１がオン、差動増幅器３２がオフする。図６の期間Ｔ２では差動増幅器３１がオフ、差動増幅器３２がオンする。このため、図６の期間Ｔ１では図６（ｂ）の実線の信号と高い方の基準レベルＤとのレベル比較のみが差動増幅器３１で行われる。
【００２５】
また、図６の期間Ｔ２では図６（ｂ）の実線の信号と低い方の基準レベルＥとのレベル比較のみが差動増幅器３２で行われる。この差動増幅器３１と差動増幅器３２のレベル比較結果は、図５のトランジスタ３３のコレクタに電流で発生し、端子３４に図６（ｃ）に示す電圧波形で発生する。
【００２６】
この図６（ｃ）の信号がパルスカウント方式のＦＭ検波後の信号となる。図６（ｃ）の信号は、電圧電流変換回路３５に印加される。電圧電流変換回路３５の出力部は、コレクタが共通接続された第３及び第４トランジスタ３６，３７が設けられており、出力端子３８にＦＭ検波後の信号を電流で発生する。
【００２７】
図６（ｄ）の期間Ｔ４はＦＭ信号期間を示す。
【００２８】
期間Ｔ３とＴ５は、モノラル信号期間を示す。ＤＣレベルシフト回路８は、ベースに検出回路の検出出力が端子４１から印加されたＮＰＮ型トランジスタ４０とこのトランジスタ４０に接続されたカレントミラー回路３９から構成されている。このＤＣレベルシフト回路８が無い場合、出力端子３８の電圧は、モノラル信号期間である期間Ｔ３とＴ５で図６（ｄ）の点線のレベルとなる。
【００２９】
この場合にはモノラル信号期間（期間Ｔ３とＴ５）とＦＭ信号期間（期間Ｔ４）との間に直流レベル差が生じてしまう。そこで、本発明ではＦＭ検出回路４６の検出出力信号を図５の端子４１に印加して、モノラル信号期間にトランジスタ４０と電流ミラー回路３９とを動作させ一定電流を抵抗４２に流すようにした。この一定電流をＩo、抵抗４２の値をＲoとするとシフト電圧ΔＶはＩo×Ｒoとなる。
【００３０】
なお、トランジスタ４０のコレクタに接続された抵抗をＲ1、カレントミラー回路３９のトランジスタのベースエミッタ間電圧をＶBE、カレントミラー回路３９に供給される電源電圧をＶccとすると、
Ｉo＝（Ｖcc−ＶBE）／Ｒ1で表される。
【００３１】
このため、モノラルとステレオの直流レベル差はゼロとなる。波形的には図６（ｄ）の検波出力はＤＣフィルタを通過しても図６(e）のようになり、切り替えノイズは発生しない。
【００３２】
従って、図５のＦＭ復調器６及びＤＣレベルシフト回路８によれば、音声信号がモノラルとステレオの間を切り替わってもＦＭ復調後の出力直流レベルは変動せず、切り替えノイズは発生しない。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、受信している音声多重信号中にＦＭ信号が含まれるか否かを検出するＦＭ検出回路の出力信号に応じてＦＭ復調器の直流レベルをＦＭ信号が存在していない期間に変化させ、モノラルとそれ以外の期間の直流レベルが等しくなるようにしたので、パルスカウント方式のＦＭ検波を行ないモノラルとステレオの間を切り替えても切り替えノイズが発生しない。
【００３４】
また、本発明によれば、ＦＭ検波後のパルスを電流出力させ、ＤＣレベルも電流で変動させているので容易にＤＣレベルシフトが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る音声多重信号復調装置のブロック図である。
【図２】従来例に係る音声ＦＭ信号の周波数スペクトラム図である。
【図３】従来例における切り替えノイズ発生の説明に供する波形図である。
【図４】本発明の切り替えノイズ発生防止の説明に供する波形図である。
【図５】本発明のＦＭ復調器（６）及びＤＣレベルシフト回路（８）の具体回路図である。
【図６】図５に示す回路の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
２ ＳＩＦ回路
３ ＬＰＦ
４ ＦＭ検出回路
５ ＢＰＦ
６ ＦＭ復調器
７ ＬＰＦ
８ ＤＣレベルシフト回路
９ マトリクス回路

Claims (1)

1. ＦＭ変調されているＦＭ信号を含む音声多重信号をパルスカウント方式でＦＭ復調する音声多重信号復調装置であって、
   復調されたベースバンドの音声主信号を抽出するＬＰＦと、
   ＦＭ変調されている音声副信号をパルスカウント方式でＦＭ復調するＦＭ復調器と、
   受信している音声多重信号中にＦＭ信号が含まれるか否かを検出するＦＭ検出回路と、
   該ＦＭ検出回路の出力信号に応じて前記ＦＭ復調器の出力直流レベルを変化させるＤＣレベルシフト回路と、
   前記ＬＰＦからの音声主信号と前記ＦＭ復調器からの直流レベルが補正された音声副信号とをマトリクスするマトリクス回路とを備え、
   前記ＦＭ復調器は、
   前記音声副信号をパルスカウント方式でＦＭ復調した復調信号を第１電流に変換して出力部から出力する電圧電流変換回路と、
   一方が該電圧電流変換回路の出力部に接続されるとともに他方が第１所定電位に接続された第１負荷と、を含んで構成され、
   前記ＤＣレベルシフト回路は、
   エミッタに第２所定電位が接続されるとともにコレクタに第２負荷の一方と接続され、前記ＦＭ検出回路が前記ＦＭ信号を検出しないときにオンする第１トランジスタと、
   入力段が前記第２負荷の他方と接続され、出力段が前記第１負荷の一方と接続された電流ミラー回路と、を含んで構成され、
   前記第１トランジスタがオンすると前記第２負荷の抵抗値に応じた第２電流が前記第１負荷に流れ、
   前記音声副信号は、前記第１負荷に前記第２電流が流れて生じるシフト電圧に応じて直流レベルが補正されていること、を特徴とする音声多重信号復調装置。

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