JP4020844B2

JP4020844B2 - スイッチング電源

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Publication number: JP4020844B2
Application number: JP2003313441A
Authority: JP
Inventors: 健一久保田; 浩之芳賀; 芳彦菊地
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-09-05
Filing date: 2003-09-05
Publication date: 2007-12-12
Anticipated expiration: 2023-09-05
Also published as: JP2005086854A

Description

本発明は、スイッチングの応答速度の高速化を図るための制御手段を備えたスイッチング電源に関するものである。

従来、スイッチング波形の制御手段の代表例として、図１４で示すような、電流モード型ＰＷＭ制御がある（例えば、特許文献１参照。）。この電流モード型ＰＷＭ制御とは、電源回路の出力側に誤差アンプを接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、誤差アンプの出力を比較器１２の一方の入力に接続し、比較器１２の他方の入力に電流検出回路２７を接続して、電源回路のインダクタ電流を制御するものである。
米国特許第４９４３９０２号公報

しかし、この電流モード型ＰＷＭ制御では、固定周波数三角波の代わりにインダクタ電流信号を用いることで、誤差増幅信号との位相余裕を大きく取れるようになったが、誤差増幅信号の周波数帯域を大きく上げることはできない。

以上のような課題が生じたことより、図１５に示すように、検出電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差アンプ１１の出力を２つの比較器１２，１３に接続し、一方の比較器１２には直接、他方の比較器１３には分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接続してあり、電源回路に設けた転流スイッチＳ２と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１及びコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２を備えたフィルタ回路２１を接続し、このフィルタ回路２１の出力を２つの比較器１２，１３の他方の入力に接続して、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を備えたスイッチング電源を発明した（特許文献２参照。）。
特願２００２−２７０３２７

このようなスイッチング電源において、転流スイッチＳ２が、接地電位から電源の出力を介して負荷に電流を流すことを許可し且つ電源の出力を介して負荷から接地電位に電流を流すことを許可しない電流不連続モードの動作状態にある場合に、スイッチング電源に接続された負荷が非常に軽くなるかもしくは無くなると、スイッチング電源は、断続的にインダクタ電流を流して出力する電力を調整する。電流不連続モードの動作状態でインダクタ電流が途切れている場合、すなわちインダクタ電流が不連続であり、ほぼ０Ａとなっている状態では、整流スイッチＳ１及び転流スイッチＳ２はどちらも遮断しており、整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２の中点の電位は出力電圧にほぼ等しくなる。

整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２の中点に接続したフィルタ回路２１より得られる波形もほぼ一定になる。フィルタ回路２１により得られる波形の振幅が２つのレベル内に収まるように制御を行っているため、フィルタ回路２１より得られる波形がほぼ一定になった場合には、誤差アンプ１１の出力信号より生成される２つのレベルが出力電圧に応じて変化することにより、スイッチングを継続する。

しかしながら、フィルタ回路２１の出力波形の振幅が十分に大きな振幅を持っている場合と比べると、誤差アンプ１１の出力信号がより大きく変化しなければスイッチングが継続されない。これにより、図１６に示すように、インダクタ電流が不連続になると、出力電圧のリップル量が増加してしまうという課題が生じる。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、安定した出力リップル特性を実現する新規のスイッチング電源を提供する。

上記課題を解決するために、本発明スイッチング電源は、整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記出力チョークと平滑コンデンサを直列に接続し、前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に、フィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続し、分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して、前記誤差アンプの出力を分圧比を第二の比較器の一方の入力に接続してあり、前記フィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して、前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅が前記第一の比較器の一方の入力レベルと第二の比較器の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を設けてある。

前記電圧分圧回路は、抵抗を３つ以上直列に接続して、分圧比可変部と分圧比固定部とを構成し、前記分圧比可変部の一端を前記誤差アンプの出力と前記第一の比較器の入力間に接続し、同じく分圧比可変部の他端を前記第二の比較器の一方の入力に接続してあり、前記分圧比可変部に設けた少なくとも一の抵抗と並列にスイッチを接続し、インダクタ電流が不連続状態になったことを検出して分圧比を自在に変化させるようにしてある。

前記第一の比較器の出力をフリップフロップ回路のリセット側の入力に接続するとともに、前記第二の比較器の出力を前記フリップフロップ回路のセット側の入力に接続し、このフリップフロップ回路の出力をドライバの入力に接続し、このドライバの出力を前記整流スイッチ並びに前記転流スイッチに接続してある。

前記フィルタ回路は、抵抗及びコンデンサを各々少なくとも一つずつ設けて構成してある。

前記フィルタ回路は、抵抗と二つのコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記二つのコンデンサ間に前記フィルタ回路の出力部を設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してある。

前記フィルタ回路は、抵抗とコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記抵抗とコンデンサとの接続部に前記フィルタ回路の出力部を設けてある。

前記フィルタ回路は、前記転流スイッチと並列に、かつ前記出力チョークの入力端側に抵抗を複数個直列に接続し、同じく前記転流スイッチと並列に、かつ前記出力チョークの出力端側にコンデンサを複数個直列にそれぞれ接続し、抵抗間及びコンデンサ間に接続部を設け、これら接続部を接続して構成し、この接続部を前記フィルタ回路の出力部にしてある。

前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してある。

前記整流スイッチに電流検出回路を接続し、この電流検出回路を前記フィルタ回路に接続してある。

前記出力チョークと前記平滑コンデンサとの間に電流検出部を接続し、この電流検出部の入力側並びに出力側にバッファアンプの入力を接続し、このバッファアンプの出力にフィルタ回路を接続してある。

前記出力チョークに電流検出回路を接続し、この電流検出回路に前記フィルタ回路を接続してある。

前記フィルタ回路は、コンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してある。

前記フィルタ回路は、コンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてある。

本発明によれば、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる効果がある。

以下、添付図面を用いて本発明スイッチング電源に係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す。Ｃはコンデンサ、Ｓはスイッチング素子、Ｒは抵抗、Ｚはインピーダンス、１１は誤差アンプ、１２，１３は比較器、１４は電圧分圧回路、１５はフリップフロップ回路、１６は電流不連続モード検出回路、１７はドライバ、２１，２２，２３，２４，２５はフィルタ回路、２６はバッファアンプである。

本実施例に係るスイッチング電源は、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣ_ＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。

電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を電圧分圧回路１４に接続し、この電圧分圧回路１４の出力を第二の比較器１３の正の入力に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形と、出力電圧と基準電圧との誤差を増幅した第一の信号と、電圧分圧回路１４により第一の信号を分圧して得られる第二の信号とを用いて、三角波形の振幅が第一の信号と第二の信号との間に収まるように構成してある。

具体的に、電圧分圧回路１４は３つの抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５を直列に接続し、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で分圧比可変部を構成し、抵抗Ｒ３の一端を誤差アンプ１１の出力と第一の比較器１２の負の入力間に接続し、抵抗Ｒ４の他端を第二の比較器１３の正の入力に接続してある。抵抗Ｒ４と直列に接続する抵抗Ｒ５は分圧比固定部を構成し、この抵抗Ｒ５の他端を接地してある。また、抵抗Ｒ４の両端に並列にスイッチＳを接続してある。このスイッチＳの制御端子には電流不連続モード検出回路１６を接続してあり、この電流不連続モード検出回路１６はドライバ１７の入力及び、整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続してあり、電流不連続モードを検出した場合に、スイッチＳがオンして分圧比を自在に変更できるようにしてある。

出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１と２つのコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１５のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１５のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１５の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する構成にしてある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は以下のような作用をする。先ず、電流連続モードの場合については、従来の制御手段を有するスイッチング電源とほぼ同様の作用をするため、説明を省略する。

続いて、不連続電流モードになった場合について説明する。この動作波形図を図２に示す。なお、図２の下側には出力電圧波形を、中央にはインダクタ電流波形を、上側には誤差アンプ１１の出力、誤差アンプ１１の出力を抵抗分割したもの、並びにフィルタ回路２１により生成された２つのレベル内に収まるように制御される三角波をそれぞれ示してある。

図２の中央の図に示すように、電流が不連続モードになると、出力電圧が不安定になる。これを電流不連続モード検出回路１６が検出する。この電流不連続モード検出回路１６は検出信号を電圧分圧回路１４に設けたスイッチＳに出力する。これによりスイッチＳはオンする。そのため、抵抗Ｒ４はクランプされ、電圧分圧回路１４の電圧分圧比が大きく変化し、三角波の振幅が変化する。これにより、出力電圧のリップルの増加を抑制することができる。

電流不連続モードから電流連続モードに切り替わると、電流不連続モード検出回路１６が電流連続モードを検出する。この電流不連続モード検出回路１６は検出信号を電圧分圧回路１４に設けたスイッチＳに出力する。これによりスイッチＳはオフする。そのため、電圧分圧回路１４の分圧比可変部の抵抗値は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との和となり、通常の状態に戻る。

図３は、図１図示実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を電圧分圧回路１４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１とコンデンサＣ_ＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２２を接続してある。このフィルタ回路２２の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２に接続し、フィルタ回路２２より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示の実施例とほぼ同様の作用をし、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。但し、本実施例では、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗を設けておらず、また、フィルタ回路２２は図１図示実施例のフィルタ回路２１と構成が異なる。

図４は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を電圧分圧回路１４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

この実施例では、出力チョークＬ１の入出力端間にフィルタ回路２３を設けてある。このフィルタ回路２３は以下のように構成してある。転流スイッチＳ２と並列に、かつ出力チョークＬ１の入力端側に２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２を直列に接続し、同じく転流スイッチＳ２と並列に、かつ出力チョークＬ１の出力端側に２つのコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２を直列に接続してある。直列に接続した抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２の間、並びに直列に接続したコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２の間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路２３を構成してある。前記接続部はフィルタ回路２３の出力部であり、出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１５のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１５のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１５の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２に接続し、フィルタ回路２５より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様の作用をし、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

図５は、図４図示実施例とはほぼ同様のスイッチング電源であり、このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。このスイッチング電源は図３図示実施例とほぼ同様の作用をし、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

図６は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を電圧分圧回路１４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

この実施例では、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの間に電流検出用の抵抗Ｒ６を接続してあり、この抵抗Ｒ６の入力側をバッファアンプ２６の正の入力に、出力側を同じくバッファアンプ２６の負の入力にそれぞれ接続してある。このバッファアンプ２６の出力にコンデンサＣ_ＳＡＷ１と２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２４を接続してある。このフィルタ回路２４の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１５のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１５のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１５の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２に接続し、フィルタ回路２４より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様の作用をし、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。また、この実施例は電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備えてあるとともに、フィルタ回路２４をコンデンサＣ_ＳＡＷ１と２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成してあることにより、高周波成分のみを取り出すことができる。

図７は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を電圧分圧回路１４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

この実施例では、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの間に電流検出用の抵抗Ｒ６を接続してあり、この抵抗Ｒ６の入力側をバッファアンプ２６の正の入力に、出力側を同じくバッファアンプ２６の負の入力にそれぞれ接続してある。このバッファアンプ２６の出力にコンデンサＣ_ＳＡＷ１と抵抗Ｒ_ＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２５を接続してある。このフィルタ回路２５の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図３図示実施例とほぼ同様の作用をし、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

図８図示の実施例は、出力チョークＬ１に電流検出回路２７を接続し、この電流検出回路２７の出力にコンデンサＣ_ＳＡＷ１と２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２４を接続してある。これ以外については図６図示実施例とほぼ同様の構成である。以上のように構成してある図８図示のスイッチング電源は図６図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をする。

図９図示の実施例も出力チョークＬ１に電流検出回路２７を接続し、この電流検出回路２７の出力をコンデンサＣ_ＳＡＷと抵抗Ｒ_ＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２５を接続してある。これ以外については図７図示実施例とほぼ同様の構成である。以上のように構成してある図９図示のスイッチング電源は図７図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をする。

図１０図示実施例は図１図示実施例に、図１１図示実施例は図３図示実施例に、図１２図示実施例は、図４図示実施例に、図１３図示実施例は図７図示実施例に対応するもので、これらの実施例は、整流スイッチＳ１に電流検出回路２８を接続し、この電流検出回路２８の出力を出力チョークＬ１の出力端に接続した抵抗Ｒ_ＳＡＷ１の他端に接続してある。

以上のように構成してある図１０乃至図１３に示すスイッチング電源は、それぞれ対応する図１、図３、図４並びに図５図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をするが、これらに加え、これらのスイッチング電源は、フィルタ回路２１，２２，２３，２４で電流検出回路２８から流れた電流を加えるため、出力インピーダンスを調整することができる。

本発明のスイッチング電源は、インダクタ電流の不連続状態を検出し、三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

本発明に係るスイッチング電源における発明を実施するための最良の形態の回路図である。図１図示実施形態の動作波形図である。本発明に係る実施例１の回路図である。本発明に係る実施例２の回路図である。本発明に係る実施例３の回路図である。本発明に係る実施例４の回路図である。本発明に係る実施例５の回路図である。本発明に係る実施例６の回路図である。本発明に係る実施例７の回路図である。本発明に係る実施例８の回路図である。同じく本発明に係る実施例８の回路図である。同じく本発明に係る実施例８の回路図である。同じく本発明に係る実施例８の回路図である。従来例を示した回路図である。同じく従来例を示した回路図である。図１５図示従来例の動作波形図である。

符号の説明

Ｓ１整流スイッチ
Ｓ２転流スイッチ
Ｌ１出力チョーク
Ｃ_ＯＵＴ平滑コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６抵抗
Ｓスイッチ
Ｃ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２コンデンサ
Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２抵抗
１１誤差アンプ
１２第一の比較器
１３第二の比較器
１４電圧分圧回路
１５フリップフロップ回路
１６電流不連続モード検出回路
１７ドライバ
２１，２２，２３，２４，２５フィルタ回路
２６バッファアンプ
２７，２８電流検出回路

Claims

整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記出力チョークと平滑コンデンサを直列に接続し、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを備えたフィルタ回路を接続してあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続するととともに、前記誤差アンプの出力を分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して第二の比較器の一方の入力に接続してあり、前記フィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して、前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅が前記第一の比較器の一方の入力レベルと第二の比較器の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を設けてあることを特徴とするスイッチング電源。
前記電圧分圧回路は、抵抗を３つ以上直列に接続して、分圧比可変部と分圧比固定部とを構成し、前記分圧比可変部の一端を前記誤差アンプの出力と前記第一の比較器の入力間に接続し、同じく分圧比可変部の他端を前記第二の比較器の一方の入力に接続してあり、前記分圧比可変部に設けた少なくとも一の抵抗と並列にスイッチを接続し、インダクタ電流が不連続状態のときに、分圧比を自在に変化させるようにしてあることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
前記第一の比較器の出力をフリップフロップ回路のリセット側の入力に接続するとともに、前記第二の比較器の出力を前記フリップフロップ回路のセット側の入力に接続し、このフリップフロップ回路の出力をドライバの入力に接続し、このドライバの出力を前記整流スイッチ並びに前記転流スイッチに接続してあることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、抵抗及びコンデンサを各々少なくとも一つずつ設けて構成してあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、抵抗と二つのコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記二つのコンデンサ間に前記フィルタ回路の出力部を設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してあることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、抵抗とコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記抵抗とコンデンサとの接続部に前記フィルタ回路の出力部を設けてあることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源。
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記出力チョークと平滑コンデンサを直列に接続し、前記転流スイッチと並列に、かつ前記出力チョークの入力端側に抵抗を複数個直列に接続し、前記出力チョークの出力端と負電極との間にコンデンサを複数個直列にそれぞれ接続し、抵抗間及びコンデンサ間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路を構成してあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続するととともに、前記誤差アンプの出力を分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して、前記誤差アンプの出力を分圧比を第二の比較器の一方の入力に接続してあり、前記フィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して、前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅が前記第一の比較器の一方の入力レベルと第二の比較器の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を設けてあることを特徴とするスイッチング電源。
前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してあることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源。
前記整流スイッチに該整流スイッチの電流を検出する電流検出回路を接続し、この電流検出回路を前記フィルタ回路に接続し、このフィルタ回路に前記電流検出回路から流れる電流を加えるように構成してあることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載のスイッチング電源。
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記出力チョークと平滑コンデンサを直列に接続し、前記出力チョークと前記平滑コンデンサとの間に電流検出部を接続し、この電流検出部の入力側並びに出力側にバッファアンプの入力を接続し、このバッファアンプの出力に、抵抗及びコンデンサを備えたフィルタ回路を接続してあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力側に誤差アンプの入力を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続するととともに、前記誤差アンプの出力を分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して、前記誤差アンプの出力を分圧比を第二の比較器の一方の入力に接続してあり、前記フィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して、前記フィルタ回路より得られる三角波形の振幅が前記第一の比較器の一方の入力レベルと第二の比較器の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を設けてあることを特徴とするスイッチング電源。
前記出力チョークに該出力チョークの電流を検出する電流検出回路を接続し、この電流検出回路に前記フィルタ回路を接続し、このフィルタ回路に前記電流検出回路から流れる電流を加えるように構成してあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、コンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してあることを特徴とする請求項１０又は１１記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、コンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてあることを特徴とする請求項１０又は１１記載のスイッチング電源。