JP2723187B2 - 音声多重復調回路 - Google Patents
音声多重復調回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビの音声多重信号を復調する回路に関す
る。 従来の技術 テレビの音声多重放送は、通常の音声信号（主音声信
号）のほかに、副音声信号を放送するものであって、音
声信号の送受信間の伝送路（チャンネル）を二つ設ける
方式であり、一般に主音声信号の伝送路を主チャンネ
ル、副音声信号の伝送路を副チャンネルという。 この多重放送には、現在「二音声多重放送」と「ステ
レオフォニック多重放送」とか放送されているが、これ
らを受信側で判断させるための信号として第７図に示す
ように制御信号が加えられており、二音声多重放送は、
922.5Hz、ステレオフォニック多重放送は、982.5Hzの制
御信号側波帯で表している。受信側では、この信号を検
出してマトリックス回路を自動的に切り換えて放送の種
類に合った処理を行う。 このような音声多重信号を復調する音声多重復調回路
はテレビジョン受像機やラジオ受信機等に設けられてい
るが、単に音声多重信号の復調処理だけでなく、受信中
の音声信号が音声多重信号であることを示す音声多重表
示素子の点灯制御信号をも形成するようになっているの
が普通である。尚、復調回路はICで形成される。 斯る音声多重復調回路の従来例を示す第５図におい
て、入力端子（１）（２）から入力されたテレビ音声多
重信号はバッファ（３）に入り、そこから主チャンネル
信号は主チャンネル通過帯域回路（４）を通してマトリ
ックス回路（７）へ与えられ、副チャンネル信号は副チ
ャンネル通過帯域回路（５）を経た後PLL検波回路
（６）で検波されてからマトリックス回路（７）へ供給
される。また、制御信号は制御信号通過帯域回路（８）
を通してAM検波器（９）で検波された後、判別回路（1
0）で二音声多重かステレオフォニック多重かを判定
し、その判定出力をマトリックス回路（７）に与える。
判別回路（10）の出力は別途ドライバ回路（11）を介し
て端子（12）に与えられる。尚、この端子（12）には音
声多重の表示素子（13）が接続される。該表示素子（1
3）は一般に発光ダイオードが使用されている。（14）
（15）はそれぞれ復調されたＬ信号,R信号を出力する端
子である。尚、バッファ（３）からマトリックス回路
（７）へ直接結合されている一対の線路はFM音声信号の
入力時に働くものであって、音声多重信号のときは働か
ない。 この従来例は上述の通り制御信号通過帯域回路（８）
以外に制御信号検出用としてAM検波器（９）や判別回路
（10）等の付属回路を備えているため回路規模が大変大
掛かりなものとなり、加えてAM検波器（９）には外付け
部品（図示せず）も必要となるので、コスト，スペース
等の点で非常に不利である。 そこで、最近第６図に示すような簡易型のテレビ音声
多重復調回路が提案されている。この回路は、音声多重
信号の主信号をバッファ（３）を介してマトリックス回
路（７）へ与え、副チャンネル信号はL,Cトラップ回路
（16）及びハイパスフィルタ（17）を通してPLL検波器
（６）に加え、ここで検波して、マトリックス回路
（７）へ供給する。表示素子（13）の駆動はサブキャリ
ア検出器（18）でサブキャリアを同期検波し、その出力
でドライバ回路（11）を制御して行う。この復調回路は
回路規模が小さく外付け部品も少ないので、コスト及び
スペース上のメリットは大きい。 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、ICよりなる音声多重復調回路の入力端
子に不要信号やノイズが入り込むと、この第６図の音声
多重復調回路では不要信号或いはノイズによって表示素
子が点灯してしまい誤動作となる。 本発明は上記の簡易型の音声多重復調回路において前
記誤動作を防止することを目的とする。 問題点を解決するための手段 上記の目的を達成するための本発明では、副チャンネ
ルのサブキャリア検出出力を音声多重表示素子の点灯制
御信号として用いることができるようにした音声多重復
調回路において、音声多重信号からその中の副チャンネ
ルのサブキャリアを検出するサブキャリア検出器の前段
に前記サブキャリア周波数を含む帯域幅を持つ帯域幅可
変型バンドパスフィルタを設けるとともに、前記サブキ
ャリア検出器からサブキャリアが検出されたとき前記バ
ンドパスフィルタの帯域を広くし、サブキャリアが検出
されないとき前記帯域を狭くするように前記バンドパス
フィルタを制御する帯域幅制御回路を設けている。 作 用 このような構成によると、サブキャリアを検出するま
でバンドパスフィルタの帯域幅は狭くなっているので、
サブキャリア検出器の検出感度は等価的にノイズに対し
て低く、また不要信号が通過する確率が低くなるので、
不要信号やノイズ等によって誤動作を起こすことがな
く、従って音声多重表示素子が誤点灯することがない。
一方、サブキャリアが検出されるとバンドパスフィルタ
の帯域は広がり、検出感度が高くなる。 実施例 本発明を実施した第１図において第６図と同一部分に
は同一の符号を付して重複説明を省略する。（20）は帯
域幅可変型のバンドパスフィルタであって、後述する第
３図のように構成することによって全体をIC化できる。
このバンドパスフィルタ（20）の出力はバッファを兼ね
る増幅器（21）を介してサブキャリア検出器（18）とPL
L検波器（６）へ供給される。サブキャリア検出器（1
8）の出力はドライバ回路（11）へ与えられると共に帯
域幅制御回路（22）へ与えられる。この帯域幅制御回路
（22）は検出器（18）からサブキャリアの検出出力が与
えられると、バンドパスフィルタ（20）の帯域幅を広
げ、検出出力が与えられないと、帯域幅を狭達域にな
す。バンドフィルタ（20）の達域幅は第２図に示すよう
に31.5KHzを中心に変化する。テレビ音声多重信号が入
力されると、サブキャリア検出器（18）でサブキャリア
の検出出力が発生するので、それによってドライバ回路
（11）が作動して端子（12）に外付けされた表示素子
（13）を点灯させる。同時に検出出力によって帯域幅制
御回路（22）がバンドパスフィルタ（20）の帯域幅を第
２図の（W2）まで広げる。これによってサブキャリアが
充分に得られる。テレビ音声多重信号が入力端子（１）
（２）に入力されない場合には帯域幅制御回路（22）は
バンドパスフィルタ（20）の帯域幅を第２図の（W1）で
示すように縮小させるので、バンドパスフィルタ（20）
を通過するノイズが僅かとなり、従って検出器（18）で
サブキャリアであると判定されることはない。具体的に
いえば、検出器（18）は一般に積分回路を有している
が、その積分出力が所定値（サブキャリア検出レベル）
まで上昇しないのである。 次に、上述のバンドパスフィルタ（20）を実現する具
体的な構成例を第３図に従って説明する。 第３図において、バンドパスフィルタはハイパスフィ
ルタ（23）の部分とローパスフィルタ（24）の部分とか
ら構成されており、そのハイパスフィルタは、第１及び
第２のトランジスタ（T4）（T5）のエミッタが共通の定
電流源トランジスタ（T2）（T10）に接続され、上記第
２のトランジスタ（T5）のコレクタに交流負荷として第
１コンデンサ（リアクタンス）（C1）の一端が接続され
ている。上記第２のトランジスタ（T5）のコレクタはエ
ミッタフォロワの第３トランジスタ（T8）のベースに接
続される。上記第１コンデンサ（C1）の他端に入力信号
が供給され、上記第３のトランジスタ（T8）のエミッタ
から出力信号が取り出されると共に、この第３のトラン
ジスタ（T8）のエミッタ出力の所定量が上記第２のトラ
ンジスタ（T5）のベースに帰還される。ここで、第１の
トランジスタ（T4）のベースにはレベルシフト用トラン
ジスタ（T1）及び電流源（25）が接続され、また第３の
トランジスタ（T8）のエミッタ出力の帰還路にレベルシ
フト用トランジスタ（T9）と電流源（26）が設けられて
いるが、これらのレベルシフト手段は減電圧特性を良好
にし電源電圧（＋Vcc）を低くすることができるという
利点を与えるが、必ずしも必要なものではない。定電流
源トランジスタ（T2）は（T3）と共にカレントミラー回
路を構成しており、電流源（27）によって所定の定電流
が流れるように配慮されているが、この定電流源トラン
ジスタ（T2）と並列にもう１つの定電流源トランジスタ
（T10）が図示のように接続されている。この後者の定
電流源トランジスタ（T10）は後述するようにその電流
値が可変されるようになっており、それによって上記第
1,第２のトランジスタ（T4）（T5）のエミッタ合成電流
値、即ち（I01＋I02）を可変し、低域遮断周波数を移動
させるように作用する。尚、上記（I01）及び（I02）は
それぞれ定電流源トランジスタ（T2）及び（T10）を流
れる電流である。本実施例において定電流源トランジス
タ（T2）とカレントミラートランジスタ（T3）及び電流
源（27）を削除して定電流源トランジスタ（T10）のみ
を設けるようにしてもよい。尚、本実施例で定電流源ト
ランジスタ（T10）にはカレントミラートランジスタ（T
21）と電流源（29）が接続されている。前記ハイパスフ
ィルタ（23）の出力は第３トランジスタ（T8）のエミッ
タから次段のローパスフィルタ（24）へ与えられる。 そのローパスフィルタ（24）は、第４及び第５のトラ
ンジスタ（T14）（T15）のエミッタが共通の定電流源ト
ランジスタ（T12）（T20）に接続され、上記第５のトラ
ンジスタ（T15）のコレクタに交流負荷として第２コン
デンサ（リアクタンス）（C2）が接続され、上記第５の
トランジスタ（T15）のコレクタはエミッタフォロワの
第６のトランジスタ（T18）のベースに接続され、上記
第４のトランジスタ（T14）のベースに入力信号が供給
され、上記第６のトランジスタ（T18）から出力信号が
取り出されると共に、この第６のトランジスタ（T18）
のエミッタ出力の所定量が上記第５のトランジスタ（T
15）のベースに帰還されるように構成されている。 このローパスフィルタ（24）は前記ハイパスフィルタ
（23）に対しコンデンサ（C2）の他端がアースされてい
る点、及び入力が第１トランジスタ（T14）のベースに
供給されている点を除き上述したハイパスフィルタ（2
3）と同一構成であり、それに付随する各素子も同一で
ある。よって、ローパスフィルタ（24）について、これ
以上の説明は省略する。尚、これらのハイパスフィルタ
とローパスフィルタの原理については特開昭55−45224
号に記載されている。コンデンサ（C1）（C2）の値は小
さくてよいのでICの中に形成することができる。 帯域幅制御回路（22）の出力はトランジスタ（T23）
（T24）を通してローパスフィルタ（24）の定電流源ト
ランジスタ（T20）に対しては更にインバータ（28）を
介して、またハイパスフィルタ（23）の定電流源トラン
ジスタ（T10）に対してインバータを介することなく直
接与えられる。このようにしてハイパスフィルタ（23）
とローパスフィルタ（24）には逆極性で制御信号が与え
られる。ハイパスフィルタ（23）は定電流値が大きくな
れば低域遮断周波数（fL）が第４図（イ）において周波
数の高い方へ移動し、定電流値が小さくなれば周波数の
低い方へ移動する。同様にローパスフィルタ（24）の高
域遮断周波数（fH）は定電流値が大きくなれば第４図
（ロ）において周波数の高い方へ移動し、小さくなれば
周波数の低い方へ移動する。 従って、帯域幅制御回路（22）から上述のように逆極
性で制御信号が与えられると、ハイパスフィルタ（23）
とローパスフィルタ（24）の合成特性〔第４図（ハ）〕
は両サイド（ａ）（ｂ）が互いに離間（帯域幅が広が
る）したり、近接（帯域幅が狭まる）したりし、好適な
帯域幅可変制御が実現できる。尚、入力信号に対するハ
イパスフィルタ（23）とローパスフィルタ（24）の順序
は逆であってもよい。 発明の効果 本発明によれば、音声のサブキャリア検出出力で音声
多重表示素子の点灯を制御する簡易型の音声多重復調回
路において、サブキャリアを検出するまではサブキャリ
ア検出器の前段に設けられたバンドパスフィルタが狭帯
域であるので、ノイズに対する検出感度が低く、不要信
号の通過する確率も低いので、総じて不要信号やノイズ
によって音声多重表示素子が点灯するという虞れがなく
なるという効果があり、極めて有効である。
る。 従来の技術 テレビの音声多重放送は、通常の音声信号（主音声信
号）のほかに、副音声信号を放送するものであって、音
声信号の送受信間の伝送路（チャンネル）を二つ設ける
方式であり、一般に主音声信号の伝送路を主チャンネ
ル、副音声信号の伝送路を副チャンネルという。 この多重放送には、現在「二音声多重放送」と「ステ
レオフォニック多重放送」とか放送されているが、これ
らを受信側で判断させるための信号として第７図に示す
ように制御信号が加えられており、二音声多重放送は、
922.5Hz、ステレオフォニック多重放送は、982.5Hzの制
御信号側波帯で表している。受信側では、この信号を検
出してマトリックス回路を自動的に切り換えて放送の種
類に合った処理を行う。 このような音声多重信号を復調する音声多重復調回路
はテレビジョン受像機やラジオ受信機等に設けられてい
るが、単に音声多重信号の復調処理だけでなく、受信中
の音声信号が音声多重信号であることを示す音声多重表
示素子の点灯制御信号をも形成するようになっているの
が普通である。尚、復調回路はICで形成される。 斯る音声多重復調回路の従来例を示す第５図におい
て、入力端子（１）（２）から入力されたテレビ音声多
重信号はバッファ（３）に入り、そこから主チャンネル
信号は主チャンネル通過帯域回路（４）を通してマトリ
ックス回路（７）へ与えられ、副チャンネル信号は副チ
ャンネル通過帯域回路（５）を経た後PLL検波回路
（６）で検波されてからマトリックス回路（７）へ供給
される。また、制御信号は制御信号通過帯域回路（８）
を通してAM検波器（９）で検波された後、判別回路（1
0）で二音声多重かステレオフォニック多重かを判定
し、その判定出力をマトリックス回路（７）に与える。
判別回路（10）の出力は別途ドライバ回路（11）を介し
て端子（12）に与えられる。尚、この端子（12）には音
声多重の表示素子（13）が接続される。該表示素子（1
3）は一般に発光ダイオードが使用されている。（14）
（15）はそれぞれ復調されたＬ信号,R信号を出力する端
子である。尚、バッファ（３）からマトリックス回路
（７）へ直接結合されている一対の線路はFM音声信号の
入力時に働くものであって、音声多重信号のときは働か
ない。 この従来例は上述の通り制御信号通過帯域回路（８）
以外に制御信号検出用としてAM検波器（９）や判別回路
（10）等の付属回路を備えているため回路規模が大変大
掛かりなものとなり、加えてAM検波器（９）には外付け
部品（図示せず）も必要となるので、コスト，スペース
等の点で非常に不利である。 そこで、最近第６図に示すような簡易型のテレビ音声
多重復調回路が提案されている。この回路は、音声多重
信号の主信号をバッファ（３）を介してマトリックス回
路（７）へ与え、副チャンネル信号はL,Cトラップ回路
（16）及びハイパスフィルタ（17）を通してPLL検波器
（６）に加え、ここで検波して、マトリックス回路
（７）へ供給する。表示素子（13）の駆動はサブキャリ
ア検出器（18）でサブキャリアを同期検波し、その出力
でドライバ回路（11）を制御して行う。この復調回路は
回路規模が小さく外付け部品も少ないので、コスト及び
スペース上のメリットは大きい。 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、ICよりなる音声多重復調回路の入力端
子に不要信号やノイズが入り込むと、この第６図の音声
多重復調回路では不要信号或いはノイズによって表示素
子が点灯してしまい誤動作となる。 本発明は上記の簡易型の音声多重復調回路において前
記誤動作を防止することを目的とする。 問題点を解決するための手段 上記の目的を達成するための本発明では、副チャンネ
ルのサブキャリア検出出力を音声多重表示素子の点灯制
御信号として用いることができるようにした音声多重復
調回路において、音声多重信号からその中の副チャンネ
ルのサブキャリアを検出するサブキャリア検出器の前段
に前記サブキャリア周波数を含む帯域幅を持つ帯域幅可
変型バンドパスフィルタを設けるとともに、前記サブキ
ャリア検出器からサブキャリアが検出されたとき前記バ
ンドパスフィルタの帯域を広くし、サブキャリアが検出
されないとき前記帯域を狭くするように前記バンドパス
フィルタを制御する帯域幅制御回路を設けている。 作 用 このような構成によると、サブキャリアを検出するま
でバンドパスフィルタの帯域幅は狭くなっているので、
サブキャリア検出器の検出感度は等価的にノイズに対し
て低く、また不要信号が通過する確率が低くなるので、
不要信号やノイズ等によって誤動作を起こすことがな
く、従って音声多重表示素子が誤点灯することがない。
一方、サブキャリアが検出されるとバンドパスフィルタ
の帯域は広がり、検出感度が高くなる。 実施例 本発明を実施した第１図において第６図と同一部分に
は同一の符号を付して重複説明を省略する。（20）は帯
域幅可変型のバンドパスフィルタであって、後述する第
３図のように構成することによって全体をIC化できる。
このバンドパスフィルタ（20）の出力はバッファを兼ね
る増幅器（21）を介してサブキャリア検出器（18）とPL
L検波器（６）へ供給される。サブキャリア検出器（1
8）の出力はドライバ回路（11）へ与えられると共に帯
域幅制御回路（22）へ与えられる。この帯域幅制御回路
（22）は検出器（18）からサブキャリアの検出出力が与
えられると、バンドパスフィルタ（20）の帯域幅を広
げ、検出出力が与えられないと、帯域幅を狭達域にな
す。バンドフィルタ（20）の達域幅は第２図に示すよう
に31.5KHzを中心に変化する。テレビ音声多重信号が入
力されると、サブキャリア検出器（18）でサブキャリア
の検出出力が発生するので、それによってドライバ回路
（11）が作動して端子（12）に外付けされた表示素子
（13）を点灯させる。同時に検出出力によって帯域幅制
御回路（22）がバンドパスフィルタ（20）の帯域幅を第
２図の（W2）まで広げる。これによってサブキャリアが
充分に得られる。テレビ音声多重信号が入力端子（１）
（２）に入力されない場合には帯域幅制御回路（22）は
バンドパスフィルタ（20）の帯域幅を第２図の（W1）で
示すように縮小させるので、バンドパスフィルタ（20）
を通過するノイズが僅かとなり、従って検出器（18）で
サブキャリアであると判定されることはない。具体的に
いえば、検出器（18）は一般に積分回路を有している
が、その積分出力が所定値（サブキャリア検出レベル）
まで上昇しないのである。 次に、上述のバンドパスフィルタ（20）を実現する具
体的な構成例を第３図に従って説明する。 第３図において、バンドパスフィルタはハイパスフィ
ルタ（23）の部分とローパスフィルタ（24）の部分とか
ら構成されており、そのハイパスフィルタは、第１及び
第２のトランジスタ（T4）（T5）のエミッタが共通の定
電流源トランジスタ（T2）（T10）に接続され、上記第
２のトランジスタ（T5）のコレクタに交流負荷として第
１コンデンサ（リアクタンス）（C1）の一端が接続され
ている。上記第２のトランジスタ（T5）のコレクタはエ
ミッタフォロワの第３トランジスタ（T8）のベースに接
続される。上記第１コンデンサ（C1）の他端に入力信号
が供給され、上記第３のトランジスタ（T8）のエミッタ
から出力信号が取り出されると共に、この第３のトラン
ジスタ（T8）のエミッタ出力の所定量が上記第２のトラ
ンジスタ（T5）のベースに帰還される。ここで、第１の
トランジスタ（T4）のベースにはレベルシフト用トラン
ジスタ（T1）及び電流源（25）が接続され、また第３の
トランジスタ（T8）のエミッタ出力の帰還路にレベルシ
フト用トランジスタ（T9）と電流源（26）が設けられて
いるが、これらのレベルシフト手段は減電圧特性を良好
にし電源電圧（＋Vcc）を低くすることができるという
利点を与えるが、必ずしも必要なものではない。定電流
源トランジスタ（T2）は（T3）と共にカレントミラー回
路を構成しており、電流源（27）によって所定の定電流
が流れるように配慮されているが、この定電流源トラン
ジスタ（T2）と並列にもう１つの定電流源トランジスタ
（T10）が図示のように接続されている。この後者の定
電流源トランジスタ（T10）は後述するようにその電流
値が可変されるようになっており、それによって上記第
1,第２のトランジスタ（T4）（T5）のエミッタ合成電流
値、即ち（I01＋I02）を可変し、低域遮断周波数を移動
させるように作用する。尚、上記（I01）及び（I02）は
それぞれ定電流源トランジスタ（T2）及び（T10）を流
れる電流である。本実施例において定電流源トランジス
タ（T2）とカレントミラートランジスタ（T3）及び電流
源（27）を削除して定電流源トランジスタ（T10）のみ
を設けるようにしてもよい。尚、本実施例で定電流源ト
ランジスタ（T10）にはカレントミラートランジスタ（T
21）と電流源（29）が接続されている。前記ハイパスフ
ィルタ（23）の出力は第３トランジスタ（T8）のエミッ
タから次段のローパスフィルタ（24）へ与えられる。 そのローパスフィルタ（24）は、第４及び第５のトラ
ンジスタ（T14）（T15）のエミッタが共通の定電流源ト
ランジスタ（T12）（T20）に接続され、上記第５のトラ
ンジスタ（T15）のコレクタに交流負荷として第２コン
デンサ（リアクタンス）（C2）が接続され、上記第５の
トランジスタ（T15）のコレクタはエミッタフォロワの
第６のトランジスタ（T18）のベースに接続され、上記
第４のトランジスタ（T14）のベースに入力信号が供給
され、上記第６のトランジスタ（T18）から出力信号が
取り出されると共に、この第６のトランジスタ（T18）
のエミッタ出力の所定量が上記第５のトランジスタ（T
15）のベースに帰還されるように構成されている。 このローパスフィルタ（24）は前記ハイパスフィルタ
（23）に対しコンデンサ（C2）の他端がアースされてい
る点、及び入力が第１トランジスタ（T14）のベースに
供給されている点を除き上述したハイパスフィルタ（2
3）と同一構成であり、それに付随する各素子も同一で
ある。よって、ローパスフィルタ（24）について、これ
以上の説明は省略する。尚、これらのハイパスフィルタ
とローパスフィルタの原理については特開昭55−45224
号に記載されている。コンデンサ（C1）（C2）の値は小
さくてよいのでICの中に形成することができる。 帯域幅制御回路（22）の出力はトランジスタ（T23）
（T24）を通してローパスフィルタ（24）の定電流源ト
ランジスタ（T20）に対しては更にインバータ（28）を
介して、またハイパスフィルタ（23）の定電流源トラン
ジスタ（T10）に対してインバータを介することなく直
接与えられる。このようにしてハイパスフィルタ（23）
とローパスフィルタ（24）には逆極性で制御信号が与え
られる。ハイパスフィルタ（23）は定電流値が大きくな
れば低域遮断周波数（fL）が第４図（イ）において周波
数の高い方へ移動し、定電流値が小さくなれば周波数の
低い方へ移動する。同様にローパスフィルタ（24）の高
域遮断周波数（fH）は定電流値が大きくなれば第４図
（ロ）において周波数の高い方へ移動し、小さくなれば
周波数の低い方へ移動する。 従って、帯域幅制御回路（22）から上述のように逆極
性で制御信号が与えられると、ハイパスフィルタ（23）
とローパスフィルタ（24）の合成特性〔第４図（ハ）〕
は両サイド（ａ）（ｂ）が互いに離間（帯域幅が広が
る）したり、近接（帯域幅が狭まる）したりし、好適な
帯域幅可変制御が実現できる。尚、入力信号に対するハ
イパスフィルタ（23）とローパスフィルタ（24）の順序
は逆であってもよい。 発明の効果 本発明によれば、音声のサブキャリア検出出力で音声
多重表示素子の点灯を制御する簡易型の音声多重復調回
路において、サブキャリアを検出するまではサブキャリ
ア検出器の前段に設けられたバンドパスフィルタが狭帯
域であるので、ノイズに対する検出感度が低く、不要信
号の通過する確率も低いので、総じて不要信号やノイズ
によって音声多重表示素子が点灯するという虞れがなく
なるという効果があり、極めて有効である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明を実施した音声多重復調回路のブロック
図であり、第２図はその説明図、第３図は要部の具体的
回路図、そして第４図は第３図の説明図である。 第５図及び第６図はそれぞれ従来例のブロック図であ
る。第７図はテレビの音声多重信号の構成を示す図であ
る。 （13）……音声多重表示素子， （18）……サブキャリア検出器， （20）……バンドパスフィルタ， （22）……帯域幅制御回路， （23）……ハイパスフィルタ， （24）……ローパスフィルタ， （T4）……第１トランジスタ， （T5）……第２トランジスタ， （T8）……第３トランジスタ， （T14）……第４トランジスタ， （T15）……第５トランジスタ， （T18）……第６トランジスタ， （C1）……第１コンデンサ， （C2）……第２コンデンサ，
図であり、第２図はその説明図、第３図は要部の具体的
回路図、そして第４図は第３図の説明図である。 第５図及び第６図はそれぞれ従来例のブロック図であ
る。第７図はテレビの音声多重信号の構成を示す図であ
る。 （13）……音声多重表示素子， （18）……サブキャリア検出器， （20）……バンドパスフィルタ， （22）……帯域幅制御回路， （23）……ハイパスフィルタ， （24）……ローパスフィルタ， （T4）……第１トランジスタ， （T5）……第２トランジスタ， （T8）……第３トランジスタ， （T14）……第４トランジスタ， （T15）……第５トランジスタ， （T18）……第６トランジスタ， （C1）……第１コンデンサ， （C2）……第２コンデンサ，
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．副チャンネルのサブキャリア検出出力を音声多重表
示素子の点灯制御信号として用いることができるように
した音声多重復調回路において、 音声多重信号からその中の副チャンネルのサブキャリア
を検出するサブキャリア検出器の前段に前記サブキャリ
ア周波数を含む帯域幅を持つ帯域幅可変型バンドパスフ
ィルタを設けるとともに、前記サブキャリア検出器から
サブキャリアが検出されたとき前記バンドパスフィルタ
の帯域を広くし、サブキャリアが検出されないとき前記
帯域を狭くするように前記バンドパスフィルタを制御す
る帯域幅制御回路を設けたことを特徴とする音声多重復
調回路。 ２．前記帯域幅可変型バンドパスフィルタは、ハイパス
フィルタとローパスフィルタを縦続接続して成り、前記
ハイパスフィルタは、第１及び第２のトランジスタのエ
ミッタが共通の定電流源に接続され、上記第２のトラン
ジスタのコレクタに交流負荷として第１リアクタンスの
一端が接続され、上記第２のトランジスタのコレクタは
エミッタフォロアの第３のトランジスタのベースに接続
され、上記第１リアクタンスの他端に入力信号が供給さ
れ、上記第３のトランジスタから出力信号が取り出され
るとともに、この第３のトランジスタのエミッタ出力の
所定量が上記第２のトランジスタのベースに帰還されて
ハイパスフィルタ特性を得るようになっており、 一方前記ローパスフィルタは、第４及び第５のトランジ
スタのエミッタが、共通の定電流源に接続され、上記第
５のトランジスタのコレクタに交流負荷として第２リア
クタンスが接続され、上記第５のトランジスタのコレク
タはエミッタフォロワの第６のトランジスタのベースに
接続され、上記第４のトランジスタのベースに入力信号
が供給され、上記第６のトランジスタから出力信号が取
り出されるとともに、この第６のトランジスタのエミッ
タ出力の所定量が上記第５のトランジスタのベースに帰
還されてローパスフィルタ特性を得るようになってお
り、 前記各フィルタの定電流源の定電流値を変えることによ
って前記帯域幅可変型バンドパスフィルタの帯域幅が制
御されることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
の音声多重復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62253174A JP2723187B2 (ja) | 1987-10-07 | 1987-10-07 | 音声多重復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62253174A JP2723187B2 (ja) | 1987-10-07 | 1987-10-07 | 音声多重復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0195676A JPH0195676A (ja) | 1989-04-13 |
| JP2723187B2 true JP2723187B2 (ja) | 1998-03-09 |
Family
ID=17247567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62253174A Expired - Lifetime JP2723187B2 (ja) | 1987-10-07 | 1987-10-07 | 音声多重復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2723187B2 (ja) |
-
1987
- 1987-10-07 JP JP62253174A patent/JP2723187B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0195676A (ja) | 1989-04-13 |
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