JP2004312594A - D級増幅回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】D級音声増幅回路において、電源電圧が変動したときに、出力音声信号が変化しないようにする。
【解決手段】スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDの変動に比例してPWM用キャリア信号の三角波S2の振幅が変化するように三角波発生回路30の電源電圧を電源電圧VDDの分圧電圧とする。たとえば、スイッチング増幅器6の電源電圧VDDが増加してPWM増幅信号S4の振幅が増加してもPWM増幅信号S4のパルス幅が狭くなることで相殺され、出力音声信号S5のレベル(振幅)が変化しない。
【選択図】図1
【解決手段】スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDの変動に比例してPWM用キャリア信号の三角波S2の振幅が変化するように三角波発生回路30の電源電圧を電源電圧VDDの分圧電圧とする。たとえば、スイッチング増幅器6の電源電圧VDDが増加してPWM増幅信号S4の振幅が増加してもPWM増幅信号S4のパルス幅が狭くなることで相殺され、出力音声信号S5のレベル(振幅)が変化しない。
【選択図】図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、トランジスタをスイッチとして使用し大振幅信号を出力するスイッチング増幅器を利用したD級増幅回路に関し、たとえば音声信号の増幅に適用して好適なD級増幅回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来から、音声信号を電力増幅する増幅回路としてスイッチング増幅器を利用したD級増幅回路が利用されている(特許文献1参照)。
【0003】
図7は、そのD級音声増幅回路2の構成例を示している。このD級音声増幅回路2は、入力音声信号S1をPWM(Pulse Width Modulation)信号S3に変換するPWM回路4と、大信号出力用の電源電圧VDD(たとえば12[V]−48[V])が供給されPWM信号S3をスイッチング増幅してPWM増幅信号S4を出力するスイッチング増幅器6と、PWM増幅信号S4を平滑化して出力音声信号S5とするローパスフィルタ8とから構成されている。
【0004】
PWM回路4には、安定化された電源電圧VCCが供給される。このPWM回路4は、PWM用キャリア信号である基準三角波S2を発生する基準三角波発生回路10と、基準三角波S2と入力音声信号S1を比較してPWM信号S3を発生する比較回路12とから構成されている。
【0005】
このようなD級音声増幅回路2において、小信号用の電源電圧VCC(たとえば5[V]−12[V])による消費電力は、D級音声増幅回路2全体の消費電力に対してきわめて小さい電力であり電力効率を考慮する必要がほとんどないことから、入力音声信号S1の振幅に対応した正確なPWM信号S3を発生させるため、電源電圧VCCは、定電圧レギュレータにより安定化が図られている。
【0006】
その一方、大信号出力用の電源電圧VDDは、大電力供給可能な大型電源が必要であり、さらにD級音声増幅回路2全体の消費電力のほとんどを占有するため効率面を十分に考慮する必要がある。
【0007】
これらの観点からDC電源が供給されるD級音声増幅回路2において、電源電圧VDDは、高効率化、低コスト化および装置の小型化を考慮し、定電圧レギュレータ等の電圧安定化回路を介さずに、たとえば電源トランスの2次側電圧を整流しただけの電源や電池等の非安定化電源に直接接続される。
【0008】
【特許文献1】
特開2002−158544号公報(図2、段落[0002]−[0004])
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術に係るD級音声増幅回路2においては、図7中、PWM増幅信号S4の波形に示すように、電源電圧VDDが矢印で示すように変動すると、スイッチング増幅器6のオン時の電圧がその分点線で示すように変動し、結果として出力音声信号S5のレベル(振幅)が点線で示す波形のように変化する、すなわち出力音声信号S5の品質が低下するという問題がある。
【0010】
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても出力信号のレベル(振幅)が変化しないようにすることを可能とするD級増幅回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
この発明のD級増幅回路は、三角波と入力信号とを比較してPWM信号を出力するPWM回路と、前記PWM信号をスイッチング増幅しPWM増幅信号を出力するスイッチング増幅器と、前記PWM増幅信号を平滑化して出力信号とするフィルタ回路と、前記三角波を発生する際に、前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧の変動に応じて振幅が変化する三角波を発生する三角波発生回路とを備えることを特徴とする(請求項1記載の発明)。
【0012】
この発明によれば、スイッチング増幅器に供給される電源電圧の変動に応じて振幅が変化するPWM増幅信号に対し、その電源電圧の変動に応じて三角波の振幅を変化させる三角波発生回路を備えているので、電源電圧の変動により変化するPWM増幅信号の変化が三角波の振幅の変化により相殺される。結果として、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても出力信号のレベル(振幅)が変化しない。
【0013】
たとえば、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が、減少する方向に変化するとすると、その電源電圧の減少に比例してPWM増幅信号の振幅が減少しようとするが、同時に、三角波の振幅が減少する方向に変化するので、PWM信号のオンデューティが大きくなり(パルス幅が広くなり)、PWM増幅信号のパルス幅が広くなるので、フィルタ回路で平滑化される出力信号のレベル(振幅)が一定となるように作用する。
【0014】
すなわち、スイッチング増幅器の電源電圧の変動を原因とするPWM増幅信号の振幅の変化を、電源電圧の変動に応じて振幅が変化するようにした三角波を用いて入力信号と比較するPWM回路によるディーティ比の変化により相殺するようにしているので、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても、フィルタ回路から出力される出力信号のレベル(振幅)が変化しない。
【0015】
たとえば、三角波発生回路の電源電圧を、スイッチング増幅器に供給される電源電圧を分圧した電圧とすることで、電源電圧の変動に応じて三角波の振幅を変化させることができる(請求項2記載の発明)。
【0016】
また、三角波発生回路を、振幅の一定な基準三角波を発生する基準三角波発生器と、一方の入力端子に前記基準三角波が供給され、他方の入力端子に前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧を分圧した電圧が供給されて、前記基準三角波を前記分圧電圧に応じて増幅し前記三角波を出力する電圧制御増幅器とにより構成することにより、同様に、電源電圧の変動に応じて三角波の振幅を変化させることができる(請求項3記載の発明)。
【0017】
また、この発明は、入力信号と出力信号がそれぞれ音声信号であるD級音声増幅回路に適用して好適である(請求項4記載の発明)。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【0019】
なお、以下に参照する図面において、上記図7に示したものと対応するものには同一の符号を付けてその詳細な説明は省略する。
【0020】
図1は、この発明の一実施の形態に係るD級音声増幅回路22の構成を示している。
【0021】
このD級音声増幅回路22は、入力音声信号S1とPWM用キャリア信号である三角波S2とを比較してPWM信号S3を出力するPWM回路24と、PWM信号S3をスイッチング増幅しPWM増幅信号S4を出力するスイッチング増幅器6と、PWM増幅信号S4を平滑化して出力音声信号S5とするフィルタ回路であるローパスフィルタ8と、三角波S2を発生する際にスイッチング増幅器6に供給される非安定の電源電圧VDDの変動に比例して振幅が変化する三角波S2を発生する三角波発生回路30とを備える。非安定の電源電圧VDDは、たとえば電源トランス(不図示)の2次側電圧をダイオード(不図示)とコンデンサ(不図示)で整流した整流電圧や電池の両極間電圧がそのまま使用される。
【0022】
この実施の形態において、三角波発生回路30の電源電圧は、スイッチング増幅器6に供給される非安定の電源電圧VDDを抵抗器26と抵抗器28とからなる抵抗分圧回路29で分割した分圧電圧VR1とされている。この三角波発生回路30は、分圧電圧VR1を積分電圧とする積分器を含んで構成され、分圧電圧VR1のレベル(電圧値)に比例した振幅の三角波S2を発生する。
【0023】
比較回路12には、たとえば上記の電源トランス(不図示)の2次側電圧や電池の両極間電圧を安定化電源回路(不図示)で安定化した安定な電源電圧VCCが供給されている。
【0024】
比較回路12に供給される電源電圧VCCの具体的な電圧値は、たとえば5−12[V]中の所望の低電圧値に設定され、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDの具体的な電圧値は、たとえば12−48[V]中の所望の高電圧値に設定される。
【0025】
スイッチング増幅器6は、たとえば電源電圧VDDとグランド間に2個のトランジスタ(不図示)を直列に接続した構成とされ、PWM信号S3により2個のトランジスタが交互にオンオフされて矩形波であるPWM増幅信号S4を発生する。
【0026】
ローパスフィルタ8は、たとえば受動素子であるLCフィルタにより構成されている。このローパスフィルタ8は、PWM増幅信号S4のレベル(振幅)とデューティ比に応じたレベル(振幅)の出力音声信号S5を出力する。すなわち、PWM増幅信号S4のデューティ比50%を0レベルの基準とし、50%を超えると正側にレベル(振幅)が増加し、50%未満になると負側にレベル(振幅)が増加する出力音声信号S5を出力する。なお、0レベルの基準電圧は、図1の出力音声信号S5の波形に示すように、電源電圧VDDの半分の電圧(VDD/2)になる。
【0027】
次に、上述の実施の形態の動作について詳しく説明する。
【0028】
まず、動作の理解を容易にするために、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDが変動しない場合の動作について説明する。
【0029】
図2は、スイッチング増幅器6に供給されている電源電圧VDDが変動していない場合の動作説明に供される波形図である。
【0030】
入力音声信号S1の帯域がたとえばDC−10[kHz]程度であるとするとき、PWM用キャリア信号である三角波S2の周波数は、この周波数の10倍程度以上の値、たとえば100−200[kHz]値に設定される。このように設定すると、入力音声信号S1は、三角波S2に対して略直流信号とみなせる。
【0031】
図2の(a)に示すように、比較回路12の負入力端子に供給される上下の波形が対称な三角波S2の中心電圧V0を中心に入力音声信号S1が、比較回路12の正入力端子に供給される。
【0032】
入力音声信号S1のレベル(電圧)がV0(0レベルと考える。)で一定である場合、比較回路12から、図2の(c)に示すデューティ比50%のPWM信号S3が繰り返し出力され、スイッチング増幅器6およびローパスフィルタ8通過後の出力音声信号S5は、音声出力レベル(振幅)がゼロ値の出力基準電圧(VDD/2)である一定電圧となる。
【0033】
入力音声信号S1のレベルがV0より正側あるいは負側に振られると、図2の(b)あるいは図2の(d)に示すように、PWM信号S3のデューティ比が50%から増減し、スイッチング増幅器6でのPWM増幅信号S4の電圧が出力基準電圧(VDD/2)を中心に増減する。ローパスフィルタ8の出力音声信号S5は、デューティ比50%からの増減に応じて出力基準電圧(VDD/2)を0レベルと考えたときの正または負レベルの出力として得られる。
【0034】
次に、スイッチング増幅器6に供給されている電源電圧VDDが変動し、この電源電圧VDDの変動に比例して抵抗分圧回路29から三角波発生回路30に供給されている分圧電圧VR1が変化し、三角波発生回路30から発生される三角波S2のレベルが、図3の(a)と(b)に示すように、レベルVCAR1からより高いレベルのVCAR2に変化した場合について説明する。
【0035】
図3の(a)と(b)より、三角波S2のレベルVCARの変化とPWM信号S3のデューティ比50%を超える区間T(デューティ比50%を基準としたPWM信号S3のパルス変化幅T1、T2)が反比例の関係にあることが明らかである。
【0036】
すなわち、スイッチング増幅器6の電源電圧VDDが、たとえば電圧VDD1からこの電圧VDD1より高電圧の電圧VDD2に変化したとき、三角波発生回路30は、VDD1:VDD2=VCAR1:VCAR2となる振幅レベルの三角波S2(電圧VDD1に対応してレベルVCAR1、電圧VDD2に対応してレベルVCAR2)を発生させるので、区間T1が区間T2に減少することになり、PWM信号S3のデューティ比が大から小に変化する。
【0037】
したがって、スイッチング増幅器6のPWM増幅信号S4は、図3の(c)に示すように、電源電圧VDDが電圧VDD1から電圧VDD2に増加したとき、PWM増幅信号S4の振幅が電圧VDD1から電圧VDD2に増加するが、これに反比例してPWM増幅信号S4のパルス幅がパルス幅W2からW1に減少する。
【0038】
ここで、PWM増幅信号S4を積分して出力するローパスフィルタ8の出力音声信号S5は、PWM増幅信号S4のデューティ比50%を基準としたパルス変化幅Tとスイッチング増幅器6の電源電圧VDDに比例する。したがって、電源電圧VDDがVDD1からVDD2に増加してもパルス幅がパルス幅W2からW1に減少するので、出力音声信号S5のレベルは変化しなくなる。なお、図3の(c)において、面積P1と面積P2とは、同面積である。すなわち、出力音声信号S5のレベルは同じである。
【0039】
この図3では入力音声信号S1が正の場合を示したが、図4では入力音声信号S1が負の場合の動作波形を示している。
【0040】
図4の(a)、(c)に示すように、電源電圧VDDの電圧VDD1から電圧VDD2への変化に比例して三角波S2のレベルが、レベルVCAR1からより高いレベルのVCAR2に変化した場合について説明する。
【0041】
三角波S2のレベルがレベルVCAR1からより高いレベルのVCAR2に変化した場合には、図4の(a)と(b)より、PWM信号S3のデューティ比50%を基準として50%未満となる区間T1が区間T2に減少することになり、PWM信号S3のデューティ比が小から大に変化する。
【0042】
この場合、スイッチング増幅器6のPWM増幅信号S4は、図3の(c)に示すように、電源電圧VDDが電圧VDD1から電圧VDD2に増加したとき、その振幅が電圧VDD1から電圧VDD2に増加し、そのパルス幅がパルス幅W3からW4に増加する。
【0043】
このとき、PWM増幅信号S4を積分して出力するローパスフィルタ8の出力音声信号S5は、デューティ比50%に対応する基準レベル(ゼロレベル)に近づくので、その出力音声信号S5のレベル(振幅)が減少する。結局、出力音声信号S5のレベルは変化しなくなる。なお、図4の(c)において、面積P3と面積P4とは、同面積である。すなわち、出力音声信号S5のレベルは同じである。
【0044】
以上説明した動作を図5に描いた補正動作表にまとめている。この補正動作表では、入力音声信号S1の正負に対し電源電圧VDDの定格値からの増減に対応して、PWM信号S3のデューティ比の変化、およびこの変化に基づく出力音声信号S5の出力レベルの変化について場合を分けて記載している。
【0045】
このように上述した実施の形態によれば、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDの変動に応じて振幅が変化するPWM増幅信号S4に対し、その電源電圧VDDの変動に比例して三角波S2の振幅が変化するように、三角波発生回路30に供給される電圧VR1を、電源電圧VDDを抵抗分圧回路29により分圧した電圧としている。このため、電源電圧VDDの変動により変化するPWM増幅信号S4の変化が三角波S2の振幅の変化に基づくPWM信号S3のデューティ比の変化により相殺される。結果として、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDが変動しても出力音声信号S5のレベル(振幅)が変化しないという効果が達成される。
【0046】
図6は、この発明の他の実施の形態のD級音声増幅回路42の構成を示している。図6において、図7、図1に示したものと対応するものには同一の符号を付けてその詳細な説明は省略する。
【0047】
このD級音声増幅回路42では、三角波S2の発生回路である三角波発生回路32を、安定化されて電源電圧VCCが供給される振幅の一定な基準三角波を発生する基準三角波発生回路10と、一方の入力端子に基準三角波が供給され、他方の入力端子にスイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDを抵抗分圧回路29により分圧した分圧電圧VR1が供給される電圧制御増幅器回路(Voltage Control Amplifier 回路)34とにより構成している。
【0048】
この三角波発生回路32は、基準三角波を電源電圧VDDの変動に比例して変化する分圧電圧VR1に応じて増幅した三角波S2を出力し比較回路12に供給するようにしているので、PWM回路44が図1例のPWM回路24と同等となり、図6例のD級音声増幅回路42は、図1例のD級音声増幅回路22と同等の動作を行う。
【0049】
なお、この発明は、上述の実施の形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【0050】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、スイッチング増幅器の電源電圧の変動を原因とするPWM増幅信号の振幅の変化を、PWM回路によるディーティ比の変化により相殺するようにしているので、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても、フィルタ回路から出力される出力信号のレベル(振幅)が変化しない。
【0051】
すなわち、スイッチング増幅器の電源電圧が変化しても安定したレベル(振幅)の出力信号を出力することができる。
【0052】
また、スイッチング増幅器の電源電圧を安定化させる安定化回路を使用せずに、出力信号のレベル(振幅)を安定化させることができるので、高効率化、低コスト化および装置の小型化が図れるという派生的な効果も達成される。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一実施の形態が適用されたD級音声増幅回路のブロック図である。
【図2】入力音声信号のレベルの違いにより発生されるPWM信号を説明する波形図である。
【図3】図1例の動作説明(入力音声信号が正の場合)に供される波形図である。
【図4】図1例の動作説明(入力音声信号が負の場合)に供される波形図である。
【図5】図1例の動作説明をまとめた表を示す線図である。
【図6】この発明の他の実施の形態が適用されたD級音声増幅回路のブロック図である。
【図7】従来技術のD級音声増幅回路のブロック図である。
【符号の説明】
2、22、42…D級音声増幅回路 4、24、44…PWM回路
6…スイッチング増幅器 8…ローパスフィルタ
10、30、32…三角波発生回路 12…比較回路
26、28…抵抗器 29…抵抗分圧回路
34…電圧制御増幅器回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、トランジスタをスイッチとして使用し大振幅信号を出力するスイッチング増幅器を利用したD級増幅回路に関し、たとえば音声信号の増幅に適用して好適なD級増幅回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来から、音声信号を電力増幅する増幅回路としてスイッチング増幅器を利用したD級増幅回路が利用されている(特許文献1参照)。
【0003】
図7は、そのD級音声増幅回路2の構成例を示している。このD級音声増幅回路2は、入力音声信号S1をPWM(Pulse Width Modulation)信号S3に変換するPWM回路4と、大信号出力用の電源電圧VDD(たとえば12[V]−48[V])が供給されPWM信号S3をスイッチング増幅してPWM増幅信号S4を出力するスイッチング増幅器6と、PWM増幅信号S4を平滑化して出力音声信号S5とするローパスフィルタ8とから構成されている。
【0004】
PWM回路4には、安定化された電源電圧VCCが供給される。このPWM回路4は、PWM用キャリア信号である基準三角波S2を発生する基準三角波発生回路10と、基準三角波S2と入力音声信号S1を比較してPWM信号S3を発生する比較回路12とから構成されている。
【0005】
このようなD級音声増幅回路2において、小信号用の電源電圧VCC(たとえば5[V]−12[V])による消費電力は、D級音声増幅回路2全体の消費電力に対してきわめて小さい電力であり電力効率を考慮する必要がほとんどないことから、入力音声信号S1の振幅に対応した正確なPWM信号S3を発生させるため、電源電圧VCCは、定電圧レギュレータにより安定化が図られている。
【0006】
その一方、大信号出力用の電源電圧VDDは、大電力供給可能な大型電源が必要であり、さらにD級音声増幅回路2全体の消費電力のほとんどを占有するため効率面を十分に考慮する必要がある。
【0007】
これらの観点からDC電源が供給されるD級音声増幅回路2において、電源電圧VDDは、高効率化、低コスト化および装置の小型化を考慮し、定電圧レギュレータ等の電圧安定化回路を介さずに、たとえば電源トランスの2次側電圧を整流しただけの電源や電池等の非安定化電源に直接接続される。
【0008】
【特許文献1】
特開2002−158544号公報(図2、段落[0002]−[0004])
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術に係るD級音声増幅回路2においては、図7中、PWM増幅信号S4の波形に示すように、電源電圧VDDが矢印で示すように変動すると、スイッチング増幅器6のオン時の電圧がその分点線で示すように変動し、結果として出力音声信号S5のレベル(振幅)が点線で示す波形のように変化する、すなわち出力音声信号S5の品質が低下するという問題がある。
【0010】
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても出力信号のレベル(振幅)が変化しないようにすることを可能とするD級増幅回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
この発明のD級増幅回路は、三角波と入力信号とを比較してPWM信号を出力するPWM回路と、前記PWM信号をスイッチング増幅しPWM増幅信号を出力するスイッチング増幅器と、前記PWM増幅信号を平滑化して出力信号とするフィルタ回路と、前記三角波を発生する際に、前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧の変動に応じて振幅が変化する三角波を発生する三角波発生回路とを備えることを特徴とする(請求項1記載の発明)。
【0012】
この発明によれば、スイッチング増幅器に供給される電源電圧の変動に応じて振幅が変化するPWM増幅信号に対し、その電源電圧の変動に応じて三角波の振幅を変化させる三角波発生回路を備えているので、電源電圧の変動により変化するPWM増幅信号の変化が三角波の振幅の変化により相殺される。結果として、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても出力信号のレベル(振幅)が変化しない。
【0013】
たとえば、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が、減少する方向に変化するとすると、その電源電圧の減少に比例してPWM増幅信号の振幅が減少しようとするが、同時に、三角波の振幅が減少する方向に変化するので、PWM信号のオンデューティが大きくなり(パルス幅が広くなり)、PWM増幅信号のパルス幅が広くなるので、フィルタ回路で平滑化される出力信号のレベル(振幅)が一定となるように作用する。
【0014】
すなわち、スイッチング増幅器の電源電圧の変動を原因とするPWM増幅信号の振幅の変化を、電源電圧の変動に応じて振幅が変化するようにした三角波を用いて入力信号と比較するPWM回路によるディーティ比の変化により相殺するようにしているので、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても、フィルタ回路から出力される出力信号のレベル(振幅)が変化しない。
【0015】
たとえば、三角波発生回路の電源電圧を、スイッチング増幅器に供給される電源電圧を分圧した電圧とすることで、電源電圧の変動に応じて三角波の振幅を変化させることができる(請求項2記載の発明)。
【0016】
また、三角波発生回路を、振幅の一定な基準三角波を発生する基準三角波発生器と、一方の入力端子に前記基準三角波が供給され、他方の入力端子に前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧を分圧した電圧が供給されて、前記基準三角波を前記分圧電圧に応じて増幅し前記三角波を出力する電圧制御増幅器とにより構成することにより、同様に、電源電圧の変動に応じて三角波の振幅を変化させることができる(請求項3記載の発明)。
【0017】
また、この発明は、入力信号と出力信号がそれぞれ音声信号であるD級音声増幅回路に適用して好適である(請求項4記載の発明)。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【0019】
なお、以下に参照する図面において、上記図7に示したものと対応するものには同一の符号を付けてその詳細な説明は省略する。
【0020】
図1は、この発明の一実施の形態に係るD級音声増幅回路22の構成を示している。
【0021】
このD級音声増幅回路22は、入力音声信号S1とPWM用キャリア信号である三角波S2とを比較してPWM信号S3を出力するPWM回路24と、PWM信号S3をスイッチング増幅しPWM増幅信号S4を出力するスイッチング増幅器6と、PWM増幅信号S4を平滑化して出力音声信号S5とするフィルタ回路であるローパスフィルタ8と、三角波S2を発生する際にスイッチング増幅器6に供給される非安定の電源電圧VDDの変動に比例して振幅が変化する三角波S2を発生する三角波発生回路30とを備える。非安定の電源電圧VDDは、たとえば電源トランス(不図示)の2次側電圧をダイオード(不図示)とコンデンサ(不図示)で整流した整流電圧や電池の両極間電圧がそのまま使用される。
【0022】
この実施の形態において、三角波発生回路30の電源電圧は、スイッチング増幅器6に供給される非安定の電源電圧VDDを抵抗器26と抵抗器28とからなる抵抗分圧回路29で分割した分圧電圧VR1とされている。この三角波発生回路30は、分圧電圧VR1を積分電圧とする積分器を含んで構成され、分圧電圧VR1のレベル(電圧値)に比例した振幅の三角波S2を発生する。
【0023】
比較回路12には、たとえば上記の電源トランス(不図示)の2次側電圧や電池の両極間電圧を安定化電源回路(不図示)で安定化した安定な電源電圧VCCが供給されている。
【0024】
比較回路12に供給される電源電圧VCCの具体的な電圧値は、たとえば5−12[V]中の所望の低電圧値に設定され、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDの具体的な電圧値は、たとえば12−48[V]中の所望の高電圧値に設定される。
【0025】
スイッチング増幅器6は、たとえば電源電圧VDDとグランド間に2個のトランジスタ(不図示)を直列に接続した構成とされ、PWM信号S3により2個のトランジスタが交互にオンオフされて矩形波であるPWM増幅信号S4を発生する。
【0026】
ローパスフィルタ8は、たとえば受動素子であるLCフィルタにより構成されている。このローパスフィルタ8は、PWM増幅信号S4のレベル(振幅)とデューティ比に応じたレベル(振幅)の出力音声信号S5を出力する。すなわち、PWM増幅信号S4のデューティ比50%を0レベルの基準とし、50%を超えると正側にレベル(振幅)が増加し、50%未満になると負側にレベル(振幅)が増加する出力音声信号S5を出力する。なお、0レベルの基準電圧は、図1の出力音声信号S5の波形に示すように、電源電圧VDDの半分の電圧(VDD/2)になる。
【0027】
次に、上述の実施の形態の動作について詳しく説明する。
【0028】
まず、動作の理解を容易にするために、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDが変動しない場合の動作について説明する。
【0029】
図2は、スイッチング増幅器6に供給されている電源電圧VDDが変動していない場合の動作説明に供される波形図である。
【0030】
入力音声信号S1の帯域がたとえばDC−10[kHz]程度であるとするとき、PWM用キャリア信号である三角波S2の周波数は、この周波数の10倍程度以上の値、たとえば100−200[kHz]値に設定される。このように設定すると、入力音声信号S1は、三角波S2に対して略直流信号とみなせる。
【0031】
図2の(a)に示すように、比較回路12の負入力端子に供給される上下の波形が対称な三角波S2の中心電圧V0を中心に入力音声信号S1が、比較回路12の正入力端子に供給される。
【0032】
入力音声信号S1のレベル(電圧)がV0(0レベルと考える。)で一定である場合、比較回路12から、図2の(c)に示すデューティ比50%のPWM信号S3が繰り返し出力され、スイッチング増幅器6およびローパスフィルタ8通過後の出力音声信号S5は、音声出力レベル(振幅)がゼロ値の出力基準電圧(VDD/2)である一定電圧となる。
【0033】
入力音声信号S1のレベルがV0より正側あるいは負側に振られると、図2の(b)あるいは図2の(d)に示すように、PWM信号S3のデューティ比が50%から増減し、スイッチング増幅器6でのPWM増幅信号S4の電圧が出力基準電圧(VDD/2)を中心に増減する。ローパスフィルタ8の出力音声信号S5は、デューティ比50%からの増減に応じて出力基準電圧(VDD/2)を0レベルと考えたときの正または負レベルの出力として得られる。
【0034】
次に、スイッチング増幅器6に供給されている電源電圧VDDが変動し、この電源電圧VDDの変動に比例して抵抗分圧回路29から三角波発生回路30に供給されている分圧電圧VR1が変化し、三角波発生回路30から発生される三角波S2のレベルが、図3の(a)と(b)に示すように、レベルVCAR1からより高いレベルのVCAR2に変化した場合について説明する。
【0035】
図3の(a)と(b)より、三角波S2のレベルVCARの変化とPWM信号S3のデューティ比50%を超える区間T(デューティ比50%を基準としたPWM信号S3のパルス変化幅T1、T2)が反比例の関係にあることが明らかである。
【0036】
すなわち、スイッチング増幅器6の電源電圧VDDが、たとえば電圧VDD1からこの電圧VDD1より高電圧の電圧VDD2に変化したとき、三角波発生回路30は、VDD1:VDD2=VCAR1:VCAR2となる振幅レベルの三角波S2(電圧VDD1に対応してレベルVCAR1、電圧VDD2に対応してレベルVCAR2)を発生させるので、区間T1が区間T2に減少することになり、PWM信号S3のデューティ比が大から小に変化する。
【0037】
したがって、スイッチング増幅器6のPWM増幅信号S4は、図3の(c)に示すように、電源電圧VDDが電圧VDD1から電圧VDD2に増加したとき、PWM増幅信号S4の振幅が電圧VDD1から電圧VDD2に増加するが、これに反比例してPWM増幅信号S4のパルス幅がパルス幅W2からW1に減少する。
【0038】
ここで、PWM増幅信号S4を積分して出力するローパスフィルタ8の出力音声信号S5は、PWM増幅信号S4のデューティ比50%を基準としたパルス変化幅Tとスイッチング増幅器6の電源電圧VDDに比例する。したがって、電源電圧VDDがVDD1からVDD2に増加してもパルス幅がパルス幅W2からW1に減少するので、出力音声信号S5のレベルは変化しなくなる。なお、図3の(c)において、面積P1と面積P2とは、同面積である。すなわち、出力音声信号S5のレベルは同じである。
【0039】
この図3では入力音声信号S1が正の場合を示したが、図4では入力音声信号S1が負の場合の動作波形を示している。
【0040】
図4の(a)、(c)に示すように、電源電圧VDDの電圧VDD1から電圧VDD2への変化に比例して三角波S2のレベルが、レベルVCAR1からより高いレベルのVCAR2に変化した場合について説明する。
【0041】
三角波S2のレベルがレベルVCAR1からより高いレベルのVCAR2に変化した場合には、図4の(a)と(b)より、PWM信号S3のデューティ比50%を基準として50%未満となる区間T1が区間T2に減少することになり、PWM信号S3のデューティ比が小から大に変化する。
【0042】
この場合、スイッチング増幅器6のPWM増幅信号S4は、図3の(c)に示すように、電源電圧VDDが電圧VDD1から電圧VDD2に増加したとき、その振幅が電圧VDD1から電圧VDD2に増加し、そのパルス幅がパルス幅W3からW4に増加する。
【0043】
このとき、PWM増幅信号S4を積分して出力するローパスフィルタ8の出力音声信号S5は、デューティ比50%に対応する基準レベル(ゼロレベル)に近づくので、その出力音声信号S5のレベル(振幅)が減少する。結局、出力音声信号S5のレベルは変化しなくなる。なお、図4の(c)において、面積P3と面積P4とは、同面積である。すなわち、出力音声信号S5のレベルは同じである。
【0044】
以上説明した動作を図5に描いた補正動作表にまとめている。この補正動作表では、入力音声信号S1の正負に対し電源電圧VDDの定格値からの増減に対応して、PWM信号S3のデューティ比の変化、およびこの変化に基づく出力音声信号S5の出力レベルの変化について場合を分けて記載している。
【0045】
このように上述した実施の形態によれば、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDの変動に応じて振幅が変化するPWM増幅信号S4に対し、その電源電圧VDDの変動に比例して三角波S2の振幅が変化するように、三角波発生回路30に供給される電圧VR1を、電源電圧VDDを抵抗分圧回路29により分圧した電圧としている。このため、電源電圧VDDの変動により変化するPWM増幅信号S4の変化が三角波S2の振幅の変化に基づくPWM信号S3のデューティ比の変化により相殺される。結果として、スイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDが変動しても出力音声信号S5のレベル(振幅)が変化しないという効果が達成される。
【0046】
図6は、この発明の他の実施の形態のD級音声増幅回路42の構成を示している。図6において、図7、図1に示したものと対応するものには同一の符号を付けてその詳細な説明は省略する。
【0047】
このD級音声増幅回路42では、三角波S2の発生回路である三角波発生回路32を、安定化されて電源電圧VCCが供給される振幅の一定な基準三角波を発生する基準三角波発生回路10と、一方の入力端子に基準三角波が供給され、他方の入力端子にスイッチング増幅器6に供給される電源電圧VDDを抵抗分圧回路29により分圧した分圧電圧VR1が供給される電圧制御増幅器回路(Voltage Control Amplifier 回路)34とにより構成している。
【0048】
この三角波発生回路32は、基準三角波を電源電圧VDDの変動に比例して変化する分圧電圧VR1に応じて増幅した三角波S2を出力し比較回路12に供給するようにしているので、PWM回路44が図1例のPWM回路24と同等となり、図6例のD級音声増幅回路42は、図1例のD級音声増幅回路22と同等の動作を行う。
【0049】
なお、この発明は、上述の実施の形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【0050】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、スイッチング増幅器の電源電圧の変動を原因とするPWM増幅信号の振幅の変化を、PWM回路によるディーティ比の変化により相殺するようにしているので、スイッチング増幅器に供給される電源電圧が変動しても、フィルタ回路から出力される出力信号のレベル(振幅)が変化しない。
【0051】
すなわち、スイッチング増幅器の電源電圧が変化しても安定したレベル(振幅)の出力信号を出力することができる。
【0052】
また、スイッチング増幅器の電源電圧を安定化させる安定化回路を使用せずに、出力信号のレベル(振幅)を安定化させることができるので、高効率化、低コスト化および装置の小型化が図れるという派生的な効果も達成される。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一実施の形態が適用されたD級音声増幅回路のブロック図である。
【図2】入力音声信号のレベルの違いにより発生されるPWM信号を説明する波形図である。
【図3】図1例の動作説明(入力音声信号が正の場合)に供される波形図である。
【図4】図1例の動作説明(入力音声信号が負の場合)に供される波形図である。
【図5】図1例の動作説明をまとめた表を示す線図である。
【図6】この発明の他の実施の形態が適用されたD級音声増幅回路のブロック図である。
【図7】従来技術のD級音声増幅回路のブロック図である。
【符号の説明】
2、22、42…D級音声増幅回路 4、24、44…PWM回路
6…スイッチング増幅器 8…ローパスフィルタ
10、30、32…三角波発生回路 12…比較回路
26、28…抵抗器 29…抵抗分圧回路
34…電圧制御増幅器回路
Claims (4)
- 三角波と入力信号とを比較してPWM信号を出力するPWM回路と、
前記PWM信号をスイッチング増幅しPWM増幅信号を出力するスイッチング増幅器と、
前記PWM増幅信号を平滑化して出力信号とするフィルタ回路と、
前記三角波を発生する際に、前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧の変動に応じて振幅が変化する三角波を発生する三角波発生回路と
を備えることを特徴とするD級増幅回路。 - 請求項1記載のD級増幅回路において、
前記三角波発生回路の電源電圧が、前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧を分圧した電圧とされている
ことを特徴とするD級増幅回路。 - 請求項1記載のD級増幅回路において、
前記三角波発生回路は、
振幅の一定な基準三角波を発生する基準三角波発生器と、
一方の入力端子に前記基準三角波が供給され、他方の入力端子に前記スイッチング増幅器に供給される電源電圧を分圧した電圧が供給されて、前記基準三角波を前記分圧電圧に応じて増幅し前記三角波を出力する電圧制御増幅器と
を有することを特徴とするD級増幅回路。 - 請求項1−3のいずれか1項に記載のD級増幅回路において、
前記入力信号と前記出力信号がそれぞれ音声信号である
ことを特徴とするD級増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003106339A JP2004312594A (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | D級増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004312594A true JP2004312594A (ja) | 2004-11-04 |
Family
ID=33468559
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003106339A Pending JP2004312594A (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | D級増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2004312594A (ja) |
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- 2003-04-10 JP JP2003106339A patent/JP2004312594A/ja active Pending
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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