JP4108102B2 - 共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置 - Google Patents

共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置 Download PDF

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Description

本発明は、共振型コンバーター電源供給装置に係り、特に共振型コンバーターの零電圧スイッチング方式（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＶＳ）を利用した共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置に関する。
一般的に電源供給装置は、続けて電源を供給する直列電源供給装置とスイッチング素子を利用して効率を増加させ、嵩を減らしたスイッチングモード電源供給器（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ ：以下ＳＭＰＳという）がある。このＳＭＰＳは、例えば蛍光ランプなどに電力を供給している電子式安定器として利用されているものである。
最近、電子機器の軽薄短小化の趨勢に応えて、ＳＭＰＳの需要は爆発的に増加しており、スイッチング周波数も日々に高まっている。このようなＳＭＰＳの一種として新たに登場する共振モード電源供給器（Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ：以下ＲＭＰＳという）。特に共振型コンバーターが新しく認識されており、高い効率と嵩の軽減とＥＭＩ効果などの長所を持っている。このようなスイッチング方式のコンバーターではコンバーターの重さを減少させたり、電力の効率を増大させたり、出力のリップル率を減少させるためにスイッチング周波数を増加させるが、このようなスイッチング周波数の増加が反対にスイッチング電力損失を増加させる結果をもたらす。すなわち、従来の装置による電源供給器は、スイッチング素子（通常、トランジスタあるいは電界効果トランジスタＦＥＴが用いられる）は電力用半導体素子で構成されスイッチング周波数を高める場合スイッチング素子のパワー損失とストレスが増加する。
図１Ａは、従来のコンバーターを示した概略図であり、入力端子に供給される入力電源Ｖｄと入力端子の（＋）側に連結されたスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ１の出力端子と（−）側の入力端子の間に逆方向へ連結されるダイオードＤＡ１と負荷Ｌｏａｄに並列に連結されるキャパシターＣ１とキャパシターＣ１の一端とダイオードＤＡ１のカソードとの間に連結されたインダクターＬ１とから構成され、スイッチＳＷ１のオン・オフにより負荷Ｌｏａｄに電源を供給する。ここで、ＶｄｓはスイッチＳＷ１の両端間にかかる電圧を示し、ｉｄはスイッチＳＷ１に流れる電流を示す。
図１Ｂは、図１Ａの装置が動作しながらスイッチＳＷ１に印加される電圧Ｖｄｓと流れる電流ｉｄを示した波形図であり、図１ＣのＳＷ’はスイッチＳＷ１がオン（ハイ）およびオフ（ロー）されるタイミングを示し、ｉｄ’は図１ＡのスイッチＳＷ１に流れる電流ｉｄの波形を示し、Ｖｄｓ’はスイッチＳＷ１に印加される電圧Ｖｄｓの波形を示し、‘ａ’はスイッチＳＷ１のオフ時の電力損失を示し、‘ｂ’はスイッチＳＷ１のオン時の電力損失を示す。
図１Ａ，１Ｂ，１Ｃにおいて、スイッチＳＷ１がオンされれば、電流ｉｄが流れていてからスイッチＳＷ１がオフされても直ちに‘０’に落ちず、‘ａ’領域ほどの電流が続けられ、電圧ＶｄｓはスイッチＳＷ１がオフされながらスイッチＳＷ１の両端に印加され維持されていてからスイッチＳＷ１がオンされても直ちに‘０’に落ちず、‘ｂ’領域ほど遅延されることが分かる。したがって、スイッチＳＷ１をオフする時には‘ａ’領域ほどの電力が損失され、スイッチＳＷ１をオンする時には‘ｂ’領域ほどの電力がスイッチＳＷ１で熱として消耗される。また、このようなスイッチＳＷ１のオン・オフによる電力損失は出力電圧のリップル率を向上させたりコンバーターに用いられたインダクタンスおよびキャパシタンスを減らすためにスイッチング周波数を増加させたりすれば全体周期に対する電力損失の比が増加して全体的にシステム効率は更に落ちる。すなわち、このような従来の制御装置はスイッチング周波数が増加すれば、スイッチングストレスと電力損失を増加させる短所があった。
図２は、従来の電子式安定器を示した概略図であり、交流入力Ｖｉｎを整流して直流電圧Ｖｄｄの印加される第１、第２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と１次巻線ｎ１１にインダクターＬ１０とキャパシターＣ１２が直列に連結され第１、第２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートが抵抗ＲＡ，ＲＢ，ＲＣ，ＲＤを通じてそれぞれ連結される２つの２次巻線ｎ１２，ｎ１２’を有するトランスフォーマＣ，ＴとキャパシターＣ１２に並列に連結される蛍光灯ＬａｍｐとキャパシターＣ１２の一方端子と第１、第２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の間に連結されるキャパシターＣ１１，Ｃ１３およびダイオードＤ１１，Ｄ１２を具備してスイッチＳＷ２がオンされれば抵抗Ｒ１’とキャパシターＣ１’を経て第１スイッチング素子Ｑ１１のゲートをトリガーする。
スイッチＳＷ２がオンされ第１スイッチング素子Ｑ１１がターンオンされる瞬間蛍光灯Ｌａｍｐの駆動電流がキャパシターＣ１１，Ｃ１２とインダクターＬ１０および１次巻線ｎ１１を通じて流れながらキャパシターＣ１１が充電を完了すれば、２次巻線ｎ１２’に逆起電力が発生して第２スイッチング素子Ｑ１２がターンオンされながら駆動電流が１次巻線ｎ１１とインダクターＬ１０およびキャパシターＣ１２，Ｃ１３を通じて流れる。ここで、キャパシターＣ１３の充電が完了されれば２次巻線ｎ１２に逆起電力が発生して第１スイッチング素子Ｑ１１が再びターンオンされる。前記のように第１、第２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のターンオンとターンオフを繰り返して発振される周波数がインダクターＬ１０、キャパシターＣ１２の直列共振回路の共振周波数と一致する瞬間キャパシターＣ１２の両端に高電圧が発生して蛍光灯が点灯される。
このような従来の装置は、ランプの寿命を延長するための機能がないだけでなく、ランプの老化が進行されている時にはランプ寿命の短縮を加速させる要因を内包しており、大部分ハードスイッチング方式を採用することにより、スイッチング損失の増加と共にスイッチング素子が過熱によって損なわれる場合が発生してシステムの安定性が憂慮されノイズが発生する問題点を有している。
本発明の目的は、前記のような従来の問題点を達成するために入力電圧と負荷の変化状態を感知して全体システムを安定に維持し、スイッチング素子が過電流および過熱により損なわれることを防止し、周囲環境の照度を検出して光出力を制御することにより、エネルギーを節約する電子式安定器を提供することである。
前記目的を達成するための本発明は、商用交流電源を整流した直流電圧を入力して駆動信号により所定の周波数で零電圧スイッチングして負荷に電力を提供する共振型コンバーターを具備した共振型電源供給装置において、前記共振型コンバーターから帰還信号を流入して帰還信号基準電圧と比較してエラーを増幅して制御電流に変換する帰還制御部と、前記帰還制御部から流入される電流により三角波の発生周波数を調節し三角波基準電圧と比べて駆動信号を出力する主制御部と、前記共振型コンバーターから帰還信号を流入してヒステリシス特性を有するヒステリシス基準電圧と比べて無負荷状態を感知し無負荷の際には駆動信号を遮断する無負荷感知器とを具備したことを特徴とする共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置です。
この発明は負荷状態を感知することにより無負荷時に装置を保護する。
本発明において、前記共振型コンバーターは前記直流電源の正の極性側に連結され前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチングする第１スイッチング手段と、前記直流電源の負の極性と前記第１スイッチング手段に連結され前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチングする第２スイッチング手段と、前記零電圧スイッチング制御装置に１次巻線が連結され３つの２次巻線は前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段と前記負荷にそれぞれ連結される制御トランスフォーマと、前記制御トランスフォーマに連結される直列共振回路と、前記直列共振回路から供給される電力を整流して負荷に電源を供給する電力伝達部と、を具備することを特徴とする。
この発明は共振回路により回生される電流を動作電源として用いることにより電力を節減する。
また本発明において、前記帰還制御部は、前記共振型コンバーターからインピーダンスを通じて帰還信号を入力して帰還信号基準信号と比較するエラー増幅器と、前記エラー増幅器の出力を入力して制御電流を出力する電流可変器を具備したことを特徴とする。
この発明は帰還制御により制御電流を可変することにより負荷状態によるエネルギー使用の効率を高める。
また本発明において、前記無負荷感知器は、ヒステリシス特性を有するヒステリシス基準電圧を発生するヒステリシス電圧発生器と前記帰還信号を入力して前記ヒステリシス電圧発生器の出力と比較して無負荷状態を検出するヒステリシス比較器とを具備したことを特徴とする。
この発明は無負荷状態を検出することにより装置を保護する。
また本発明において、前記主制御部は、前記負荷に電源を印加する初期に発振周波数を高くして電流を低くし前記負荷を保護するようにするソフトスタート回路と、前記ソフトスタート回路の出力と前記電流可変器の出力を入力して三角波信号を発生する三角波発生器と、第１三角波基準電圧と第２三角波基準電圧を発生する基準電圧発生器と、前記三角波発生器の出力と前記第１三角波基準電圧を比較する第１比較器と、前記三角波発生器の出力と前記第２三角波基準電圧を比較する第２比較器と、前記第１比較器の出力を駆動して出力する第１制御出力端と、前記第２比較器の出力を駆動して出力する第２制御出力端と、を具備したことを特徴とする。
この発明は負荷に印加される電圧の増減に応じて三角周波数を変化させることによりブルブリッジの出力を安定的にする。
以上のように、本発明による共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置は、電子式安定器に用いられ周囲の照度に合わせて電力を制御し、入力電圧を低めればこれにより電力の消耗を低めるブラウンアウト回路を通じてエネルギーが節約でき、入力電圧および負荷変動にもかかわらず安定した電力を負荷に提供し、初期スタート時予熱を通じてランプの寿命を延長し、特に温度感知回路を通じて低温で十分に予熱して突入電流により負荷の損傷と過電流による損傷を防止する。
以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に説明する。
図３は、本発明の共振型電源供給装置による電子式安定器を示したブロック図であり、交流入力端子９、ラインフィルター１０、整流器２０、共振型コンバーター３０および負荷４０を含んで構成される主電力装置１と制御電源部３、電力制御部４、駆動信号発生部５、零電圧スイッチング保障部６、保護回路部７およびブラウンアウト回路８を含んで構成される零電圧スイッチング制御装置２を具備して交流入力を整流して高周波でスイッチングして負荷４０に電源を効率的に供給する。制御電源部３は、低電圧ロックアウト（Ｕｎｄｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｌｏｃｋ Ｏｕｔ：以下、ＵＶＬＯという）回路５０と制御電源供給器６０とから構成されＺＶＳ制御装置２に作動電源Ｖｃｃを供給し、駆動信号発生部５は、ソフトスタート回路１００とのこぎり波信号発生部１１０と制御信号駆動器１２０とを具備して共振型コンバーター３０のスイッチング素子を駆動する駆動信号を発生し、電力制御部４は、電力制御回路７０と照光回路８０とアナログスイッチ９０とを具備して入力電源および負荷に印加される電源の変動と周囲環境の照度を感知してのこぎり波信号発生器１１０の発振周波数を制御する制御電流を出力し、ＺＶＳ保障回路６は、デッドタイム（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ ：スイッチング素子が全てオフされた期間）を調節して共振型コンバーター３０のスイッチング素子が零電圧スイッチングをするようにし、ブラウンアウト回路は省エネルギーのために故意に入力電圧を低くする場合、電力制御部４の出力を遮断して制御を中止させ、入力電圧が低くなることにより負荷４０に印加される電力も低くなる。
図３において、ＺＶＳ制御装置２の動作を先ず概括的に調べると、ＺＶＳ制御装置２に用いられる電源Ｖｃｃは、初期には整流器２０の出力電圧Ｖｄｄを入力して制御電源部３でＶｃｃを提供し、一旦共振型コンバーター３０が正常に作動されば共振型コンバーター３０から制御信号駆動器１２０に誘導されるエネルギーを入力して制御電源部３でＶｃｃを提供する。すなわち、制御電源部３のＵＶＬＯ回路５０は、ＺＶＳ制御装置２に入力される電圧が所定の電圧以上となるまでロックアウト状態を維持して制御電源供給器６０がＶｃｃを出力しないようにし、入力電圧が一定電圧以上となると、ロックアウト状態を解除して制御電源供給器６０がＶｃｃを出力する。一旦、ＺＶＳ制御装置２にＶｃｃが印加され正常に作動して共振型コンバーター３０が正常に動作すれば、共振型コンバーター３０から誘導される電圧により制御電源供給器６０がＶｃｃを出力する。もし、非正常状態が発生して保護回路部７がシャットダウン信号を出力して共振型コンバーター３０が正常動作をできなければ、ＺＶＳ制御装置２に誘導される電流がなくて制御電源部３の入力電圧が低くなり、これによりＵＶＬＯ回路５０がロックアウトされ過電流保護回路１５０とＵＶＬＯ回路５０を除いた全ての回路にＶｃｃが一時遮断される。
駆動信号発生部５のソフトスタート回路１００は、のこぎり波信号発生器１１０ののこぎり波発振周波数Ｆｓｗを正常状態周波数より高くして、初期に負荷（蛍光ランプ）に印加される電圧を低くして負荷の寿命を長くする。すなわち、最初に電源が印加される場合と非正常的な状態を保護回路部７が感知してシャットダウン後再び正常状態に回復する場合に、ソフトスタート回路１００が動作停止信号を負荷状態感知回路１６０と電力制御部４とＺＶＳ保障回路６とに出力して制御動作を中止させ、ソフトスタート回路１００がのこぎり波信号発生器１１０を制御して正常状態より高い周波数ののこぎり波を発生するように制御して負荷（ランプ）が放電する前に少ない電流をフィラメントに流れるようにして負荷（ランプ）が予熱されるようにする。したがって、保護回路部７の入力電圧制御回路１３０と過熱保護回路１４０と過電流保護回路１５０と負荷状態感知回路１６０とのシャットダウン出力信号は制御信号駆動器１２０と共にソフトスタート回路１００にも供給される。
のこぎり波信号発生器１１０は、ソフトスタート回路１００、アナログスイッチ９０、零電圧スイッチング保障回路６およびブラウンアウト回路８の出力を入力してのこぎり波信号を発生し、三角波基準電圧と比較して零電圧スイッチングイネーブル信号と駆動パルスＫを出力する。
制御信号駆動器１２０は、のこぎり波信号発生器１１０から駆動パルスＫを入力して共振型コンバーター３０のスイッチング素子をスイッチングするための駆動信号を出力する。この際制御信号駆動器１２０は、入力電圧制限回路１３０、過熱保護回路１４０、過電流保護回路１５０又は負荷状態感知回路１６０から少なくとも一つのシャットダウン信号が入力されれば、駆動信号を遮断してスイッチングを中止してシステムを保護し、正常に回復されれば再び駆動信号を出力する。
電力制御部４の電力制御回路７０は、共振型コンバーター３０から抵抗ＷＲ２を通じて共振型コンバーター３０の電圧を入力し、負荷状態感知回路１６０から負荷状態に対する情報を入力し、整流器２０の出力を入力して入力電圧と負荷の変動を感知して制御電流を出力し、照光回路８０は周囲環境の照度を感知して最適の照度を維持するように負荷４０に印加される電圧を制御できる制御電流を出力し、アナログスイッチ９０は正常状態で照光回路８０および電力制御回路７０から入力される制御電流をのこぎり波信号発生器１１０に出力してのこぎり波の発振周波数を制御する。
ブラウンアウト回路８は、入力電圧が一定の電圧以下に低くなると、アナログスイッチ９０を遮断して制御電流を流せず、ブラウンアウト回路８が直接のこぎり波信号発生器１１０を制御してのこぎり波信号発生器１１０が一定の周波数を発振して入力電圧が低くなれば負荷に印加される電力も低くなるようにしてエネルギーを節約する。
入力電圧制限回路１３０は、入力電圧が定格電圧の２倍以上に高かったり１／２以下に低かったりすると、これを感知してシャットダウン信号を出力し、過熱保護回路１４０は、共振型コンバーター３０のスイッチング素子が過熱することを防止するためにシャットダウン信号を出力し、過電流保護回路１５０は、共振型コンバーター３０のスイッチング素子に過電流が流れることを防止するために、シャットダウン信号を出力し、無負荷感知器として機能する負荷状態感知回路１６０は、無負荷を感知してシャットダウン信号を出力し、２つの負荷を使用する場合、無負荷側のスイッチを遮断したり負荷状態を感知したりして共振型コンバーター３０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する。
図４は図３の主電力装置１の一部を示した回路図であり、ラインフィルター１０を通じて入力した商用交流電源を整流器２０が整流して直流電源Ｖｄｄを出力し、ＺＶＳ制御装置２と共振型コンバーター３０とを連結する制御トランスフォーマ３１と制御トランスフォーマ３１の２次側の巻線ｎ２１にゲートが連結されドレインが整流器２０の出力Ｖｄｄの＋側に連結される第１スイッチング部３２と、ゲートが巻線ｎ２２に連結されドレインが整流器２０の出力の−側に連結される第２スイッチング部３３と、制御トランスフォーマ３１の誘導巻線ｎ２３に連結される共振回路部３４とを具備した共振型コンバーター３０が負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２に安定した電力を伝達する。
図４において、共振型コンバーターの制御トランスフォーマ３１はＺＶＳ制御装置２の出力に連結される制御巻線ｎ１１と第１スイッチング部３２に連結される第１スイッチング巻線ｎ２１と第２スイッチング部３３に連結される第２スイッチング巻線ｎ２２と共振回路部３４に連結される誘導巻線ｎ２３とから構成され、第１スイッチング巻線ｎ２１と第２スイッチング巻線ｎ２２とは常に互いに反対極性が誘導されるように巻かれている。第１スイッチング部３２は、制御トランスフォーマ３１の第１スイッチング巻線ｎ２１にゲートが連結される電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ：以下、ＦＥＴという）Ｑ１とＦＥＴ（Ｑ１）のドレインとソースとの両端に並列に連結されるダイオードＤＦ１とキャパシターＣＦ１とから構成され、第２スイッチング部３３は、制御トランスフォーマ３１の第２スイッチング巻線ｎ２２にゲートが連結されるＦＥＴ（Ｑ２）とＦＥＴ（Ｑ２）のドレインとソースとの両端に並列に連結されるダイオードＤＦ２とキャパシターＣＦ２とから構成され、共振回路部３４は、一方が第１スイッチング部３２と第２スイッチング部３３との共通点に連結される誘導巻線ｎ２３の一側に直列に連結される共振コイルＬｒ１と共振キャパシターＣｒ１と、共振キャパシターＣｒ１とＶｄｄの（＋）側の間に互いに並列に連結されるキャパシターＣｒ３およびダイオードＤＦ３と、共振キャパシターＣｒ１とＶｄｄの（−）側の間に互いに並列に連結されるキャパシターＣｒ５およびダイオードＤＦ５とから構成される第１負荷共振部と、誘導巻線ｎ２３の一側に直列に連結される共振コイルＬｒ２と共振キャパシターＣｒ２と、共振キャパシターＣｒ２とＶｄｄの（＋）側の間に互いに並列に連結されるキャパシターＣｒ４およびダイオードＤＦ４と、共振キャパシターＣｒ２とＶｄｄの（−）側の間に互いに並列に連結されるキャパシターＣｒ６およびダイオードＤＦ６とから構成される第２負荷共振部とから構成され、２つの負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２に電力を伝達する。ダイオードＤＦ３〜ＤＦ６は、全体システムが非正常的な動作をしてこれらのキャパシターＣｒ３〜Ｃｒ６の電圧がＤＣ電圧Ｖｄｄより高くなる場合、キャパシターＣｒ３〜Ｃｒ６電圧をクランピングする。また、負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２に流れる電流を共振コイルＬｒ１，共振コイルＬｒ２を流れる電流を検出する検出トランスフォーマ３５を通じて誘導してＺＶＳ制御装置２の負荷状態感知回路１６０に入力し、負荷状態感知回路１６０は、負荷状態によりスイッチＳ１，Ｓ２をオン・オフして負荷Ｌａｍｐ１、Ｌａｍｐ２に電力を供給したり遮断したりする。
図５は、図３のソフトスタート回路１００とのこぎり波信号発生回路１１０とを示した回路図である。ＺＶＳ制御装置２の入力電圧Ｖｄｄがスレショルド電圧を越えてＵＶＬＯ回路５０のロックアウト状態が解除されれば、ソフトスタート回路１００が動作を始め、のこぎり波信号発生回路１１０の発振周波数を正常周波数より高くし、のこぎり波信号発生回路１１０は制御電流によりのこぎり波を発生して三角波基準電圧と比較したのち、駆動パルスＫとＺＶＳイネーブル信号を出力する。
図５において、ソフトスタート回路１００の出力とのこぎり波信号発生回路１１０の間にあるダイオードＤ１３は、ソフトスタート回路１００のキャパシターＣＷ１の両端電圧がのこぎり波信号発生器１１０の抵抗Ｒ１４＋ＶＡＲ１＋Ｒ１５の両端電圧と同一になるまで導通しながらキャパシターＣＷ１の電圧が高まる瞬間に導通を止める。すなわち、この瞬間からソフトスタート回路１００とのこぎり波信号発生回路１１０は遮断された状態に維持される。したがって、キャパシターＣＷ１に充電された電圧のない最初電源印加時（初期駆動時）とシステムが作動中に非正常的な状態が発生してシャットダウンされたのち、正常状態に回復される場合には端子１０３を通じて、負荷状態感知回路１６０、過電流保護回路１５０、過熱保護回路１４０および入力電圧制限回路１３０からシャットダウン信号を入力してトランジスタＴＲ２をオンして大容量のキャパシターＣＷ１を放電させソフトスタートを再び始める。また、端子１０４には過熱保護回路１４０からの制御信号を入力して低温時に定電流源ＴＲ１，ＴＲ３に流れる電流を制限してキャパシターＣＷ１を充電させる時間を遅延させる。したがって、低温でソフトスタート時間を長くして予熱時間を十分にすることにより、初期突入電流によるランプの寿命短縮を保護する。比較器Ｕ２Ａは、ソフトスタートの動作を感知して比較的に重要でない異常状態が発生した際に電源が続けて供給された状態でリセットする電源オンリセット（Ｐｏｗｅｒ Ｏｎ Ｒｅｓｅｔ：以下、ＰＯＲという）信号を、端子１０１を通じて負荷状態感知回路１６０に出力する。比較器Ｕ２Ｂは、ソフトスタート回路１００が作動する間に端子１０２を通じて電力制御部４および零電圧保障回路６にディスエーブル（ｄｉｓａｂｌｅ）信号を出力して制御動作を遮断する。すなわち、ソフトスタート段階では、負荷の予熱のために故意に電力を低く供給するため、制御回路が作動して負荷に供給される電力を増加させないようにするべきである。
ソフトスタート回路１００が動作する時間は、抵抗Ｒ７とキャパシターＣＷ１により次の式（１）のように決定される。
Ｔｓｔ＝（ＣＷ１×Ｖｔｈ）／Ｉｃ１・・式（１）
ここで、Ｖｔｈは比較器Ｕ３の基準電圧（単位Ｖ）であり、Ｉｃ１はキャパシターＣＷ１に流れ込む電流μＡであり、Ｔｓｔはソフトスタート時間（例えば数ミリ秒）である。
このようにソフトスタート回路１００は、負荷が蛍光ランプのような放電ランプの場合、放電突入電流および高圧放電を防止するために、正常状態の電力用スイッチング素子のスイッチング周波数より高い周波数にのこぎり波を発生するようにしてランプのフィラメントを予熱させることにより、ランプの寿命が長くできる。
のこぎり波信号発生回路１１０は、トランジスタＴＲ７，ＴＲ８から構成されたミラー型定電流源により定電流がキャパシターＢＣ１０に流れると、キャパシターＢＣ１０の充電電圧は一定の勾配を持って上昇する。キャパシターＢＣ１０の電圧が比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、比較器Ｕ３の出力が“ハイ”となりトランジスタＴＲ１２をオンさせることにより、キャパシターＢＣ１０を瞬間的に放電させる。キャパシターＢＣ１０の電荷が完全に放電されれば、定電流源から再び電流がキャパシターＢＣ１０を充電させ、キャパシターＢＣ１０の電圧が更に比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、キャパシターＢＣ１０の電圧を放電させる過程を繰り返してのこぎり波を発生し続ける。のこぎり波信号発生回路１１０において、のこぎり波の発振周波数は次の式（２）のように求められる。
Ｆｓｗ＝Ｉｃ２／（Ｖｔｈ×ＦＢＣ１０）・・式（２）
ここで、ＩＣ２はキャパシターＢＣ１０に流れ込む電流μＡであり、Ｖｔｈは比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１（単位Ｖ）であり、ＦＢＣ１０はキャパシターＢＣ１０のキャパシタンスμＦであり、Ｆｓｗはのこぎり発振波周波数ＫＨｚである。
一方、端子１１２を通じて電力制御部４のアナログスイッチ９０から共振型コンバーター３０の入力電圧と負荷電力の変動を補償するための制御電流を入力してキャパシターＢＣ１０に流れる電流を可変してのこぎり波発振周波数を調節する。すなわち、共振型コンバーターの負荷に伝達される電力は、コンバーターの第１および第２スイッチング部のスイッチング周波数が高くなると低くなり、スイッチング周波数が低くなると電力が高くなる。したがって、スイッチング周波数を制御して負荷および入力電源の変動にもかかわらず負荷には常に一定の電力が供給されランプの照度が一定になるようにする。ところでスイッチング周波数は、のこぎり波信号発生回路１１０の発振周波数ＦＳＷに比例して変動し、のこぎり波発振周波数ＦＳＷは式（２）のようにキャパシターＢＣ１０に流れる電流Ｉｃ２により可変されうるので、つまりキャパシターＢＣ１０に流れる電流Ｉｃ２を制御することにより負荷に印加される電力を制御する。一方、入力電圧が低くなり端子１１１を通じてブラウンアウト回路８から制御信号が入力されトランジスタＴＲ１１を導通させれば、トランジスタＴＲ１０に流れる電流が増加する。したがって、ブラウンアウト回路８が電力制御回路部４の制御電流を遮断することにより発生する衝撃を緩和し、一定の電流が流れるようにする。また、端子１１３を通じて零電圧スイッチング保障回路６の出力を入力して共振型コンバーター３０のキャパシターＣＦ１、ＣＦ２（図４）に十分な放電時間を与え、スイッチング電圧が零電圧となるように、比較器Ｕ３の入力電圧を制御してのこぎり波の振幅を増加させデッドタイムを長くする。
このように発振された、のこぎり波信号は、比較器Ｕ４Ｂの反転端子に入力され、比較器Ｕ４Ｂの非反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較され共振型コンバーターの電力用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する駆動信号とデッドタイムを決定する駆動パルスＫを、端子１１５を通じて制御信号駆動器１２０に出力する。デッドタイムは共振型コンバーターの共振周波数Ｆｒを決定する図４の素子Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３，Ｃｒ４，Ｃｒ５，Ｃｒ６の値に応じて可変可能でなければならないため、のこぎり波比較器Ｕ４Ｂの基準電圧Ｖｒｅｆ２が可変できるようにする。一方、のこぎり波信号は比較器Ｕ４Ａの非反転端子に入力され、比較器Ｕ４Ａの反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較され、零電圧スイッチングイネーブル信号を、端子１１４を通じて零電圧スイッチング保障回路６に出力する。図５において、シンボルＲ１ないしＲ２７は電圧分配抵抗を示す。
図６Ａ〜６Ｅは、図５ののこぎり波信号発生回路の動作波形を示した波形図であり、図６Ａは、キャパシターＢＣ１０の両端間の電圧で定電流源の電流により充電されながら比較器Ｕ３の出力が“ハイ”となると、速やかに放電される、のこぎり波信号の波形を示した。図６Ｂは、比較器Ｕ３の出力波形であってキャパシターＢＣ１０の充電電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超過することにより発生するパルス信号を示す。図６Ｃは、図６Ａののこぎり波信号と基準電圧Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３を共に示したものであり、図６Ｄは、図６Ｃでのこぎり波が基準電圧Ｖｒｅｆ２より高ければ“ロー”であり、低ければ“ハイ”となる駆動パルスＫを示す。図６Ｅは、図６Ｃののこぎり波が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高ければ“ハイ”となり、低ければ“ロー”となるＺＶＳイネーブル信号を示す。
図７は、図３の制御信号駆動器を示した回路図であり、駆動ロジック１２６と駆動回路１２８を具備して駆動パルス信号Ｋを入力して共振型コンバーターのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動信号を出力する。
すなわち、のこぎり波信号発生回路１１０から駆動パルスＫは、端子１２１と反転器Ｕ８Ｃを経てＤフリップフロップＵ５Ｂに入力され、ＤフリップフロップＵ５Ａには端子１２１を通じて直ちに入力される。
ＤフリップフロップＵ５Ａ，Ｕ５Ｂの出力ａ，ｂ，ｃ，ｄは、ナンドゲートＵ６Ａ，Ｕ６Ｂに入力されそれぞれ駆動論理信号Ｍ，Ｎが出力され、前記駆動論理信号Ｍ，Ｎはコンバーター３０から端子１２４を経て入力される信号と共にナンドゲートＵ６Ｃ，Ｕ６Ｄを経て２つの駆動論理信号Ａ，Ｂが更に出力される。端子１２２を通じて入力電圧制限回路１３０、過熱保護回路１４０、過電流保護回路１５０、または負荷状態感知回路１６０からシャットダウン信号が入力されればＤフリップフロップＵ５Ａ，Ｕ５Ｂがリセットされ駆動信号の出力を遮断する。
駆動論理信号Ａ，Ｂ，Ｍ，Ｎはそれぞれ駆動回路１２８のＲＣ並列回路Ｒ３０，ＢＣ６；Ｒ３１，ＢＣ７；Ｒ３２，ＢＣ８；Ｒ３３，ＢＣ９を経て４つのトランジスタＴＲ１３，ＴＲ１５，ＴＲ１６，ＴＲ１４のベースに入力されそれぞれオン・オフされ、減算器１２７の端子１２３を通じて共振型コンバーター３０の制御トランスフォーマ３１の１次巻き線ｎ１１に駆動信号ＤＳ１−ＤＳ２を出力してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチングする。ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は逆電流阻止用として用いられる。
図８Ａ〜８Ｌは、図７の装置の各部分での動作波形を示したものであり、図８Ａは、制御信号駆動器１３０に入力される駆動パルスＫを示し、図８Ｂ，８Ｃは、ナンドゲートＵ６Ａに入力される波形ａ，ｂであり、図８Ｄ，８Ｅは、ナンドゲートＵ６Ｂに入力される波形ｃ，ｄであり、図８Ｆ，８Ｇは、ナンドゲートＵ６Ａ，Ｕ６Ｂの出力波形Ｍ，Ｎである。図８Ｈ，８Ｉ，８Ｊ，８Ｋは、トランジスタＴＲ１３，ＴＲ１５，ＴＲ１６，ＴＲ１４に入力される駆動論理信号Ａ，Ｂ，Ｍ，Ｎであり、図８Ｌは制御信号駆動器１２０の出力である駆動信号ＤＳ１−ＤＳ２を示す。
図９Ａ〜９Ｆは、図３および図４の装置の動作波形を示した波形図であり、図９Ａは、第２スイッチング素子Ｑ２のドレインとソース間の電圧であって第２スイッチング素子Ｑ２がオンされれば０に近く、オフされればＶｄｄに近い電圧を示す。特に、図９Ａに示したように信号波形の上昇と下降でキャパシターＣＦ１，ＣＦ２による緩慢な傾きを有するため、従来のハードスイッチングでのような急激な変化がなくて高調波成分が小さくなり高周波成分の雑音が著しく低くなることが分かる。図９Ｂは、駆動信号ＤＳ１−ＤＳ２を示したものであり、本発明では５６ＫＨｚの周波数を有する電圧値（点線で表示される）を基準として正と負の矩形波である。図９Ｃは、共振回路の共振電流ｉｒを示し、図９Ｄは、共振型コンバーター３０から制御信号駆動器１２０に誘導される電流を示し、図９Ｅは負荷両端間の電圧を示し、図９Ｆは、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流を示す。
図３〜図９Ｆにおいて、本発明の装置が動作することを見ると、ｔ＝ｔ−１で図７のトランジスタＴＲ１３とトランジスタＴＲ１６がオンされ、トランジスタＴＲ１４，ＴＲ１５がオフされれば、図９Ｂの駆動信号の正の矩形波信号が端子１２３を通じて制御トランスフォーマ３１の１次側巻線を流れ端子１２３’に戻る。したがって、第１スイッチング巻線ｎ２１に正の電圧が誘導され第１スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、第２スイッチング素子Ｑ２には反対方向へ電圧がかかってオフされる。第１スイッチング素子Ｑ１がオンされても、この時流れる共振電流ｉｒの方向を見ると、‘−’方向へダイオードＤＦ１を通じて電流が逆に流れる。ｔ＝ｔ０で共振電流の方向が‘−’から‘＋’に変わりながら図９Ｃの共振電流ｉｒが第１スイッチング素子Ｑ１を通じて流れて共振回路３４にエネルギーを蓄積する。トランジスタＴＲ１３とトランジスタＴＲ１６がオン状態であり、共振電流ｉｒの方向が‘＋’であるため、制御トランスフォーマ３１を通じて共振電流ｉｒが制御信号駆動器１２０のダイオードＤ１，Ｄ２１から越えてきて抵抗ＷＲ３を通じて制御電源部３のキャパシターＣＷ３を充電させる。したがって、制御電源部３は、初期にはＶｄｄから供給された電力でＶｃｃを出力したが、この際からはキャパシターＣＷ３を共振型コンバーター３０から流入される図９Ｄのような電流により充電してＶｃｃ電源として使用する。このような状態を主電力装置１ではパワリングモードとし、ＺＶＳ制御装置２では電力回生モードという。駆動信号によりｔ＝ｔ１でトランジスタＴＲ１３をオフさせ、トランジスタＴＲ１４をオンさせれば第１スイッチング素子Ｑ１はオフされる。第１スイッチング素子Ｑ１はオフされると、共振電流ｉｒは、第１、第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に並列に連結されたキャパシターＣＦ１，ＣＦ２を充放電させる。すなわち、キャパシターＣＦ１は充電させ、キャパシターＣＦ２は放電させる。この際、Ｖｄｄに流れ込み、出てくる電流の量が同一になり、ＺＶＳ制御装置２に越えてくる電流は、ダイオードＤ２１およびトランジスタＴＲ１４を通じてフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）する。したがって、図９Ｄに示した誘導入力電流が急激に０に落ちることが分かる。また、第１スイッチング素子Ｑ１がオフされキャパシターＣＦ２が放電しながら図９Ａの第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧は緩慢に下降することが分かる。このような状態を自由共振モードとし、キャパシターＣＦ１，ＣＦ２が共振回路３４に連結されながら自然共振周波数Ｆｒが些か増加する。キャパシターＣＦ２の電圧が０に落ちれば、言い換えれば第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧が０となると、すなわち図９Ａの電圧が接地レベルとなると、ダイオードＤＦ２が導通されながらダイオードＤＦ２を通じてフリーホイーリングしながら共振回路３４からできたエネルギーの一部をＶｄｄ側に戻す電力回生モード区間が存する。第２スイッチング素子Ｑ２を零電圧スイッチングＺＶＳするためにこの区間内で駆動信号が変わるべきである。すなわち、ｔ＝ｔ３で制御信号駆動器１２０のトランジスタＴＲ１４，ＴＲ１５がオンされれば、トランジスタＴＲ１５と端子１２３’、制御トランスフォーマ３１を通じて反対方向へ電流が流れ端子１２３を経てトランジスタＴＲ１４へ電流が流れ第２スイッチング素子Ｑ２をオンする。この際、第２スイッチング素子Ｑ２にはかかった電圧が接地レベルなので零電圧スイッチングをする。第２スイッチング素子Ｑ２がオンされても、まだ共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘−’に転換する前なので、共振回路３４に残っているエネルギーは電源Ｖｄｄ側へ回生される。この時、回生経路はダイオードＤＦ２となり、共振電流ｉｒがフリーホイーリングとなりダイオードＤＦ２を導通させ得ない極めて少ない量のみ残ればダイオードＤＦ２を通じて逆に流れる区間が存する。
ｔ＝ｔ４で共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘−’に変わると、ｔ３＜ｔ＜ｔ４区間で駆動信号と共振電流の位相差によりダイオードＤＦ２の導通時間と第２スイッチング素子Ｑ２を逆に流れる時間が定まる。また、ｔ＝ｔ４で共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘−’に変わると、第２スイッチング素子Ｑ２を通じて電流が流れはじめる。この区間でも共振回路３４にエネルギーが蓄積される状態をパワリングモードとする。ＺＶＳ制御装置２の制御信号駆動器１２０は、制御トランスフォーマ３１により極性が変わるようになり、ダイオードＤ２，Ｄ２０を通じて誘導入力電流を制御電源部３のキャパシターＣＷ３（図１０）を充電させる。ｔ＝ｔ５で制御信号駆動器のトランジスタＴＲ１６をオンし、トランジスタＴＲ１５をオフさせれば第２スイッチング素子Ｑ２がオフされ再び主電力装置１のキャパシターＣＦ１，ＣＦ２を充放電する。ｔ＝ｔ６でキャパシターＣＦ２がＶｄｄまで充電すれば、キャパシターＣＦ１に逆並列ダイオードＤＦ１が導通するようになり、共振回路３４のエネルギーを電源Ｖｄｄに回生させる。第１スイッチング素子Ｑ１が零電圧スイッチングをするためにはｔ＝ｔ７で制御信号駆動器１２０のトランジスタＴＲ１３がオンさせるべきである。しかしながら、これらトランジスタＴＲ１３，ＴＲ１６がオンされても共振電流ｉｒの方向が‘−’なので、ｔ＝ｔ８になるまで共振電流ｉｒは第１スイッチング素子Ｑ１を逆に流れる。したがって、共振電流のエネルギーを電源に回生させる。この際、制御電源部３のキャパシターＣＷ３を放電させる。以上のようにｔ＝０からｔ＝８までを繰り返しながら、共振型コンバーター３０とＺＶＳ制御装置２が動作する。以上のような動作を簡単にすれば次の表１の通りである。
Figure 0004108102
前記表１のようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間の電圧が零電圧で駆動信号に応じてスイッチングするため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による熱損失がほぼないので、別の放熱板が不要である。すなわち、図９Ａないし図９Ｆに示したようにドレイン電圧と電流が重なる領域がないため、スイッチング素子に自体に消耗されるエネルギーがなくて非常に効率的である。また、図９Ａのようにスイッチング素子の両端間の電圧がキャパシターの充放電により緩慢に上昇し、下降して高調波による雑音が非常に少なくて優れたＥＭＩ効果がある。
図１０は、図３の制御電源部を示した回路図であり、ＵＶＬＯ回路５０と制御電源供給器６０とを具備して整流器２０から入力した直流電圧Ｖｄｄを作動電圧Ｖｃｃに変換してＺＶＳ制御装置２に提供する。交流入力電圧からダイオード（図示せず）で構成された整流器２０を経てＤＣリンクに直流電圧Ｖｄｄが印加されれば、入力端子５１を通じて抵抗ＷＲ１を経てキャパシターＣＷ３を充電させる。この際流れる電流によりキャパシターＣＷ３は一定した勾配を持って上昇する。キャパシターＣＷ３の電圧が比較器Ｕ７Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ４に達すればロックアウト状態が解除されながら、ＺＶＳ制御装置２の電源Ｖｃｃに電圧が印加される。一方、共振型コンバーター３０が動作を始め共振電流がＺＶＳ制御装置２に回生され始めると制御信号駆動器１２０の抵抗ＷＲ３を経て端子５２に回生された電流が流入されキャパシターＣＷ３を充電することにより、このエネルギーをＺＶＳ制御装置２の電源として利用する。もし、保護回路部７の制御で制御信号駆動部１２０がシャットダウンされ、駆動信号の出力がなくなると、共振型コンバーター３０から越えてくる誘導電流がなくなり、キャパシターＣＷ３の電圧はＵＶＬＯ回路５０のヒステリシス幅ほど落ちる。キャパシターＣＷ３の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４以下に落ちると、比較器Ｕ７Ａによりロックアウト状態となり電源を供給できなくなるため、端子５３を通じて負荷状態検出回路１６０にシャットダウン信号を送りＵＶＬＯ回路５０と過熱保護回路１４０を除いた全ての回路が動作を停止する。したがって、ＵＶＬＯ回路５０は、抵抗ＷＲ１を通じて再び電流をキャパシターＣＷ３に充電し、キャパシターＣＷ３の電圧が比較器Ｕ７Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ４に達すると、ロックアウト状態が解除され、ＺＶＳ制御装置２に電源を供給する。ここで、シンボルＲ４１〜Ｒ４８は電圧分配抵抗で、Ｕ６Ａはインバーターで、ＴＲ１７−ＴＲ１８はトランジスタで、Ｄ１６はツェナーダイオードで、Ｕ１はＵＶＬＯ回路である。
図１１は、図３の電力制御部４を示した回路図であり、電力制御回路７０、照光回路８０およびアナログスイッチ９０を具備して交流入力電圧および負荷の変動に対して全体システムが安定に動作するように制御する。交流入力が変わる場合端子７２を通じて入力される直流リンク電圧Ｖｄｄを前方向制御機能により制御してアナログスイッチ９０に出力し、負荷が変わる場合には端子７３を通じて負荷状態感知回路１６０から負荷に対する情報を、トランジスタＴＲ２９を経て入力し、端子７１を通じて共振型コンバーター３０に流れる電流を検出する抵抗ＷＲ２に流れる電流を入力して全体システムを安定化する。すなわち、共振型コンバーター３０の直流リンク電圧Ｖｄｄを端子７２に入力し、共振型コンバーター３０と制御装置２との間に連結されている電流感知抵抗ＷＲ２に流れる電流の平均値を端子７１に入力して比較器Ｕ１７Ａ，Ｕ１７Ｂを経て乗算器Ｕ１６を通じて乗算したのち、この値を利用して負荷状態感知回路１６０から端子７３を通じて入力した負荷状態により負荷電力が基準電力と同様になるように共振型コンバーター３０のスイッチング周波数Ｆｓを調節する。ここで、電力制御回路７０は端子７４を通じてアナログスイッチ９０に制御信号を出力する。スイッチング周波数Ｆｓは、電力制御回路７０のエラー増幅器Ｕ１５Ａの増幅度によりのこぎり波信号発生回路１１０に送られる電流量が可変されることにより、のこぎり波発振周波数Ｆｓｗが変わることにより調整される。電力制御回路７０は、全体システムが起動時ソフトスタート回路１００の動作により正常動作時より高い周波数で駆動するため、システムの出力電圧が非常に低い。したがって、ソフトスタート時には電力制御が動作されないようにソフトスタート回路１００からディスエーブル信号を端子８１に入力してトランジスタＴＲ２６を駆動して電力制御動作を一時中止する。すなわち、ソフトスタート回路１００が動作する間に電力制御回路７０は動作できなくする。ソフトスタート回路１００の動作が終わる時点でイネーブル信号を入力して再び電力制御動作する。ここで、シンボルＲＸは抵抗、ＤＸはダイオード、ＶＡＲＸは可変抵抗器、ＴＲＸはトランジスタ、ＢＣＸ（Ｘはサブスクリプト番号）はキャパシターを示す。
照光回路８０は、周囲環境の照度を外部に露出されるように設けられた照度検出器で検出して放電灯の光出力を一定に制御するための回路である。すなわち、周囲環境の照度が高ければ光出力を低くし、照度が低ければ光出力を高く制御して周囲環境に合う最適の光出力を維持するようにアナログスイッチ９０に制御電流を出力する。
したがって、採光条件の変化豊かな所に本発明を適用すれば、適切な照光を維持しながらエネルギーが節約できる。アナログスイッチ９０は、正常状態では端子９３を通じて電力制御回路７０の出力端子７４を通じて入力され照光回路８０の制御電流を、端子９２を通じてのこぎり波信号発生回路１１０に出力してしてから、端子９１を通じてブラウンアウト回路８から遮断信号が来れば制御電流を遮断する。
図１２は、図３の零電圧スイッチング保障回路を示した回路図であり、共振型コンバーター３０からＺＶＳ制御装置２に誘導される電流を検出してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が常に零電圧スイッチングをするようにのこぎり波の発振周波数Ｆｓｗを制御する。すなわち、共振型コンバーター３０のＤＣリンク電圧Ｖｄｄが正常状態より相当低い場合、あるいは交流入力が低い場合には一定した入力電力を維持するように第１、第２スイッチング部３２，３３のスイッチング周波数を自然共振周波数より些か高い周波数で動作されるようにして負荷４０に流れる共振電流の量を増す。このようなスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を動作させる場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に並列に連結されたキャパシターＣＦ１，ＣＦ２の充放電時間が十分でなくてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が零電圧スイッチングをできなくなる場合が発生されうる。よって、この際電流感知抵抗ＷＲ２に流れる電流量を検出して端子６１に入力し、この入力を基準電圧と比較器Ｕ７Ｂで比較してのこぎり波信号発生回路１１０の比較器Ｕ３の非反転端子（＋）に端子６４を通じて連結する。のこぎり波信号発生回路１１０は、のこぎり波の発振周波数を増加させることにより、零電圧スイッチング動作を満足させうるように駆動信号のデッドタイムを相対的に長くする。端子６２を通じてはソフトスタート回路１００から制御信号を入力し、端子６３を通じて制御信号駆動器１２０からＺＶＳイネーブル信号を入力して零電圧スイッチング保障回路６の出力タイミングを制御する。シンボルＲＸは抵抗で、ＴＲＸはトランジスタで、ＢＣＸはキャパシターで、Ｕ９Ｂ，Ｕ９Ｃ，Ｕ９Ｄはナンドゲート、ＶＡＲＸは可変抵抗（Ｘは添字）で、Ｕ１０は増幅器である。
図１３Ａ〜１３Ｄは、図１２の装置の動作波形を示した波形図であり、図１３Ａは、共振型コンバーター３０から抵抗ＷＲ３を通じて端子６１に流入される電流の波形を示し、点線は比較器Ｕ７Ｂの反転端子の基準電圧を示す。図１３Ｂは、比較器Ｕ７Ｂの出力であり図１３Ａの入力が基準電圧ＶＲＥＦより低ければ“ハイ”となることを示す。図１３Ｃは、端子６３を通じて制御信号駆動器１２０から入力されるＺＶＳイネーブル信号を示したものであり、波形のハイ区間ほどのこぎり波発生回路を遅延させデッドタイムを延ばして共振型コンバーターのキャパシターＣＦ１，ＣＦ２が十分に放電され両端間に零電圧となることを保障する。図１３Ｄは、のこぎり波発生回路の出力でありＺＶＳ保障回路６から入力される信号により遅延されて現れることが分かる。
図１４は、図３の入力電圧制限回路１３０とブラウン回路８を示した回路図であり、交流入力電圧が商用電圧より相当低かったり高くなったりする場合に全体システムが不安定に動作するおそれがあるため、制御回路をシャットダウンする。
すなわち、入力電圧制御回路１３０は、端子１３１を通じてＶｄｄを入力して２つの比較器Ｕ１３Ａ，Ｕ１３Ｂを利用して過電圧と過電流を検出して端子１３２と端子１３３を通じてシャットダウン信号をソフトスタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力する。ブラウンアウト回路８は、省エネルギーのために故意に入力電圧を低くする場合にこれを感知して端子８１を通じてアナログスイッチ９０を遮断し、のこぎり波信号発生回路１１０に一定した電流を出力する。シンボルＲＸは抵抗で、ＴＲＸはトランジスタで、Ｕ１２Ｂは比較器である。
図１５は、図３の負荷状態感知回路１６０を示した回路図であり、共振インダクターＬｒ１，Ｌｒ２に流れる共振電流ｉｒを感知して負荷状態を感知する。すなわち、端子１６１と端子１６２を通じて共振型コンバーターの共振インダクターＬｒ１，Ｌｒ２から誘導される電流を感知してランプ装着、点灯有無、正常負荷識別およびランプの寿命末期を検出して電力制御回路７０、ソフトスタート回路１００、制御信号駆動器１２０および共振型コンバーター３０に出力する。端子１６３を通じてソフトスタート回路１００から制御信号を入力し、端子１６６を通じてＰＯＲ信号を入力し無負荷の場合シャットダウン信号を端子１６４と端子１６５を通じてソフトスタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力し、この際ＤフリップフロップＵ１９Ａにより負荷状態感知回路がラッチアップ状態となる。再びシステムが正常となると、制御装置のソフトスタート回路１００から電源オンリセットＰＯＲにより制御装置可動を始める。ランプが点灯されていない場合には負荷状態感知回路１６０は、制御信号駆動器１２０を端子１６８と端子１６９を通じてシャットダウンしたのち、ソフトスタート回路１００から駆動信号を受け制御信号駆動器１２０を再スタートする。また、ランプが一灯又は二灯の場合を識別してこの情報を電力制御回路７０に出力することにより、システムを安定に動作させる。一方、それぞれのランプの寿命状態を感知して寿命末期になった場合、寿命末期になったランプに負荷電流が流れないように端子１７０と端子１７１を通じて共振型コンバーターのスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御することにより、全体システムが安定に動作し、エネルギーも節約できる。端子１６７を通じて電力制御回路７０に負荷状態を伝達する。また、このような負荷の状態は実験的なデータにより算出した基準電圧Ｖｒｅｆ１０，Ｖｒｅｆ１１，Ｖｒｅｆ１２と比較して負荷状態による適切な制御を遂行できる。ここで、Ｕ２２Ｃ，Ｕ２２Ｄ，Ｕ２５Ａ〜Ｄは比較器で、Ｕ２３Ａ，Ｕ２４Ｃ，Ｕ２４Ｄ，Ｕ２４Ｅはエンドゲート、Ｕ２４Ａ，２４ＢはそれぞれＸＮＯＲゲートおよびＸＯＲゲートで、Ｘ１６Ｂ，Ｘ１６Ｃはスイッチで、Ｕ２６Ａ，Ｕ２６ＢはＤフリップフロップである。
図１６は、図３の過熱保護回路１４０を示した回路図であり、外部に温度検出用のダイオードＴＲ２２を設けてスイッチング素子の温度を感知して過熱時制御回路をシャットダウンさせる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図４）の温度が上昇して損なわれることを防止するために、温度検出用のダイオードＴＲ２２をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の近所に位置させ、ダイオードの温度変化による電圧特性で温度を検出し、もしスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が一定の基準温度以上に上昇すれば、比較器Ｕ１２Ａにより端子１４２を通じてソフトスタート回路１００と制御信号駆動器１２０にシャットダウン信号を出力する。保護状態下で比較器Ｕ１２Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ６を変化させ初期の基準温度よりも更に低い温度に基準温度を設定して、スイッチング素子が基準温度以下に落ちなければ制御回路が正常に動作しないようにする。また、負荷が蛍光ランプのような放電灯の場合、ランプの周囲温度が零下の低温の時、低温状態で初期放電突入電流によりランプの寿命に致命的な影響をおよぼすため、これを防止するためにランプのフィラメントを十分に予熱させる機能もある。すなわち、低温状態ではトランジスタＴＲ２１のコレクターをソフトスタート回路１００の抵抗Ｒ５とトランジスタＴＲ１のエミッターの間に端子１４１を通じて接続し、ソフトスタート時間を決定するキャパシターＣＷ１に流れ込む電流量を少なくし予熱時間を長くすることにより、低温状態での初期放電突入電流の問題を解決する。ここで、ＲＸは抵抗、ＴＲＸはトランジスタ、Ｖｒｅｆ６は基準電圧、Ｕ１１Ａ，Ｕ１１Ｂは比較器である。
図１７は、図３の過電流保護回路１５０を示した回路図であり、共振型コンバーター３０とＺＶＳ制御装置２に流れる電流を抵抗ＷＲ２と端子１５１を通じて比較器Ｕ１８Ａに入力してＤフリップフロップＵ１９Ｂを経てスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過電流が流れることを検出して端子１５３を通じて出力する。
すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる過電流を防止するために、共振型コンバーター３０とＺＶＳ制御装置２の間に電流感知抵抗ＷＲ２を挿入して電流の辺器値を比較器Ｕ１８Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ５と比較して基準電圧Ｖｒｅｆ５以上になる場合端子１５３を通じてシャットダウン信号をソフトスタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力する。一旦、シャットダウン信号を出力すれば、フリップフロップＵ１９Ｂによりラッチアップされ過電流条件が遮断されてもシャットダウン状態を保ち続ける。したがって、シャットダウン動作により共振型コンバーター３０の動作が止まるようになりＺＶＳ制御装置２に誘導される電流がないためキャパシターＣＷ３の電圧が落ち制御回路がロックアウトされる。再び制御回路が正常に回復されＵＶＬＯ回路５０がロックアウトを解除しながら端子１５２を通じてラッチアップされた信号をリセットすれば制御回路のシャットダウン状態が解除され、バイアスがかかって共振型コンバーター３０は再び動作する。ここで、ＲＸは抵抗を示す。
図１８は、本発明による共振型コンバーターとＺＶＳ制御装置の他の実施例を示したブロック図であり、ＡＣ整流装置２１０と共振型コンバーター装置２２０とＺＶＳ制御装置２３０とから構成されているため、商用電源ＡＣが印加されれば負荷２２７に安定された電源が供給できる。
ＡＣ整流装置２１０は、外部コンセント（図示せず）から商用電源（通常１１０／２２０ＶＡＣ，６０Ｈｚ）を入力してフルーブリッジダイオード２１１と入力キャパシターＣｂを通じて直流電源に変換して共振型コンバーター２２０に出力する。
共振型コンバーター２２０は、制御トランスフォーマ２２１と、第１スイッチング部２２２と、第２スイッチング部２２３と、共振部２２４、および電源伝達部２２５とから構成され、ＡＣ整流装置２１１から入力された直流電圧をＺＶＳ制御装置２３０の制御によりスイッチング周波数Ｆｓでスイッチングして安定した電源を負荷２２７に提供する。制御トランスフォーマ２２１は、ＺＶＳ制御装置２３０の出力に連結される制御巻線と、第１スイッチング部２２２に連結される第１スイッチング巻線と、第２スイッチング部２２３に連結される第２スイッチング巻線、および共振部２２４に連結される誘導巻線とから構成され、第１スイッチング巻線と第２スイッチング巻線は常に互いに反対極性が誘導されるように巻かれている。第１スイッチング部２２２は、制御トランスフォーマ２２１の第１スイッチング巻線にゲートが連結される電界効果トランジスタＦＥＴ（Ｑ１）とＦＥＴＱ１のドレインとソースの両端に並列に連結されるダイオードＤＦ１とキャパシターＣＦ１とで構成され、第２スイッチング部２２３は、制御トランスフォーマ２２１の第２スイッチング巻線にゲートが連結されるＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ２のドレインとソースの両端に並列に連結されるダイオードＤＦ２とキャパシターＣＦ２とで構成され、共振部２２４は、一方が第１スイッチング部２２２と第２スイッチング部２２３の共通点に連結される誘導巻線と誘導巻線の他方に直列に連結される共振コイルＬｒと共振キャパシターＣｒと、共振キャパシターＣｒと第１スイッチング部２２２の間に並列に連結されるキャパシターＣＦ３およびダイオードＤＦ３、および共振キャパシターＣｒと第２スイッチング部２２３の間に並列に連結されるキャパシターＣＦ４およびダイオードＤＦ４とから構成される。電源伝達部２２５は、共振キャパシターＣｒに並列に１次巻線が連結され、２次巻線の中間タップが電源接地に連結される電源伝達トランスフォーマと、電源伝達トランスフォーマの２次巻線の両端にそれぞれ連結されるダイオードＤＦ５，ＤＦ６と、ダイオードＤＦ５，ＤＦ６と電源接地の間に連結される負荷２２７と、負荷２２７に並列に連結されるキャパシターＣＦ５、およびキャパシターＣＦ５の両端に互いに直列に連結される抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成される。
ＺＶＳ制御装置２３０は、共振型コンバーター２２０の出力に連結されエラー電圧を感知する帰還制御部２３２と、共振型コンバーター２２０の出力に連結され負荷がない際にこれを感知して共振型コンバーター２２０のスイッチングを遮断する無負荷制御部２３３、および帰還制御部２３２と無負荷制御部２３３とに連結され共振型コンバーター２２０のスイッチングを制御する主制御部２３１とから構成される。帰還制御部２３２は、電源伝達部２２５の負荷にかかる電圧を分割する分割抵抗Ｒ１，Ｒ２から帰還電圧ＶＨを、インピーダンスＺｆを通じて反転端子に入力し、非反転入力端子に帰還信号基準電圧Ｖｒｅｆを入力してインピーダンスＺｆとインピーダンスＺｉとで増幅率が決定されるエラー増幅器ＥＲＲとエラー増幅器ＥＲＲの出力により電流を可変する電流可変器２３４とから構成され、帰還電圧ＶＨと帰還信号基準電圧Ｖｒｅｆの差を増幅したのちに、電流に変換して主制御部２３１に出力する。無負荷制御部２３３は、ヒステリシス特性を有するヒステリシス基準電圧を発生するヒステリシス電圧発生器２３５と帰還電圧ＶＨを入力してヒステリシス基準電圧と比較して無負荷状態を感知するヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３とから構成され、負荷有無を感知して無負荷時に電源伝達部２２５のトランスフォーマ２次巻線側に過電圧が印加されることを防止する。主制御部２３１は、負荷２２７に最初に印加される電源を緩衝するためのソフトスタート発生器２３６と、帰還制御部２３２から入力される電流により発振周波数を可変して三角波信号を発生する三角波発生器２３７と、三角波を比較するための三角波基準電圧を発生する基準電圧発生器２３８と、基準電圧発生器２３８から第１基準電圧Ｖｒ１を反転端子に入力して非反転端子に入力される三角波と比較する第１比較器ＣＯＭＰ１と、基準電圧発生器２３８から第２基準電圧Ｖｒ２を非反転端子に入力して反転端子に入力される三角波と比較する第２比較器ＣＯＭＰ２と、第１比較器ＣＯＭＰ１とヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の出力に連結される第１制御出力端２４０、および第２比較器ＣＯＭＰ２とヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の出力に連結される第２制御出力端２３９とから構成され帰還電圧ＶＨを入力して基準電圧との差を感知して負荷に安定した電源を供給するように制御トランスフォーマ２２１を通じてスイッチング部２２２、２２３を制御する。
図１９Ａ〜１９Ｆは、図１８による装置の動作を示した動作波形図である。図１９Ａは、三角波発生器２３７から発生した充電時間と放電時間とが同一な三角波を示したものであり、Ｖｒ１は基準電圧発生器２３８の第１基準電圧を示し、Ｖｒ２は基準電圧発生器２３８の第２基準電圧を示し、ａ’とｂ’が常に同一なものを示す。図１９Ｂは、第１比較器ＣＯＭＰ１の出力を示したものであり、図１９Ａの三角波と第１基準電圧Ｖｒ１を比較して三角波が第１基準電圧Ｖｒ１より高ければ“ハイ”、低ければ“ロー”となる。この信号は第１制御出力端２４０を経て出力される第１制御出力ＶＯＵＴ１と同一である。図１９Ｃは、第２比較器ＣＯＭＰ２の出力を示したものであり、図１９Ａの三角波が第２基準電圧Ｖｒ２より低ければ“ハイ”、高ければ“ロー”となる。この信号は第２制御出力端２３９を経て出力される第２制御出力ＶＯＵＴ２と同一である。図１９Ｄは、第１ＦＥＴＱ１がオン・オフされるタイミングを示したタイミング図であり、第１制御出力ＶＯＵＴ１が“ハイ”であり、第２制御出力ＶＯＵＴ２が“ロー”なら第１ＦＥＴＱ１がオンされ、他の場合にはオフされる。図１９Ｅは、第２ＦＥＴＱ２がオン・オフされるタイミングを示したタイミング図であり、第１制御出力ＶＯＵＴ１が“ロー”であり、第２制御出力ＶＯＵＴ２が“ハイ”ならオンされ、他の場合にはオフされる。図１９Ｆは、共振コイルＬｒに流れる電流ｉＬを示したものであり、“ｌ”は第１ＦＥＴＱ１がオンされる期間を示し、“ｍ，ｏ”は第１ＦＥＴＱ１と第２ＦＥＴＱ２の両方がオフされる期間（デッドタイム）を示し、“ｎ”は第２ＦＥＴＱ２がオンされる期間を示し、“Ｔ１，Ｔ２”は零電圧スイッチングＺＶＳ動作が起こる期間を示す。
図１８と図１９Ａ〜１９Ｆにおいて、本発明の他の実施例の動作を説明すすれば次の通りである。先ず、ＺＶＳ制御装置２３０から説明すれば、商用入力電源を整流して直流電圧を入力した共振型コンバーター２２０から負荷の両端に印加された電圧（すなわち、帰還電圧）を分割抵抗Ｒ１，Ｒ２を通じてＺＶＳ制御装置２３０の帰還制御部２３２に入力する。帰還制御部２３２は、フルーブリッジの出力が増加する場合、帰還電圧ＶＨを、インピーダンスＺｆを経てエラー増幅器ＥＲＲに入力する。エラー増幅器ＥＲＲは、帰還信号基準電圧と比較した差を増幅して可変電流制御回路２３４に出力し、可変電流制御回路２３４は、帰還制御部２３２の制御電流ｉｃを可変して三角波発生器２３７に出力する。制御電流ｉｃは、帰還電圧ＶＨすなわち負荷に印加される電圧の増減に応じて増減し、制御電流ｉｃが増加すれば三角波発生器２３７の三角波周波数を高くし、制御電流ｉｃが減少すれば三角波発生器２３７の周波数を低くする。三角波周波数が高くなると、つまり共振型コンバーター２２０の電力伝達比を低めてフルーブリッジの出力端を低め、周波数が低くなると、つまり共振型コンバーターの電力伝達比を高める。よって、フルーブリッジの出力端を高くしてフルーブリッジ出力の安定化をもたらす。ソフトスタート発生器２３６は、初期に正常時のスイッチング周波数より更に高い周波数を発生するように三角波発生器２３７を制御して初期に負荷に印加される電圧を緩衝させるようにする。すなわち、初期出発から一定時間まで三角波周波数を正常時より高くして、共振型コンバーター２２０の電力伝達部２２５の出力端にあるキャパシターＣＦ５の充電電流を初期駆動時に制限する。無負荷制御器２３３のヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３は、フルーブリッジ出力に負荷が存しない場合、急激に増加する出力電圧がヒステリシス発生器２３５から発生したヒステリシス基準電圧より高ければ出力信号を“ロー”にして第１制御出力端２４０と第２制御出力端２３９に出力して第１制御電圧Ｋ１と第２制御電圧Ｋ２を“ロー”にしてスイッチングを遮断する。一旦、ヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３が動作すれば、ヒステリシス発生器２３５の基準電圧が低くなり、フルーブリッジ出力の低い基準信号と比較されフルーブリッジ出力が一定レベル以下に下がるまでヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の動作を遮断する、主制御部２３１の第１比較器ＣＯＭＰ１と第２比較器ＣＯＭＰ２は、基準電圧発生器２３８から入力される第１基準電圧Ｖｒ１，第２基準電圧Ｖｒ２と三角波を比較して図１９Ｂのような第１制御出力ＶＯＵＴ１と図１９Ｃのような第２制御出力ＶＯＵＴ２を出力する。制御出力によりスイッチング素子である第１、第２ＦＥＴＱ１，Ｑ２がオン・オフされることを見ると次の表２の通りである。
Figure 0004108102
前記表２のように第１制御出力ＶＯＵＴ１が“ハイ”であり、第２制御出力ＶＯＵＴ２が“ロー”なら、制御トランスフォーマ２２１の１次巻線の下側から上側へ電流が流れ、“＋”電位が印加され第１ＦＥＴＱ１のゲートに順方向のバイアスが印加され第１ＦＥＴＱ１をオンさせ、第２ＦＥＴＱ２のゲートに逆方向のバイアスが印加され第２ＦＥＴＱ２をオフさせる。反対に、第１制御出力ＶＯＵＴ１が“ロー”であり、第２制御出力ＶＯＵＴ２が“ハイ”なら、制御トランスフォーマ２２１の１次巻線の上側から下側へ電流が流れ、“−”電位が印加され第１ＦＥＴＱ１のゲートに逆方向のバイアスが印加され第１ＦＥＴＱ１をオフさせ、第２ＦＥＴＱ２のゲートに順方向のバイアスが印加され第２ＦＥＴＱ２をオンさせる。もし、第１、第２制御出力ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２に“ハイ”や“ロー”が同一にかかると、電流が流れず２次巻線に誘導される電圧がなくなるため、第１、第２ＦＥＴＱ１，Ｑ２はオフされる。この時図１９Ｆのように共振コイルＬｒに流れる電流ｉＬを見ると、第１ＦＥＴＱ１がオンされる瞬間から電流ｉＬが“０”になるまでは電流ｉＬはダイオードＤＦ１を通じて流れ、この時第１ＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間の電圧はほぼ“０”である。したがって、Ｔ１区間は第１ＦＥＴＱ１がオンされていても共振電流ｉＬによる第１ＦＥＴＱ１でのスイッチング損失はほぼ“０”である。Ｔ１以後に電流ｉＬに正の方向へ回復されながら流れ、この時を共振期間という。すなわち図１９Ｆにおいて、“ｌ−Ｔ１”期間が共振期間である。また、第２ＦＥＴＱ２がオンされる瞬間から電流ｉＬが“０”になるまでは電流ｉＬはダイオードＤＦ２を通じて流れ、この時第２ＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間の電圧はほぼ“０”である。したがって、Ｔ２区間は第２ＦＥＴＱ２がオンされていても共振電流ｉＬによる第２ＦＥＴＱ２でのスイッチング損失はほぼ“０”である。Ｔ２以後に電流ｉＬは負の方向へ回復されながら流れ、この時を共振期間という。すなわち、図１９Ｆにおいて“ｎ−Ｔ２”期間が共振期間である。
本発明は共振型コンバーター電源供給装置に応用可能である。
従来のコンバーターのスイッチングを示した概略図である。 従来の電子式安定器を示した概略図である。 本発明による電子式安定器を示したブロック図である。 図３の主電力装置を示した回路図である。 図３のソフトスタート回路とのこぎり波信号発生器を示した回路図である。 図５ののこぎり波信号発生器の動作波形を示した波形図である。 図３の制御信号駆動器を示した回路図である。 図７の制御信号駆動器の動作波形を示した波形図である。 本発明による装置の動作波形を示した波形図である。 図３の制御電源部を示した回路図である。 図３の電力制御部を示した回路図である。 図３の零電圧スイッチング保障回路を示した回路図である。 図１２の回路の動作波形を示した波形図である。 図３の入力電圧制限回路とブラウンアウト回路を示した回路図である。 図３の負荷状態感知回路を示した回路図である。 図３の過熱保護回路を示した回路図である。 図３の過電流保護回路を示した回路図である。 本発明による共振型コンバーターの他の例を示したブロック図である。 図１８の装置の動作波形を示した動作波形図である。
符号の説明
１…主電力装置、
２…零電圧スイッチング制御装置、
３…制御電源部、
４…電力制御部、
５…駆動信号発生部、
６…零電圧スイッチング保障部、
７…保護回路部、
８…ブラウンアウト回路、
９…交流入力、
１０…ラインフィルター、
２０…整流器、
３０…共振型コンバーター、
４０…負荷（ランプ）、
５０…低電圧ロックアウト回路、
６０…制御電源供給器、
７０…電力制御回路、
８０…照光回路、
９０…アナログスイッチング、
１００…ソフトスタート回路、
１１０…のこぎり波信号発生部、
１２０…制御信号駆動器、
１３０…入力電圧制御回路、
１４０…過熱保護回路、
１５０…過電流保護回路、
１６０…負荷状態感知回路、
２３０…ＺＶＳ制御装置、
２３１…主制御部、
２３２…帰還制御部。

Claims (5)

  1. 商用交流電源を整流した直流電圧を入力して駆動信号により所定の周波数で零電圧スイッチングして負荷に電力を提供する共振型コンバーターを具備した共振型電源供給装置において、
    前記共振型コンバーターから帰還信号を流入して帰還信号基準電圧と比較してエラーを増幅して制御電流に変換する帰還制御部と、
    前記帰還制御部から流入される電流により三角波の発生周波数を調節し三角波基準電圧と比べて駆動信号を出力する主制御部と、
    前記共振型コンバーターから帰還信号を流入してヒステリシス特性を有するヒステリシス基準電圧と比べて無負荷状態を感知し無負荷の際には駆動信号を遮断する無負荷感知器とを具備したことを特徴とする共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置。
  2. 前記共振型コンバーターは前記直流電源の正の極性側に連結され前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチングする第１スイッチング手段と、前記直流電源の負の極性と前記第１スイッチング手段に連結され前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチングする第２スイッチング手段と、前記零電圧スイッチング制御装置に１次巻線が連結され３つの２次巻線は前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段と前記負荷にそれぞれ連結される制御トランスフォーマと、前記制御トランスフォーマに連結される直列共振回路と、前記直列共振回路から供給される電力を整流して負荷に電源を供給する電力伝達部と、を具備することを特徴とする請求項１項記載の共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置。
  3. 前記帰還制御部は、前記共振型コンバーターからインピーダンスを通じて帰還信号を入力して帰還信号基準電圧と比較するエラー増幅器と、前記エラー増幅器の出力を入力して制御電流を出力する電流可変器を具備したことを特徴とする請求項１項記載の共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置。
  4. 前記無負荷感知器は、ヒステリシス特性を有するヒステリシス基準電圧を発生するヒステリシス電圧発生器と前記帰還信号を入力して前記ヒステリシス電圧発生器の出力と比較して無負荷状態を検出するヒステリシス比較器とを具備したことを特徴とする請求項１項記載の共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置。
  5. 前記主制御部は、前記負荷に電源を印加する初期に発振周波数を高くして電流を低くし前記負荷を保護するようにするソフトスタート回路と、前記ソフトスタート回路の出力と前記電流可変器の出力を入力して三角波信号を発生する三角波発生器と、第１三角波基準電圧と第２三角波基準電圧を発生する基準電圧発生器と、前記三角波発生器の出力と前記第１三角波基準電圧を比較する第１比較器と、前記三角波発生器の出力と前記第２三角波基準電圧を比較する第２比較器と、前記第１比較器の出力を駆動して出力する第１制御出力端と、前記第２比較器の出力を駆動して出力する第２制御出力端と、を具備したことを特徴とする請求項１項記載の共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置。
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