JP4020859B2

JP4020859B2 - スイッチング電源

Info

Publication number: JP4020859B2
Application number: JP2003423924A
Authority: JP
Inventors: 健一久保田; 賢知林; 健一善田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-12-22
Filing date: 2003-12-22
Publication date: 2007-12-12
Anticipated expiration: 2023-12-22
Also published as: JP2005185022A

Description

本発明は、スイッチングの応答速度の高速化を図るための制御手段を備えたスイッチング電源に関するものである。

従来、スイッチング波形の制御手段の代表例として、図１５で示すような、電流モード型ＰＷＭ制御がある（例えば、特許文献１参照。）。この電流モード型ＰＷＭ制御とは、電源回路の出力側に誤差アンプを接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、誤差アンプの出力を比較器１２の一方の入力に接続し、比較器１２の他方の入力に電流検出回路２７を接続して、電源回路のインダクタ電流を制御するものである。
米国特許第４９４３９０２号公報

しかし、この電流モード型ＰＷＭ制御では、固定周波数三角波の代わりにインダクタ電流信号を用いることで、誤差増幅信号との位相余裕を大きく取れるようになったが、誤差増幅信号の周波数帯域を大きく上げることはできない。

以上のような課題が生じたことより、図１６に示すように、検出電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差アンプ１１の出力を２つの比較器１２，１３に接続し、一方の比較器１２には直接、他方の比較器１３には分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を介して接続してあり、電源回路に設けた転流スイッチＳ２と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１及びコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２を備えたフィルタ回路２１を接続し、このフィルタ回路２１の出力を２つの比較器１２，１３の他方の入力に接続して、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を備えたスイッチング電源を発明した（特許文献２参照。）。なお、この動作波形図を図１７及び図１８で示し、図１７では、入出力電位差が大きくなった場合、図１８では、入出力電位差が小さくなった場合を示す。
特願２００２−２７０３２７

しかしながら、図１７で示すように、入力電圧が変化した場合、三角波における昇り傾斜の傾きは入力電圧に比例して変化するが、下り傾斜の傾きは変化しないため、入力電圧に比例して動作周波数が変化してしまうという課題が生じる。また、出力電圧設定が変化した場合には、三角波を挟み込む２つの電圧レベルが変化して三角波の振幅が変わってしまうため、出力電圧設定に反比例して動作周波数が変化してしまうという課題が生じる。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、安定した発振周波数・出力リップル特性を実現する新規のスイッチング電源を提供する。

上記課題を解決するために、本発明スイッチング電源は、整流スイッチと転流スイッチを備えたスイッチング電源であって、電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を誤差アンプの入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して第一の信号を出力するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続し、同じくこの誤差アンプの出力を分割抵抗を介して第二の比較器の一方の入力に接続してあり、入出力電位差に比例して変化する電流源を前記分割抵抗の中点と接地電位との間に接続して第二の信号を出力するように構成し、前記整流スイッチと転流スイッチの中点にフィルタ回路を設け、このフィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して三角波形を出力するように構成してあり、前記三角波形の振幅が前記第一及び第二の信号の間に収まるように制御する制御手段を設けてある。

前記電圧分圧回路は、抵抗を２つ以上直列に接続したものと、抵抗分割点から入出力電圧差に比例した電流源とで構成し、分圧比を自在に変化させるようにしてある。

前記第一の比較器の出力をフリップフロップ回路のリセット側の入力に接続するとともに、前記第二の比較器の出力を前記フリップフロップ回路のセット側の入力に接続し、このフリップフロップ回路の出力をドライバの入力に接続し、このドライバの出力を前記整流スイッチ並びに前記転流スイッチに接続してある。

前記フィルタ回路は、抵抗及びコンデンサを各々少なくとも一つずつ設けて構成してある。

前記フィルタ回路は、抵抗と二つのコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記二つのコンデンサ間に前記フィルタ回路の出力部を設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してある。

前記フィルタ回路は、抵抗とコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記抵抗とコンデンサとの接続部に前記フィルタ回路の出力部を設けてある。

前記フィルタ回路は、前記転流スイッチと並列に、かつ前記出力チョークの入力端側に抵抗を複数個直列に接続し、同じく前記転流スイッチと並列に、かつ前記出力チョークの出力端側にコンデンサを複数個直列にそれぞれ接続し、抵抗間及びコンデンサ間に接続部を設け、これら接続部を接続して構成し、この接続部を前記フィルタ回路の出力部にしてある。

前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してある。

前記整流スイッチに電流検出回路を接続し、この電流検出回路を前記フィルタ回路に接続してある。

前記出力チョークと前記平滑コンデンサとの間に電流検出部を接続し、この電流検出部の入力側並びに出力側にバッファアンプの入力を接続し、このバッファアンプの出力にフィルタ回路を接続してある。

前記出力チョークに電流検出回路を接続し、この電流検出回路に前記フィルタ回路を接続してある。

前記フィルタ回路は、コンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してある。

前記フィルタ回路は、コンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてある。

本発明によれば、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、様々な入出力条件において、安定した効率・出力リップル特性を実現することができる効果がある。

以下、添付図面を用いて本発明スイッチング電源に係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す。Ｃはコンデンサ、Ｓはスイッチング素子、Ｒは抵抗、Ｚはインピーダンス、１１は誤差アンプ、１２，１３は比較器、１４は電流源、１５はフリップフロップ回路、１６はアンプ、１７はドライバ、２１，２２，２３，２４，２５はフィルタ回路、２６はバッファアンプ、２７，２８は電流検出回路である。

本実施例に係るスイッチング電源は、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣ_ＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。

電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を備え、これら抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の接続部を誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４の中点と接地電位との間に電流源１４を接続してある。この電流源１４にはアンプ１６の出力信号が入力できるようにしてある。また、このアンプ１６の正の入力は整流スイッチＳ１の入力側から接続してあり、アンプ１６の負の入力は出力チョークＬ１の出力側から接続し、入出力電位差を検出できるようにしてある。

出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１と２つのコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する構成にしてある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は以下のような作用をする。なお、この動作波形図を図２及び図３で示し、図２では、入出力電位差が大きくなった場合、図３では、入出力電位差が小さくなった場合を示す。

本発明では、アンプ１６の入力を整流スイッチＳ１の入力側と出力チョークＬ１の出力側に接続することにより、入出力電位差を検出する。アンプ１６の出力信号は分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４の中点と接地電位との間に接続した電流源１４に出力される。即ち、入出力電位差に比例して電流源１４に電流が流れ、これに伴い、分割抵抗Ｒ_４の抵抗値は小さくなる。分割抵抗Ｒ_３の抵抗値は一定であるため、図２に示すように、入出力電位差が大きくなると、分割抵抗Ｒ_３と分割抵抗Ｒ_４との電圧分圧比が大きくなり三角波の振幅も大きくなる。これにより発振周波数が低くなる。

逆に入出力電位差が小さくなると、アンプ１６の出力信号は小さくなり、これに伴い、電流源に流れる電流も小さくなると、分割抵抗Ｒ_４の抵抗値は大きくなる。分割抵抗Ｒ_３の抵抗値は一定であるため、図３に示すように、入出力電位差が小さくなると、分割抵抗Ｒ_３と分割抵抗Ｒ_４との電圧分圧比が小さくなり、三角波の振幅も小さくなる。これにより発振周波数が高くなる。以上の動作により入出力電圧の変動に対し発振周波数の変化が抑制させるため、安定した発振周波数・出力リップル特性を実現する事が出来る。

図４は、図１図示実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗Ｒ_ＳＡＷ１とコンデンサＣ_ＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２２を接続してある。このフィルタ回路２２の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２に接続し、フィルタ回路２２より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示の実施例とほぼ同様の作用をし、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。但し、本実施例では、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗を設けておらず、また、フィルタ回路２２は図１図示実施例のフィルタ回路２１と構成が異なる。

図５は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を備え、これら抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の接続部を誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

この実施例では、出力チョークＬ１の入出力端間にフィルタ回路２３を設けてある。このフィルタ回路２３は以下のように構成してある。転流スイッチＳ２と並列に、かつ出力チョークＬ１の入力端側に２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２を直列に接続し、同じく転流スイッチＳ２と並列に、かつ出力チョークＬ１の出力端側に２つのコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２を直列に接続してある。直列に接続した抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２の間、並びに直列に接続したコンデンサＣ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２の間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路２３を構成してある。前記接続部はフィルタ回路２３の出力部であり、出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２に接続し、フィルタ回路２５より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様の作用をし、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

図６は、図５図示実施例とはほぼ同様のスイッチング電源であり、このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。このスイッチング電源は図４図示実施例とほぼ同様の作用をし、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

図７は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を備え、これら抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の接続部を誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

この実施例では、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの間に電流検出用の抵抗Ｒ_６を接続してあり、この抵抗Ｒ_６の入力側をバッファアンプ１５の正の入力に、出力側を同じくバッファアンプ１５の負の入力にそれぞれ接続してある。このバッファアンプ１５の出力にコンデンサＣ_ＳＡＷ１と２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２４を接続してある。このフィルタ回路２４の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続するとともに、第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のセット側の入力に接続してある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２に接続し、フィルタ回路２４より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように構成してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様の作用をし、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。また、この実施例は電圧検出用の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を備えてあるとともに、フィルタ回路２４をコンデンサＣ_ＳＡＷ１と２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成してあることにより、高周波成分のみを取り出すことができる。

図８は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差アンプ１１の負の入力に接続し、この誤差アンプ１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差アンプ１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差アンプ１１の出力を分割抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。

この実施例では、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣ_ＯＵＴとの間に電流検出用の抵抗Ｒ_６を接続してあり、この抵抗Ｒ_６の入力側をバッファアンプ１５の正の入力に、出力側を同じくバッファアンプ１５の負の入力にそれぞれ接続してある。このバッファアンプ１５の出力をコンデンサＣ_ＳＡＷと抵抗Ｒ_ＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２５を接続してある。このフィルタ回路２５の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源は図４図示実施例とほぼ同様の作用をし、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、安定した出力リップル特性を実現することができる。

図９図示の実施例は、出力チョークＬ１に電流検出回路２７を接続し、この電流検出回路２７の出力にコンデンサＣ_ＳＡＷ１と２つの抵抗Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２４を接続してある。これ以外については図７図示実施例とほぼ同様の構成である。以上のように構成してある図９図示のスイッチング電源は図７図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をする。

図１０図示の実施例も出力チョークＬ１に電流検出回路２７を接続し、この電流検出回路２７の出力をコンデンサＣ_ＳＡＷと抵抗Ｒ_ＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２５を接続してある。これ以外については図８図示実施例とほぼ同様の構成である。以上のように構成してある図１０図示のスイッチング電源は図８図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をする。

図１１図示実施例は図１図示実施例に、図１２図示実施例は図４図示実施例に、図１３図示実施例は、図５図示実施例に、図１４図示実施例は図８図示実施例に対応するもので、これらの実施例は、整流スイッチＳ１に電流検出回路２８を接続し、この電流検出回路２８の出力を出力チョークＬ１の出力端に接続した抵抗Ｒ_ＳＡＷ１の他端に接続してある。

以上のように構成してある図１１乃至図１４に示すスイッチング電源は、それぞれ対応する図１、図４、図５並びに図６図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をするが、これらに加え、これらのスイッチング電源は、フィルタ回路２１，２２，２３，２４で電流検出回路２８から流れた電流を加えるため、出力インピーダンスを調整することができる。

本発明のスイッチング電源は、入出力電圧差に比例して三角波の振幅を自動的に変化させる回路を内蔵することにより、様々な入出力条件において、安定した効率・出力リップル特性を実現することができる。

本発明に係るスイッチング電源における発明を実施するための最良の形態の回路図である。図１図示実施形態の入出力電位差が大きくなった場合の動作波形図である。図１図示実施形態の入出力電位差が小さくなった場合の動作波形図である。本発明に係る実施例１の回路図である。本発明に係る実施例２の回路図である。本発明に係る実施例３の回路図である。本発明に係る実施例４の回路図である。本発明に係る実施例５の回路図である。本発明に係る実施例６の回路図である。本発明に係る実施例７の回路図である。本発明に係る実施例８の回路図である。同じく本発明に係る実施例８の回路図である。同じく本発明に係る実施例８の回路図である。同じく本発明に係る実施例８の回路図である。従来例を示した回路図である。同じく従来例を示した回路図である。図１６図示従来例の入出力電位差が大きくなった場合の動作波形図である。図１６図示従来例の入出力電位差が小さくなった場合の動作波形図である。

符号の説明

Ｓ１整流スイッチ
Ｓ２転流スイッチ
Ｌ１出力チョーク
Ｃ_ＯＵＴ平滑コンデンサ
Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３，Ｒ_４，Ｒ_６，Ｒ_ＳＡＷ，Ｒ_ＳＡＷ１，Ｒ_ＳＡＷ２抵抗
Ｓスイッチ
Ｃ_ＳＡＷ１，Ｃ_ＳＡＷ２コンデンサ
１１誤差アンプ
１２第一の比較器
１３第二の比較器
１４電流源
１５フリップフロップ回路
１６アンプ
１７ドライバ
２１，２２，２３，２４，２５フィルタ回路
２６バッファアンプ
２７，２８電流検出回路

Claims

整流スイッチと転流スイッチを備えたスイッチング電源であって、電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を誤差アンプの入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して第一の信号を出力するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続するととともに、前記誤差アンプの出力を分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して、前記誤差アンプの出力を分圧比を第二の比較器の一方の入力に接続してあり、入出力電位差に比例して変化する電流源を前記分割抵抗の中点と接地電位との間に接続して第二の信号を出力するように構成し、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを備えたフィルタ回路を接続し、このフィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して三角波形を出力するように構成してあり、前記三角波形の振幅が前記第一及び第二の信号の間に収まるように制御する制御手段を設けてあることを特徴とするスイッチング電源。
前記電圧分圧回路は、前記分割抵抗を複数個直列に接続し、抵抗分割点と接地電位との間に入出力電圧差に比例する電流源を接続して、分圧比を自在に変化させるようにしてあることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
前記第一の比較器の出力をフリップフロップ回路のリセット側の入力に接続するとともに、前記第二の比較器の出力を前記フリップフロップ回路のセット側の入力に接続し、このフリップフロップ回路の出力をドライバの入力に接続し、このドライバの出力を前記整流スイッチ並びに前記転流スイッチに接続してあることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、抵抗及びコンデンサを各々少なくとも一つずつ設けて構成してあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、抵抗と二つのコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記二つのコンデンサ間に前記フィルタ回路の出力部を設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してあることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、抵抗とコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗の一端を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記抵抗とコンデンサとの接続部に前記フィルタ回路の出力部を設けてあることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源。
整流スイッチと転流スイッチを備えたスイッチング電源であって、電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を誤差アンプの入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して第一の信号を出力するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続するととともに、前記誤差アンプの出力を分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して、前記誤差アンプの出力を分圧比を第二の比較器の一方の入力に接続してあり、入出力電位差に比例して変化する電流源を前記分割抵抗の中点と接地電位との間に接続して第二の信号を出力するように構成し、前記転流スイッチと並列に、かつ前記出力チョークの入力端側に抵抗を複数個直列に接続し、前記出力チョークの出力端と負電極との間にコンデンサを複数個直列にそれぞれ接続し、抵抗間及びコンデンサ間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路を構成し、このフィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して三角波形を出力するように構成してあり、前記三角波形の振幅が前記第一及び第二の信号の間に収まるように制御する制御手段を設けてあることを特徴とするスイッチング電源。
前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してあることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源。
前記整流スイッチに該整流スイッチの電流を検出する電流検出回路を接続し、この電流検出回路を前記フィルタ回路に接続し、このフィルタ回路に前記電流検出回路から流れる電流を加えるように構成してあることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載のスイッチング電源。
整流スイッチと転流スイッチを備えたスイッチング電源であって、電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を誤差アンプの入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して第一の信号を出力するように構成し、この誤差アンプの出力を第一の比較器の一方の入力に接続するととともに、前記誤差アンプの出力を分圧比を自在に変化させる電圧分圧回路を介して、前記誤差アンプの出力を分圧比を第二の比較器の一方の入力に接続してあり、入出力電位差に比例して変化する電流源を前記分割抵抗の中点と接地電位との間に接続して第二の信号を出力するように構成し、前記出力チョークと前記平滑コンデンサとの間に電流検出部を接続し、この電流検出部の入力側並びに出力側にバッファアンプの入力を接続し、このバッファアンプの出力にフィルタ回路を接続し、このフィルタ回路の出力を前記第一の比較器の他方の入力、並びに第二の比較器の他方の入力に接続して三角波形を出力するように構成してあり、前記三角波形の振幅が前記第一及び第二の信号の間に収まるように制御する制御手段を設けてあることを特徴とするスイッチング電源。
前記出力チョークに該出力チョークの電流を検出する電流検出回路を接続し、この電流検出回路に前記フィルタ回路を接続し、このフィルタ回路に前記電流検出回路から流れる電流を加えるように構成してあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、コンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差アンプの入力に接続してあることを特徴とする請求項１０又は１１記載のスイッチング電源。
前記フィルタ回路は、コンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてあることを特徴とする請求項１０又は１１記載のスイッチング電源。