JPH07154972A - 共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置およびこれを利用した共振型電源供給装置 - Google Patents
共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置およびこれを利用した共振型電源供給装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振型コンバーターの零電圧スイッチングの
ための制御装置およびこれを利用した共振型電源供給装
置を提供する。 【構成】 電力制御装置４とシャットダウン保護回路１
５０とブラウンアウト回路８とを具備する。 【効果】 これにより、スイッチング素子の電圧が零ボ
ルトの時、スイッチングして電力消耗を防止して、効率
の向上と雑音の低減効果を得る。
ための制御装置およびこれを利用した共振型電源供給装
置を提供する。 【構成】 電力制御装置４とシャットダウン保護回路１
５０とブラウンアウト回路８とを具備する。 【効果】 これにより、スイッチング素子の電圧が零ボ
ルトの時、スイッチングして電力消耗を防止して、効率
の向上と雑音の低減効果を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は共振型コンバーター電源
供給装置に係り、特に共振型コンバーターの零電圧スイ
ッチング方式（Zero Voltage Switching：ＺＶＳ）を利
用した制御装置およびこれを利用した共振型電源供給装
置に関する。
供給装置に係り、特に共振型コンバーターの零電圧スイ
ッチング方式（Zero Voltage Switching：ＺＶＳ）を利
用した制御装置およびこれを利用した共振型電源供給装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的に電源供給装置は、続けて電源を
供給する直列電源供給装置とスイッチング素子を利用し
て効率を増加させ、嵩を減らしたスイッチングモード電
源供給器（Switching Mode Power Supply ：以下ＳＭＰ
Ｓという）がある。このＳＭＰＳは、例えば蛍光ランプ
などに電力を供給している電子式安定器として利用され
ているものである。
供給する直列電源供給装置とスイッチング素子を利用し
て効率を増加させ、嵩を減らしたスイッチングモード電
源供給器（Switching Mode Power Supply ：以下ＳＭＰ
Ｓという）がある。このＳＭＰＳは、例えば蛍光ランプ
などに電力を供給している電子式安定器として利用され
ているものである。
【０００３】最近、電子機器の軽薄短小化の趨勢に応え
て、ＳＭＰＳの需要は爆発的に増加しており、スイッチ
ング周波数も日々に高まっている。このようなＳＭＰＳ
の一種として新たに登場する共振モード電源供給器（Re
sonant Mode Power Supply：以下ＲＭＰＳという）。特
に共振型コンバーターが新しく認識されており、高い効
率と嵩の軽減とＥＭＩ効果などの長所を持っている。こ
のようなスイッチング方式のコンバーターではコンバー
ターの重さを減少させたり、電力の効率を増大させた
り、出力のリップル率を減少させるためにスイッチング
周波数を増加させるが、このようなスイッチング周波数
の増加が反対にスイッチング電力損失を増加させる結果
をもたらす。すなわち、従来の装置による電源供給器
は、スイッチング素子（通常、トランジスタあるいは電
界効果トランジスタＦＥＴが用いられる）は電力用半導
体素子で構成されスイッチング周波数を高める場合スイ
ッチング素子のパワー損失とストレスが増加する。
て、ＳＭＰＳの需要は爆発的に増加しており、スイッチ
ング周波数も日々に高まっている。このようなＳＭＰＳ
の一種として新たに登場する共振モード電源供給器（Re
sonant Mode Power Supply：以下ＲＭＰＳという）。特
に共振型コンバーターが新しく認識されており、高い効
率と嵩の軽減とＥＭＩ効果などの長所を持っている。こ
のようなスイッチング方式のコンバーターではコンバー
ターの重さを減少させたり、電力の効率を増大させた
り、出力のリップル率を減少させるためにスイッチング
周波数を増加させるが、このようなスイッチング周波数
の増加が反対にスイッチング電力損失を増加させる結果
をもたらす。すなわち、従来の装置による電源供給器
は、スイッチング素子（通常、トランジスタあるいは電
界効果トランジスタＦＥＴが用いられる）は電力用半導
体素子で構成されスイッチング周波数を高める場合スイ
ッチング素子のパワー損失とストレスが増加する。
【０００４】図１Ａは、従来のコンバーターを示した概
略図であり、入力端子に供給される入力電源Ｖｄと入力
端子の（＋）側に連結されたスイッチＳＷ1 とスイッチ
ＳＷ1 の出力端子と（ー）側の入力端子の間に逆方向へ
連結されるダイオードＤA1と負荷Ｌｏａｄに並列に連結
されるキャパシターＣ1 とキャパシターＣ1 の一端とダ
イオードＤA1のカソードとの間に連結されたインダクタ
ーＬ1 とから構成され、スイッチＳＷ1 のオン・オフに
より負荷Ｌｏａｄに電源を供給する。ここで、Ｖｄｓは
スイッチＳＷ1 の両端間にかかる電圧を示し、ｉｄはス
イッチＳＷ1 に流れる電流を示す。
略図であり、入力端子に供給される入力電源Ｖｄと入力
端子の（＋）側に連結されたスイッチＳＷ1 とスイッチ
ＳＷ1 の出力端子と（ー）側の入力端子の間に逆方向へ
連結されるダイオードＤA1と負荷Ｌｏａｄに並列に連結
されるキャパシターＣ1 とキャパシターＣ1 の一端とダ
イオードＤA1のカソードとの間に連結されたインダクタ
ーＬ1 とから構成され、スイッチＳＷ1 のオン・オフに
より負荷Ｌｏａｄに電源を供給する。ここで、Ｖｄｓは
スイッチＳＷ1 の両端間にかかる電圧を示し、ｉｄはス
イッチＳＷ1 に流れる電流を示す。
【０００５】図１Ｂは、図１Ａの装置が動作しながらス
イッチＳＷ1 に印加される電圧Ｖｄｓと流れる電流ｉｄ
を示した波形図であり、図１ＣのＳＷ′はスイッチＳＷ
1 がオン（ハイ）およびオフ（ロー）されるタイミング
を示し、ｉｄ′は図１ＡのスイッチＳＷ1 に流れる電流
ｉｄの波形を示し、Ｖｄｓ′はスイッチＳＷ1 に印加さ
れる電圧Ｖｄｓの波形を示し、‘ａ’はスイッチＳＷ1
のオフ時の電力損失を示し、‘ｂ’はスイッチＳＷ1 の
オン時の電力損失を示す。
イッチＳＷ1 に印加される電圧Ｖｄｓと流れる電流ｉｄ
を示した波形図であり、図１ＣのＳＷ′はスイッチＳＷ
1 がオン（ハイ）およびオフ（ロー）されるタイミング
を示し、ｉｄ′は図１ＡのスイッチＳＷ1 に流れる電流
ｉｄの波形を示し、Ｖｄｓ′はスイッチＳＷ1 に印加さ
れる電圧Ｖｄｓの波形を示し、‘ａ’はスイッチＳＷ1
のオフ時の電力損失を示し、‘ｂ’はスイッチＳＷ1 の
オン時の電力損失を示す。
【０００６】図１Ａ，１Ｂ，１Ｃにおいて、スイッチＳ
Ｗ1 がオンされれば、電流ｉｄが流れていてからスイッ
チＳＷ1 がオフされても直ちに‘０’に落ちず、‘ａ’
領域ほどの電流が続けられ、電圧ＶｄｓはスイッチＳＷ
1 がオフされながらスイッチＳＷ1 の両端に印加され維
持されていてからスイッチＳＷ1 がオンされても直ちに
‘０’に落ちず、‘ｂ’領域ほど遅延されることが分か
る。したがって、スイッチＳＷ1 をオフする時には
‘ａ’領域ほどの電力が損失され、スイッチＳＷ1をオ
ンする時には‘ｂ’領域ほどの電力がスイッチＳＷ1 で
熱で消耗される。また、このようなスイッチＳＷ1 のオ
ン・オフによる電力損失は出力電圧のリップル率を向上
させたりコンバーターに用いられたインダクタンスおよ
びキャパシタンスを減らすためにスイッチング周波数を
増加させれば全体周期に対する電力損失の比が増加して
全体的にシステム効率は更に落ちる。すなわち、このよ
うな従来の制御装置はスイッチング周波数が増加すれ
ば、スイッチングストレスと電力損失を増加させる短所
があった。
Ｗ1 がオンされれば、電流ｉｄが流れていてからスイッ
チＳＷ1 がオフされても直ちに‘０’に落ちず、‘ａ’
領域ほどの電流が続けられ、電圧ＶｄｓはスイッチＳＷ
1 がオフされながらスイッチＳＷ1 の両端に印加され維
持されていてからスイッチＳＷ1 がオンされても直ちに
‘０’に落ちず、‘ｂ’領域ほど遅延されることが分か
る。したがって、スイッチＳＷ1 をオフする時には
‘ａ’領域ほどの電力が損失され、スイッチＳＷ1をオ
ンする時には‘ｂ’領域ほどの電力がスイッチＳＷ1 で
熱で消耗される。また、このようなスイッチＳＷ1 のオ
ン・オフによる電力損失は出力電圧のリップル率を向上
させたりコンバーターに用いられたインダクタンスおよ
びキャパシタンスを減らすためにスイッチング周波数を
増加させれば全体周期に対する電力損失の比が増加して
全体的にシステム効率は更に落ちる。すなわち、このよ
うな従来の制御装置はスイッチング周波数が増加すれ
ば、スイッチングストレスと電力損失を増加させる短所
があった。
【０００７】図２は、従来の電子式安定器を示した概略
図であり、交流入力Ｖｉｎを整流して直流電圧Ｖｄｄの
印加される第１、第２スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12と１
次巻線ｎ１１にインダクターＬ10とキャパシターＣ12が
直列に連結され第１、第２スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12
のゲートが抵抗ＲA ，ＲB ，ＲC ，ＲD を通じてそれぞ
れ連結される２つの２次巻線ｎ１２，ｎ１２′を有する
トランスフォーマＣ，ＴとキャパシターＣ12に並列に連
結される蛍光灯ＬａｍｐとキャパシターＣ12の一方端子
と第１、第２スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の間に連結さ
れるキャパシターＣ11，Ｃ13およびダイオードＤ11，Ｄ
12を具備してスイッチＳＷ2 がオンされれば抵抗Ｒ１′
とキャパシターＣ1 ′を経て第１スイッチング素子Ｑ11
のゲートをトリガーする。
図であり、交流入力Ｖｉｎを整流して直流電圧Ｖｄｄの
印加される第１、第２スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12と１
次巻線ｎ１１にインダクターＬ10とキャパシターＣ12が
直列に連結され第１、第２スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12
のゲートが抵抗ＲA ，ＲB ，ＲC ，ＲD を通じてそれぞ
れ連結される２つの２次巻線ｎ１２，ｎ１２′を有する
トランスフォーマＣ，ＴとキャパシターＣ12に並列に連
結される蛍光灯ＬａｍｐとキャパシターＣ12の一方端子
と第１、第２スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の間に連結さ
れるキャパシターＣ11，Ｃ13およびダイオードＤ11，Ｄ
12を具備してスイッチＳＷ2 がオンされれば抵抗Ｒ１′
とキャパシターＣ1 ′を経て第１スイッチング素子Ｑ11
のゲートをトリガーする。
【０００８】スイッチＳＷ2 がオンされ第１スイッチン
グ素子Ｑ11がターンオンされる瞬間蛍光灯Ｌａｍｐの駆
動電流がキャパシターＣ11，Ｃ12とインダクターＬ10お
よび１次巻線ｎ１１を通じて流れながらキャパシターＣ
11が充電を完了すれば、２次巻線ｎ１２′に逆起電力が
発生して第２スイッチング素子Ｑ12がターンオンされな
がら駆動電流が１次巻線ｎ１１とインダクターＬ10およ
びキャパシターＣ12，Ｃ13を通じて流れる。ここで、キ
ャパシターＣ13の充電が完了されれば２次巻線ｎ１２に
逆起電力が発生して第１スイッチング素子Ｑ11が再びタ
ーンオンされる。前記のように第１、第２スイッチング
素子Ｑ11，Ｑ12のターンオンとターンオフを繰り返して
発振される周波数がインダクターＬ10、キャパシターＣ
12の直列共振回路の共振周波数と一致する瞬間キャパシ
ターＣ12の両端に高電圧が発生して蛍光灯が点灯され
る。
グ素子Ｑ11がターンオンされる瞬間蛍光灯Ｌａｍｐの駆
動電流がキャパシターＣ11，Ｃ12とインダクターＬ10お
よび１次巻線ｎ１１を通じて流れながらキャパシターＣ
11が充電を完了すれば、２次巻線ｎ１２′に逆起電力が
発生して第２スイッチング素子Ｑ12がターンオンされな
がら駆動電流が１次巻線ｎ１１とインダクターＬ10およ
びキャパシターＣ12，Ｃ13を通じて流れる。ここで、キ
ャパシターＣ13の充電が完了されれば２次巻線ｎ１２に
逆起電力が発生して第１スイッチング素子Ｑ11が再びタ
ーンオンされる。前記のように第１、第２スイッチング
素子Ｑ11，Ｑ12のターンオンとターンオフを繰り返して
発振される周波数がインダクターＬ10、キャパシターＣ
12の直列共振回路の共振周波数と一致する瞬間キャパシ
ターＣ12の両端に高電圧が発生して蛍光灯が点灯され
る。
【０００９】このような従来の装置は、ランプの寿命を
延長するための機能がないだけでなく、ランプの老化が
進行されている時にはランプ寿命の短縮を加速させる要
因を内包しており、大部分ハードスイッチング方式を採
用することにより、スイッチング損失の増加と共にスイ
ッチング素子が過熱によって損なわれる場合が発生して
システムの安定性が憂慮されノイズが発生する問題点を
有している。
延長するための機能がないだけでなく、ランプの老化が
進行されている時にはランプ寿命の短縮を加速させる要
因を内包しており、大部分ハードスイッチング方式を採
用することにより、スイッチング損失の増加と共にスイ
ッチング素子が過熱によって損なわれる場合が発生して
システムの安定性が憂慮されノイズが発生する問題点を
有している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、前記
のような従来の問題点を解決するために零電圧スイッチ
ング（以下、ＺＶＳと称する）を利用して効率的な電力
供給を達成するための共振型電源供給装置を提供するこ
とである。
のような従来の問題点を解決するために零電圧スイッチ
ング（以下、ＺＶＳと称する）を利用して効率的な電力
供給を達成するための共振型電源供給装置を提供するこ
とである。
【００１１】本発明の他の目的は、前記のような従来の
問題点を達成するために入力電圧と負荷の変化状態を感
知して全体システムを安定に維持し、スイッチング素子
が過電流および過熱により損なわれることを防止し、周
囲環境の照度を検出して光出力を制御することにより、
エネルギーを節約する電子式安定器を提供することであ
る。
問題点を達成するために入力電圧と負荷の変化状態を感
知して全体システムを安定に維持し、スイッチング素子
が過電流および過熱により損なわれることを防止し、周
囲環境の照度を検出して光出力を制御することにより、
エネルギーを節約する電子式安定器を提供することであ
る。
【００１２】本発明の又他の目的は、前記のような従来
の問題点を達成するために零電圧スイッチングを利用し
た電子式安定器制御回路を提供することである。
の問題点を達成するために零電圧スイッチングを利用し
た電子式安定器制御回路を提供することである。
【００１３】本発明の又他の目的は、前記のような従来
の問題点を達成するために零電圧スイッチングを利用し
た共振型コンバーターを提供することである。
の問題点を達成するために零電圧スイッチングを利用し
た共振型コンバーターを提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明は、商用交流電源を整流した直流電圧をスイッ
チングして共振器を通じて負荷に電力を供給する共振型
電源供給装置において、前記直流電圧を駆動信号により
所定の周波数で零電圧スイッチングして前記負荷に電力
を提供するために、前記直流電源の正の極性に連結され
前記駆動信号により零電圧でスイッチングする第１スイ
ッチング手段と、前記直流電源の負の極性と前記第１ス
イッチング手段に連結され前記駆動信号に応じて零電圧
でスイッチングする第２スイッチング手段と、１次側巻
線および２次巻線を含み、前記２次側巻線は前記第１ス
イッチング手段と前記第２スイッチング手段と前記負荷
にそれぞれ連結される制御トランスフォーマと、前記制
御トランスフォーマに連結され負荷に電力を伝達する直
列共振回路を含む共振型コンバーターと、前記直流電圧
と前記共振型コンバーターの出力を入力して前記商用交
流電源と前記負荷の状態により前記駆動信号を出力して
零電圧スイッチングを具現するように前記共振型コンバ
ーターを制御するために、制御電流に応じてのこぎり波
信号を発振して基準電圧と比べて前記駆動信号と零電圧
スイッチングイネーブル信号を出力する駆動信号発生器
と、前記共振型コンバーターから流入される電流と前記
直流電圧と前記負荷の状態に応じて制御信号を出力する
電力制御装置と、前記流入される電流と前記零電圧スイ
ッチングイネーブル信号を入力して前記共振型コンバー
ターが零電圧スイッチングをするように保障する零電圧
スイッチング保障回路を含み、前記制御トランスフォー
マの１次側巻線に連結される零電圧スイッチング制御回
路とを具備し、前記スイッチングによる電力損失を低減
して効率的に電源を供給することを特徴とする零電圧ス
イッチングによる共振型電源供給装置である。
の本発明は、商用交流電源を整流した直流電圧をスイッ
チングして共振器を通じて負荷に電力を供給する共振型
電源供給装置において、前記直流電圧を駆動信号により
所定の周波数で零電圧スイッチングして前記負荷に電力
を提供するために、前記直流電源の正の極性に連結され
前記駆動信号により零電圧でスイッチングする第１スイ
ッチング手段と、前記直流電源の負の極性と前記第１ス
イッチング手段に連結され前記駆動信号に応じて零電圧
でスイッチングする第２スイッチング手段と、１次側巻
線および２次巻線を含み、前記２次側巻線は前記第１ス
イッチング手段と前記第２スイッチング手段と前記負荷
にそれぞれ連結される制御トランスフォーマと、前記制
御トランスフォーマに連結され負荷に電力を伝達する直
列共振回路を含む共振型コンバーターと、前記直流電圧
と前記共振型コンバーターの出力を入力して前記商用交
流電源と前記負荷の状態により前記駆動信号を出力して
零電圧スイッチングを具現するように前記共振型コンバ
ーターを制御するために、制御電流に応じてのこぎり波
信号を発振して基準電圧と比べて前記駆動信号と零電圧
スイッチングイネーブル信号を出力する駆動信号発生器
と、前記共振型コンバーターから流入される電流と前記
直流電圧と前記負荷の状態に応じて制御信号を出力する
電力制御装置と、前記流入される電流と前記零電圧スイ
ッチングイネーブル信号を入力して前記共振型コンバー
ターが零電圧スイッチングをするように保障する零電圧
スイッチング保障回路を含み、前記制御トランスフォー
マの１次側巻線に連結される零電圧スイッチング制御回
路とを具備し、前記スイッチングによる電力損失を低減
して効率的に電源を供給することを特徴とする零電圧ス
イッチングによる共振型電源供給装置である。
【００１５】本発明において、前記零電圧スイッチング
制御回路は、正常動作中の電力回生モードにおいて、前
記共振型コンバーターから回生され前記零電圧スイッチ
ング制御回路に流入される電流を用いて動作電源に使う
ことを特徴とする。
制御回路は、正常動作中の電力回生モードにおいて、前
記共振型コンバーターから回生され前記零電圧スイッチ
ング制御回路に流入される電流を用いて動作電源に使う
ことを特徴とする。
【００１６】また本発明において、前記零電圧スイッチ
ング制御回路は、前記直流電圧と前記共振型コンバータ
ーから流入される電流を入力して前記零電圧スイッチン
グ制御回路の電源を供給する制御電源装置と、省エネル
ギーのために入力電源の電圧を所定の電圧に低めて前記
直流電圧が所定の電圧以下となると、前記電力制御装置
を遮断し直接一定の制御電流を前記駆動信号発生器に出
力するブラウンアウト回路とを更に具備したことを特徴
とするである。
ング制御回路は、前記直流電圧と前記共振型コンバータ
ーから流入される電流を入力して前記零電圧スイッチン
グ制御回路の電源を供給する制御電源装置と、省エネル
ギーのために入力電源の電圧を所定の電圧に低めて前記
直流電圧が所定の電圧以下となると、前記電力制御装置
を遮断し直接一定の制御電流を前記駆動信号発生器に出
力するブラウンアウト回路とを更に具備したことを特徴
とするである。
【００１７】また本発明において、前記電力制御装置
は、前記負荷状態と前記直流電圧と前記流入される電流
を入力して基準電圧と比較して制御電流を出力する電力
制御回路と、周囲環境の照度を感知して適当な照度を提
供するように前記電力制御回路の制御電流を可変する照
光回路と、前記照光回路の制御電流を前記ブラウンアウ
ト回路の出力に応じて出力したり遮断したりするアナロ
グスイッチとを具備したことを特徴とする。
は、前記負荷状態と前記直流電圧と前記流入される電流
を入力して基準電圧と比較して制御電流を出力する電力
制御回路と、周囲環境の照度を感知して適当な照度を提
供するように前記電力制御回路の制御電流を可変する照
光回路と、前記照光回路の制御電流を前記ブラウンアウ
ト回路の出力に応じて出力したり遮断したりするアナロ
グスイッチとを具備したことを特徴とする。
【００１８】また本発明において、前記駆動信号発生器
は、初期電源印加時やシャットダウン信号が入力されれ
ば前記負荷を予熱するために前記のこぎり波信号の発振
周波数を正常時より高くするソフトスタート回路と、前
記ソフトスタート回路と前記ブラウンアウト回路と前記
アナログスイッチから入力される制御電流に応じて周波
数を可変しながら前記のこぎり波信号を発振して基準電
圧と比較して駆動パルスを出力するのこぎり波信号発生
器と、前記駆動パルスを入力して前記第１、第２スイッ
チング手段を零電圧スイッチングする前記駆動信号を出
力して電力回生モードで前記共振型コンバーターから流
入される電流を前記制御電源装置に出力する制御信号駆
動器とを具備したことを特徴とする。
は、初期電源印加時やシャットダウン信号が入力されれ
ば前記負荷を予熱するために前記のこぎり波信号の発振
周波数を正常時より高くするソフトスタート回路と、前
記ソフトスタート回路と前記ブラウンアウト回路と前記
アナログスイッチから入力される制御電流に応じて周波
数を可変しながら前記のこぎり波信号を発振して基準電
圧と比較して駆動パルスを出力するのこぎり波信号発生
器と、前記駆動パルスを入力して前記第１、第２スイッ
チング手段を零電圧スイッチングする前記駆動信号を出
力して電力回生モードで前記共振型コンバーターから流
入される電流を前記制御電源装置に出力する制御信号駆
動器とを具備したことを特徴とする。
【００１９】また本発明において、前記零電圧スイッチ
ング制御回路は、入力電圧を検出して所定の電圧と比較
してシャットダウン信号を出力する入力電圧制限回路
と、前記スイッチング手段を保護するために温度を検出
して所定の温度以上となるとシャットダウン信号を出力
し低温では前記負荷の予熱時間を長くする過熱保護回路
と、前記流入される電流を検出して前記スイッチング手
段に所定の電流以上が流れるとシャットダウン信号を出
力する過電流保護回路と、前記共振型コンバーターの共
振コイルに流れる電流を検出して負荷の状態を感知して
シャットダウン信号と前記制御信号を出力する負荷状態
感知回路とを更に具備したことを特徴とする。
ング制御回路は、入力電圧を検出して所定の電圧と比較
してシャットダウン信号を出力する入力電圧制限回路
と、前記スイッチング手段を保護するために温度を検出
して所定の温度以上となるとシャットダウン信号を出力
し低温では前記負荷の予熱時間を長くする過熱保護回路
と、前記流入される電流を検出して前記スイッチング手
段に所定の電流以上が流れるとシャットダウン信号を出
力する過電流保護回路と、前記共振型コンバーターの共
振コイルに流れる電流を検出して負荷の状態を感知して
シャットダウン信号と前記制御信号を出力する負荷状態
感知回路とを更に具備したことを特徴とする。
【００２０】また本発明において、前記制御電源装置
は、前記直流電圧を入力して所定の電圧以下となると、
ロックアウトさせる低電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）回
路と、前記ＵＶＬＯ回路からロックアウトが解除されれ
ば、前記零電圧スイッチング制御回路に電源を供給する
制御電源供給器とを具備することを特徴とする。
は、前記直流電圧を入力して所定の電圧以下となると、
ロックアウトさせる低電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）回
路と、前記ＵＶＬＯ回路からロックアウトが解除されれ
ば、前記零電圧スイッチング制御回路に電源を供給する
制御電源供給器とを具備することを特徴とする。
【００２１】また本発明において、前記零電圧スイッチ
ング保障回路は、前記共振型コンバーターのキャパシタ
ーが十分に放電するように前記のこぎり波の振幅を拡張
して前記駆動信号をデッドタイムを増加させることを特
徴とする。
ング保障回路は、前記共振型コンバーターのキャパシタ
ーが十分に放電するように前記のこぎり波の振幅を拡張
して前記駆動信号をデッドタイムを増加させることを特
徴とする。
【００２２】前記他の目的を達成するための本発明は、
商用交流電源を整流した直流電圧を入力して駆動信号に
より所定の周波数で零電圧でスイッチングする第１スイ
ッチング手段と第２スイッチング手段を有し制御信号に
応じて負荷に電力を提供する共振型コンバーターを具備
した共振型電源供給装置において、のこぎり波信号を発
生して基準電圧と比較して前記駆動信号と零電圧スイッ
チングイネーブル信号とを出力する駆動信号発生器と、
前記共振型コンバーターから流入される電流と前記直流
電圧と前記負荷に流れる電流を入力して前記負荷に印加
される電力を一定に保つように制御電流を前記駆動信号
発生器に出力して前記のこぎり波信号の発振周波数を制
御する電力制御装置と、前記共振型コンバーターから流
入される電流と前記零電圧スイッチングイネーブル信号
とを入力して前記共振型コンバーターが零電圧スイッチ
ングをするように前記駆動信号のデッドタイムを増加さ
せる零電圧スイッチング保障回路と、前記共振型コンバ
ーターから流入される電流と前記直流電圧と前記負荷に
流れる電流とを入力して非正常的な状態が発生すれば前
記駆動信号を遮断するシャットダウン保護回路と、前記
直流電圧を入力して前記使用電圧が所定の電圧以下に低
くなることを感知すれば前記電力制御装置の制御電流を
遮断し、所定の制御電流を出力してエネルギーを節約す
るために入力電圧に応じて前記負荷に印加される電力が
低くなるようにするブラウンアウト回路とを具備するこ
とを特徴とする共振型電源供給装置の制御装置である。
商用交流電源を整流した直流電圧を入力して駆動信号に
より所定の周波数で零電圧でスイッチングする第１スイ
ッチング手段と第２スイッチング手段を有し制御信号に
応じて負荷に電力を提供する共振型コンバーターを具備
した共振型電源供給装置において、のこぎり波信号を発
生して基準電圧と比較して前記駆動信号と零電圧スイッ
チングイネーブル信号とを出力する駆動信号発生器と、
前記共振型コンバーターから流入される電流と前記直流
電圧と前記負荷に流れる電流を入力して前記負荷に印加
される電力を一定に保つように制御電流を前記駆動信号
発生器に出力して前記のこぎり波信号の発振周波数を制
御する電力制御装置と、前記共振型コンバーターから流
入される電流と前記零電圧スイッチングイネーブル信号
とを入力して前記共振型コンバーターが零電圧スイッチ
ングをするように前記駆動信号のデッドタイムを増加さ
せる零電圧スイッチング保障回路と、前記共振型コンバ
ーターから流入される電流と前記直流電圧と前記負荷に
流れる電流とを入力して非正常的な状態が発生すれば前
記駆動信号を遮断するシャットダウン保護回路と、前記
直流電圧を入力して前記使用電圧が所定の電圧以下に低
くなることを感知すれば前記電力制御装置の制御電流を
遮断し、所定の制御電流を出力してエネルギーを節約す
るために入力電圧に応じて前記負荷に印加される電力が
低くなるようにするブラウンアウト回路とを具備するこ
とを特徴とする共振型電源供給装置の制御装置である。
【００２３】前記又他の目的を達成するための本発明
は、商用交流電源を整流した直流電圧を入力して駆動信
号により所定の周波数で零電圧スイッチングして負荷に
電力を提供する共振型コンバーターを具備した共振型電
源供給装置において、前記共振型コンバーターから帰還
信号を流入して基準電圧と比較してエラーを増幅して制
御電流に変換する帰還制御部と、前記帰還制御部から流
入される電流により三角波の発生周波数を調節し基準電
圧と比べて駆動信号を出力する主制御部と、前記共振型
コンバーターから帰還信号を流入してヒステリシス特性
を有する基準電圧と比べて無負荷状態を感知し無負荷の
際には駆動信号を遮断する無負荷感知器とを具備し、前
記スイッチングによる電力損失を低減して効率的な電源
供給を達成して無負荷状況から前記共振型電源供給装置
を保護することを特徴とする共振型コンバーターの零電
圧スイッチング制御装置。
は、商用交流電源を整流した直流電圧を入力して駆動信
号により所定の周波数で零電圧スイッチングして負荷に
電力を提供する共振型コンバーターを具備した共振型電
源供給装置において、前記共振型コンバーターから帰還
信号を流入して基準電圧と比較してエラーを増幅して制
御電流に変換する帰還制御部と、前記帰還制御部から流
入される電流により三角波の発生周波数を調節し基準電
圧と比べて駆動信号を出力する主制御部と、前記共振型
コンバーターから帰還信号を流入してヒステリシス特性
を有する基準電圧と比べて無負荷状態を感知し無負荷の
際には駆動信号を遮断する無負荷感知器とを具備し、前
記スイッチングによる電力損失を低減して効率的な電源
供給を達成して無負荷状況から前記共振型電源供給装置
を保護することを特徴とする共振型コンバーターの零電
圧スイッチング制御装置。
【００２４】本発明において、前記共振型コンバーター
は前記直流電源の正の極性側に連結され前記駆動信号に
応じて零電圧でスイッチングする第１スイッチング手段
と、前記直流電源の負の極性と前記第１スイッチング手
段に連結され前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチン
グする第２スイッチング手段と、前記零電圧スイッチン
グ制御装置に１次巻線が連結され３つの２次巻線は前記
第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段と前
記負荷にそれぞれ連結される制御トランスフォーマと、
前記制御トランスフォーマに連結される直列共振回路
と、前記直列共振回路から供給される電力を整流して負
荷に電源を供給する電力伝達部とを具備することを特徴
とする。
は前記直流電源の正の極性側に連結され前記駆動信号に
応じて零電圧でスイッチングする第１スイッチング手段
と、前記直流電源の負の極性と前記第１スイッチング手
段に連結され前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチン
グする第２スイッチング手段と、前記零電圧スイッチン
グ制御装置に１次巻線が連結され３つの２次巻線は前記
第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段と前
記負荷にそれぞれ連結される制御トランスフォーマと、
前記制御トランスフォーマに連結される直列共振回路
と、前記直列共振回路から供給される電力を整流して負
荷に電源を供給する電力伝達部とを具備することを特徴
とする。
【００２５】また本発明において、前記帰還制御部は、
前記共振型コンバーターからインピーダンスを通じて帰
還信号を入力して基準信号と比較するエラー増幅器と、
前記エラー増幅器の出力を入力して制御電流を出力する
電流可変器を具備したことを特徴とする。
前記共振型コンバーターからインピーダンスを通じて帰
還信号を入力して基準信号と比較するエラー増幅器と、
前記エラー増幅器の出力を入力して制御電流を出力する
電流可変器を具備したことを特徴とする。
【００２６】また本発明において、前記無負荷感知部
は、ヒステリシス特性を有する基準電圧を発生するヒス
テリシス電圧発生器と前記帰還信号を入力して前記ヒス
テリシス電圧発生器の出力と比較して無負荷状態を検出
するヒステリシス比較器とを具備したことを特徴とす
る。
は、ヒステリシス特性を有する基準電圧を発生するヒス
テリシス電圧発生器と前記帰還信号を入力して前記ヒス
テリシス電圧発生器の出力と比較して無負荷状態を検出
するヒステリシス比較器とを具備したことを特徴とす
る。
【００２７】また本発明において、前記主制御部は、前
記負荷に電源を印加する初期に発振周波数を高くして電
源を低くして負荷を保護するようにするソフトスタート
回路と、前記ソフトスタート回路の出力と前記電流可変
器の出力を入力して三角波信号を発生する三角波発生器
と、第１基準電圧と第２基準電圧を発生する基準電圧発
生器と、前記三角波発生器の出力と前記第１基準電圧を
比較する第１比較器と、前記三角波発生器の出力と前記
第２基準電圧を比較する第２比較器と、前記第１比較器
の出力を駆動して出力する第１制御出力端と、前記第２
比較器の出力を駆動して出力する第２制御出力端とを具
備したことを特徴とする。
記負荷に電源を印加する初期に発振周波数を高くして電
源を低くして負荷を保護するようにするソフトスタート
回路と、前記ソフトスタート回路の出力と前記電流可変
器の出力を入力して三角波信号を発生する三角波発生器
と、第１基準電圧と第２基準電圧を発生する基準電圧発
生器と、前記三角波発生器の出力と前記第１基準電圧を
比較する第１比較器と、前記三角波発生器の出力と前記
第２基準電圧を比較する第２比較器と、前記第１比較器
の出力を駆動して出力する第１制御出力端と、前記第２
比較器の出力を駆動して出力する第２制御出力端とを具
備したことを特徴とする。
【００２８】
【作用】上述のように構成された本発明は、共振型コン
バーターに用いられスイッチング素子の両端間の電圧が
零電圧の時スイッチングして素子による電力消耗を防止
して効率を高め、また、電子式安定器に用いられ周囲照
度に合わせて電力を制御し、入力電力を低めこれに応じ
て電力の消耗を少なくするブラウンアウト回路を通じて
エネルギーが節約できる。
バーターに用いられスイッチング素子の両端間の電圧が
零電圧の時スイッチングして素子による電力消耗を防止
して効率を高め、また、電子式安定器に用いられ周囲照
度に合わせて電力を制御し、入力電力を低めこれに応じ
て電力の消耗を少なくするブラウンアウト回路を通じて
エネルギーが節約できる。
【００２９】また、本発明は、上記に加え各請求項ごと
に以下のように作用する。請求項１記載の本発明は、零
電圧スイッチング方式を用いることによりスイッチング
による電力損失を減少させる。
に以下のように作用する。請求項１記載の本発明は、零
電圧スイッチング方式を用いることによりスイッチング
による電力損失を減少させる。
【００３０】請求項２記載の本発明は、回生された電力
を制御回路の動作電源として使うことにより電力消耗を
節減する。
を制御回路の動作電源として使うことにより電力消耗を
節減する。
【００３１】請求項３記載の本発明は、入力電圧が低く
なればこれに応答して負荷に印加される電力を低くなる
ように制御することで省エネルギー効果がある。
なればこれに応答して負荷に印加される電力を低くなる
ように制御することで省エネルギー効果がある。
【００３２】請求項４記載の本発明は、周辺の照度に応
答して負荷に印加される電力を調節することにより消費
電力を節減して省エネルギーの効果がある。
答して負荷に印加される電力を調節することにより消費
電力を節減して省エネルギーの効果がある。
【００３３】請求項５記載の本発明は、ソフトスタート
動作を行うことにより予熱作動され、負荷寿命を延ばす
ことができ、高周波ノイズを抑える。
動作を行うことにより予熱作動され、負荷寿命を延ばす
ことができ、高周波ノイズを抑える。
【００３４】請求項６記載の本発明は、加熱および過電
流を検出して、シャットダウン動作を行うことによりス
イッチング手段を保護する。
流を検出して、シャットダウン動作を行うことによりス
イッチング手段を保護する。
【００３５】請求項７記載の本発明は、ロックアウト動
作により故障や誤動作時は電源を遮断することにより電
源供給装置を保護する。
作により故障や誤動作時は電源を遮断することにより電
源供給装置を保護する。
【００３６】請求項８記載の本発明は、スイッチング手
段の零電圧動作を保障することによりスイッチング手段
を保護し高周波発生を抑える。
段の零電圧動作を保障することによりスイッチング手段
を保護し高周波発生を抑える。
【００３７】請求項９記載の本発明は、零電圧スイッチ
ングおよび保護回路を備えることによりエネルギーを省
き、負荷や装置の寿命を延長する。
ングおよび保護回路を備えることによりエネルギーを省
き、負荷や装置の寿命を延長する。
【００３８】請求項１０記載の本発明は、負荷状態を感
知することにより無負荷時に装置を保護する。
知することにより無負荷時に装置を保護する。
【００３９】請求項１１記載の本発明は、共振回路によ
り回生される電流を動作電源として用いることにより電
力を節減する。
り回生される電流を動作電源として用いることにより電
力を節減する。
【００４０】請求項１２記載の本発明は、帰還制御によ
り制御電流を可変することにより負荷状態によるエネル
ギー使用の効率を高める。
り制御電流を可変することにより負荷状態によるエネル
ギー使用の効率を高める。
【００４１】請求項１３記載の本発明は、無負荷状態を
検出することにより装置を保護する。
検出することにより装置を保護する。
【００４２】請求項１４記載の本発明は、負荷に印加さ
れる電圧の増減に応じて三角周波数を変化させることに
よりブルブリッジの出力を安定的にする。
れる電圧の増減に応じて三角周波数を変化させることに
よりブルブリッジの出力を安定的にする。
【００４３】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に
説明する。
説明する。
【００４４】図３は、本発明の共振型電源供給装置によ
る電子式安定器を示したブロック図であり、交流入力端
子９、ラインフィルター１０、整流器２０、共振型コン
バーター３０および負荷４０を含んで構成される主電力
装置１と制御電源部３、電力制御部４、駆動信号発生部
５、零電圧スイッチング保障部６、保護回路部７および
ブラウンアウト回路８を含んで構成される零電圧スイッ
チング制御装置２を具備して交流入力を整流して高周波
でスイッチングして負荷４０に電源を効率的に供給す
る。制御電源部３は、低電圧ロックアウト（Under Volt
age Lock Out：以下、ＵＶＬＯという）回路５０と制御
電源供給器６０とから構成されＺＶＳ制御装置２に作動
電源Ｖｃｃを供給し、駆動信号発生部５は、ソフトスタ
ート回路１００とのこぎり波信号発生部１１０と制御信
号駆動器１２０とを具備して共振型コンバーター３０の
スイッチング素子を駆動する駆動信号を発生し、電力制
御部４は、電力制御回路７０と照光回路８０とアナログ
スイッチ９０とを具備して入力電源および負荷に印加さ
れる電源の変動と周囲環境の照度を感知してのこぎり波
信号発生器１１０の発振周波数を制御する制御電流を出
力し、ＺＶＳ保障回路６は、デッドタイム（dead time
：スイッチング素子が全てオフされた期間）を調節し
て共振型コンバーター３０のスイッチング素子が零電圧
スイッチングをするようにし、ブラウンアウト回路は省
エネルギーのために故意に入力電圧を低くする場合、電
力制御部４の出力を遮断して制御を中止させ、入力電圧
が低くなることにより負荷４０に印加される電力も低く
なる。
る電子式安定器を示したブロック図であり、交流入力端
子９、ラインフィルター１０、整流器２０、共振型コン
バーター３０および負荷４０を含んで構成される主電力
装置１と制御電源部３、電力制御部４、駆動信号発生部
５、零電圧スイッチング保障部６、保護回路部７および
ブラウンアウト回路８を含んで構成される零電圧スイッ
チング制御装置２を具備して交流入力を整流して高周波
でスイッチングして負荷４０に電源を効率的に供給す
る。制御電源部３は、低電圧ロックアウト（Under Volt
age Lock Out：以下、ＵＶＬＯという）回路５０と制御
電源供給器６０とから構成されＺＶＳ制御装置２に作動
電源Ｖｃｃを供給し、駆動信号発生部５は、ソフトスタ
ート回路１００とのこぎり波信号発生部１１０と制御信
号駆動器１２０とを具備して共振型コンバーター３０の
スイッチング素子を駆動する駆動信号を発生し、電力制
御部４は、電力制御回路７０と照光回路８０とアナログ
スイッチ９０とを具備して入力電源および負荷に印加さ
れる電源の変動と周囲環境の照度を感知してのこぎり波
信号発生器１１０の発振周波数を制御する制御電流を出
力し、ＺＶＳ保障回路６は、デッドタイム（dead time
：スイッチング素子が全てオフされた期間）を調節し
て共振型コンバーター３０のスイッチング素子が零電圧
スイッチングをするようにし、ブラウンアウト回路は省
エネルギーのために故意に入力電圧を低くする場合、電
力制御部４の出力を遮断して制御を中止させ、入力電圧
が低くなることにより負荷４０に印加される電力も低く
なる。
【００４５】図３において、ＺＶＳ制御装置２の動作を
先ず概括的に調べると、ＺＶＳ制御装置２に用いられる
電源Ｖｃｃは、初期には整流器２０の出力電圧Ｖｄｄを
入力して制御電源部３でＶｃｃを提供し、一旦共振型コ
ンバーター３０が正常に作動されば共振型コンバーター
３０から制御信号駆動器１２０に誘導されるエネルギー
を入力して制御電源部３でＶｃｃを提供する。すなわ
ち、制御電源部３のＵＶＬＯ回路５０は、ＺＶＳ制御装
置２に入力される電圧が所定の電圧以上となるまでロッ
クアウト状態を維持して制御電源供給器６０がＶｃｃを
出力しないようにし、入力電圧が一定電圧以上となる
と、ロックアウト状態を解除して制御電源供給器６０が
Ｖｃｃを出力する。一旦、ＺＶＳ制御装置２にＶｃｃが
印加され正常に作動して共振型コンバーター３０が正常
に動作すれば、共振型コンバーター３０から誘導される
電圧により制御電源供給器６０がＶｃｃを出力する。も
し、非正常状態が発生して保護回路部７がシャットダウ
ン信号を出力して共振型コンバーター３０が正常動作を
できなければ、ＺＶＳ制御装置２に誘導される電流がな
くて制御電源部３の入力電圧が低くなり、これによりＵ
ＶＬＯ回路５０がロックアウトされ過電流保護回路１５
０とＵＶＬＯ回路５０を除いた全ての回路にＶｃｃが一
時遮断される。
先ず概括的に調べると、ＺＶＳ制御装置２に用いられる
電源Ｖｃｃは、初期には整流器２０の出力電圧Ｖｄｄを
入力して制御電源部３でＶｃｃを提供し、一旦共振型コ
ンバーター３０が正常に作動されば共振型コンバーター
３０から制御信号駆動器１２０に誘導されるエネルギー
を入力して制御電源部３でＶｃｃを提供する。すなわ
ち、制御電源部３のＵＶＬＯ回路５０は、ＺＶＳ制御装
置２に入力される電圧が所定の電圧以上となるまでロッ
クアウト状態を維持して制御電源供給器６０がＶｃｃを
出力しないようにし、入力電圧が一定電圧以上となる
と、ロックアウト状態を解除して制御電源供給器６０が
Ｖｃｃを出力する。一旦、ＺＶＳ制御装置２にＶｃｃが
印加され正常に作動して共振型コンバーター３０が正常
に動作すれば、共振型コンバーター３０から誘導される
電圧により制御電源供給器６０がＶｃｃを出力する。も
し、非正常状態が発生して保護回路部７がシャットダウ
ン信号を出力して共振型コンバーター３０が正常動作を
できなければ、ＺＶＳ制御装置２に誘導される電流がな
くて制御電源部３の入力電圧が低くなり、これによりＵ
ＶＬＯ回路５０がロックアウトされ過電流保護回路１５
０とＵＶＬＯ回路５０を除いた全ての回路にＶｃｃが一
時遮断される。
【００４６】駆動信号発生部５のソフトスタート回路１
００は、のこぎり波信号発生器１１０ののこぎり波発振
周波数Ｆｓｗを正常状態周波数より高くして、初期に負
荷（蛍光ランプ）に印加される電圧を低くして負荷の寿
命を長くする。すなわち、最初に電源が印加される場合
と非正常的な状態を保護回路部７が感知してシャットダ
ウン後再び正常状態に回復する場合に、スフトスタート
回路１００が動作停止信号を負荷状態感知回路１６０と
電力制御部４とＺＶＳ保障回路６とに出力して制御動作
を中止させ、ソフトスタート回路１００がのこぎり波信
号発生器１１０を制御して正常状態より高い周波数のの
こぎり波を発生するように制御して負荷（ランプ）が放
電する前に少ない電流をフィラメントに流れるようにし
て負荷（ランプ）が予熱されるようにする。したがっ
て、保護回路部７の入力電圧制御回路１３０と過熱保護
回路１４０と過電流保護回路１５０と負荷状態感知回路
１６０とのシャットダウン出力信号は制御信号駆動器１
２０と共にソフトスタート回路１００にも供給される。
００は、のこぎり波信号発生器１１０ののこぎり波発振
周波数Ｆｓｗを正常状態周波数より高くして、初期に負
荷（蛍光ランプ）に印加される電圧を低くして負荷の寿
命を長くする。すなわち、最初に電源が印加される場合
と非正常的な状態を保護回路部７が感知してシャットダ
ウン後再び正常状態に回復する場合に、スフトスタート
回路１００が動作停止信号を負荷状態感知回路１６０と
電力制御部４とＺＶＳ保障回路６とに出力して制御動作
を中止させ、ソフトスタート回路１００がのこぎり波信
号発生器１１０を制御して正常状態より高い周波数のの
こぎり波を発生するように制御して負荷（ランプ）が放
電する前に少ない電流をフィラメントに流れるようにし
て負荷（ランプ）が予熱されるようにする。したがっ
て、保護回路部７の入力電圧制御回路１３０と過熱保護
回路１４０と過電流保護回路１５０と負荷状態感知回路
１６０とのシャットダウン出力信号は制御信号駆動器１
２０と共にソフトスタート回路１００にも供給される。
【００４７】のこぎり波信号発生器１１０は、ソフトス
タート回路１００、アナログスイッチ９０、零電圧スイ
ッチング保障回路６およびブラウンアウト回路８の出力
を入力してのこぎり波信号を発生し、基準電圧と比較し
て零電圧スイッチングイネーブル信号と駆動パルスＫを
出力する。
タート回路１００、アナログスイッチ９０、零電圧スイ
ッチング保障回路６およびブラウンアウト回路８の出力
を入力してのこぎり波信号を発生し、基準電圧と比較し
て零電圧スイッチングイネーブル信号と駆動パルスＫを
出力する。
【００４８】制御信号駆動器１２０は、のこぎり波信号
発生器１１０から駆動パルスＫを入力して共振型コンバ
ーター３０のスイッチング素子をスイッチングするため
の駆動信号を出力する。この際制御信号駆動器１２０
は、入力電圧制限回路１３０、過熱保護回路１４０、過
電流保護回路１５０又は負荷状態感知回路１６０から少
なくとも一つのシャットダウン信号が入力されれば、駆
動信号を遮断してスイッチングを中止してシステムを保
護し、正常に回復されれば再び駆動信号を出力する。
発生器１１０から駆動パルスＫを入力して共振型コンバ
ーター３０のスイッチング素子をスイッチングするため
の駆動信号を出力する。この際制御信号駆動器１２０
は、入力電圧制限回路１３０、過熱保護回路１４０、過
電流保護回路１５０又は負荷状態感知回路１６０から少
なくとも一つのシャットダウン信号が入力されれば、駆
動信号を遮断してスイッチングを中止してシステムを保
護し、正常に回復されれば再び駆動信号を出力する。
【００４９】電力制御部４の電力制御回路７０は、共振
型コンバーター３０から抵抗ＷＲ２を通じて共振型コン
バーター３０の電圧を入力し、負荷状態感知回路１６０
から負荷状態に対する情報を入力し、整流器２０の出力
を入力して入力電圧と負荷の変動を感知して制御電流を
出力し、照光回路８０は周囲環境の照度を感知して最適
の照度を維持するように負荷４０に印加される電圧を制
御できる制御電流を出力し、アナログスイッチ９０は正
常状態で照光回路８０および電力制御回路７０から入力
される制御電流をのこぎり波信号発生器１１０に出力し
てのこぎり波の発振周波数を制御する。
型コンバーター３０から抵抗ＷＲ２を通じて共振型コン
バーター３０の電圧を入力し、負荷状態感知回路１６０
から負荷状態に対する情報を入力し、整流器２０の出力
を入力して入力電圧と負荷の変動を感知して制御電流を
出力し、照光回路８０は周囲環境の照度を感知して最適
の照度を維持するように負荷４０に印加される電圧を制
御できる制御電流を出力し、アナログスイッチ９０は正
常状態で照光回路８０および電力制御回路７０から入力
される制御電流をのこぎり波信号発生器１１０に出力し
てのこぎり波の発振周波数を制御する。
【００５０】ブラウンアウト回路８は、入力電圧が一定
の電圧以下に低くなると、アナログスイッチ９０を遮断
して制御電流を流せず、ブラウンアウト回路８が直接の
こぎり波信号発生器１１０を制御してのこぎり波信号発
生器１１０が一定の周波数を発振して入力電圧が低くな
れば負荷に印加される電力も低くなるようにしてエネル
ギーを節約する。
の電圧以下に低くなると、アナログスイッチ９０を遮断
して制御電流を流せず、ブラウンアウト回路８が直接の
こぎり波信号発生器１１０を制御してのこぎり波信号発
生器１１０が一定の周波数を発振して入力電圧が低くな
れば負荷に印加される電力も低くなるようにしてエネル
ギーを節約する。
【００５１】入力電圧制限回路１３０は、入力電圧が定
格電圧の２倍以上に高かったり１／２以下に低かったり
すると、これを感知してシャットダウン信号を出力し、
過熱保護回路１４０は、共振型コンバーター３０のスイ
ッチング素子が過熱することを防止するためにシャット
ダウン信号を出力し、過電流保護回路１５０は、共振型
コンバーター３０のスイッチング素子に過電流が流れる
ことを防止するために、シャットダウン信号を出力し、
負荷状態感知回路１６０は、無負荷を感知してシャット
ダウン信号を出力し、２つの負荷を使用する場合、無負
荷側のスイッチを遮断したり負荷状態を感知したりして
共振型コンバーター３０のスイッチＳＷ１ ，ＳＷ2 を
制御する。
格電圧の２倍以上に高かったり１／２以下に低かったり
すると、これを感知してシャットダウン信号を出力し、
過熱保護回路１４０は、共振型コンバーター３０のスイ
ッチング素子が過熱することを防止するためにシャット
ダウン信号を出力し、過電流保護回路１５０は、共振型
コンバーター３０のスイッチング素子に過電流が流れる
ことを防止するために、シャットダウン信号を出力し、
負荷状態感知回路１６０は、無負荷を感知してシャット
ダウン信号を出力し、２つの負荷を使用する場合、無負
荷側のスイッチを遮断したり負荷状態を感知したりして
共振型コンバーター３０のスイッチＳＷ１ ，ＳＷ2 を
制御する。
【００５２】図４は図３の主電力装置１の一部を示した
回路図であり、ラインフィルター１０を通じて入力した
商用交流電源を整流器２０が整流して直流電源Ｖｄｄを
出力し、ＺＶＳ制御装置２と共振型コンバーター３０と
を連結する制御トランスフォーマ３１と制御トランスフ
ォーマ３１の２次側の巻線ｎ２１にゲートが連結されド
レインが整流器２０の出力Ｖｄｄの＋側に連結される第
１スイッチング部３２と、ゲートが巻線ｎ２２に連結さ
れドレインが整流器２０の出力のー側に連結される第２
スイッチング部３３と、制御トランスフォーマ３１の誘
導巻線ｎ２３に連結される共振回路部３４とを具備した
共振型コンバーター３０が負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２
に安定した電力を伝達する。
回路図であり、ラインフィルター１０を通じて入力した
商用交流電源を整流器２０が整流して直流電源Ｖｄｄを
出力し、ＺＶＳ制御装置２と共振型コンバーター３０と
を連結する制御トランスフォーマ３１と制御トランスフ
ォーマ３１の２次側の巻線ｎ２１にゲートが連結されド
レインが整流器２０の出力Ｖｄｄの＋側に連結される第
１スイッチング部３２と、ゲートが巻線ｎ２２に連結さ
れドレインが整流器２０の出力のー側に連結される第２
スイッチング部３３と、制御トランスフォーマ３１の誘
導巻線ｎ２３に連結される共振回路部３４とを具備した
共振型コンバーター３０が負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２
に安定した電力を伝達する。
【００５３】図４において、共振型コンバーターの制御
トランスフォーマ３１はＺＶＳ制御装置２の出力に連結
される制御巻線ｎ１１と第１スイッチング部３２に連結
される第１スイッチング巻線ｎ２１と第２スイッチング
部３３に連結される第２スイッチング巻線ｎ２２と共振
回路部３４に連結される誘導巻線ｎ２３とから構成さ
れ、第１スイッチング巻線ｎ２１と第２スイッチング巻
線ｎ２２とは常に互いに反対極性が誘導されるように巻
かれている。第１スイッチング部３２は、制御トランス
フォーマ３１の第１スイッチング巻線ｎ２１にゲートが
連結される電界効果トランジスタ（Field Effect Trans
istor ：以下、ＦＥＴという）Ｑ1 とＦＥＴ（Ｑ1 ）の
ドレインとソースとの両端に並列に連結されるダイオー
ドＤF1とキャパシターＣF1とから構成され、第２スイッ
チング部３３は、制御トランスフォーマ３１の第２スイ
ッチング巻線ｎ２２にゲートが連結されるＦＥＴ（Ｑ2
）とＦＥＴ（Ｑ2 ）のドレインとソースとの両端に並
列に連結されるダイオードＤF2とキャパシターＣF2とか
ら構成され、共振回路部３４は、一方が第１スイッチン
グ部３２と第２スイッチング部３３との共通点に連結さ
れる誘導巻線ｎ２３の一側に直列に連結される共振コイ
ルＬr1と共振キャパシターＣr1と、共振キャパシターＣ
r1とＶｄｄの（＋）側の間に互いに並列に連結されるキ
ャパシターＣr3およびダイオードＤF3と、共振キャパシ
ターＣr1とＶｄｄの（ー）側の間に互いに並列に連結さ
れるキャパシターＣr5およびダイオードＤF5とから構成
される第１負荷共振部と、誘導巻線ｎ２３の一側に直列
に連結される共振コイルＬr2と共振キャパシターＣr2
と、共振キャパシターＣr2とＶｄｄの（＋）側の間に互
いに並列に連結されるキャパシターＣr4およびダイオー
ドＤF4と、共振キャパシターＣr2とＶｄｄの（ー）側の
間に互いに並列に連結されるキャパシターＣr6およびダ
イオードＤF6とから構成される第２負荷共振部とから構
成され、２つの負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２に電力を伝
達する。ダイオードＤF3〜ＤF6は、全体システムが非正
常的な動作をしてこれらのキャパシターＣr3〜Ｃr6の電
圧がＤＣ電圧Ｖｄｄより高くなる場合、キャパシターＣ
r3〜Ｃr6電圧をクランピングする。また、負荷Ｌａｍｐ
１，Ｌａｍｐ２に流れる電流を共振コイルＬr1，共振コ
イルＬr2を流れる電流を検出する検出トランスフォーマ
３５を通じて誘導してＺＶＳ制御装置２の負荷状態感知
回路１６０に入力し、負荷状態感知回路１６０は、負荷
状態によりスイッチＳ1 ，Ｓ2 をオン・オフして負荷Ｌ
ａｍｐ1 、Ｌａｍｐ2 に電力を供給したり遮断したりす
る。
トランスフォーマ３１はＺＶＳ制御装置２の出力に連結
される制御巻線ｎ１１と第１スイッチング部３２に連結
される第１スイッチング巻線ｎ２１と第２スイッチング
部３３に連結される第２スイッチング巻線ｎ２２と共振
回路部３４に連結される誘導巻線ｎ２３とから構成さ
れ、第１スイッチング巻線ｎ２１と第２スイッチング巻
線ｎ２２とは常に互いに反対極性が誘導されるように巻
かれている。第１スイッチング部３２は、制御トランス
フォーマ３１の第１スイッチング巻線ｎ２１にゲートが
連結される電界効果トランジスタ（Field Effect Trans
istor ：以下、ＦＥＴという）Ｑ1 とＦＥＴ（Ｑ1 ）の
ドレインとソースとの両端に並列に連結されるダイオー
ドＤF1とキャパシターＣF1とから構成され、第２スイッ
チング部３３は、制御トランスフォーマ３１の第２スイ
ッチング巻線ｎ２２にゲートが連結されるＦＥＴ（Ｑ2
）とＦＥＴ（Ｑ2 ）のドレインとソースとの両端に並
列に連結されるダイオードＤF2とキャパシターＣF2とか
ら構成され、共振回路部３４は、一方が第１スイッチン
グ部３２と第２スイッチング部３３との共通点に連結さ
れる誘導巻線ｎ２３の一側に直列に連結される共振コイ
ルＬr1と共振キャパシターＣr1と、共振キャパシターＣ
r1とＶｄｄの（＋）側の間に互いに並列に連結されるキ
ャパシターＣr3およびダイオードＤF3と、共振キャパシ
ターＣr1とＶｄｄの（ー）側の間に互いに並列に連結さ
れるキャパシターＣr5およびダイオードＤF5とから構成
される第１負荷共振部と、誘導巻線ｎ２３の一側に直列
に連結される共振コイルＬr2と共振キャパシターＣr2
と、共振キャパシターＣr2とＶｄｄの（＋）側の間に互
いに並列に連結されるキャパシターＣr4およびダイオー
ドＤF4と、共振キャパシターＣr2とＶｄｄの（ー）側の
間に互いに並列に連結されるキャパシターＣr6およびダ
イオードＤF6とから構成される第２負荷共振部とから構
成され、２つの負荷Ｌａｍｐ１，Ｌａｍｐ２に電力を伝
達する。ダイオードＤF3〜ＤF6は、全体システムが非正
常的な動作をしてこれらのキャパシターＣr3〜Ｃr6の電
圧がＤＣ電圧Ｖｄｄより高くなる場合、キャパシターＣ
r3〜Ｃr6電圧をクランピングする。また、負荷Ｌａｍｐ
１，Ｌａｍｐ２に流れる電流を共振コイルＬr1，共振コ
イルＬr2を流れる電流を検出する検出トランスフォーマ
３５を通じて誘導してＺＶＳ制御装置２の負荷状態感知
回路１６０に入力し、負荷状態感知回路１６０は、負荷
状態によりスイッチＳ1 ，Ｓ2 をオン・オフして負荷Ｌ
ａｍｐ1 、Ｌａｍｐ2 に電力を供給したり遮断したりす
る。
【００５４】図５は、図３のソフトスタート回路１００
とのこぎり波信号発生回路１１０とを示した回路図であ
り、ＺＶＳ制御装置２の入力電圧Ｖｄｄがスレショルド
電圧を越えてＵＶＬＯ回路５０のロックアウト状態が解
除されれば、ソフトスタート回路１００が動作を始めの
こぎり波信号発生回路１１０の発振周波数を正常周波数
より高くし、のこぎり波信号発生回路１１０は制御電流
によりのこぎり波を発生して基準電圧と比較したのち、
駆動パルスＫとＺＶＳイネーブル信号を出力する。
とのこぎり波信号発生回路１１０とを示した回路図であ
り、ＺＶＳ制御装置２の入力電圧Ｖｄｄがスレショルド
電圧を越えてＵＶＬＯ回路５０のロックアウト状態が解
除されれば、ソフトスタート回路１００が動作を始めの
こぎり波信号発生回路１１０の発振周波数を正常周波数
より高くし、のこぎり波信号発生回路１１０は制御電流
によりのこぎり波を発生して基準電圧と比較したのち、
駆動パルスＫとＺＶＳイネーブル信号を出力する。
【００５５】図５において、ソフトスタート回路１００
の出力とのこぎり波信号発生回路１１０の間にあるダイ
オードＤ13は、ソフトスタート回路１００のキャパシタ
ーＣＷ1 の両端電圧がのこぎり波信号発生器１１０の抵
抗Ｒ１４＋ＶＡＲ１＋Ｒ１５の両端電圧と同一になるま
で導通しながらキャパシターＣＷ1 の電圧が高まる瞬間
に導通を止める。すなわち、この瞬間からソフトスター
ト回路１００とのこぎり波信号発生回路１１０は遮断さ
れた状態に維持される。したがって、キャパシターＣＷ
1 に充電された電圧のない最初電源印加時（初期駆動
時）とシステムが作動中に非正常的な状態が発生してシ
ャットダウンされたのち、正常状態に回復される場合に
は端子１０３を通じて、負荷状態感知回路１６０、過電
流保護回路１５０、過熱保護回路１４０および入力電圧
制限回路１３０からシャットダウン信号を入力してトラ
ンジスタＴＲ2 をオンして大容量のキャパシターＣＷ1
を放電させソフトスタートを再び始める。また、端子１
０４には過熱保護回路１４０からの制御信号を入力して
低温時に定電流源ＴＲ1 ，ＴＲ3 に流れる電流を制限し
てキャパシターＣＷ1 を充電させる時間を遅延させる。
したがって、低温でソフトスタート時間を長くして予熱
時間を十分にすることにより、初期突入電流によるラン
プの寿命短縮を保護する。比較器Ｕ２Ａは、ソフトスタ
ートの動作を感知して比較的に重要でない異常状態が発
生した際に電源が続けて供給された状態でリセットする
電源オンリセット（Power On Reset：以下、ＰＯＲとい
う）信号を端子１０１を通じて負荷状態感知回路１６０
に出力する。比較器Ｕ２Ｂは、ソフトスタート回路１０
０が作動する間に端子１０２を通じて電力制御部４およ
び零電圧保障回路６にディスエーブル（disable)信号を
出力して制御動作を遮断する。すなわち、ソフトスター
ト段階では、負荷の予熱のために故意に電力を低く供給
するため、制御回路が作動して負荷に供給される電力を
増加させないようにするべきである。
の出力とのこぎり波信号発生回路１１０の間にあるダイ
オードＤ13は、ソフトスタート回路１００のキャパシタ
ーＣＷ1 の両端電圧がのこぎり波信号発生器１１０の抵
抗Ｒ１４＋ＶＡＲ１＋Ｒ１５の両端電圧と同一になるま
で導通しながらキャパシターＣＷ1 の電圧が高まる瞬間
に導通を止める。すなわち、この瞬間からソフトスター
ト回路１００とのこぎり波信号発生回路１１０は遮断さ
れた状態に維持される。したがって、キャパシターＣＷ
1 に充電された電圧のない最初電源印加時（初期駆動
時）とシステムが作動中に非正常的な状態が発生してシ
ャットダウンされたのち、正常状態に回復される場合に
は端子１０３を通じて、負荷状態感知回路１６０、過電
流保護回路１５０、過熱保護回路１４０および入力電圧
制限回路１３０からシャットダウン信号を入力してトラ
ンジスタＴＲ2 をオンして大容量のキャパシターＣＷ1
を放電させソフトスタートを再び始める。また、端子１
０４には過熱保護回路１４０からの制御信号を入力して
低温時に定電流源ＴＲ1 ，ＴＲ3 に流れる電流を制限し
てキャパシターＣＷ1 を充電させる時間を遅延させる。
したがって、低温でソフトスタート時間を長くして予熱
時間を十分にすることにより、初期突入電流によるラン
プの寿命短縮を保護する。比較器Ｕ２Ａは、ソフトスタ
ートの動作を感知して比較的に重要でない異常状態が発
生した際に電源が続けて供給された状態でリセットする
電源オンリセット（Power On Reset：以下、ＰＯＲとい
う）信号を端子１０１を通じて負荷状態感知回路１６０
に出力する。比較器Ｕ２Ｂは、ソフトスタート回路１０
０が作動する間に端子１０２を通じて電力制御部４およ
び零電圧保障回路６にディスエーブル（disable)信号を
出力して制御動作を遮断する。すなわち、ソフトスター
ト段階では、負荷の予熱のために故意に電力を低く供給
するため、制御回路が作動して負荷に供給される電力を
増加させないようにするべきである。
【００５６】ソフトスタート回路１００が動作する時間
は、抵抗Ｒ７とキャパシターＣＷ1により次の式（１）
のように決定される。
は、抵抗Ｒ７とキャパシターＣＷ1により次の式（１）
のように決定される。
【００５７】 Ｔst＝（ＣＷ1 ×Ｖth）／Ｉc1 ・・式（１） ここで、Ｖthは比較器Ｕ３の基準電圧（単位Ｖ）であ
り、Ｉc1はキャパシターＣＷ1 に流れ込む電流μＡであ
り、Ｔstはソフトスタート時間（例えば数ミリ秒）であ
る。
り、Ｉc1はキャパシターＣＷ1 に流れ込む電流μＡであ
り、Ｔstはソフトスタート時間（例えば数ミリ秒）であ
る。
【００５８】このようにソフトスタート回路１００は、
負荷が蛍光ランプのような放電ランプの場合、放電突入
電流および高圧放電を防止するために、正常状態の電力
用スイッチング素子のスイッチング周波数より高い周波
数にのこぎり波を発生するようにしてランプのフィラメ
ントを予熱させることにより、ランプの寿命が長くでき
る。
負荷が蛍光ランプのような放電ランプの場合、放電突入
電流および高圧放電を防止するために、正常状態の電力
用スイッチング素子のスイッチング周波数より高い周波
数にのこぎり波を発生するようにしてランプのフィラメ
ントを予熱させることにより、ランプの寿命が長くでき
る。
【００５９】のこぎり波信号発生回路１１０は、トラン
ジスタＴＲ7 ，ＴＲ8 から構成されたミラー型定電流源
により定電流がキャパシターＢＣ10に流れると、キャパ
シターＢＣ10の充電電圧は一定の勾配を持って上昇す
る。キャパシターＢＣ10の電圧が比較器Ｕ３の基準電圧
Ｖｒｅｆ１に達すると、比較器Ｕ３の出力が“ハイ”と
なりトランジスタＴＲ12をオンさせることにより、キャ
パシターＢＣ10を瞬間的に放電させる。キャパシターＢ
Ｃ10の電荷が完全に放電されれば、定電流源から再び電
流がキャパシターＢＣ10を充電させ、キャパシターＢＣ
10の電圧が更に比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に達す
ると、キャパシターＢＣ10の電圧を放電させる過程を繰
り返してのこぎり波を発生し続ける。のこぎり波信号発
生回路１１０において、のこぎり波の発振周波数は次の
式（２）のように求められる。
ジスタＴＲ7 ，ＴＲ8 から構成されたミラー型定電流源
により定電流がキャパシターＢＣ10に流れると、キャパ
シターＢＣ10の充電電圧は一定の勾配を持って上昇す
る。キャパシターＢＣ10の電圧が比較器Ｕ３の基準電圧
Ｖｒｅｆ１に達すると、比較器Ｕ３の出力が“ハイ”と
なりトランジスタＴＲ12をオンさせることにより、キャ
パシターＢＣ10を瞬間的に放電させる。キャパシターＢ
Ｃ10の電荷が完全に放電されれば、定電流源から再び電
流がキャパシターＢＣ10を充電させ、キャパシターＢＣ
10の電圧が更に比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に達す
ると、キャパシターＢＣ10の電圧を放電させる過程を繰
り返してのこぎり波を発生し続ける。のこぎり波信号発
生回路１１０において、のこぎり波の発振周波数は次の
式（２）のように求められる。
【００６０】 Ｆsw＝Ｉc2／（Ｖth×ＦBC10） ・・式（２） ここで、ＩC2はキャパシターＢＣ10に流れ込む電流μＡ
であり、Ｖthは比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１（単位
Ｖ）であり、ＦBC10はキャパシターＢＣ10のキャパシタ
ンスμＦであり、Ｆswはのこぎり発振波周波数ＫＨｚで
ある。
であり、Ｖthは比較器Ｕ３の基準電圧Ｖｒｅｆ１（単位
Ｖ）であり、ＦBC10はキャパシターＢＣ10のキャパシタ
ンスμＦであり、Ｆswはのこぎり発振波周波数ＫＨｚで
ある。
【００６１】一方、端子１１２を通じて電力制御部４の
アナログスイッチ９０から共振型コンバーター３０の入
力電圧と負荷電力の変動を補償するための制御電流を入
力してキャパシターＢＣ10に流れる電流を可変してのこ
ぎり波発振周波数を調節する。すなわち、共振型コンバ
ーターの負荷に伝達される電力は、コンバーターの第１
および第２スイッチング部のスイッチング周波数が高く
なると低くなり、スイッチング周波数が低くなると電力
が高くなる。したがって、スイッチング周波数を制御し
て負荷および入力電源の変動にもかかわらず負荷には常
に一定の電力が供給されランプの照度が一定になるよう
にする。ところでスイッチング周波数は、のこぎり波信
号発生回路１１０の発振周波数ＦSWに比例して変動し、
のこぎり波発振周波数ＦSWは式（２）のようにキャパシ
ターＢＣ10に流れる電流Ｉc2により可変されうるので、
つまりキャパシターＢＣ10に流れる電流Ｉc2を制御する
ことにより負荷に印加される電力を制御する。一方、入
力電圧が低くなり端子１１１を通じてブラウンアウト回
路８から制御信号が入力されトランジスタＴＲ11を導通
させれば、トランジスタＴＲ10に流れる電流が増加す
る。したがって、ブラウンアウト回路８が電力制御回路
部４の制御電流を遮断することにより発生する衝撃を緩
和し、一定の電流が流れるようにする。また、端子１１
３を通じて零電圧スイッチング保障回路６の出力を入力
して共振型コンバーター３０のキャパシターＣF1、ＣF2
（図４）に十分な放電時間を与え、スイッチング電圧が
零電圧となるように、比較器Ｕ３の入力電圧を制御して
のこぎり波の振幅を増加させデッドタイムを長くする。
アナログスイッチ９０から共振型コンバーター３０の入
力電圧と負荷電力の変動を補償するための制御電流を入
力してキャパシターＢＣ10に流れる電流を可変してのこ
ぎり波発振周波数を調節する。すなわち、共振型コンバ
ーターの負荷に伝達される電力は、コンバーターの第１
および第２スイッチング部のスイッチング周波数が高く
なると低くなり、スイッチング周波数が低くなると電力
が高くなる。したがって、スイッチング周波数を制御し
て負荷および入力電源の変動にもかかわらず負荷には常
に一定の電力が供給されランプの照度が一定になるよう
にする。ところでスイッチング周波数は、のこぎり波信
号発生回路１１０の発振周波数ＦSWに比例して変動し、
のこぎり波発振周波数ＦSWは式（２）のようにキャパシ
ターＢＣ10に流れる電流Ｉc2により可変されうるので、
つまりキャパシターＢＣ10に流れる電流Ｉc2を制御する
ことにより負荷に印加される電力を制御する。一方、入
力電圧が低くなり端子１１１を通じてブラウンアウト回
路８から制御信号が入力されトランジスタＴＲ11を導通
させれば、トランジスタＴＲ10に流れる電流が増加す
る。したがって、ブラウンアウト回路８が電力制御回路
部４の制御電流を遮断することにより発生する衝撃を緩
和し、一定の電流が流れるようにする。また、端子１１
３を通じて零電圧スイッチング保障回路６の出力を入力
して共振型コンバーター３０のキャパシターＣF1、ＣF2
（図４）に十分な放電時間を与え、スイッチング電圧が
零電圧となるように、比較器Ｕ３の入力電圧を制御して
のこぎり波の振幅を増加させデッドタイムを長くする。
【００６２】このように発振されたのこぎり波信号は、
比較器Ｕ４Ｂの反転端子に入力され、比較器Ｕ４Ｂの非
反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較され共
振型コンバーターの電力用のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 を駆動する駆動信号とデッドタイムを決定する駆動パ
ルスＫを端子１１５を通じて制御信号駆動器１２０に出
力する。デッドタイムは共振型コンバーターの共振周波
数Ｆｒを決定する図４の素子Ｌr1，Ｌr2，Ｃr1，Ｃr2，
Ｃr3，Ｃr4，Ｃr5，Ｃr6の値に応じて可変可能でなけれ
ばならないため、のこぎり波比較器Ｕ４Ｂの基準電圧Ｖ
ｒｅｆ２が可変できるようにする。一方、のこぎり波信
号は比較器Ｕ４Ａの非反転端子に入力され、比較器Ｕ４
Ａの反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較さ
れ、零電圧スイッチングイネーブル信号を端子１１４を
通じて零電圧スイッチング保障回路６に出力する。図５
において、シンボルＲ1 ないしＲ27は電圧分配抵抗を示
す。
比較器Ｕ４Ｂの反転端子に入力され、比較器Ｕ４Ｂの非
反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較され共
振型コンバーターの電力用のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 を駆動する駆動信号とデッドタイムを決定する駆動パ
ルスＫを端子１１５を通じて制御信号駆動器１２０に出
力する。デッドタイムは共振型コンバーターの共振周波
数Ｆｒを決定する図４の素子Ｌr1，Ｌr2，Ｃr1，Ｃr2，
Ｃr3，Ｃr4，Ｃr5，Ｃr6の値に応じて可変可能でなけれ
ばならないため、のこぎり波比較器Ｕ４Ｂの基準電圧Ｖ
ｒｅｆ２が可変できるようにする。一方、のこぎり波信
号は比較器Ｕ４Ａの非反転端子に入力され、比較器Ｕ４
Ａの反転端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較さ
れ、零電圧スイッチングイネーブル信号を端子１１４を
通じて零電圧スイッチング保障回路６に出力する。図５
において、シンボルＲ1 ないしＲ27は電圧分配抵抗を示
す。
【００６３】図６Ａ〜６Ｅは、図５ののこぎり波信号発
生回路の動作波形を示した波形図であり、図６Ａは、キ
ャパシターＢＣ10の両端間の電圧で定電流源の電流によ
り充電されながら比較器Ｕ３の出力が“ハイ”となる
と、速やかに放電されるのこぎり波信号の波形を示し
た。図６Ｂは、比較器Ｕ３の出力波形であってキャパシ
ターＢＣ10の充電電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超過する
ことにより発生するパルス信号を示す。図６Ｃは、図６
Ａののこぎり波信号と基準電圧Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３
を共に示したものであり、図６Ｄは、図６Ｃでのこぎり
波が基準電圧Ｖｒｅｆ２より高ければ“ロー”であり、
低ければ“ハイ”となる駆動パルスＫを示す。図６Ｅ
は、図６Ｃののこぎり波が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高け
れば“ハイ”となり、低ければ“ロー”となるＺＶＳイ
ネーブル信号を示す。
生回路の動作波形を示した波形図であり、図６Ａは、キ
ャパシターＢＣ10の両端間の電圧で定電流源の電流によ
り充電されながら比較器Ｕ３の出力が“ハイ”となる
と、速やかに放電されるのこぎり波信号の波形を示し
た。図６Ｂは、比較器Ｕ３の出力波形であってキャパシ
ターＢＣ10の充電電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超過する
ことにより発生するパルス信号を示す。図６Ｃは、図６
Ａののこぎり波信号と基準電圧Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３
を共に示したものであり、図６Ｄは、図６Ｃでのこぎり
波が基準電圧Ｖｒｅｆ２より高ければ“ロー”であり、
低ければ“ハイ”となる駆動パルスＫを示す。図６Ｅ
は、図６Ｃののこぎり波が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高け
れば“ハイ”となり、低ければ“ロー”となるＺＶＳイ
ネーブル信号を示す。
【００６４】図７は、図３の制御信号駆動器を示した回
路図であり、駆動ロジック１２６と駆動回路１２８を具
備して駆動パルス信号Ｋを入力して共振型コンバーター
のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動するための駆動信
号を出力する。
路図であり、駆動ロジック１２６と駆動回路１２８を具
備して駆動パルス信号Ｋを入力して共振型コンバーター
のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動するための駆動信
号を出力する。
【００６５】すなわち、のこぎり波信号発生回路１１０
から駆動パルスＫは、端子１２１と反転器Ｕ８Ｃを経て
ＤフリップフロップＵ５Ｂに入力され、Ｄフリップフロ
ップＵ５Ａには端子１２１を通じて直ちに入力される。
から駆動パルスＫは、端子１２１と反転器Ｕ８Ｃを経て
ＤフリップフロップＵ５Ｂに入力され、Ｄフリップフロ
ップＵ５Ａには端子１２１を通じて直ちに入力される。
【００６６】ＤフリップフロップＵ５Ａ，Ｕ５Ｂの出力
ａ，ｂ，ｃ，ｄは、ナンドゲートＵ６Ａ，Ｕ６Ｂに入力
されそれぞれ駆動論理信号Ｍ，Ｎが出力され、前記駆動
論理信号Ｍ，Ｎはコンバーター３０から端子１２４を経
て入力される信号と共にナンドゲートＵ６Ｃ，Ｕ６Ｄを
経て２つの駆動論理信号Ａ，Ｂが更に出力される。端子
１２２を通じて入力電圧制限回路１３０、過熱保護回路
１４０、過電流保護回路１５０、または負荷状態感知回
路１６０からシャットダウン信号が入力されればＤフリ
ップフロップＵ５Ａ，Ｕ５Ｂがリセットされ駆動信号の
出力を遮断する。
ａ，ｂ，ｃ，ｄは、ナンドゲートＵ６Ａ，Ｕ６Ｂに入力
されそれぞれ駆動論理信号Ｍ，Ｎが出力され、前記駆動
論理信号Ｍ，Ｎはコンバーター３０から端子１２４を経
て入力される信号と共にナンドゲートＵ６Ｃ，Ｕ６Ｄを
経て２つの駆動論理信号Ａ，Ｂが更に出力される。端子
１２２を通じて入力電圧制限回路１３０、過熱保護回路
１４０、過電流保護回路１５０、または負荷状態感知回
路１６０からシャットダウン信号が入力されればＤフリ
ップフロップＵ５Ａ，Ｕ５Ｂがリセットされ駆動信号の
出力を遮断する。
【００６７】駆動論理信号Ａ，Ｂ，Ｍ，Ｎはそれぞれ駆
動回路１２８のＲＣ並列回路Ｒ30，ＢＣ6 ；Ｒ31，ＢＣ
7 ；Ｒ32，ＢＣ8 ；Ｒ33，ＢＣ9 を経て４つのトランジ
スタＴＲ13，ＴＲ15，ＴＲ16，ＴＲ14のベースに入力さ
れそれぞれオン・オフされ、減算器１２７の端子１２３
を通じて共振型コンバーター３０の制御トランスフォー
マ３１の１次巻き線ｎ１１に駆動信号ＤＳ１−ＤＳ２を
出力してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をスイッチングす
る。ここで、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 は逆電
流阻止用として用いられる。
動回路１２８のＲＣ並列回路Ｒ30，ＢＣ6 ；Ｒ31，ＢＣ
7 ；Ｒ32，ＢＣ8 ；Ｒ33，ＢＣ9 を経て４つのトランジ
スタＴＲ13，ＴＲ15，ＴＲ16，ＴＲ14のベースに入力さ
れそれぞれオン・オフされ、減算器１２７の端子１２３
を通じて共振型コンバーター３０の制御トランスフォー
マ３１の１次巻き線ｎ１１に駆動信号ＤＳ１−ＤＳ２を
出力してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をスイッチングす
る。ここで、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 は逆電
流阻止用として用いられる。
【００６８】図８Ａ〜８Ｌは、図７の装置の各部分での
動作波形を示したものであり、図８Ａは、制御信号駆動
器１３０に入力される駆動パルスＫを示し、図８Ｂ，８
Ｃは、ナンドゲートＵ６Ａに入力される波形ａ，ｂであ
り、図８Ｄ，８Ｅは、ナンドゲートＵ６Ｂに入力される
波形ｃ，ｄであり、図８Ｆ，８Ｇは、ナンドゲートＵ６
Ａ，Ｕ６Ｂの出力波形Ｍ，Ｎである。図８Ｈ，８Ｉ，８
Ｊ，８Ｋは、トランジスタＴＲ13，ＴＲ15，ＴＲ16，Ｔ
Ｒ14に入力される駆動論理信号Ａ，Ｂ，Ｍ，Ｎであり、
図８Ｌは制御信号駆動器１２０の出力である駆動信号Ｄ
Ｓ１ーＤＳ２を示す。
動作波形を示したものであり、図８Ａは、制御信号駆動
器１３０に入力される駆動パルスＫを示し、図８Ｂ，８
Ｃは、ナンドゲートＵ６Ａに入力される波形ａ，ｂであ
り、図８Ｄ，８Ｅは、ナンドゲートＵ６Ｂに入力される
波形ｃ，ｄであり、図８Ｆ，８Ｇは、ナンドゲートＵ６
Ａ，Ｕ６Ｂの出力波形Ｍ，Ｎである。図８Ｈ，８Ｉ，８
Ｊ，８Ｋは、トランジスタＴＲ13，ＴＲ15，ＴＲ16，Ｔ
Ｒ14に入力される駆動論理信号Ａ，Ｂ，Ｍ，Ｎであり、
図８Ｌは制御信号駆動器１２０の出力である駆動信号Ｄ
Ｓ１ーＤＳ２を示す。
【００６９】図９Ａ〜９Ｆは、図３および図４の装置の
動作波形を示した波形図であり、図９Ａは、第２スイッ
チング素子Ｑ2 のドレインとソース間の電圧であって第
２スイッチング素子Ｑ2 がオンされれば０に近く、オフ
されればＶｄｄに近い電圧を示す。特に、図９Ａに示し
たように信号波形の上昇と下降でキャパシターＣF1，Ｃ
F2による緩慢な傾きを有するため、従来のハードスイッ
チングでのような急激な変化がなくて高調波成分が小さ
くなり高周波成分の雑音が著しく低くなることが分か
る。図９Ｂは、駆動信号ＤＳ１ーＤＳ２を示したもので
あり、本発明では５６ＫＨｚの周波数を有する電圧値
（点線で表示される）を基準として正と負の矩形波であ
る。図９Ｃは、共振回路の共振電流ｉｒを示し、図９Ｄ
は、共振型コンバーター３０から制御信号駆動器１２０
に誘導される電流を示し、図９Ｅは負荷両端間の電圧を
示し、図９Ｆは、第２スイッチング素子Ｑ2 のドレイン
電流を示す。
動作波形を示した波形図であり、図９Ａは、第２スイッ
チング素子Ｑ2 のドレインとソース間の電圧であって第
２スイッチング素子Ｑ2 がオンされれば０に近く、オフ
されればＶｄｄに近い電圧を示す。特に、図９Ａに示し
たように信号波形の上昇と下降でキャパシターＣF1，Ｃ
F2による緩慢な傾きを有するため、従来のハードスイッ
チングでのような急激な変化がなくて高調波成分が小さ
くなり高周波成分の雑音が著しく低くなることが分か
る。図９Ｂは、駆動信号ＤＳ１ーＤＳ２を示したもので
あり、本発明では５６ＫＨｚの周波数を有する電圧値
（点線で表示される）を基準として正と負の矩形波であ
る。図９Ｃは、共振回路の共振電流ｉｒを示し、図９Ｄ
は、共振型コンバーター３０から制御信号駆動器１２０
に誘導される電流を示し、図９Ｅは負荷両端間の電圧を
示し、図９Ｆは、第２スイッチング素子Ｑ2 のドレイン
電流を示す。
【００７０】図３〜図９Ｆにおいて、本発明の装置が動
作することを見ると、ｔ＝ｔ−１で図７のトランジスタ
ＴＲ13とトランジスタＴＲ16がオンされ、トランジスタ
ＴＲ14，ＴＲ15がオフされれば、図９Ｂの駆動信号の正
の矩形波信号が端子１２３を通じて制御トランスフォー
マ３１の１次側巻線を流れ端子１２３′に戻る。したが
って、第１スイッチング巻線ｎ２１に正の電圧が誘導さ
れ第１スイッチング素子Ｑ1 をオンさせ、第２スイッチ
ング素子Ｑ2 には反対方向へ電圧がかかってオフされ
る。第１スイッチング素子Ｑ1 がオンされても、この時
流れる共振電流ｉｒの方向を見ると、‘−’方向へダイ
オードＤF1を通じて電流が逆に流れる。ｔ＝ｔ０で共振
電流の方向が‘−’から‘＋’に変わりながら図９Ｃの
共振電流ｉｒが第１スイッチング素子Ｑ1 を通じて流れ
て共振回路３４にエネルギーを蓄積する。トランジスタ
ＴＲ13とトランジスタＴＲ16がオン状態であり、共振電
流ｉｒの方向が‘＋’であるため、制御トランスフォー
マ３１を通じて共振電流ｉｒが制御信号駆動器１２０の
ダイオードＤ1 ，Ｄ21から越えてきて抵抗ＷＲ3 を通じ
て制御電源部３のキャパシターＣＷ3 を充電させる。し
たがって、制御電源部３は、初期にはＶｄｄから供給さ
れた電力でＶｃｃを出力したが、この際からはキャパシ
ターＣＷ3 を共振型コンバーター３０から流入される図
９Ｄのような電流により充電してＶｃｃ電源として使用
する。このような状態を主電力装置１ではパワリングモ
ードとし、ＺＶＳ制御装置２では電力回生モードとい
う。駆動信号によりｔ＝ｔ１でトランジスタＴＲ13をオ
フさせ、トランジスタＴＲ14をオンさせれば第１スイッ
チング素子Ｑ1 はオフされる。第１スイッチング素子Ｑ
1 はオフされると、共振電流ｉｒは、第１、第２スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に並列に連結されたキャパシター
ＣF1，ＣF2を充放電させる。すなわち、キャパシターＣ
F1は充電させ、キャパシターＣF2は放電させる。この
際、Ｖｄｄに流れ込み、出てくる電流の量が同一にな
り、ＺＶＳ制御装置２に越えてくる電流は、ダイオード
Ｄ21およびトランジスタＴＲ14を通じてフリーホイーリ
ング（freewheeling）する。したがって、図９Ｄに示し
た誘導入力電流が急激に０に落ちることが分かる。ま
た、第１スイッチング素子Ｑ1 がオフされキャパシター
ＣF2が放電しながら図９Ａの第１スイッチング素子Ｑ1
のドレイン電圧は緩慢に下降することが分かる。このよ
うな状態を自由共振モードとし、キャパシターＣF1，Ｃ
F2が共振回路３４に連結されながら自然共振周波数Ｆｒ
が些か増加する。キャパシターＣF2の電圧が０に落ちれ
ば、言い換えれば第２スイッチング素子Ｑ2 のドレイン
電圧が０となると、すなわち図９Ａの電圧が接地レベル
となると、ダイオードＤF2が導通されながらダイオード
ＤF2を通じてフリーホイーリングしながら共振回路３４
からできたエネルギーの一部をＶｄｄ側に戻す電力回生
モード区間が存する。第２スイッチング素子Ｑ2 を零電
圧スイッチングＺＶＳするためにこの区間内で駆動信号
が変わるべきである。すなわち、ｔ＝ｔ３で制御信号駆
動器１２０のトランジスタＴＲ14，ＴＲ15がオンされれ
ば、トランジスタＴＲ15と端子１２３′、制御トランス
フォーマ３１を通じて反対方向へ電流が流れ端子１２３
を経てトランジスタＴＲ14へ電流が流れ第２スイッチン
グ素子Ｑ2 をオンする。この際、第２スイッチング素子
Ｑ2 にはかかった電圧が接地レベルなので零電圧スイッ
チングをする。第２スイッチング素子Ｑ2 がオンされて
も、まだ共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘ー’に転換
する前なので、共振回路３４に残っているエネルギーは
電源Ｖｄｄ側へ回生される。この時、回生経路はダイオ
ードＤF2となり、共振電流ｉｒがフリーホイーリングと
なりダイオードＤF2を導通させ得ない極めて少ない量の
み残ればダイオードＤF2を通じて逆に流れる区間が存す
る。
作することを見ると、ｔ＝ｔ−１で図７のトランジスタ
ＴＲ13とトランジスタＴＲ16がオンされ、トランジスタ
ＴＲ14，ＴＲ15がオフされれば、図９Ｂの駆動信号の正
の矩形波信号が端子１２３を通じて制御トランスフォー
マ３１の１次側巻線を流れ端子１２３′に戻る。したが
って、第１スイッチング巻線ｎ２１に正の電圧が誘導さ
れ第１スイッチング素子Ｑ1 をオンさせ、第２スイッチ
ング素子Ｑ2 には反対方向へ電圧がかかってオフされ
る。第１スイッチング素子Ｑ1 がオンされても、この時
流れる共振電流ｉｒの方向を見ると、‘−’方向へダイ
オードＤF1を通じて電流が逆に流れる。ｔ＝ｔ０で共振
電流の方向が‘−’から‘＋’に変わりながら図９Ｃの
共振電流ｉｒが第１スイッチング素子Ｑ1 を通じて流れ
て共振回路３４にエネルギーを蓄積する。トランジスタ
ＴＲ13とトランジスタＴＲ16がオン状態であり、共振電
流ｉｒの方向が‘＋’であるため、制御トランスフォー
マ３１を通じて共振電流ｉｒが制御信号駆動器１２０の
ダイオードＤ1 ，Ｄ21から越えてきて抵抗ＷＲ3 を通じ
て制御電源部３のキャパシターＣＷ3 を充電させる。し
たがって、制御電源部３は、初期にはＶｄｄから供給さ
れた電力でＶｃｃを出力したが、この際からはキャパシ
ターＣＷ3 を共振型コンバーター３０から流入される図
９Ｄのような電流により充電してＶｃｃ電源として使用
する。このような状態を主電力装置１ではパワリングモ
ードとし、ＺＶＳ制御装置２では電力回生モードとい
う。駆動信号によりｔ＝ｔ１でトランジスタＴＲ13をオ
フさせ、トランジスタＴＲ14をオンさせれば第１スイッ
チング素子Ｑ1 はオフされる。第１スイッチング素子Ｑ
1 はオフされると、共振電流ｉｒは、第１、第２スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に並列に連結されたキャパシター
ＣF1，ＣF2を充放電させる。すなわち、キャパシターＣ
F1は充電させ、キャパシターＣF2は放電させる。この
際、Ｖｄｄに流れ込み、出てくる電流の量が同一にな
り、ＺＶＳ制御装置２に越えてくる電流は、ダイオード
Ｄ21およびトランジスタＴＲ14を通じてフリーホイーリ
ング（freewheeling）する。したがって、図９Ｄに示し
た誘導入力電流が急激に０に落ちることが分かる。ま
た、第１スイッチング素子Ｑ1 がオフされキャパシター
ＣF2が放電しながら図９Ａの第１スイッチング素子Ｑ1
のドレイン電圧は緩慢に下降することが分かる。このよ
うな状態を自由共振モードとし、キャパシターＣF1，Ｃ
F2が共振回路３４に連結されながら自然共振周波数Ｆｒ
が些か増加する。キャパシターＣF2の電圧が０に落ちれ
ば、言い換えれば第２スイッチング素子Ｑ2 のドレイン
電圧が０となると、すなわち図９Ａの電圧が接地レベル
となると、ダイオードＤF2が導通されながらダイオード
ＤF2を通じてフリーホイーリングしながら共振回路３４
からできたエネルギーの一部をＶｄｄ側に戻す電力回生
モード区間が存する。第２スイッチング素子Ｑ2 を零電
圧スイッチングＺＶＳするためにこの区間内で駆動信号
が変わるべきである。すなわち、ｔ＝ｔ３で制御信号駆
動器１２０のトランジスタＴＲ14，ＴＲ15がオンされれ
ば、トランジスタＴＲ15と端子１２３′、制御トランス
フォーマ３１を通じて反対方向へ電流が流れ端子１２３
を経てトランジスタＴＲ14へ電流が流れ第２スイッチン
グ素子Ｑ2 をオンする。この際、第２スイッチング素子
Ｑ2 にはかかった電圧が接地レベルなので零電圧スイッ
チングをする。第２スイッチング素子Ｑ2 がオンされて
も、まだ共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘ー’に転換
する前なので、共振回路３４に残っているエネルギーは
電源Ｖｄｄ側へ回生される。この時、回生経路はダイオ
ードＤF2となり、共振電流ｉｒがフリーホイーリングと
なりダイオードＤF2を導通させ得ない極めて少ない量の
み残ればダイオードＤF2を通じて逆に流れる区間が存す
る。
【００７１】ｔ＝ｔ４で共振電流ｉｒの方向が‘＋’か
ら‘−’に変わると、ｔ３＜ｔ＜ｔ４区間で駆動信号と
共振電流の位相差によりダイオードＤF2の導通時間と第
２スイッチング素子Ｑ2 を逆に流れる時間が定まる。ま
た、ｔ＝ｔ４で共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘−’
に変わると、第２スイッチング素子Ｑ2 を通じて電流が
流れはじめる。この区間でも共振回路３４にエネルギー
が蓄積される状態をパワリングモードとする。ＺＶＳ制
御装置２の制御信号駆動器１２０は、制御トランスフォ
ーマ３１により極性が変わるようになり、ダイオードＤ
2 ，Ｄ20を通じて誘導入力電流を制御電源部３のキャパ
シターＣＷ3 （図１０）を充電させる。ｔ＝ｔ５で制御
信号駆動器のトランジスタＴＲ16をオンし、トランジス
タＴＲ15をオフさせれば第２スイッチング素子Ｑ2 がオ
フされ再び主電力装置１のキャパシターＣF1，ＣF2を充
放電する。ｔ＝ｔ６でキャパシターＣF2がＶｄｄまで充
電すれば、キャパシターＣF1に逆並列ダイオードＤF1が
導通するようになり、共振回路３４のエネルギーを電源
Ｖｄｄに回生させる。第１スイッチング素子Ｑ1 が零電
圧スイッチングをするためにはｔ＝ｔ７で制御信号駆動
器１２０のトランジスタＴＲ13がオンさせるべきであ
る。しかしながら、これらトランジスタＴＲ13，ＴＲ16
がオンされても共振電流ｉｒの方向が‘−’なので、ｔ
＝ｔ８になるまで共振電流ｉｒは第１スイッチング素子
Ｑ1 を逆に流れる。したがって、共振電流のエネルギー
を電源に回生させる。この際、制御電源部３のキャパシ
ターＣＷ3 を放電させる。以上のようにｔ＝０からｔ＝
８までを繰り返しながら、共振型コンバーター３０とＺ
ＶＳ制御装置２が動作する。以上のような動作を簡単に
すれば次の表１の通りである。
ら‘−’に変わると、ｔ３＜ｔ＜ｔ４区間で駆動信号と
共振電流の位相差によりダイオードＤF2の導通時間と第
２スイッチング素子Ｑ2 を逆に流れる時間が定まる。ま
た、ｔ＝ｔ４で共振電流ｉｒの方向が‘＋’から‘−’
に変わると、第２スイッチング素子Ｑ2 を通じて電流が
流れはじめる。この区間でも共振回路３４にエネルギー
が蓄積される状態をパワリングモードとする。ＺＶＳ制
御装置２の制御信号駆動器１２０は、制御トランスフォ
ーマ３１により極性が変わるようになり、ダイオードＤ
2 ，Ｄ20を通じて誘導入力電流を制御電源部３のキャパ
シターＣＷ3 （図１０）を充電させる。ｔ＝ｔ５で制御
信号駆動器のトランジスタＴＲ16をオンし、トランジス
タＴＲ15をオフさせれば第２スイッチング素子Ｑ2 がオ
フされ再び主電力装置１のキャパシターＣF1，ＣF2を充
放電する。ｔ＝ｔ６でキャパシターＣF2がＶｄｄまで充
電すれば、キャパシターＣF1に逆並列ダイオードＤF1が
導通するようになり、共振回路３４のエネルギーを電源
Ｖｄｄに回生させる。第１スイッチング素子Ｑ1 が零電
圧スイッチングをするためにはｔ＝ｔ７で制御信号駆動
器１２０のトランジスタＴＲ13がオンさせるべきであ
る。しかしながら、これらトランジスタＴＲ13，ＴＲ16
がオンされても共振電流ｉｒの方向が‘−’なので、ｔ
＝ｔ８になるまで共振電流ｉｒは第１スイッチング素子
Ｑ1 を逆に流れる。したがって、共振電流のエネルギー
を電源に回生させる。この際、制御電源部３のキャパシ
ターＣＷ3 を放電させる。以上のようにｔ＝０からｔ＝
８までを繰り返しながら、共振型コンバーター３０とＺ
ＶＳ制御装置２が動作する。以上のような動作を簡単に
すれば次の表１の通りである。
【００７２】
【表１】
【００７３】前記表１のようにスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 の両端間の電圧が零電圧で駆動信号に応じてスイッ
チングするため、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 による熱
損失がほぼないので、別の放熱板が不要である。すなわ
ち、図９Ａないし図９Ｆに示したようにドレイン電圧と
電流が重なる領域がないため、スイッチング素子に自体
に消耗されるエネルギーがなくて非常に効率的である。
また、図９Ａのようにスイッチング素子の両端間の電圧
がキャパシターの充放電により緩慢に上昇し、下降して
高調波による雑音が非常に少なくて優れたＥＭＩ効果が
ある。
Ｑ2 の両端間の電圧が零電圧で駆動信号に応じてスイッ
チングするため、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 による熱
損失がほぼないので、別の放熱板が不要である。すなわ
ち、図９Ａないし図９Ｆに示したようにドレイン電圧と
電流が重なる領域がないため、スイッチング素子に自体
に消耗されるエネルギーがなくて非常に効率的である。
また、図９Ａのようにスイッチング素子の両端間の電圧
がキャパシターの充放電により緩慢に上昇し、下降して
高調波による雑音が非常に少なくて優れたＥＭＩ効果が
ある。
【００７４】図１０は、図３の制御電源部を示した回路
図であり、ＵＶＬＯ回路５０と制御電源供給器６０とを
具備して整流器２０から入力した直流電圧Ｖｄｄを作動
電圧Ｖｃｃに変換してＺＶＳ制御装置２に提供する。交
流入力電圧からダイオード（図示せず）で構成された整
流器２０を経てＤＣリンクに直流電圧Ｖｄｄが印加され
れば、入力端子５１を通じて抵抗ＷＲ1 を経てキャパシ
ターＣＷ3 を充電させる。この際流れる電流によりキャ
パシターＣＷ3 は一定した勾配を持って上昇する。キャ
パシターＣＷ3 の電圧が比較器Ｕ７Ａの基準電圧Ｖｒｅ
ｆ４に達すればロックアウト状態が解除されながら、Ｚ
ＶＳ制御装置２の電源Ｖｃｃに電圧が印加される。一
方、共振型コンバーター３０が動作を始め共振電流がＺ
ＶＳ制御装置２に回生され始めると制御信号駆動器１２
０の抵抗ＷＲ3 を経て端子５２に回生された電流が流入
されキャパシターＣＷ3 を充電することにより、このエ
ネルギーをＺＶＳ制御装置２の電源として利用する。も
し、保護回路部７の制御で制御信号駆動部１２０がシャ
ットダウンされ、駆動信号の出力がなくなると、共振型
コンバーター３０から越えてくる誘導電流がなくなり、
キャパシターＣＷ3 の電圧はＵＶＬＯ回路５０のヒステ
リシス幅ほど落ちる。キャパシターＣＷ3 の電圧が基準
電圧Ｖｒｅｆ４以下に落ちると、比較器Ｕ７Ａによりロ
ックアウト状態となり電源を供給できなくなるため、端
子５３を通じて負荷状態検出回路１６０にシャットダウ
ン信号を送りＵＶＬＯ回路５０と過熱保護回路１４０を
除いた全ての回路が動作を停止する。したがって、ＵＶ
ＬＯ回路５０は、抵抗ＷＲ1 を通じて再び電流をキャパ
シターＣＷ3 に充電し、キャパシターＣＷ3 の電圧が比
較器Ｕ７Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ４に達すると、ロックア
ウト状態が解除され、ＺＶＳ制御装置２に電源を供給す
る。ここで、シンボルＲ41〜Ｒ48は電圧分配抵抗で、Ｕ
６Ａはインバーターで、ＴＲ17−ＴＲ18はトランジスタ
で、Ｄ16はツェナーダイオードで、Ｕ１はＵＶＬＯ回路
である。
図であり、ＵＶＬＯ回路５０と制御電源供給器６０とを
具備して整流器２０から入力した直流電圧Ｖｄｄを作動
電圧Ｖｃｃに変換してＺＶＳ制御装置２に提供する。交
流入力電圧からダイオード（図示せず）で構成された整
流器２０を経てＤＣリンクに直流電圧Ｖｄｄが印加され
れば、入力端子５１を通じて抵抗ＷＲ1 を経てキャパシ
ターＣＷ3 を充電させる。この際流れる電流によりキャ
パシターＣＷ3 は一定した勾配を持って上昇する。キャ
パシターＣＷ3 の電圧が比較器Ｕ７Ａの基準電圧Ｖｒｅ
ｆ４に達すればロックアウト状態が解除されながら、Ｚ
ＶＳ制御装置２の電源Ｖｃｃに電圧が印加される。一
方、共振型コンバーター３０が動作を始め共振電流がＺ
ＶＳ制御装置２に回生され始めると制御信号駆動器１２
０の抵抗ＷＲ3 を経て端子５２に回生された電流が流入
されキャパシターＣＷ3 を充電することにより、このエ
ネルギーをＺＶＳ制御装置２の電源として利用する。も
し、保護回路部７の制御で制御信号駆動部１２０がシャ
ットダウンされ、駆動信号の出力がなくなると、共振型
コンバーター３０から越えてくる誘導電流がなくなり、
キャパシターＣＷ3 の電圧はＵＶＬＯ回路５０のヒステ
リシス幅ほど落ちる。キャパシターＣＷ3 の電圧が基準
電圧Ｖｒｅｆ４以下に落ちると、比較器Ｕ７Ａによりロ
ックアウト状態となり電源を供給できなくなるため、端
子５３を通じて負荷状態検出回路１６０にシャットダウ
ン信号を送りＵＶＬＯ回路５０と過熱保護回路１４０を
除いた全ての回路が動作を停止する。したがって、ＵＶ
ＬＯ回路５０は、抵抗ＷＲ1 を通じて再び電流をキャパ
シターＣＷ3 に充電し、キャパシターＣＷ3 の電圧が比
較器Ｕ７Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ４に達すると、ロックア
ウト状態が解除され、ＺＶＳ制御装置２に電源を供給す
る。ここで、シンボルＲ41〜Ｒ48は電圧分配抵抗で、Ｕ
６Ａはインバーターで、ＴＲ17−ＴＲ18はトランジスタ
で、Ｄ16はツェナーダイオードで、Ｕ１はＵＶＬＯ回路
である。
【００７５】図１１は、図３の電力制御部４を示した回
路図であり、電力制御回路７０、照光回路８０およびア
ナログスイッチ９０を具備して交流入力電圧および負荷
の変動に対して全体システムが安定に動作するように制
御する。交流入力が変わる場合端子７２を通じて入力さ
れる直流リンク電圧Ｖｄｄを前方向制御機能により制御
してアナログスイッチ９０に出力し、負荷が変わる場合
には端子７３を通じて負荷状態感知回路１６０から負荷
に対する情報をトランジスタＴＲ29を経て入力し、端子
７１を通じて共振型コンバーター３０に流れる電流を検
出する抵抗ＷＲ2 に流れる電流を入力して全体システム
を安定化する。すなわち、共振型コンバーター３０の直
流リンク電圧Ｖｄｄを端子７２に入力し、共振型コンバ
ーター３０と制御装置２との間に連結されている電流感
知抵抗ＷＲ2 に流れる電流の平均値を端子７１に入力し
て比較器Ｕ１７Ａ，Ｕ１７Ｂを経て乗算器Ｕ１６を通じ
て乗算したのち、この値を利用して負荷状態感知回路１
６０から端子７３を通じて入力した負荷状態により負荷
電力が基準電力と同様になるように共振型コンバーター
３０のスイッチング周波数Ｆｓを調節する。ここで、電
力制御回路７０は端子７４を通じてアナログスイッチ９
０に制御信号を出力する。スイッチング周波数Ｆｓは、
電力制御回路７０のエラー増幅器Ｕ１５Ａの増幅度によ
りのこぎり波信号発生回路１１０に送られる電流量が可
変されることにより、のこぎり波発振周波数Ｆｓｗが変
わることにより調整される。電力制御回路７０は、全体
システムが起動時ソフトスタート回路１００の動作によ
り正常動作時より高い周波数で駆動するため、システム
の出力電圧が非常に低い。したがって、ソフトスタート
時には電力制御が動作されないようにソフトスタート回
路１００からディスエーブル信号を端子８１に入力して
トランジスタＴＲ26を駆動して電力制御動作を一時中止
する。すなわち、ソフトスタート回路１００が動作する
間に電力制御回路７０は動作できなくする。ソフトスタ
ート回路１００の動作が終わる時点でイネーブル信号を
入力して再び電力制御動作する。ここで、シンボルＲX
は抵抗、ＤX はダイオード、ＶＡＲX は可変抵抗器、Ｔ
ＲX はトランジスタ、ＢＣX （Ｘはサブスクリプト番
号）はキャパシターを示す。
路図であり、電力制御回路７０、照光回路８０およびア
ナログスイッチ９０を具備して交流入力電圧および負荷
の変動に対して全体システムが安定に動作するように制
御する。交流入力が変わる場合端子７２を通じて入力さ
れる直流リンク電圧Ｖｄｄを前方向制御機能により制御
してアナログスイッチ９０に出力し、負荷が変わる場合
には端子７３を通じて負荷状態感知回路１６０から負荷
に対する情報をトランジスタＴＲ29を経て入力し、端子
７１を通じて共振型コンバーター３０に流れる電流を検
出する抵抗ＷＲ2 に流れる電流を入力して全体システム
を安定化する。すなわち、共振型コンバーター３０の直
流リンク電圧Ｖｄｄを端子７２に入力し、共振型コンバ
ーター３０と制御装置２との間に連結されている電流感
知抵抗ＷＲ2 に流れる電流の平均値を端子７１に入力し
て比較器Ｕ１７Ａ，Ｕ１７Ｂを経て乗算器Ｕ１６を通じ
て乗算したのち、この値を利用して負荷状態感知回路１
６０から端子７３を通じて入力した負荷状態により負荷
電力が基準電力と同様になるように共振型コンバーター
３０のスイッチング周波数Ｆｓを調節する。ここで、電
力制御回路７０は端子７４を通じてアナログスイッチ９
０に制御信号を出力する。スイッチング周波数Ｆｓは、
電力制御回路７０のエラー増幅器Ｕ１５Ａの増幅度によ
りのこぎり波信号発生回路１１０に送られる電流量が可
変されることにより、のこぎり波発振周波数Ｆｓｗが変
わることにより調整される。電力制御回路７０は、全体
システムが起動時ソフトスタート回路１００の動作によ
り正常動作時より高い周波数で駆動するため、システム
の出力電圧が非常に低い。したがって、ソフトスタート
時には電力制御が動作されないようにソフトスタート回
路１００からディスエーブル信号を端子８１に入力して
トランジスタＴＲ26を駆動して電力制御動作を一時中止
する。すなわち、ソフトスタート回路１００が動作する
間に電力制御回路７０は動作できなくする。ソフトスタ
ート回路１００の動作が終わる時点でイネーブル信号を
入力して再び電力制御動作する。ここで、シンボルＲX
は抵抗、ＤX はダイオード、ＶＡＲX は可変抵抗器、Ｔ
ＲX はトランジスタ、ＢＣX （Ｘはサブスクリプト番
号）はキャパシターを示す。
【００７６】照光回路８０は、周囲環境の照度を外部に
露出されるように設けられた照度検出器で検出して放電
灯の光出力を一定に制御するための回路である。すなわ
ち、周囲環境の照度が高ければ光出力を低くし、照度が
低ければ光出力を高く制御して周囲環境に合う最適の光
出力を維持するようにアナログスイッチ９０に制御電流
を出力する。
露出されるように設けられた照度検出器で検出して放電
灯の光出力を一定に制御するための回路である。すなわ
ち、周囲環境の照度が高ければ光出力を低くし、照度が
低ければ光出力を高く制御して周囲環境に合う最適の光
出力を維持するようにアナログスイッチ９０に制御電流
を出力する。
【００７７】したがって、採光条件の変化豊かな所に本
発明を適用すれば、適切な照光を維持しながらエネルギ
ーが節約できる。アナログスイッチ９０は、正常状態で
は端子９３を通じて電力制御回路７０の出力端子７４を
通じて入力され照光回路８０の制御電流を端子９２を通
じてのこぎり波信号発生回路１１０に出力してしてか
ら、端子９１を通じてブラウンアウト回路８から遮断信
号が来れば制御電流を遮断する。
発明を適用すれば、適切な照光を維持しながらエネルギ
ーが節約できる。アナログスイッチ９０は、正常状態で
は端子９３を通じて電力制御回路７０の出力端子７４を
通じて入力され照光回路８０の制御電流を端子９２を通
じてのこぎり波信号発生回路１１０に出力してしてか
ら、端子９１を通じてブラウンアウト回路８から遮断信
号が来れば制御電流を遮断する。
【００７８】図１２は、図３の零電圧スイッチング保障
回路を示した回路図であり、共振型コンバーター３０か
らＺＶＳ制御装置２に誘導される電流を検出してスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が常に零電圧スイッチングをする
ようにのこぎり波の発振周波数Ｆｓｗを制御する。すな
わち、共振型コンバーター３０のＤＣリンク電圧Ｖｄｄ
が正常状態より相当低い場合、あるいは交流入力が低い
場合には一定した入力電力を維持するように第１、第２
スイッチング部３２，３３のスイッチング周波数を自然
共振周波数より些か高い周波数で動作されるようにして
負荷４０に流れる共振電流の量を増す。このようなスイ
ッチング周波数でスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 を動作さ
せる場合には、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に並列に連
結されたキャパシターＣF1，ＣF2の充放電時間が十分で
なくてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が零電圧スイッチン
グをできなくなる場合が発生されうる。よって、この際
電流感知抵抗ＷＲ2 に流れる電流量を検出して端子６１
に入力し、この入力を基準電圧と比較器Ｕ７Ｂで比較し
てのこぎり波信号発生回路１１０の比較器Ｕ３の非反転
端子（＋）に端子６４を通じて連結する。のこぎり波信
号発生回路１１０は、のこぎり波の発振周波数を増加さ
せることにより、零電圧スイッチング動作を満足させう
るように駆動信号のデッドタイムを相対的に長くする。
端子６２を通じてはソフトスタート回路１００から制御
信号を入力し、端子６３を通じて制御信号駆動器１２０
からＺＶＳイネーブル信号を入力して零電圧スイッチン
グ保障回路６の出力タイミングを制御する。シンボルＲ
X は抵抗で、ＴＲX はトランジスタで、ＢＣX はキャパ
シターで、Ｕ９Ｂ，Ｕ９Ｃ，Ｕ９Ｄはナンドゲート、Ｖ
ＡＲX は可変抵抗（Ｘは添字）で、Ｕ10は増幅器であ
る。
回路を示した回路図であり、共振型コンバーター３０か
らＺＶＳ制御装置２に誘導される電流を検出してスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が常に零電圧スイッチングをする
ようにのこぎり波の発振周波数Ｆｓｗを制御する。すな
わち、共振型コンバーター３０のＤＣリンク電圧Ｖｄｄ
が正常状態より相当低い場合、あるいは交流入力が低い
場合には一定した入力電力を維持するように第１、第２
スイッチング部３２，３３のスイッチング周波数を自然
共振周波数より些か高い周波数で動作されるようにして
負荷４０に流れる共振電流の量を増す。このようなスイ
ッチング周波数でスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 を動作さ
せる場合には、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に並列に連
結されたキャパシターＣF1，ＣF2の充放電時間が十分で
なくてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が零電圧スイッチン
グをできなくなる場合が発生されうる。よって、この際
電流感知抵抗ＷＲ2 に流れる電流量を検出して端子６１
に入力し、この入力を基準電圧と比較器Ｕ７Ｂで比較し
てのこぎり波信号発生回路１１０の比較器Ｕ３の非反転
端子（＋）に端子６４を通じて連結する。のこぎり波信
号発生回路１１０は、のこぎり波の発振周波数を増加さ
せることにより、零電圧スイッチング動作を満足させう
るように駆動信号のデッドタイムを相対的に長くする。
端子６２を通じてはソフトスタート回路１００から制御
信号を入力し、端子６３を通じて制御信号駆動器１２０
からＺＶＳイネーブル信号を入力して零電圧スイッチン
グ保障回路６の出力タイミングを制御する。シンボルＲ
X は抵抗で、ＴＲX はトランジスタで、ＢＣX はキャパ
シターで、Ｕ９Ｂ，Ｕ９Ｃ，Ｕ９Ｄはナンドゲート、Ｖ
ＡＲX は可変抵抗（Ｘは添字）で、Ｕ10は増幅器であ
る。
【００７９】図１３Ａ〜１３Ｄは、図１２の装置の動作
波形を示した波形図であり、図１３Ａは、共振型コンバ
ーター３０から抵抗ＷＲ3 を通じて端子６１に流入され
る電流の波形を示し、点線は比較器Ｕ７Ｂの反転端子の
基準電圧を示す。図１３Ｂは、比較器Ｕ７Ｂの出力であ
り図１３Ａの入力が基準電圧ＶREF より低ければ“ハ
イ”となることを示す。図１３Ｃは、端子６３を通じて
制御信号駆動器１２０から入力されるＺＶＳイネーブル
信号を示したものであり、波形のハイ区間ほどのこぎり
波発生回路を遅延させデッドタイムを延ばして共振型コ
ンバーターのキャパシターＣF1，ＣF2が十分に放電され
両端間に零電圧となることを保障する。図１３Ｄは、の
こぎり波発生回路の出力でありＺＶＳ保障回路６から入
力される信号により遅延されて現れることが分かる。
波形を示した波形図であり、図１３Ａは、共振型コンバ
ーター３０から抵抗ＷＲ3 を通じて端子６１に流入され
る電流の波形を示し、点線は比較器Ｕ７Ｂの反転端子の
基準電圧を示す。図１３Ｂは、比較器Ｕ７Ｂの出力であ
り図１３Ａの入力が基準電圧ＶREF より低ければ“ハ
イ”となることを示す。図１３Ｃは、端子６３を通じて
制御信号駆動器１２０から入力されるＺＶＳイネーブル
信号を示したものであり、波形のハイ区間ほどのこぎり
波発生回路を遅延させデッドタイムを延ばして共振型コ
ンバーターのキャパシターＣF1，ＣF2が十分に放電され
両端間に零電圧となることを保障する。図１３Ｄは、の
こぎり波発生回路の出力でありＺＶＳ保障回路６から入
力される信号により遅延されて現れることが分かる。
【００８０】図１４は、図３の入力電圧制限回路１３０
とブラウン回路８を示した回路図であり、交流入力電圧
が商用電圧より相当低かったり高くなったりする場合に
全体システムが不安定に動作するおそれがあるため、制
御回路をシャットダウンする。
とブラウン回路８を示した回路図であり、交流入力電圧
が商用電圧より相当低かったり高くなったりする場合に
全体システムが不安定に動作するおそれがあるため、制
御回路をシャットダウンする。
【００８１】すなわち、入力電圧制御回路１３０は、端
子１３１を通じてＶｄｄを入力して２つの比較器Ｕ１３
Ａ，Ｕ１３Ｂを利用して過電圧と過電流を検出して端子
１３２と端子１３３を通じてシャットダウン信号をソフ
トスタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力す
る。ブラウンアウト回路８は、省エネルギーのために故
意に入力電圧を低くする場合にこれを感知して端子８１
を通じてアナログスイッチ９０を遮断し、のこぎり波信
号発生回路１１０に一定した電流を出力する。シンボル
ＲX は抵抗で、ＴＲX はトランジスタで、Ｕ１２Ｂは比
較器である。
子１３１を通じてＶｄｄを入力して２つの比較器Ｕ１３
Ａ，Ｕ１３Ｂを利用して過電圧と過電流を検出して端子
１３２と端子１３３を通じてシャットダウン信号をソフ
トスタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力す
る。ブラウンアウト回路８は、省エネルギーのために故
意に入力電圧を低くする場合にこれを感知して端子８１
を通じてアナログスイッチ９０を遮断し、のこぎり波信
号発生回路１１０に一定した電流を出力する。シンボル
ＲX は抵抗で、ＴＲX はトランジスタで、Ｕ１２Ｂは比
較器である。
【００８２】図１５は、図３の負荷状態感知回路１６０
を示した回路図であり、共振インダクターＬr1，Ｌr2に
流れる共振電流ｉｒを感知して負荷状態を感知する。す
なわち、端子１６１と端子１６２を通じて共振型コンバ
ーターの共振インダクターＬr1，Ｌr2から誘導される電
流を感知してランプ装着、点灯有無、正常負荷識別およ
びランプの寿命末期を検出して電力制御回路７０、ソフ
トスタート回路１００、制御信号駆動器１２０および共
振型コンバーター３０に出力する。端子１６３を通じて
ソフトスタート回路１００から制御信号を入力し、端子
１６６を通じてＰＯＲ信号を入力し無負荷の場合シャッ
トダウン信号を端子１６４と端子１６５を通じてソフト
スタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力し、
この際ＤフリップフロップＵ１９Ａにより負荷状態感知
回路がラッチアップ状態となる。再びシステムが正常と
なると、制御装置のソフトスタート回路１００から電源
オンリセットＰＯＲにより制御装置可動を始める。ラン
プが点灯されていない場合には負荷状態感知回路１６０
は、制御信号駆動器１２０を端子１６８と端子１６９を
通じてシャットダウンしたのち、ソフトスタート回路１
００から駆動信号を受け制御信号駆動器１２０を再スタ
ートする。また、ランプが一灯又は二灯の場合を識別し
てこの情報を電力制御回路７０に出力することにより、
システムを安定に動作させる。一方、それぞれのランプ
の寿命状態を感知して寿命末期になった場合、寿命末期
になったランプに負荷電流が流れないように端子１７０
と端子１７１を通じて共振型コンバーターのスイッチＳ
Ｗ1 ，ＳＷ2 を制御することにより、全体システムが安
定に動作し、エネルギーも節約できる。端子１６７を通
じて電力制御回路７０に負荷状態を伝達する。また、こ
のような負荷の状態は実験的なデータにより算出した基
準電圧Ｖｒｅｆ１０，Ｖｒｅｆ１１，Ｖｒｅｆ１２と比
較して負荷状態による適切な制御を遂行できる。ここ
で、Ｕ２２Ｃ，Ｕ２２Ｄ，Ｕ２５Ａ〜Ｄは比較器で、Ｕ
２３Ａ，Ｕ２４Ｃ，Ｕ２４Ｄ，Ｕ２４Ｅはエンドゲー
ト、Ｕ２４Ａ，２４ＢはそれぞれＸＮＯＲゲートおよび
ＸＯＲゲートで、Ｘ１６Ｂ，Ｘ１６Ｃはスイッチで、Ｕ
２６Ａ，Ｕ２６ＢはＤフリップフロップである。
を示した回路図であり、共振インダクターＬr1，Ｌr2に
流れる共振電流ｉｒを感知して負荷状態を感知する。す
なわち、端子１６１と端子１６２を通じて共振型コンバ
ーターの共振インダクターＬr1，Ｌr2から誘導される電
流を感知してランプ装着、点灯有無、正常負荷識別およ
びランプの寿命末期を検出して電力制御回路７０、ソフ
トスタート回路１００、制御信号駆動器１２０および共
振型コンバーター３０に出力する。端子１６３を通じて
ソフトスタート回路１００から制御信号を入力し、端子
１６６を通じてＰＯＲ信号を入力し無負荷の場合シャッ
トダウン信号を端子１６４と端子１６５を通じてソフト
スタート回路１００と制御信号駆動器１２０に出力し、
この際ＤフリップフロップＵ１９Ａにより負荷状態感知
回路がラッチアップ状態となる。再びシステムが正常と
なると、制御装置のソフトスタート回路１００から電源
オンリセットＰＯＲにより制御装置可動を始める。ラン
プが点灯されていない場合には負荷状態感知回路１６０
は、制御信号駆動器１２０を端子１６８と端子１６９を
通じてシャットダウンしたのち、ソフトスタート回路１
００から駆動信号を受け制御信号駆動器１２０を再スタ
ートする。また、ランプが一灯又は二灯の場合を識別し
てこの情報を電力制御回路７０に出力することにより、
システムを安定に動作させる。一方、それぞれのランプ
の寿命状態を感知して寿命末期になった場合、寿命末期
になったランプに負荷電流が流れないように端子１７０
と端子１７１を通じて共振型コンバーターのスイッチＳ
Ｗ1 ，ＳＷ2 を制御することにより、全体システムが安
定に動作し、エネルギーも節約できる。端子１６７を通
じて電力制御回路７０に負荷状態を伝達する。また、こ
のような負荷の状態は実験的なデータにより算出した基
準電圧Ｖｒｅｆ１０，Ｖｒｅｆ１１，Ｖｒｅｆ１２と比
較して負荷状態による適切な制御を遂行できる。ここ
で、Ｕ２２Ｃ，Ｕ２２Ｄ，Ｕ２５Ａ〜Ｄは比較器で、Ｕ
２３Ａ，Ｕ２４Ｃ，Ｕ２４Ｄ，Ｕ２４Ｅはエンドゲー
ト、Ｕ２４Ａ，２４ＢはそれぞれＸＮＯＲゲートおよび
ＸＯＲゲートで、Ｘ１６Ｂ，Ｘ１６Ｃはスイッチで、Ｕ
２６Ａ，Ｕ２６ＢはＤフリップフロップである。
【００８３】図１６は、図３の過熱保護回路１４０を示
した回路図であり、外部に温度検出用のダイオードＴＲ
22を設けてスイッチング素子の温度を感知して過熱時制
御回路をシャットダウンさせる。すなわち、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 （図４）の温度が上昇して損なわれる
ことを防止するために、温度検出用のダイオードＴＲ22
をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の近所に位置させ、ダイ
オードの温度変化による電圧特性で温度を検出し、もし
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が一定の基準温度以上に上
昇すれば、比較器Ｕ１２Ａにより端子１４２を通じてソ
フトスタート回路１００と制御信号駆動器１２０にシャ
ットダウン信号を出力する。保護状態下で比較器Ｕ１２
Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ６を変化させ初期の基準温度より
も更に低い温度に基準温度を設定して、スイッチング素
子が基準温度以下に落ちなければ制御回路が正常に動作
しないようにする。また、負荷が蛍光ランプのような放
電灯の場合、ランプの周囲温度が零下の低温の時、低温
状態で初期放電突入電流によりランプの寿命に致命的な
影響をおよぼすため、これを防止するためにランプのフ
ィラメントを十分に予熱させる機能もある。すなわち、
低温状態ではトランジスタＴＲ21のコレクターをソフト
スタート回路１００の抵抗Ｒ5 とトランジスタＴＲ1 の
エミッターの間に端子１４１を通じて接続し、ソフトス
タート時間を決定するキャパシターＣＷ1 に流れ込む電
流量を少なくし予熱時間を長くすることにより、低温状
態での初期放電突入電流の問題を解決する。ここで、Ｒ
X は抵抗、ＴＲX はトランジスタ、Ｖｒｅｆ６は基準電
圧、Ｕ１１Ａ，Ｕ１１Ｂは比較器である。
した回路図であり、外部に温度検出用のダイオードＴＲ
22を設けてスイッチング素子の温度を感知して過熱時制
御回路をシャットダウンさせる。すなわち、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 （図４）の温度が上昇して損なわれる
ことを防止するために、温度検出用のダイオードＴＲ22
をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の近所に位置させ、ダイ
オードの温度変化による電圧特性で温度を検出し、もし
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が一定の基準温度以上に上
昇すれば、比較器Ｕ１２Ａにより端子１４２を通じてソ
フトスタート回路１００と制御信号駆動器１２０にシャ
ットダウン信号を出力する。保護状態下で比較器Ｕ１２
Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ６を変化させ初期の基準温度より
も更に低い温度に基準温度を設定して、スイッチング素
子が基準温度以下に落ちなければ制御回路が正常に動作
しないようにする。また、負荷が蛍光ランプのような放
電灯の場合、ランプの周囲温度が零下の低温の時、低温
状態で初期放電突入電流によりランプの寿命に致命的な
影響をおよぼすため、これを防止するためにランプのフ
ィラメントを十分に予熱させる機能もある。すなわち、
低温状態ではトランジスタＴＲ21のコレクターをソフト
スタート回路１００の抵抗Ｒ5 とトランジスタＴＲ1 の
エミッターの間に端子１４１を通じて接続し、ソフトス
タート時間を決定するキャパシターＣＷ1 に流れ込む電
流量を少なくし予熱時間を長くすることにより、低温状
態での初期放電突入電流の問題を解決する。ここで、Ｒ
X は抵抗、ＴＲX はトランジスタ、Ｖｒｅｆ６は基準電
圧、Ｕ１１Ａ，Ｕ１１Ｂは比較器である。
【００８４】図１７は、図３の過電流保護回路１５０を
示した回路図であり、共振型コンバーター３０とＺＶＳ
制御装置２に流れる電流を抵抗ＷＲ2 と端子１５１を通
じて比較器Ｕ１８Ａに入力してＤフリップフロップＵ１
９Ｂを経てスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に過電流が流れ
ることを検出して端子１５３を通じて出力する。
示した回路図であり、共振型コンバーター３０とＺＶＳ
制御装置２に流れる電流を抵抗ＷＲ2 と端子１５１を通
じて比較器Ｕ１８Ａに入力してＤフリップフロップＵ１
９Ｂを経てスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に過電流が流れ
ることを検出して端子１５３を通じて出力する。
【００８５】すなわち、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に
流れる過電流を防止するために、共振型コンバーター３
０とＺＶＳ制御装置２の間に電流感知抵抗ＷＲ2 を挿入
して電流の辺器値を比較器Ｕ１８Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ
５と比較して基準電圧Ｖｒｅｆ５以上になる場合端子１
５３を通じてシャットダウン信号をソフトスタート回路
１００と制御信号駆動器１２０に出力する。一旦、シャ
ットダウン信号を出力すれば、フリップフロップＵ１９
Ｂによりラッチアップされ過電流条件が遮断されてもシ
ャットダウン状態を保ち続ける。したがって、シャット
ダウン動作により共振型コンバーター３０の動作が止ま
るようになりＺＶＳ制御装置２に誘導される電流がない
ためキャパシターＣＷ3 の電圧が落ち制御回路がロック
アウトされる。再び制御回路が正常に回復されＵＶＬＯ
回路５０がロックアウトを解除しながら端子１５２を通
じてラッチアップされた信号をリセットすれば制御回路
のシャットダウン状態が解除され、バイアスがかかって
共振型コンバーター３０は再び動作する。ここで、ＲX
は抵抗を示す。
流れる過電流を防止するために、共振型コンバーター３
０とＺＶＳ制御装置２の間に電流感知抵抗ＷＲ2 を挿入
して電流の辺器値を比較器Ｕ１８Ａの基準電圧Ｖｒｅｆ
５と比較して基準電圧Ｖｒｅｆ５以上になる場合端子１
５３を通じてシャットダウン信号をソフトスタート回路
１００と制御信号駆動器１２０に出力する。一旦、シャ
ットダウン信号を出力すれば、フリップフロップＵ１９
Ｂによりラッチアップされ過電流条件が遮断されてもシ
ャットダウン状態を保ち続ける。したがって、シャット
ダウン動作により共振型コンバーター３０の動作が止ま
るようになりＺＶＳ制御装置２に誘導される電流がない
ためキャパシターＣＷ3 の電圧が落ち制御回路がロック
アウトされる。再び制御回路が正常に回復されＵＶＬＯ
回路５０がロックアウトを解除しながら端子１５２を通
じてラッチアップされた信号をリセットすれば制御回路
のシャットダウン状態が解除され、バイアスがかかって
共振型コンバーター３０は再び動作する。ここで、ＲX
は抵抗を示す。
【００８６】図１８は、本発明による共振型コンバータ
ーとＺＶＳ制御装置の他の実施例を示したブロック図で
あり、ＡＣ整流装置２１０と共振型コンバーター装置２
２０とＺＶＳ制御装置２３０とから構成されているた
め、商用電源ＡＣが印加されれば負荷２２７に安定され
た電源が供給できる。
ーとＺＶＳ制御装置の他の実施例を示したブロック図で
あり、ＡＣ整流装置２１０と共振型コンバーター装置２
２０とＺＶＳ制御装置２３０とから構成されているた
め、商用電源ＡＣが印加されれば負荷２２７に安定され
た電源が供給できる。
【００８７】ＡＣ整流装置２１０は、外部コンセント
（図示せず）から商用電源（通常１１０／２２０ＶＡ
Ｃ，６０Ｈｚ）を入力してフルーブリッジダイオード２
１１と入力キャパシターＣb を通じて直流電源に変換し
て共振型コンバーター２２０に出力する。
（図示せず）から商用電源（通常１１０／２２０ＶＡ
Ｃ，６０Ｈｚ）を入力してフルーブリッジダイオード２
１１と入力キャパシターＣb を通じて直流電源に変換し
て共振型コンバーター２２０に出力する。
【００８８】共振型コンバーター２２０は、制御トラン
スフォーマ２２１と、第１スイッチング部２２２と、第
２スイッチング部２２３と、共振部２２４、および電源
伝達部２２５とから構成され、ＡＣ整流装置２１１から
入力された直流電圧をＺＶＳ制御装置２３０の制御によ
りスイッチング周波数Ｆｓでスイッチングして安定した
電源を負荷２２７に提供する。制御トランスフォーマ２
２１は、ＺＶＳ制御装置２３０の出力に連結される制御
巻線と、第１スイッチング部２２２に連結される第１ス
イッチング巻線と、第２スイッチング部２２３に連結さ
れる第２スイッチング巻線、および共振部２２４に連結
される誘導巻線とから構成され、第１スイッチング巻線
と第２スイッチング巻線は常に互いに反対極性が誘導さ
れるように巻かれている。第１スイッチング部２２２
は、制御トランスフォーマ２２１の第１スイッチング巻
線にゲートが連結される電界効果トランジスタＦＥＴ
（Ｑ1）とＦＥＴＱ1 のドレインとソースの両端に並列
に連結されるダイオードＤF1とキャパシターＣF1とで構
成され、第２スイッチング部２２３は、制御トランスフ
ォーマ２２１の第２スイッチング巻線にゲートが連結さ
れるＦＥＴＱ2 とＦＥＴＱ2 のドレインとソースの両端
に並列に連結されるダイオードＤF2とキャパシターＣF2
とで構成され、共振部２２４は、一方が第１スイッチン
グ部２２２と第２スイッチング部２２３の共通点に連結
される誘導巻線と誘導巻線の他方に直列に連結される共
振コイルＬr と共振キャパシターＣr と、共振キャパシ
ターＣr と第１スイッチング部２２２の間に並列に連結
されるキャパシターＣF3およびダイオードＤF3、および
共振キャパシターＣr と第２スイッチング部２２３の間
に並列に連結されるキャパシターＣF4およびダイオード
ＤF4とから構成される。電源伝達部２２５は、共振キャ
パシターＣr に並列に１次巻線が連結され、２次巻線の
中間タップが電源接地に連結される電源伝達トランスフ
ォーマと、電源伝達トランスフォーマの２次巻線の両端
にそれぞれ連結されるダイオードＤF5，ＤF6と、ダイオ
ードＤF5，ＤF6と電源接地の間に連結される負荷２２７
と、負荷２２７に並列に連結されるキャパシターＣF5、
およびキャパシターＣF5の両端に互いに直列に連結され
る抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とから構成される。
スフォーマ２２１と、第１スイッチング部２２２と、第
２スイッチング部２２３と、共振部２２４、および電源
伝達部２２５とから構成され、ＡＣ整流装置２１１から
入力された直流電圧をＺＶＳ制御装置２３０の制御によ
りスイッチング周波数Ｆｓでスイッチングして安定した
電源を負荷２２７に提供する。制御トランスフォーマ２
２１は、ＺＶＳ制御装置２３０の出力に連結される制御
巻線と、第１スイッチング部２２２に連結される第１ス
イッチング巻線と、第２スイッチング部２２３に連結さ
れる第２スイッチング巻線、および共振部２２４に連結
される誘導巻線とから構成され、第１スイッチング巻線
と第２スイッチング巻線は常に互いに反対極性が誘導さ
れるように巻かれている。第１スイッチング部２２２
は、制御トランスフォーマ２２１の第１スイッチング巻
線にゲートが連結される電界効果トランジスタＦＥＴ
（Ｑ1）とＦＥＴＱ1 のドレインとソースの両端に並列
に連結されるダイオードＤF1とキャパシターＣF1とで構
成され、第２スイッチング部２２３は、制御トランスフ
ォーマ２２１の第２スイッチング巻線にゲートが連結さ
れるＦＥＴＱ2 とＦＥＴＱ2 のドレインとソースの両端
に並列に連結されるダイオードＤF2とキャパシターＣF2
とで構成され、共振部２２４は、一方が第１スイッチン
グ部２２２と第２スイッチング部２２３の共通点に連結
される誘導巻線と誘導巻線の他方に直列に連結される共
振コイルＬr と共振キャパシターＣr と、共振キャパシ
ターＣr と第１スイッチング部２２２の間に並列に連結
されるキャパシターＣF3およびダイオードＤF3、および
共振キャパシターＣr と第２スイッチング部２２３の間
に並列に連結されるキャパシターＣF4およびダイオード
ＤF4とから構成される。電源伝達部２２５は、共振キャ
パシターＣr に並列に１次巻線が連結され、２次巻線の
中間タップが電源接地に連結される電源伝達トランスフ
ォーマと、電源伝達トランスフォーマの２次巻線の両端
にそれぞれ連結されるダイオードＤF5，ＤF6と、ダイオ
ードＤF5，ＤF6と電源接地の間に連結される負荷２２７
と、負荷２２７に並列に連結されるキャパシターＣF5、
およびキャパシターＣF5の両端に互いに直列に連結され
る抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とから構成される。
【００８９】ＺＶＳ制御装置２３０は、共振型コンバー
ター２２０の出力に連結されエラー電圧を感知する帰還
制御部２３２と、共振型コンバーター２２０の出力に連
結され負荷がない際にこれを感知して共振型コンバータ
ー２２０のスイッチングを遮断する無負荷制御部２３
３、および帰還制御部２３２と無負荷制御部２３３とに
連結され共振型コンバーター２２０のスイッチングを制
御する主制御部２３１とから構成される。帰還制御部２
３２は、電源伝達部２２５の負荷にかかる電圧を分割す
る分割抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 から帰還電圧ＶH をインピーダン
スＺｆを通じて反転端子に入力し、非反転入力端子に基
準電圧Ｖｒｅｆを入力してインピーダンスＺｆとインピ
ーダンスＺｉとで増幅率が決定されるエラー増幅器ＥＲ
Ｒとエラー増幅器ＥＲＲの出力により電流を可変する電
流可変器２３４とから構成され、帰還電圧ＶH と基準電
圧Ｖｒｅｆの差を増幅したのちに、電流に変換して主制
御部２３１に出力する。無負荷制御部２３３は、ヒステ
リシス特性を有する基準電圧を発生するヒステリシス電
圧発生器２３５と帰還電圧ＶH を入力してヒステリシス
基準電圧と比較して無負荷状態を感知するヒステリシス
比較器ＣＯＭＰ３とから構成され、負荷有無を感知して
無負荷時に電源伝達部２２５のトランスフォーマ２次巻
線側に過電圧が印加されることを防止する。主制御部２
３１は、負荷２２７に最初に印加される電源を緩衝する
ためのソフトスタート発生器２３６と、帰還制御部２３
２から入力される電流により発振周波数を可変して三角
波信号を発生する三角波発生器２３７と、三角波を比較
するための基準電圧を発生する基準電圧発生器２３８
と、基準電圧発生器２３８から第１基準電圧Ｖr1を反転
端子に入力して非反転端子に入力される三角波と比較す
る第１比較器ＣＯＭＰ１と、基準電圧発生器２３８から
第２基準電圧Ｖr2を非反転端子に入力して反転端子に入
力される三角波と比較する第２比較器ＣＯＭＰ２と、第
１比較器ＣＯＭＰ１とヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の
出力に連結される第１制御出力端２４０、および第２比
較器ＣＯＭＰ２とヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の出力
に連結される第２制御出力端２３９とから構成され帰還
電圧ＶH を入力して基準電圧との差を感知して負荷に安
定した電源を供給するように制御トランスフォーマ２２
１を通じてスイッチング部２２２、２２３を制御する。
ター２２０の出力に連結されエラー電圧を感知する帰還
制御部２３２と、共振型コンバーター２２０の出力に連
結され負荷がない際にこれを感知して共振型コンバータ
ー２２０のスイッチングを遮断する無負荷制御部２３
３、および帰還制御部２３２と無負荷制御部２３３とに
連結され共振型コンバーター２２０のスイッチングを制
御する主制御部２３１とから構成される。帰還制御部２
３２は、電源伝達部２２５の負荷にかかる電圧を分割す
る分割抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 から帰還電圧ＶH をインピーダン
スＺｆを通じて反転端子に入力し、非反転入力端子に基
準電圧Ｖｒｅｆを入力してインピーダンスＺｆとインピ
ーダンスＺｉとで増幅率が決定されるエラー増幅器ＥＲ
Ｒとエラー増幅器ＥＲＲの出力により電流を可変する電
流可変器２３４とから構成され、帰還電圧ＶH と基準電
圧Ｖｒｅｆの差を増幅したのちに、電流に変換して主制
御部２３１に出力する。無負荷制御部２３３は、ヒステ
リシス特性を有する基準電圧を発生するヒステリシス電
圧発生器２３５と帰還電圧ＶH を入力してヒステリシス
基準電圧と比較して無負荷状態を感知するヒステリシス
比較器ＣＯＭＰ３とから構成され、負荷有無を感知して
無負荷時に電源伝達部２２５のトランスフォーマ２次巻
線側に過電圧が印加されることを防止する。主制御部２
３１は、負荷２２７に最初に印加される電源を緩衝する
ためのソフトスタート発生器２３６と、帰還制御部２３
２から入力される電流により発振周波数を可変して三角
波信号を発生する三角波発生器２３７と、三角波を比較
するための基準電圧を発生する基準電圧発生器２３８
と、基準電圧発生器２３８から第１基準電圧Ｖr1を反転
端子に入力して非反転端子に入力される三角波と比較す
る第１比較器ＣＯＭＰ１と、基準電圧発生器２３８から
第２基準電圧Ｖr2を非反転端子に入力して反転端子に入
力される三角波と比較する第２比較器ＣＯＭＰ２と、第
１比較器ＣＯＭＰ１とヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の
出力に連結される第１制御出力端２４０、および第２比
較器ＣＯＭＰ２とヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の出力
に連結される第２制御出力端２３９とから構成され帰還
電圧ＶH を入力して基準電圧との差を感知して負荷に安
定した電源を供給するように制御トランスフォーマ２２
１を通じてスイッチング部２２２、２２３を制御する。
【００９０】図１９Ａ〜１９Ｆは、図１８による装置の
動作を示した動作波形図である。図１９Ａは、三角波発
生器２３７から発生した充電時間と放電時間とが同一な
三角波を示したものであり、Ｖr1は基準電圧発生器２３
８の第１基準電圧を示し、Ｖr2は基準電圧発生器２３８
の第２基準電圧を示し、ａ′とｂ′が常に同一なものを
示す。図１９Ｂは、第１比較器ＣＯＭＰ１の出力を示し
たものであり、図１９Ａの三角波と第１基準電圧Ｖr1を
比較して三角波が基準電圧Ｖr1より高ければ“ハイ”、
低ければ“ロー”となる。この信号は第１制御出力端２
４０を経て出力される第１制御出力ＶOUT1と同一であ
る。図１９Ｃは、第２比較器ＣＯＭＰ２の出力を示した
ものであり、図１９Ａの三角波が第２基準電圧Ｖr2より
低ければ“ハイ”、高ければ“ロー”となる。この信号
は第２制御出力端２３９を経て出力される第２制御出力
ＶOUT2と同一である。図１９Ｄは、第１ＦＥＴＱ1 がオ
ン・オフされるタイミングを示したタイミング図であ
り、第１制御出力ＶOUT1が“ハイ”であり、第２制御出
力ＶOUT2が“ロー”なら第１ＦＥＴＱ1 がオンされ、他
の場合にはオフされる。図１９Ｅは、第２ＦＥＴＱ2 が
オン・オフされるタイミングを示したタイミング図であ
り、第１制御出力ＶOUT1が“ロー”であり、第２制御出
力ＶOUT2が“ハイ”ならオンされ、他の場合にはオフさ
れる。図１９Ｆは、共振コイルＬr に流れる電流ｉL を
示したものであり、“ｌ”は第１ＦＥＴＱ1 がオンされ
る期間を示し、“ｍ，ｏ”は第１ＦＥＴＱ1 と第２ＦＥ
ＴＱ2 の両方がオフされる期間（デッドタイム）を示
し、“ｎ”は第２ＦＥＴＱ2 がオンされる期間を示し、
“Ｔ1 ，Ｔ2 ”は零電圧スイッチングＺＶＳ動作が起こ
る期間を示す。
動作を示した動作波形図である。図１９Ａは、三角波発
生器２３７から発生した充電時間と放電時間とが同一な
三角波を示したものであり、Ｖr1は基準電圧発生器２３
８の第１基準電圧を示し、Ｖr2は基準電圧発生器２３８
の第２基準電圧を示し、ａ′とｂ′が常に同一なものを
示す。図１９Ｂは、第１比較器ＣＯＭＰ１の出力を示し
たものであり、図１９Ａの三角波と第１基準電圧Ｖr1を
比較して三角波が基準電圧Ｖr1より高ければ“ハイ”、
低ければ“ロー”となる。この信号は第１制御出力端２
４０を経て出力される第１制御出力ＶOUT1と同一であ
る。図１９Ｃは、第２比較器ＣＯＭＰ２の出力を示した
ものであり、図１９Ａの三角波が第２基準電圧Ｖr2より
低ければ“ハイ”、高ければ“ロー”となる。この信号
は第２制御出力端２３９を経て出力される第２制御出力
ＶOUT2と同一である。図１９Ｄは、第１ＦＥＴＱ1 がオ
ン・オフされるタイミングを示したタイミング図であ
り、第１制御出力ＶOUT1が“ハイ”であり、第２制御出
力ＶOUT2が“ロー”なら第１ＦＥＴＱ1 がオンされ、他
の場合にはオフされる。図１９Ｅは、第２ＦＥＴＱ2 が
オン・オフされるタイミングを示したタイミング図であ
り、第１制御出力ＶOUT1が“ロー”であり、第２制御出
力ＶOUT2が“ハイ”ならオンされ、他の場合にはオフさ
れる。図１９Ｆは、共振コイルＬr に流れる電流ｉL を
示したものであり、“ｌ”は第１ＦＥＴＱ1 がオンされ
る期間を示し、“ｍ，ｏ”は第１ＦＥＴＱ1 と第２ＦＥ
ＴＱ2 の両方がオフされる期間（デッドタイム）を示
し、“ｎ”は第２ＦＥＴＱ2 がオンされる期間を示し、
“Ｔ1 ，Ｔ2 ”は零電圧スイッチングＺＶＳ動作が起こ
る期間を示す。
【００９１】図１８と図１９Ａ〜１９Ｆにおいて、本発
明の他の実施例の動作を説明すすれば次の通りである。
先ず、ＺＶＳ制御装置２３０から説明すれば、商用入力
電源を整流して直流電圧を入力した共振型コンバーター
２２０から負荷の両端に印加された電圧（すなわち、帰
還電圧）を分割抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を通じてＺＶＳ制御装置
２３０の帰還制御部２３２に入力する。帰還制御部２３
２は、フルーブリッジの出力が増加する場合、帰還電圧
ＶH をインピーダンスＺｆを経てエラー増幅器ＥＲＲに
入力する。エラー増幅器ＥＲＲは、基準電圧と比較した
差を増幅して可変電流制御回路２３４に出力し、可変電
流制御回路２３４は、帰還制御部２３２の制御電流ｉｃ
を可変して三角波発生器２３７に出力する。制御電流ｉ
ｃは、帰還電圧ＶH すなわち負荷に印加される電圧の増
減に応じて増減し、制御電流ｉｃが増加すれば三角波発
生器２３７の三角波周波数を高くし、制御電流ｉｃが減
少すれば三角波発生器２３７の周波数を低くする。三角
波周波数が高くなると、つまり共振型コンバーター２２
０の電力伝達比を低めてフルーブリッジの出力端を低
め、周波数が低くなると、つまり共振型コンバーターの
電力伝達比を高める。よって、フルーブリッジの出力端
を高くしてフルーブリッジ出力の安定化をもたらす。ソ
フトスタート発生器２３６は、初期に正常時のスイッチ
ング周波数より更に高い周波数を発生するように三角波
発生器２３７を制御して初期に負荷に印加される電圧を
緩衝させるようにする。すなわち、初期出発から一定時
間まで三角波周波数を正常時より高くして、共振型コン
バーター２２０の電力伝達部２２５の出力端にあるキャ
パシターＣF5の充電電流を初期駆動時に制限する。無負
荷制御器２３３のヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３は、フ
ルーブリッジ出力に負荷が存しない場合、急激に増加す
る出力電圧がヒステリシス発生器２３５から発生した基
準電圧より高ければ出力信号を“ロー”にして第１制御
出力端２４０と第２制御出力端２３９に出力して第１制
御電圧Ｋ１と第２制御電圧Ｋ２を“ロー”にしてスイッ
チングを遮断する。一旦、ヒステリシス比較器ＣＯＭＰ
３が動作すれば、ヒステリシス発生器２３５の基準電圧
が低くなり、フルーブリッジ出力の低い基準信号と比較
されフルーブリッジ出力が一定レベル以下に下がるまで
ヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の動作を遮断する、主制
御部２３１の第１比較器ＣＯＭＰ１と第２比較器ＣＯＭ
Ｐ２は、基準電圧発生器２３８から入力される基準電圧
Ｖr1，Ｖr2と三角波を比較して図１９Ｂのような第１制
御出力ＶOUT1と図１９Ｃのような第２制御出力ＶOUT2を
出力する。制御出力によりスイッチング素子である第
１、第２ＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 がオン・オフされることを見
ると次の表２の通りである。
明の他の実施例の動作を説明すすれば次の通りである。
先ず、ＺＶＳ制御装置２３０から説明すれば、商用入力
電源を整流して直流電圧を入力した共振型コンバーター
２２０から負荷の両端に印加された電圧（すなわち、帰
還電圧）を分割抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を通じてＺＶＳ制御装置
２３０の帰還制御部２３２に入力する。帰還制御部２３
２は、フルーブリッジの出力が増加する場合、帰還電圧
ＶH をインピーダンスＺｆを経てエラー増幅器ＥＲＲに
入力する。エラー増幅器ＥＲＲは、基準電圧と比較した
差を増幅して可変電流制御回路２３４に出力し、可変電
流制御回路２３４は、帰還制御部２３２の制御電流ｉｃ
を可変して三角波発生器２３７に出力する。制御電流ｉ
ｃは、帰還電圧ＶH すなわち負荷に印加される電圧の増
減に応じて増減し、制御電流ｉｃが増加すれば三角波発
生器２３７の三角波周波数を高くし、制御電流ｉｃが減
少すれば三角波発生器２３７の周波数を低くする。三角
波周波数が高くなると、つまり共振型コンバーター２２
０の電力伝達比を低めてフルーブリッジの出力端を低
め、周波数が低くなると、つまり共振型コンバーターの
電力伝達比を高める。よって、フルーブリッジの出力端
を高くしてフルーブリッジ出力の安定化をもたらす。ソ
フトスタート発生器２３６は、初期に正常時のスイッチ
ング周波数より更に高い周波数を発生するように三角波
発生器２３７を制御して初期に負荷に印加される電圧を
緩衝させるようにする。すなわち、初期出発から一定時
間まで三角波周波数を正常時より高くして、共振型コン
バーター２２０の電力伝達部２２５の出力端にあるキャ
パシターＣF5の充電電流を初期駆動時に制限する。無負
荷制御器２３３のヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３は、フ
ルーブリッジ出力に負荷が存しない場合、急激に増加す
る出力電圧がヒステリシス発生器２３５から発生した基
準電圧より高ければ出力信号を“ロー”にして第１制御
出力端２４０と第２制御出力端２３９に出力して第１制
御電圧Ｋ１と第２制御電圧Ｋ２を“ロー”にしてスイッ
チングを遮断する。一旦、ヒステリシス比較器ＣＯＭＰ
３が動作すれば、ヒステリシス発生器２３５の基準電圧
が低くなり、フルーブリッジ出力の低い基準信号と比較
されフルーブリッジ出力が一定レベル以下に下がるまで
ヒステリシス比較器ＣＯＭＰ３の動作を遮断する、主制
御部２３１の第１比較器ＣＯＭＰ１と第２比較器ＣＯＭ
Ｐ２は、基準電圧発生器２３８から入力される基準電圧
Ｖr1，Ｖr2と三角波を比較して図１９Ｂのような第１制
御出力ＶOUT1と図１９Ｃのような第２制御出力ＶOUT2を
出力する。制御出力によりスイッチング素子である第
１、第２ＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 がオン・オフされることを見
ると次の表２の通りである。
【００９２】
【表２】
【００９３】前記表２のように第１制御出力ＶOUT1が
“ハイ”であり、第２制御出力ＶOUT2が“ロー”なら、
制御トランスフォーマ２２１の１次巻線の下側から上側
へ電流が流れ、“＋”電位が印加され第１ＦＥＴＱ1 の
ゲートに順方向のバイアスが印加され第１ＦＥＴＱ1 を
オンさせ、第２ＦＥＴＱ2 のゲートに逆方向のバイアス
が印加され第２ＦＥＴＱ2 をオフさせる。反対に、第１
制御出力ＶOUT1が“ロー”であり、第２制御出力ＶOUT2
が“ハイ”なら、制御トランスフォーマ２２１の１次巻
線の上側から下側へ電流が流れ、“ー”電位が印加され
第１ＦＥＴＱ1 のゲートに逆方向のバイアスが印加され
第１ＦＥＴＱ1 をオフさせ、第２ＦＥＴＱ2 のゲートに
順方向のバイアスが印加され第２ＦＥＴＱ2 をオンさせ
る。もし、第１、第２制御出力ＶOUT1，ＶOUT2に“ハ
イ”や“ロー”が同一にかかると、電流が流れず２次巻
線に誘導される電圧がなくなるため、第１、第２ＦＥＴ
Ｑ1 ，Ｑ2 はオフされる。この時図１９Ｆのように共振
コイルＬr に流れる電流ｉL を見ると、第１ＦＥＴＱ1
がオンされる瞬間から電流ｉL が“０”になるまでは電
流ｉL はダイオードＤF1を通じて流れ、この時第１ＦＥ
ＴＱ1 のドレインーソース間の電圧はほぼ“０”であ
る。したがって、Ｔ1 区間は第１ＦＥＴＱ1 がオンされ
ていても共振電流ｉL による第１ＦＥＴＱ1 でのスイッ
チング損失はほぼ“０”である。Ｔ1 以後に電流ｉL に
正の方向へ回復されながら流れ、この時を共振期間とい
う。すなわち図１９Ｆにおいて、“ｌ−Ｔ1 ”期間が共
振期間である。また、第２ＦＥＴＱ2 がオンされる瞬間
から電流ｉL が“０”になるまでは電流ｉL はダイオー
ドＤF2を通じて流れ、この時第２ＦＥＴＱ2 のドレイン
ーソース間の電圧はほぼ“０”である。したがって、Ｔ
2 区間は第２ＦＥＴＱ2 がオンされていても共振電流ｉ
L による第２ＦＥＴＱ2 でのスイッチング損失はほぼ
“０”である。Ｔ2 以後に電流ｉL は負の方向へ回復さ
れながら流れ、この時を共振期間という。すなわち、図
１９Ｆにおいて“ｎ−Ｔ2 ”期間が共振期間である。
“ハイ”であり、第２制御出力ＶOUT2が“ロー”なら、
制御トランスフォーマ２２１の１次巻線の下側から上側
へ電流が流れ、“＋”電位が印加され第１ＦＥＴＱ1 の
ゲートに順方向のバイアスが印加され第１ＦＥＴＱ1 を
オンさせ、第２ＦＥＴＱ2 のゲートに逆方向のバイアス
が印加され第２ＦＥＴＱ2 をオフさせる。反対に、第１
制御出力ＶOUT1が“ロー”であり、第２制御出力ＶOUT2
が“ハイ”なら、制御トランスフォーマ２２１の１次巻
線の上側から下側へ電流が流れ、“ー”電位が印加され
第１ＦＥＴＱ1 のゲートに逆方向のバイアスが印加され
第１ＦＥＴＱ1 をオフさせ、第２ＦＥＴＱ2 のゲートに
順方向のバイアスが印加され第２ＦＥＴＱ2 をオンさせ
る。もし、第１、第２制御出力ＶOUT1，ＶOUT2に“ハ
イ”や“ロー”が同一にかかると、電流が流れず２次巻
線に誘導される電圧がなくなるため、第１、第２ＦＥＴ
Ｑ1 ，Ｑ2 はオフされる。この時図１９Ｆのように共振
コイルＬr に流れる電流ｉL を見ると、第１ＦＥＴＱ1
がオンされる瞬間から電流ｉL が“０”になるまでは電
流ｉL はダイオードＤF1を通じて流れ、この時第１ＦＥ
ＴＱ1 のドレインーソース間の電圧はほぼ“０”であ
る。したがって、Ｔ1 区間は第１ＦＥＴＱ1 がオンされ
ていても共振電流ｉL による第１ＦＥＴＱ1 でのスイッ
チング損失はほぼ“０”である。Ｔ1 以後に電流ｉL に
正の方向へ回復されながら流れ、この時を共振期間とい
う。すなわち図１９Ｆにおいて、“ｌ−Ｔ1 ”期間が共
振期間である。また、第２ＦＥＴＱ2 がオンされる瞬間
から電流ｉL が“０”になるまでは電流ｉL はダイオー
ドＤF2を通じて流れ、この時第２ＦＥＴＱ2 のドレイン
ーソース間の電圧はほぼ“０”である。したがって、Ｔ
2 区間は第２ＦＥＴＱ2 がオンされていても共振電流ｉ
L による第２ＦＥＴＱ2 でのスイッチング損失はほぼ
“０”である。Ｔ2 以後に電流ｉL は負の方向へ回復さ
れながら流れ、この時を共振期間という。すなわち、図
１９Ｆにおいて“ｎ−Ｔ2 ”期間が共振期間である。
【００９４】
【発明の効果】以上のように本発明の共振型電源供給装
置は共振型コンバーターに用いられスイッチング素子の
両端間の電圧が零電圧の時スイッチングして素子による
電力消耗を防止して効率を高め、スイッチング時の高調
波による雑音を低減してＥＭＩ効果があり、パワリング
モードで再生電力を使用してエネルギーの使用効率を増
加させる。
置は共振型コンバーターに用いられスイッチング素子の
両端間の電圧が零電圧の時スイッチングして素子による
電力消耗を防止して効率を高め、スイッチング時の高調
波による雑音を低減してＥＭＩ効果があり、パワリング
モードで再生電力を使用してエネルギーの使用効率を増
加させる。
【００９５】また、本発明による零電圧スイッチング制
御装置は、電子式安定器に用いられ周囲の照度に合わせ
て電力を制御し、入力電圧を低めればこれにより電力の
消耗を低めるブラウンアウト回路を通じてエネルギーが
節約でき、入力電圧および負荷変動にもかかわらず安定
した電力を負荷に提供し、初期スタート時予熱を通じて
ランプの寿命を延長し、特に温度感知回路を通じて低温
で十分に予熱して突入電流により負荷の損傷と過電流に
よる損傷を防止する。
御装置は、電子式安定器に用いられ周囲の照度に合わせ
て電力を制御し、入力電圧を低めればこれにより電力の
消耗を低めるブラウンアウト回路を通じてエネルギーが
節約でき、入力電圧および負荷変動にもかかわらず安定
した電力を負荷に提供し、初期スタート時予熱を通じて
ランプの寿命を延長し、特に温度感知回路を通じて低温
で十分に予熱して突入電流により負荷の損傷と過電流に
よる損傷を防止する。
【図１】 従来のコンバーターのスイッチングを示した
概略図である。
概略図である。
【図２】 従来の電子式安定器を示した概略図である。
【図３】 本発明による電子式安定器を示したブロック
図である。
図である。
【図４】 図３の主電力装置を示した回路図である。
【図５】 図３のソフトスタート回路とのこぎり波信号
発生器を示した回路図である。
発生器を示した回路図である。
【図６】 図５ののこぎり波信号発生器の動作波形を示
した波形図である。
した波形図である。
【図７】 図３の制御信号駆動器を示した回路図であ
る。
る。
【図８】 図７の制御信号駆動器の動作波形を示した波
形図である。
形図である。
【図９】 本発明による装置の動作波形を示した波形図
である。
である。
【図１０】 図３の制御電源部を示した回路図である。
【図１１】 図３の電力制御部を示した回路図である。
【図１２】 図３の零電圧スイッチング保障回路を示し
た回路図である。
た回路図である。
【図１３】 図１２の回路の動作波形を示した波形図で
ある。
ある。
【図１４】 図３の入力電圧制限回路とブラウンアウト
回路を示した回路図である。
回路を示した回路図である。
【図１５】 図３の負荷状態感知回路を示した回路図で
ある。
ある。
【図１６】 図３の過熱保護回路を示した回路図であ
る。
る。
【図１７】 図３の過電流保護回路を示した回路図であ
る。
る。
【図１８】 本発明による共振型コンバーターの他の例
を示したブロック図である。
を示したブロック図である。
【図１９】 図１８の装置の動作波形を示した動作波形
図である。
図である。
１…主電力装置、 ２…零電圧スイッチング制御装置、
３…制御電源部、 ４…電力制御部、５…駆動信号発生
部、 ６…零電圧スイッチング保障部、７…保護回路
部、 ８…ブラウンアウト回路、９…交流入力、 １０
…ラインフィルター、２０…整流器、 ３０…共振型コ
ンバーター、４０…負荷（ランプ）、 ５０…低電圧ロ
ックアウト回路、６０…制御電源供給器、 ７０…電力
制御回路、８０…照光回路、 ９０…アナログスイッチ
ング、１００…ソフトスタート回路、 １１０…のこぎ
り波信号発生部 １２０…制御信号駆動器、 １３０…入力電圧制御回
路、１４０…過熱保護回路、 １５０…過電流保護回
路、１６０…負荷状態感知回路。
３…制御電源部、 ４…電力制御部、５…駆動信号発生
部、 ６…零電圧スイッチング保障部、７…保護回路
部、 ８…ブラウンアウト回路、９…交流入力、 １０
…ラインフィルター、２０…整流器、 ３０…共振型コ
ンバーター、４０…負荷（ランプ）、 ５０…低電圧ロ
ックアウト回路、６０…制御電源供給器、 ７０…電力
制御回路、８０…照光回路、 ９０…アナログスイッチ
ング、１００…ソフトスタート回路、 １１０…のこぎ
り波信号発生部 １２０…制御信号駆動器、 １３０…入力電圧制御回
路、１４０…過熱保護回路、 １５０…過電流保護回
路、１６０…負荷状態感知回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 崔 洛春 大韓民国京畿道富川市遠美區陶唐洞82−３ 番地
Claims (14)
- 【請求項１】 商用交流電源を整流した直流電圧をスイ
ッチングして共振器を通じて負荷に電力を供給する共振
型電源供給装置において、 前記直流電圧を駆動信号により所定の周波数で零電圧ス
イッチングして前記負荷に電力を提供するために、前記
直流電源の正の極性に連結され前記駆動信号により零電
圧でスイッチングする第１スイッチング手段と、前記直
流電源の負の極性と前記第１スイッチング手段に連結さ
れ前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチングする第２
スイッチング手段と、 １次側巻線および２次巻線を含み、前記２次側巻線は前
記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段と
前記負荷にそれぞれ連結される制御トランスフォーマ
と、前記制御トランスフォーマに連結され負荷に電力を
伝達する直列共振回路を含む共振型コンバーターと、 前記直流電圧と前記共振型コンバーターの出力を入力し
て前記商用交流電源と前記負荷の状態により前記駆動信
号を出力して零電圧スイッチングを具現するように前記
共振型コンバーターを制御するために、制御電流に応じ
てのこぎり波信号を発振して基準電圧と比べて前記駆動
信号と零電圧スイッチングイネーブル信号を出力する駆
動信号発生器と、 前記共振型コンバーターから流入される電流と前記直流
電圧と前記負荷の状態に応じて制御信号を出力する電力
制御装置と、前記流入される電流と前記零電圧スイッチ
ングイネーブル信号を入力して前記共振型コンバーター
が零電圧スイッチングをするように保障する零電圧スイ
ッチング保障回路を含み、前記制御トランスフォーマの
１次側巻線に連結される零電圧スイッチング制御回路と
を具備し、 前記スイッチングによる電力損失を低減して効率的に電
源を供給することを特徴とする零電圧スイッチングによ
る共振型電源供給装置。 - 【請求項２】 前記零電圧スイッチング制御回路は、正
常動作中の電力回生モードにおいて、前記共振型コンバ
ーターから回生され前記零電圧スイッチング制御回路に
流入される電流を用いて動作電源に使うことを特徴とす
る請求項１項記載の共振型電源供給装置。 - 【請求項３】 前記零電圧スイッチング制御回路は、前
記直流電圧と前記共振型コンバーターから流入される電
流を入力して前記零電圧スイッチング制御回路の電源を
供給する制御電源装置と、 省エネルギーのために入力電源の電圧を所定の電圧に低
めて前記直流電圧が所定の電圧以下となると、前記電力
制御装置を遮断し直接一定の制御電流を前記駆動信号発
生器に出力するブラウンアウト回路とを更に具備したこ
とを特徴とする請求項１項記載の共振型電源供給装置。 - 【請求項４】 前記電力制御装置は、前記負荷状態と前
記直流電圧と前記流入される電流を入力して基準電圧と
比較して制御電流を出力する電力制御回路と、周囲環境
の照度を感知して適当な照度を提供するように前記電力
制御回路の制御電流を可変する照光回路と、前記照光回
路の制御電流を前記ブラウンアウト回路の出力に応じて
出力したり遮断したりするアナログスイッチとを具備し
たことを特徴とする請求項３項記載の共振型電源供給装
置。 - 【請求項５】 前記駆動信号発生器は、初期電源印加時
やシャットダウン信号が入力されれば前記負荷を予熱す
るために前記のこぎり波信号の発振周波数を正常時より
高くするソフトスタート回路と、前記ソフトスタート回
路と前記ブラウンアウト回路と前記アナログスイッチか
ら入力される制御電流に応じて周波数を可変しながら前
記のこぎり波信号を発振して基準電圧と比較して駆動パ
ルスを出力するのこぎり波信号発生器と、前記駆動パル
スを入力して前記第１、第２スイッチング手段を零電圧
スイッチングする前記駆動信号を出力して電力回生モー
ドで前記共振型コンバーターから流入される電流を前記
制御電源装置に出力する制御信号駆動器とを具備したこ
とを特徴とする請求項１項記載の共振型電源供給装置。 - 【請求項６】 前記零電圧スイッチング制御回路は、入
力電圧を検出して所定の電圧と比較してシャットダウン
信号を出力する入力電圧制限回路と、前記スイッチング
手段を保護するために温度を検出して所定の温度以上と
なるとシャットダウン信号を出力し低温では前記負荷の
予熱時間を長くする過熱保護回路と、前記流入される電
流を検出して前記スイッチング手段に所定の電流以上が
流れるとシャットダウン信号を出力する過電流保護回路
と、前記共振型コンバーターの共振コイルに流れる電流
を検出して負荷の状態を感知してシャットダウン信号と
前記制御信号を出力する負荷状態感知回路とを更に具備
したことを特徴とする請求項１項記載の共振型電源供給
装置。 - 【請求項７】 前記制御電源装置は、前記直流電圧を入
力して所定の電圧以下となると、ロックアウトさせる低
電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）回路と、前記ＵＶＬＯ回
路からロックアウトが解除されれば、前記零電圧スイッ
チング制御回路に電源を供給する制御電源供給器とを具
備することを特徴とする請求項３項記載の共振型電源供
給装置。 - 【請求項８】 前記零電圧スイッチング保障回路は、前
記共振型コンバーターのキャパシターが十分に放電する
ように前記のこぎり波の振幅を拡張して前記駆動信号を
デッドタイムを増加させることを特徴とする請求項１項
記載の共振型電源供給装置。 - 【請求項９】 商用交流電源を整流した直流電圧を入力
して駆動信号により所定の周波数で零電圧でスイッチン
グする第１スイッチング手段と第２スイッチング手段を
有し制御信号に応じて負荷に電力を提供する共振型コン
バーターを具備した共振型電源供給装置において、 のこぎり波信号を発生して基準電圧と比較して前記駆動
信号と零電圧スイッチングイネーブル信号とを出力する
駆動信号発生器と、 前記共振型コンバーターから流入される電流と前記直流
電圧と前記負荷に流れる電流を入力して前記負荷に印加
される電力を一定に保つように制御電流を前記駆動信号
発生器に出力して前記のこぎり波信号の発振周波数を制
御する電力制御装置と、 前記共振型コンバーターから流入される電流と前記零電
圧スイッチングイネーブル信号とを入力して前記共振型
コンバーターが零電圧スイッチングをするように前記駆
動信号のデッドタイムを増加させる零電圧スイッチング
保障回路と、 前記共振型コンバーターから流入される電流と前記直流
電圧と前記負荷に流れる電流とを入力して非正常的な状
態が発生すれば前記駆動信号を遮断するシャットダウン
保護回路と、 前記直流電圧を入力して前記使用電圧が所定の電圧以下
に低くなることを感知すれば前記電力制御装置の制御電
流を遮断し、所定の制御電流を出力してエネルギーを節
約するために入力電圧に応じて前記負荷に印加される電
力が低くなるようにするブラウンアウト回路とを具備す
ることを特徴とする共振型電源供給装置の制御装置。 - 【請求項１０】 商用交流電源を整流した直流電圧を入
力して駆動信号により所定の周波数で零電圧スイッチン
グして負荷に電力を提供する共振型コンバーターを具備
した共振型電源供給装置において、 前記共振型コンバーターから帰還信号を流入して基準電
圧と比較してエラーを増幅して制御電流に変換する帰還
制御部と、 前記帰還制御部から流入される電流により三角波の発生
周波数を調節し基準電圧と比べて駆動信号を出力する主
制御部と、 前記共振型コンバーターから帰還信号を流入してヒステ
リシス特性を有する基準電圧と比べて無負荷状態を感知
し無負荷の際には駆動信号を遮断する無負荷感知器とを
具備し、 前記スイッチングによる電力損失を低減して効率的な電
源供給を達成して無負荷状況から前記共振型電源供給装
置を保護することを特徴とする共振型コンバーターの零
電圧スイッチング制御装置。 - 【請求項１１】 前記共振型コンバーターは前記直流電
源の正の極性側に連結され前記駆動信号に応じて零電圧
でスイッチングする第１スイッチング手段と、前記直流
電源の負の極性と前記第１スイッチング手段に連結され
前記駆動信号に応じて零電圧でスイッチングする第２ス
イッチング手段と、前記零電圧スイッチング制御装置に
１次巻線が連結され３つの２次巻線は前記第１スイッチ
ング手段と前記第２スイッチング手段と前記負荷にそれ
ぞれ連結される制御トランスフォーマと、前記制御トラ
ンスフォーマに連結される直列共振回路と、前記直列共
振回路から供給される電力を整流して負荷に電源を供給
する電力伝達部とを具備することを特徴とする請求項１
０項記載の共振型コンバーターの零電圧スイッチング制
御装置。 - 【請求項１２】 前記帰還制御部は、前記共振型コンバ
ーターからインピーダンスを通じて帰還信号を入力して
基準信号と比較するエラー増幅器と、前記エラー増幅器
の出力を入力して制御電流を出力する電流可変器を具備
したことを特徴とする請求項１０項記載の共振型コンバ
ーターの零電圧スイッチング制御装置。 - 【請求項１３】 前記無負荷感知部は、ヒステリシス特
性を有する基準電圧を発生するヒステリシス電圧発生器
と前記帰還信号を入力して前記ヒステリシス電圧発生器
の出力と比較して無負荷状態を検出するヒステリシス比
較器とを具備したことを特徴とする請求項１０項記載の
共振型コンバーターの零電圧スイッチング制御装置。 - 【請求項１４】 前記主制御部は、前記負荷に電源を印
加する初期に発振周波数を高くして電源を低くして負荷
を保護するようにするソフトスタート回路と、前記ソフ
トスタート回路の出力と前記電流可変器の出力を入力し
て三角波信号を発生する三角波発生器と、第１基準電圧
と第２基準電圧を発生する基準電圧発生器と、前記三角
波発生器の出力と前記第１基準電圧を比較する第１比較
器と、前記三角波発生器の出力と前記第２基準電圧を比
較する第２比較器と、前記第１比較器の出力を駆動して
出力する第１制御出力端と、前記第２比較器の出力を駆
動して出力する第２制御出力端とを具備したことを特徴
とする請求項１０項記載の共振型コンバーターの零電圧
スイッチング制御装置。
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