JP3978933B2 - 高周波信号切替装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波やミリ波等からなる高周波信号の伝送経路を切り替える高周波信号切替装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、高周波信号を処理する各種システムにおいて、信号の発生・停止を制御したり、複数の信号を切り替えて処理するために、複数設定された伝送経路（チャンネル）の切替や導通，遮断を、電気的な制御によって行う高周波信号切替装置（例えば、特開平５−５５８０４号公報等）が知られている。
【０００３】
その一例として、図１７に、一対の個別伝送線路１０１，１０２と、これら個別伝送線路１０１，１０２の一端が共通に接続された共通伝送線路１０３とを備え、各個別伝送線路１０１，１０２には、該個別伝送線路１０１，１０２を導通，遮断するスイッチＳＷａ，ＳＷｂがそれぞれ設けられた２チャンネルの高周波信号切替装置１００を示す。この高周波信号切替装置１００は、例えば、各個別伝送線路１０１，１０２が人工衛星から垂直偏波，水平偏波を受信するアンテナＡＮＴに接続され、何れかの偏波信号を切り替えて出力するため等に使用されている。
【０００４】
ところで、一般に、信号の伝送経路に設けられるこの種の装置は、低挿入損失であることが要求される。なお、上述の高周波信号切替装置１００のように、複数の個別伝送線路１０１，１０２を有する場合には、挿入損失を増加させる主要な原因として、スイッチがオンされた個別伝送線路（以下、導通チャネルという；図１７では個別伝送線路１０２）からの高周波信号と、スイッチがオフされた個別伝送線路（以下、遮断チャネルという；図１７では個別伝送線路１０１）にて発生する反射波とが、両個別伝送線路１０１，１０２の分岐点Ｔにて起こす干渉がある。
【０００５】
これに対して、各スイッチＳＷａ，ＳＷｂから分岐点Ｔに至る線路長Ｌｉ（ｉ＝１，２）を、λ／４（但し、λは目標周波数となる高周波信号の線路内波長）の偶数倍（Ｌｉ＝２ｎ×λ／４，ｎ＝０，１，２，…）の長さに設定することにより、遮断チャネルのスイッチにて信号の反射が生じないようにすることが行われている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述のように線路長Ｌｉを設定しても、実際には、製造上のばらつき等により、遮断チャネルからの反射波を完全に抑えることはできず、このような反射波が導通チャネルの伝送損失に影響を与えている。つまり、高周波信号切替装置のチャンネル数が増加するほど、遮断チャンネルの数、即ち分岐点Ｔにて干渉を起こす反射波の数も増加するため、導通チャネルの伝送損失が増大するという問題があった。
【０００７】
また、高周波信号切替装置を、半導体チップ上に構成する場合、他のチップとの接続し易さを考慮して、通常、チップ外周部の一つの辺に入力端子を配置し、その対向辺に出力端子を揃えて配置することが行われる。この場合、形成するパターンが制約され、個別伝送線路が３本以上存在すると、全ての個別伝送線路を同じ形状且つ同じ長さにすることは不可能であり、その結果、チャネル毎に導通時の伝送損失、及び遮断時に生じる反射波の大きさが異なってしまう。
【０００８】
つまり、導通チャネルが変わる毎に、導通チャネル自身が持つ伝送損失や、遮断チャネルにて発生する反射波が異なったものとなるため、高周波信号切替装置の挿入損失は、どのチャネルを導通させるかによってばらついてしまうという問題があった。
【０００９】
具体的に、例えば３チャネルの高周波切替装置を自動車用ミリ波レーダの方位検出装置に適用し、３つの受信アンテナからの受信信号を、択一的に受信器に供給するために用いた場合、個別伝送線路の形状や長さが異なるチャネル間では、伝送損失が互いに異なったものとなるため、同じ強度のレーダ波を受信しても、受信信号の強度は互いに異なったものとなってしまい、検出距離を誤認識してしまうおそれがあった。
【００１０】
そこで、本発明は、上記問題点を解決するために、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一な高周波信号切替装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１記載の高周波信号切替装置では、共通線から分岐した複数の個別線のいずれかを、各個別線に設けられたスイッチング手段を制御することにより択一的に導通させて、導通した個別線及び共通線を用いて高周波信号の伝送を行う。
【００１２】
なお、スイッチング手段はトランジスタを含んで構成されており、このトランジスタのオン抵抗が、個別線間の伝送損失の相違を補償するよう個別に設定されている。但し、ここでは、トランジスタのゲート（入力）電圧Ｖｇに対する出力ドレイン（出力）電流Ｉｓの比の逆数Ｖｇ／Ｉｓをオン抵抗Ｒonと呼ぶ。
【００１３】
従って、本発明の高周波信号切替装置によれば、トランジスタのオン抵抗を適宜設定することにより、各チャネルの伝送損失を調整できるため、各チャンネルの経路差や分岐点での干渉によって生じる伝送損失差を相殺することができ、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一となるようにすることができる。
【００１４】
その結果、当該装置の異なったチャネルを通過した信号間に誤差を生じさせてしまうことがなく、当該装置を用いれば、信頼性が高く高性能な各種装置を構成することができる。
なお、スイッチング手段としては、一端が個別線に接続されたスタブ、及びスタブの個別線との接続端とは反対側に位置する制御端に接続されたトランジスタを備え、このトランジスタによりスタブの制御端の接続状態を開放或いは接地のいずれかに切り替えることにより、個別線の導通，遮断を制御するスタブ共振型スイッチを用いている。
【００１５】
ここで、図１３（ａ）はスタブ共振型スイッチ、図１３（ｂ）（ｃ）はその等価回路を示すものである。そして、トランジスタのオン時の等価回路は、図１３（ｂ）に示すように、トランジスタのオン抵抗に等しい抵抗器を介してスタブの制御端を接地したもの、即ち疑似的なショートスタブとなり、一方、トランジスタのオフ時の等価回路は、図１３（ｃ）に示すように、トランジスタの持つ寄生容量分に等しいコンデンサを介してスタブの制御端を接地したもの、即ち疑似的なオープンスタブとなる。
【００１６】
なお、目標周波数での線路内波長をλとして、スタブ長がλ／４に設定されたスタブ共振型スイッチを用いた場合、図１４に示すように、ショートスタブ（トランジスタ：オン）の時に、目標周波数近傍の高周波信号に対して伝送損失が小さくなるためチャネルが導通状態となり、一方、オープンスタブ（トランジスタ：オフ）の時に、同じ高周波信号に対して伝送損失が大きくなるためチャネルが遮断状態となる。
【００１７】
そして、スタブ共振型スイッチでは、トランジスタのオン抵抗Ｒonを小さくするほど、理想的なショートスタブに近づき、また、トランジスタの寄生容量Ｃに基づくリアクタンス分｜１／ｊωＣ｜を大きく（寄生容量Ｃを小さく）するほど、理想的なオープンスタブに近づく。即ち、スタブ長をλ／４に設定した場合、トランジスタのオン抵抗Ｒonの大きさを適宜設定することにより、導通チャネルでの伝送損失を所望のレベルに設定することができるのである。
【００１８】
このように、スイッチング手段としてスタブ共振型スイッチを接続した個別伝送線路では、高周波信号を双方向に通過させることができるため、当該高周波信号切替装置を、マルチプレクサ及びデマルチプレクサのいずれとしても使用することができる。
また、本発明の高周波信号切替装置では、高周波信号線路を、共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、その高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成している。
このため、本発明の高周波信号切替装置によれば、対称な位置に存在する一対の個別線は、その形状及び長さが等しく伝送損失が同一となるため、調整時に個別に設定すべきオン抵抗の種類を、ほぼ半減することができ、装置の設計，作製を容易化できる。
更に、本発明の高周波信号切替装置によれば、高周波信号としてミリ波帯の周波数を有するものを用いた場合に、分岐点での反射，損失を最小限に抑えることができ、当該装置の性能を向上させることができる。また、スイッチング手段を構成するトランジスタのオン抵抗を設定する際に、分岐点での反射，損失を考慮する必要がないため、設計の容易化を図ることができる。
即ち、ミリ波帯では、一般に、伝送基本モードとしてＴＥＭ（ Transmission Electric Magnetic ）波が用いられており、このＴＥＭ波は、伝搬方向に電気力線と磁力線のモードが存在しないため、垂直に交わる分岐点では損失なく伝搬されるが、斜めに交わる分岐点では、伝搬方向に電気力線と磁力線が混在するモードが発生してしまい、反射波を発生させる等して伝送損失を増大させてしまうことが知られている。従って、本発明のように、Ｔ字分岐，或いは十字分岐を用いて直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成することで、分岐点での反射，損失を最小限に抑えることができるのである。
【００１９】
ところで、トランジスタのオン抵抗を変化させるには、例えば、請求項２記載のように、スイッチング手段毎にトランジスタのゲート幅を変化させればよい。但し、図１５に示すように、トランジスタに接続される伝送線路やスタブより、線路幅方向に突出させた状態でゲートを形成しても、この突出部分は、オン抵抗の低減に寄与しない。このため、具体的には、トランジスタのゲートを櫛歯形状に形成し、請求項３記載のように形成する櫛歯の本数、或いは請求項４記載のように形成する櫛歯の長さを変えることによって、ゲート幅を変化させることが望ましい。
【００２０】
特に、トランジスタに接続される伝送線路やスタブがコプレナー線路にて形成されている場合、線路幅を変化させると伝送特性が変化してしまうが、櫛歯形状のゲートを用いることにより、トランジスタとの接続端での線路幅（即ち線路特性）を変化させてしまうことがなく、理想的なオープンスタブやショートスタブに近い特性を実現でき、優れたスイッチング特性を得ることができる。
【００２１】
また、櫛歯形状のゲートを用いた場合、同じゲート幅を得るのであれば、櫛歯を多数形成することで、櫛歯１本当たりの長さ（ゲート幅）を短くできるため、ゲート端部（櫛歯の先端）への給電を遅延なく行うことができ、トランジスタのオン，オフ動作、ひいてはスイッチング手段による導通，遮断の切替動作を高速に行うことができる。
【００２２】
ところで、近年、高速なスイッチング動作を可能とするトランジスタとして、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor） が注目されている。ＨＥＭＴは、図１６に示すように、キャップ層Ｈｐ，ゲートコンタクト層Ｈｇ，ドープ層Ｈｄ，チャネル層Ｈｃ等を有しており、ゲート電極ＫＧに加える電圧により、ソース電極ＫＳ・ドレイン電極ＫＤ間のチャネル層Ｈｃを流れる電流を制御する構造となっている。
【００２３】
そして、ゲートコンタクト層Ｈｇのゲート電極取付部分には、リセスＲが形成されており、このリセスＲにて、ゲートコンタクト層Ｈｇの膜厚Ｄ等を制御することにより、ピンチオフ電圧の大きさを制御している。
このように構成されたＨＥＭＴのオン抵抗Ｒonは、（１）式に示すように、ゲート幅だけでなくリセスＲの形状によっても変化する。但し、Ｗはゲート幅，Ｌはリセス長，Ｄはリセス形成部分のゲートコンタクト層Ｈｇの残り膜厚，ρはチャネルシート抵抗である。
【００２４】
Ｒon＝ρ・Ｗ・Ｌ／Ｄ （１）従って、スイッチング手段を構成するトランジスタがＨＥＭＴである場合、そのオン抵抗を変化させるために、例えば、請求項５記載のようにトランジスタのリセス長Ｌ、或いは請求項６記載のようにトランジスタのリセス深さ（即ち、ゲートコンタクト層Ｈｇの残り膜厚Ｄ）を変化させてもよい。
【００２５】
特にリセス深さを変化させる場合には、例えば、請求項７記載のように、トランジスタのリセスＲを段溝形状とし、形成する溝の段数を変化させれることにより簡単に実現できる。また更に、トランジスタのオン抵抗Ｒonを変化させるには、請求項８記載のように、スイッチング手段毎にトランジスタに印加するゲートバイアス電圧を変化させてもよい。
【００２６】
この場合、ゲートバイアス電圧は、作製された高周波切替装置の挿入損失を実測した結果に基づいて設定できるため、製造時に生じるバラツキも含めて補償することができる。そして、ゲートバイアス電圧によりトランジスタのオン抵抗Ｒonを調整する場合には、請求項９記載のように、供給電圧を分圧する分圧回路を設け、この分圧回路により、ゲートバイアス電圧を生成することが望ましい。
【００２７】
即ち、トランジスタのオン抵抗Ｒonは、ドレイン電流が流れ始めるピンチオフ電圧付近にて、ゲートバイアス電圧のわずかな変化に対して大きく変化する。従って、このピンチオフ電圧付近でトランジスタのオン抵抗Ｒonを制御するには、小さな電圧範囲内で細かく電圧レベルを制御しなければならない。そこで、供給電圧を１／ｎに分圧するように分圧回路を設定すれば、供給電圧の分解能のｎ倍の精度にて、ゲートバイアス電圧を調整することになり、高精度な調整を容易に行うことができるのである。
【００３１】
次に、請求項１０及び請求項１１記載の高周波信号切替装置では、共通線から分岐した複数の個別線のいずれかを、各個別線に設けられたスイッチング手段を制御することにより択一的に導通させる。そして、請求項１０記載の高周波信号切替装置では、増幅手段が、個別線に向けて伝送される高周波信号を増幅し、請求項１１記載の高周波信号切替装置では、増幅手段が、個別線から伝送されてくる高周波信号を増幅する。但し、増幅手段は、増幅率の設定が可変なものを用いている。
また、請求項１０記載の高周波信号切替装置では、スイッチング手段が、スタブ共振型スイッチからなり、 また、高周波信号線路を、共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、該高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成している。
【００３２】
従って、請求項１０及び請求項１１に記載の高周波信号切替装置によれば、個別線間の伝送損失の相違を補償するようスイッチング手段の動作に応じて増幅手段の増幅率の設定を変化させれば、各チャンネルの伝送経路差や分岐点での干渉等によって生じる伝送損失差が相殺され、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一になるため、信号の通過方向が一方向に制限される以外は、請求項１記載の高周波信号切替装置と全く同様の効果を得ることができる。
【００３３】
また、本発明の高周波信号切替装置によれば、増幅手段にて伝送損失分が補われるため、伝送損失の大きい、より多分岐の高周波切替装置にも好適に適用することができる。
更に、本発明の高周波信号切替装置によれば、増幅手段の増幅率を各チャネルでの伝送損失を上回るように設定すれば、単に信号の切替を行うだけでなく、信号を増幅して出力することができ、高性能化を図ることができる。
【００３４】
なお、増幅手段が、トランジスタを含んで構成されている場合、増幅手段の増幅率を変化させるには、請求項１２記載のように、トランジスタのゲートバイアス電圧を変化させるか、又は請求項１３記載のように、トランジスタのドレインバイアス電圧を変化させればよい。
【００３５】
特に、ドレインバイアス電圧を変化させる場合には、請求項１４記載のように、デプレション型のトランジスタを用いれば、ゲートバイアス電圧を接地電位に固定して用いることが可能となり、ゲートバイアス電圧用印加用の制御電極や信号線を省略できる。従って、ＭＭＩＣ化した場合には、チップ面積の縮小を図ることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本実施形態の高周波信号切替装置の概略構成図である。但し、本実施形態の高周波信号切替装置はＭＭＩＣ化されたものであり、図１は、ＭＭＩＣチップ上における伝送線路の配線状態も示す。また、図面上では明示しないが、各伝送線路はコプレナー線路にて構成されている。
【００４０】
図１に示すように、本実施形態の高周波信号切替装置２は、一端が電極パッドＰＳ０に接続された共通線としての共通伝送線路１０と、一端がそれぞれ電極パッドＰＳ１〜ＰＳ４に接続された個別線としての個別伝送線路１１〜１４とを備えている。以下、共通伝送線路１０及び個別伝送線路１１〜１４を総称して高周波信号線路と呼ぶ。
【００４１】
そして、共通伝送線路１０は、その電極パッド接続端とは反対側の端部（第１分岐点という）Ｔ１が２分岐しており、更に、その２分岐した各端部（第２分岐点という）Ｔ２１，Ｔ２２から、それぞれ一対の個別伝送線路１１，１２及び１３，１４が分岐している。
【００４２】
また、共通伝送線路１０及び個別伝送線路１１が平行に配線され、しかも信号の伝送方向が変化する部位では直角に曲がるよう、第１及び第２分岐点Ｔ１，Ｔ２１，Ｔ２２では、交差部分が直角なＴ字分岐が用いられ、また、両外側の個別伝送線路１１，１４は、くの字状に直角に屈曲した部分を有している。
【００４３】
しかも、高周波伝送線路の全体形状は、共通伝送線路１０に対して線対称となるように形成されており、外側に位置する個別伝送線路１１，１４（以下、外側チャネルという）同士、また内側に位置する個別伝送線路１２，１３（以下、内側チャネルという）同士は、それぞれ線路長及び線路形状に基づく線路単体の伝送損失が等しくなるように構成されている。
【００４４】
また、各個別伝送線路１１〜１４上には、それぞれ個別伝送線路１１〜１４を導通，遮断し、導通時には予め設定された目標周波数（本実施形態では７７ＧＨｚ）近傍の高周波信号のみを選択的に通過させるスイッチング手段としてのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が設けられている。以下、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が設けられた各個別伝送線路１１〜１４を、それぞれチャネルＣＨ１〜ＣＨ４とも呼ぶ。
【００４５】
更に、高周波信号切替装置２には、図示しないが、制御信号を印加するための制御用電極パッドと、各制御用電極パッドと各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを接続する制御信号線路とが設けられており、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、制御用電極パッドに印加され、制御信号線路を介して供給される制御信号に従って駆動されるように構成されている。
【００４６】
ここで、スイッチＳＷｉ（ｉ＝１，２，３，４）は、図１３に示すように、一端が個別伝送線路に接続されたスタブ２０と、個別伝送線路への接続端とは反対側に位置する制御端を接地，或いは開放状態とするトランジスタ２２とからなり、いわゆるスタブ共振型スイッチにより構成されている。
【００４７】
このうち、スタブ２０は、高周波伝送線路と同様にコプレナー線路にて構成されており、目標周波数の高周波信号の線路内波長をλとして、長さ（スタブ長）がλ／４に設定されている。つまり、スイッチＳＷｉが接続されたチャネルＣＨｉは、擬似的なショートスタブが形成されるトランジスタ２２のオン時に導通状態となり、一方、擬似的なオープンスタブが形成されるトランジスタ２２のオフ時に遮断状態となる。
【００４８】
一方、トランジスタ２２は、ＩｎＡｌＡｓ（ドープ層）／歪ＩｎＧａＡｓ（チャネル層）をエピ膜に用いた高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）からなる（図１６参照）。
但し、外側チャネルＣＨ１，４を制御するスイッチＳＷ１，４に設けられたトランジスタ２２ａは、図２（ａ）に示すように、一対のドレイン電極ＫＤ及び３個のソース電極ＫＳが交互に配置されると共に、これら両電極間のそれぞれに配置された４本の突出部（櫛歯部分）を有する櫛歯形状のゲート電極ＫＧが配線されている。なお、スタブ２０の先端に接続されたドレイン電極ＫＤは、スタブ２０の線路幅より突出することなく、スタブ２０の先端がコの字状となるよう形成されており、また、ソース電極ＫＳは、図中では各電極が分離されているが、実際には、エアブリッジ配線により互いに接続されており、両外側の電極が、接地電位に固定されたグランド電極に接続されている。
【００４９】
一方、内側チャネルＣＨ２，３を制御するスイッチＳＷ２，３に設けられたトランジスタ２２ｂは、図２（ｂ）に示すように、スタブ２０の線路幅と同じ幅に形成されたドレイン電極ＫＤ、及びドレイン電極ＫＤの幅方向両側に配置された一対のソース電極ＫＳを備え、これら両電極間のそれぞれに配置された２本の突出部（櫛歯部分）を有する櫛歯形状のゲート電極ＫＧが配線されている。なお、ソース電極ＫＳは、いずれもグランド電極に接続されている。
【００５０】
そして、いずれのトランジスタ２２ａ，２２ｂも、ゲート電極ＫＧの櫛歯部分の長さは、５０［μｍ］で一定に形成されており、従って、トランジスタ２２ａの総ゲート幅は２００［μｍ］、トランジスタ２２ｂの総ゲート幅は１００［μｍ］に設定されている。
【００５１】
ここで、図３のグラフは、トランジスタ２２の総ゲート幅に対するオン抵抗の変化を測定した結果を示すものであり、総ゲート幅を増大させるほど、オン抵抗が低下する様子が表されている。
つまり、各トランジスタ２２ａ，２２ｂの総ゲート幅は、図３のグラフに基づき、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との間の伝送経路差等に基づく伝送損失差を相殺するような大きさに設定されている。
【００５２】
例えば、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との伝送損失差が０．３［ｄＢ］である場合、総ゲート幅が１００［μｍ］であるトランジスタ２２ｂを用いて構成された内側チャネルのスイッチＳＷ２，３による損失が１．８［ｄＢ］であれば、外側チャネルのスイッチＳＷ１，４による損失が１．５［ｄＢ］となるように、トランジスタ２２ａの総ゲート幅を設定（ここでは２００［μｍ］）することにより、どのチャネルの伝送損失も１．８［ｄＢ］で均等になるのである。
【００５３】
このように構成された本実施形態の高周波信号切替装置２では、制御用電極パッドに、いずれか一つのチャネルＣＨｉのみを択一的に導通させるような制御信号を印加して使用する。そして、制御信号によりチャネルＣＨｉを導通させた時には、個別電極パッドＰＳｉに印加された高周波信号のみが、共通電極パッドＰＳ０から出力され、逆に、共通電極パッドＰＳ０に印加された高周波信号が、個別電極パッドＰＳｉのみから出力される。つまり、マルチプレクサ或いはデマルチプレクサのいずれとしても動作する。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態の高周波信号切替装置２においては、各チャネルの導通，遮断を行うスイッチＳＷ１〜４を、スタブ２０及びトランジスタ２２からなるスタブ共振型スイッチにて構成している。しかも、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４が導通チャネルである場合と、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３が導通チャネルである場合とで、互いに異なったものとなる挿入損失（導通チャネルの線路長差に基づく損失、及び各遮断チャネルからの反射波の干渉に基づく損失）の大きさに応じて、この挿入損失差を補償するように、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のトランジスタ２２（２２ａ，２２ｂ）のオン抵抗Ｒonを設定している。
【００５５】
従って、本実施形態の高周波信号切替装置２によれば、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルにしても、常に一定の挿入損失にて高周波信号を伝送することができ、例えば、各チャネルＣＨ１〜４を介して得られる高周波信号を比較する測定器や、どのチャネルＣＨ１〜４からも同じ強度の高周波信号を出力する必要のある装置等に好適に用いることができる。
【００５６】
また、本実施形態の高周波信号切替装置２では、トランジスタ２２を櫛歯形状のゲート電極を用いて構成し、櫛歯部分の本数を変えることにより、ゲート幅，ひいてはトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonを変化させている。従って、スタブ２０の線路幅より広いゲート幅が必要であっても、スタブ２０の制御端における線路幅を広げる必要がなく、コプレナー線路からなるスタブ２０の特性を、トランジスタ２２が接続される制御端においても均一に保持することができる。
【００５７】
その結果、本実施形態の高周波信号切替装置２によれば、スタブ２０の制御端にトランジスタ２２が接続されているにも関わらず、理想的なオープンスタブ、或いはショートスタブに近い特性を実現でき、反射の少ない高性能なスイッチング特性を得ることができる。
【００５８】
更に、本実施形態の高周波信号切替装置２では、トランジスタ２２のゲート電極ＫＧの櫛歯部分を複数設けているため、各櫛歯部分の長さ（個別ゲート幅）を短く抑えることができ、その結果、櫛歯部分の先端への給電が遅延なく行われるため、トランジスタのオン，オフ動作、ひいては各チャネルＣＨ１〜４の導通，遮断の切替を高速に行うことができる。
【００５９】
また、本実施形態では、各個別伝送線路１１〜１４が分岐する分岐点Ｔ１，Ｔ２１，Ｔ２２の形状を直角に交わるＴ字分岐とし、また外側チャネルの個別伝送線路１１，１４の屈曲部分の角度も直角としているので、ＴＥＭ波からなる高周波信号を、これら分岐点や屈曲部分にて反射することなく、効率よく伝送できる。
【００６０】
また更に、本実施形態では、高周波伝送線路が共通伝送線路１０に対して線対称な形状に形成され、外側チャネルＣＨ１，４同士、内側チャネルＣＨ２，３同士が、それぞれ同じ伝送特性を有するように構成されている。このため、各チャネル間の挿入損失差を補償するようトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの設定を行う際に、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４を導通チャネルとした場合、及び、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３を導通チャネルとした場合の２つの場合のみを考慮すればよく、全てのチャネルＣＨ１〜４を個々に検討する必要がないので、各チャネルの伝送損失を均一にする手間を半減することができる。
【００６１】
ところで、本実施形態では、櫛歯形状に形成されたゲート電極ＫＧの櫛歯部分の本数を変えることにより各トランジスタ２２の総ゲート幅を変化させているが、更に各櫛歯部分の長さを個々に変化させて微妙な調整を行うことにより、各チャネル間の挿入損失差をより高精度に補償するようにしてもよい。また、いずれのトランジスタ２２もゲート電極ＫＧの櫛歯部分を同数に構成し、櫛歯部分の長さのみを変化させることにより、総ゲート幅を調整するようにしてもよい。
［第２実施形態］
次に第２実施形態について説明する。
【００６２】
本実施形態では、スイッチＳＷ１〜４を構成するトランジスタ２２におけるオン抵抗を変化させるための構成以外は、第１実施形態と全く同様に構成されているので、この構成の相違部分を中心に説明する。
即ち、第１実施形態では、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの調整を、櫛歯形状に形成されたゲート電極ＫＧの形状（櫛歯部分の本数や長さ）を変化させることにより総ゲート幅を変化させることにより行っているが、本実施形態では、トランジスタの製造時にゲート電極ＫＧの取付部分に形成されるリセスＲの形状を制御することにより行っている。
【００６３】
ここで、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２２の作製プロセスについて簡単に示す（図１６参照）。
まず、ＩｎＰ基板Ｐ上に、歪ＩｎＧａＡｓチャネル層Ｈｃ，ｎ−ＩｎＡｌＡｓドープ層Ｈｄ，ｉ−ＩｎＡｌＡｓゲートコンタクト層Ｈｇ，ｎ−ＩｎＧａＡｓキャップ層Ｈｐからなるエピ膜を形成する。
【００６４】
そして、キャップ層Ｈｐの上部に、ソース電極ＫＳ及びドレイン電極ＫＤとなるＴｉ／Ｐｔ／Ａｕを合計６３０ｎｍの膜厚で蒸着し、その後、ゲート電極ＫＧ直下のキャップ層Ｈｐを取り除くリセスエッチング工程を行う。
このリセスエッチング工程により露出したゲートコンタクト層Ｈｇの上部に、ゲート電極ＫＧとなるＴｉ／Ｐｔ／Ａｕを合計３５０ｎｍの膜厚で蒸着する。
【００６５】
その後、保護膜の形成、及び基板上に形成された他の素子との配線等を行うことによりＭＭＩＣを作製する。
なお、リセスエッチング工程では、ゲート電極ＫＧ直下のキャップ層Ｈｐのみがリセスエッチング液にさらされるように、エッチングする必要がない部分をマスクする。
【００６６】
このマスクは、ウェハ上にレジスト（感光剤）を塗布し、その後、エッチングすべき部分のレジストをウェハから除去するフォト工程を行うことにより形成される。そして、このフォト工程では、エッチングすべき部分を感光させるためガラスマスク（即ち、レジストを除去する以外の部分をマスクするためのもの）が用いられ、このガラスマスクの寸法を適宜設定することにより、リセスの平面的な形状を自由に設定できる。しかも、フォト工程では、ハーフミクロン程度の微細加工が可能である。
【００６７】
そして、先に示した（１）式からわかるように、リセス長Ｌを長くするほど、トランジスタのオン抵抗Ｒonが増大する。
つまり、各トランジスタ２２のリセス長Ｌは、外側チャネルＣＨ１，４を導通チャネルにした場合と、内側チャネルＣＨ２，３を導通チャネルにした場合とで、互いに異なったものとなる挿入損失に基づき、これらの挿入損失差を相殺するような大きさだけトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが互いに異なるように設定されている。
【００６８】
例えば、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との挿入損失差が０．３［ｄＢ］である場合、外側チャネルＣＨ１，２のスイッチＳＷ１，４による損失が、内側チャネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ２，３による損失より、０．３［ｄＢ］だけ小さくなるように、スイッチＳＷ１，４を構成するトランジスタ２２ａのリセス長（ここでは０．５［μｍ］）、及びスイッチＳＷ２，３を構成するトランジスタ２２ｂのリセス長（ここでは１．０［μｍ］）をそれぞれ設定することにより、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルとしても、常に一定の挿入損失となる。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態によれば、第１実施形態の場合と同様に、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４が導通チャネルである場合と、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３が導通チャネルである場合とで異なったものとなる挿入損失に基づき、これらの挿入損失差を補償するように、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のトランジスタ２２（２２ａ，２２ｂ）のオン抵抗Ｒonを設定している。
【００７０】
従って、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルにしても、常に一定の挿入損失にて高周波信号を通過させることができ、例えば、各チャネルＣＨ１〜４を介して得られる高周波信号を比較する測定器や、どのチャネルＣＨ１〜４からも同じ強度の高周波信号を出力する必要のある装置等に好適に用いることができる。
【００７１】
また、本実施形態では、トランジスタ２２を製造する際に、フォト工程におけるガラスマスクパタンを調整することにより、トランジスタ２２のリセスＲの形状（特に本実施形態ではリセス長さ）を変化させ、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonを変化させているので、スタブ２０のパタン等に全く影響を与えることなく、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonのみを簡単に変化させることができる。
【００７２】
ところで、本実施形態では、ガラスマスクパタンを調整することにより、リセス長Ｌを変化させているが、リセス深さ、ひいてはゲートコンタクト層の残り膜厚Ｄを変化させてもよい。
この場合、リセスを形成する際のエッチング時間を制御すればよい。なお、リセスエッチング液には、ゲートコンタクト層を、１［ｎｍ／ｍｉｎ］の割合でエッチングできるものが実現されており、従って、このようなリセスエッチング液を用いてエッチング時間を制御すれば、ゲートコンタクト層の残り膜厚を、ナノメートルオーダにて精密に制御できる。
【００７３】
ここで、図４は、ゲートコンタクト層の残り膜厚Ｄと基板抵抗との関係を測定した結果を表すグラフであり、ゲートコンタクト層残り膜厚Ｄが薄くなるほど基板抵抗、ひいてはトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが増加する様子が示されている。
【００７４】
このようにリセス深さを制御する場合でも、製造時にエッチング時間を制御するだけで、スタブ２０のパタン等に全く影響を与えることなく、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonのみを簡単に変化させることができる。
またリセスの断面形状が、図５（ａ）に示すように、単純な溝形状のもの（１段リセスという）と、図５（ｂ）に示すように、２段構成の段溝形状のもの（２段リセスという）とを併用することで、２種類のオン抵抗Ｒonを実現するようにしてもよい。
【００７５】
これら、１段及び２段リセスは、トランジスタの作製時に、まず幅広のリセスを形成するリセスエッチング用のガラスマスクを用いてフォト工程（工程１，２）を行った後、１回目のエッチングを実施（工程３；図にはレジスト除去後の状態を示す）し、次に、幅狭のリセスを形成するゲート電極形成用のガラスマスクを用いてフォト工程（工程４，５）を行った後、２回目のエッチングを実施（工程６；工程３と同様）することにより、同時に形成することができる。
【００７６】
但し、リセスエッチング用のガラスマスクは、２段リセスにすべきトランジスタの部分にのみ、エッチング用の孔を形成するよう作製され、また、電極形成用のガラスマスクは、全てのトランジスタの部分にエッチング用の孔を形成するよう作製されており、特に、２段リセスにすべきトランジスタの部分では、１回目のエッチングにより形成された幅広のリセスの中に、エッチング用の孔を形成するように作製されている。
【００７７】
このように、フォト工程に用いるガラスマスクにより、トランジスタのゲート電極形成部分のエッチング回数を調整するだけで、同一ウェハ上に１段リセス或いは２段リセスからなる２種類のトランジスタを同時に作製することができる。しかも、エッチング時間を１回目と２回目とで調節することで、２種類のトランジスタの各オン抵抗Ｒonも、それぞれ自由に設定することができる。
【００７８】
なお、リセスＲは、その断面形状が３段以上の段溝形状となるように構成してもよい。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。
【００７９】
本実施形態の高周波信号切替装置２は、第１実施形態とは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の構成が一部異なる以外は、全く同様に構成されているので、この構成の相違する部分についてのみ説明する。
即ち、本実施形態では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４として、第１実施形態と同様に、スタブ２０とトランジスタ２２とからなるスタブ共振型スイッチが用いられている。但し、いずれのチャネルのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４でも、トランジスタ２２の特性（オン抵抗Ｒon等）が等しくなるように構成されている点が第１実施形態とは異なっている。
【００８０】
更に、本実施形態では、図６に示すように、トランジスタ２２のゲートには、制御信号を分圧する分圧回路２４が接続されており、この分圧回路２４を構成する一対の抵抗２４ａ，２４ｂの各抵抗値の大きさの比は、９：１に設定されている。即ち、分圧回路２４は、供給される制御信号の電圧値Ｖｓを１／１０の大きさに変換したものを、ゲートバイアス電圧Ｖｇとして、トランジスタ２２のゲートに印加するように構成されている。
【００８１】
なお、トランジスタ２２は、ゲートバイアス電圧が０Ｖの時でもドレイン電流が流れるデプレション型のＨＥＭＴからなる。図７は、このトランジスタ２２の入力電圧（ゲートバイアス電圧）Ｖｇに対する出力電流（ドレイン電流）Ｉｄの特性を示すグラフであり、図示されているように、ドレイン電流Ｉｄが流れ始めるゲートバイアス電圧（ピンチオフ電圧とよぶ）が約−０．６Ｖであり、−０．５５Ｖ付近からピンチオフ電圧にかけて、除々にゲートバイアス電圧Ｖｇを下げていくと、オン抵抗Ｒon（グラフの傾きの逆数）が急激に増加する。但し、図７は、ドレインバイアス電圧をＶｄ＝２Ｖで一定とした場合の特性である。
【００８２】
このように構成された本実施形態の高周波信号切替装置２は、各トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との間の線路長差等に基づく伝送損失差を相殺するような大きさとなるように、ゲートバイアス電圧Ｖｇを設定して使用する。
【００８３】
そして、具体的に、本実施形態では、外側チャネルＣＨ１，４のスイッチＳＷ１，４に供給する制御信号の電圧値を−４．５Ｖに設定することにより、スイッチＳＷ１，４を構成するトランジスタ２２に−０．４５Ｖのゲートバイアス電圧を印加し、また、内側チャネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ２，３に供給する制御信号の電圧値を−５．５Ｖに設定することにより、スイッチＳＷ２，３を構成するトランジスタ２２に−０．５５Ｖのゲートバイアス電圧を印加するように構成されている。
【００８４】
以上説明したように、本実施形態の高周波信号切替装置２では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を構成するトランジスタ２２のゲートバイアス電圧Ｖｇを変化させることで、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒon、ひいては各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の導通時の伝送特性を変化させている。そして、ゲートバイアス電圧Ｖｇは、作製された当該装置２の伝送特性を実測し、その測定結果に従って設定することができるため、製造時に生じるのバラツキも含めて、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４間の伝送損失のバラツキを補償することができ、どのチャネルを導通させても、挿入損失を均一なものとすることができる。
【００８５】
また、本実施形態の高周波信号切替装置２では、分圧比が１／１０に設定された分圧回路２４を用いて、制御信号からゲートバイアス電圧Ｖｇを生成するようにされており、制御信号の電圧値Ｖｓの１０倍の精度でゲートバイアス電圧Ｖｇを調整できるため、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの調整を精度よく行うことができる。
［第４実施形態］
次に第４実施形態について説明する。
【００８６】
本実施形態の高周波信号切替装置４は、第１実施形態とは一部構成が異なるだけであるため、その構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、図８に示すように、共通伝送線路１０上に、個別伝送線路１１〜１４側から供給される高周波信号を増幅して電極パッドＰＳ０に供給する増幅手段としての高周波増幅器３０が設けられている点、及び各チャネルＣＨ１〜４のスイッチＳＷ１〜４が、いずれも同じ特性を有するように設定されている点以外は、第１実施例と全く同様に構成されている。
【００８７】
そして、高周波増幅器３０は、図９に示すように、トランジスタ３１と、入力整合回路３４と、出力整合回路３７とを備えた周知のものである。
なお、入力整合回路３４は、一対の伝送線路３２，３３からなり、直流分をカットするコンデンサ３８を介して接地された伝送線路３３の端部には、ゲートバイアス電圧印加用の電極パッドＰＣＧに接続される第１制御端子Ｔc1が設けられている。また同様に、出力整合回路３７は、一対の伝送線路３５，３６からなり、直流分をカットするコンデンサ３９を介して接地された伝送線路３６の端部には、ドレインバイアス印加用の電極パッドＰＣＤに接続される第２制御端子Ｔc2が設けられている。
【００８８】
このように構成された高周波増幅器３０は、伝送線路３２，３３の接続点に設けられた入力端子Ｔｉから入力される高周波信号をトランジスタ３１にて増幅し、この増幅された高周波信号を、伝送線路３５，３６の接続点に設けられた出力端子Ｔｏから出力する。
【００８９】
以上のように構成された高周波信号切替装置４は、電極パッドＰＣＧを接地電位に固定し、各チャネルＣＨ１〜４間の個別伝送線路の線路長や線路形状によって生じる伝送損失差を相殺するように、各チャネルのスイッチＳＷ１〜４の電極パッドＰＣＤに印加するドレインバイアス電圧Ｖｄを変化させて使用する。
【００９０】
具体的には、図１０に示す、高周波増幅器３０の利得Ｇain （即ち増幅率）を、第１制御端子Ｔc1を介して印加するゲートバイアス電圧Ｖｇ及び第２制御端子Ｔc2を介して印加するドレインバイアス電圧Ｖｄを変化させて測定した測定結果のグラフに基づいて、以下のように制御する。但し、本実施形態では、トランジスタ３１としてデプレション型のＨＥＭＴを用いており、また、周波数６０ＧＨｚの高周波信号を用いて測定を行った。
【００９１】
即ち、図示されているように、ゲートバイアス電圧をＶｇ＝０［Ｖ］に固定した場合、ドレインバイアス電圧Ｖｄ＝０［Ｖ］の時に、利得Ｇain ＝−１４［ｄＢ］、及びＶｄ＝２［Ｖ］の時にＧain ＝３．１ｄＢとなり、ドレインバイアス電圧Ｖｄを２〜３［Ｖ］付近で変化させれば、高周波増幅器３０の利得Ｇain を３〜４［ｄＢ］付近で変化させることができる。これを利用して、スイッチＳＷ１〜４のオン，オフ状態に応じて、ドレインバイアス電圧Ｖｄ（即ち利得Ｇain ）を切替ることにより、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の伝送損失が均一になるように制御するのである。
【００９２】
以上説明したように、本実施形態の高周波信号切替装置４においては、共通伝送線路１０上に高周波増幅器３０が設けられ、電極パッドＰＣＤを介して高周波増幅器３０のドレインバイアス電圧Ｖｄ、ひいては利得Ｇain を任意に設定できるようにされている。
【００９３】
従って、本実施形態の高周波信号切替装置４によれば、導通チャネルが変化する毎に、ドレインバイアス電圧Ｖｄを適宜変化させることにより、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルとした時でも、挿入損失が均一となるようにすることができる。
【００９４】
また、本実施形態の高周波信号切替装置４によれば、高周波増幅器３０の利得が各チャネルＣＨ１〜４にて生じる伝送損失を上回るよう設定すれば、信号の切替だけでなく、信号の増幅をも行うことができ、装置の高性能化を図ることができる。
【００９５】
なお、本実施形態では、ゲートバイアス電圧印加用の電極パッドＰＣＧを設けたが、これを設けることなく、ゲートバイアス電圧印加用の第１制御端子Ｔc1を、接地電極に直接接続してもよい。この場合、電極パッドＰＣＧ及び電極パッドＰＣＧにゲートバイアス電圧Ｖｇを供給するための信号線を省略することができ、ＭＭＩＣ化した際に、より小型の装置を構成することができる。
【００９６】
また、本実施形態では、高周波増幅器３０の利得Ｇain を、ゲートバイアス電圧Ｖｇを一定とし、ドレインバイアス電圧Ｖｄにより調整するよう構成したが、逆に、ドレインバイアス電圧Ｖｄを一定とし、ゲートバイアス電圧Ｖｇにより調整するよう構成してもよい。
【００９７】
具体的には、図１０のグラフに基づき、ドレインバイアス電圧をＶｄ＝２［Ｖ］に固定した場合、ゲートバイアス電圧をＶｇ＝−０．５〜−０．２［Ｖ］の範囲で変化させれば、高周波増幅器３０の利得をＧain ＝０〜３［ｄＢ］の範囲で変化させることができる。これを利用して、スイッチＳＷ１〜４のオン，オフ状態に応じて、ドレインバイアス電圧Ｖｄ（即ち利得Ｇain ）を切替えることにより、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の伝送損失が均一になるように制御すればよい。
【００９８】
更に、本実施形態では、高周波増幅器３０により、個別伝送線路１１〜１４側から供給される高周波信号を増幅するように構成したが、図１１に示す高周波信号切替装置４ａのように、高周波増幅器３０により、逆に、電極パッドＰＳ０側から供給される高周波信号を増幅して、個別伝送線路１１〜１４側へ供給するように構成してもよい。
【００９９】
以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な形態にて実施することができる。
例えば、上記第１〜４実施形態では、スイッチング手段としてスタブ共振型スイッチを用いているが、これに限らず、トランジスタを用いて構成され、そのオン抵抗Ｒonを変化させることにより、チャネルの伝送特性を変化させることが可能なスイッチであれば、どのようなものを用いてもよい。
【０１００】
また、上記第１〜４実施形態では、４本の個別伝送線路１１〜１４を有する場合について説明したが、個別伝送線路は、２又は３本、或いは５本以上であってもよい。特に、個別伝送線路を奇数本とした場合には、図１２に示すように（図には個別伝送線路が３本の場合を示す）、共通伝送線路１０からみて最初の分岐点Ｔの形状を十字分岐とすれば、高周波伝送線路を、共通伝送線路に対して線対称な形状に形成することができ、当該装置の挿入損失を、導通チャネルによらず常に一定となるように設定するための手間を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態の高周波信号切替装置の概略構成図である。
【図２】 トランジスタの電極の形状を表す説明図である。
【図３】 トランジスタのゲート幅に対するオン抵抗の特性を表すグラフである。
【図４】 ゲートコンタクト層残り膜厚に対する基板抵抗の特性を表すグラフである。
【図５】 １段及び２段リセスの製造工程を表す説明図である。
【図６】 第３実施形態の高周波信号切替装置におけるスイッチの構成を表す回路図である。
【図７】 トランジスタのゲートバイアス電圧に対するドレイン電流の特性を表すグラフである。
【図８】 第４実施形態の高周波信号切替装置の概略構成図である。
【図９】 高周波増幅器の詳細構成を表す回路図である。
【図１０】 高周波増幅器のゲートバイアス電圧に対する利得の特性を表すグラフである。
【図１１】 第４実施形態の変形例の概略構成図である。
【図１２】 他の実施形態の概略構成図である。
【図１３】 スタブ共振型スイッチの構成、及びその等価回路を表す説明図である。
【図１４】 スタブ共振型スイッチの特性の概要を表す説明図である。
【図１５】 トランジスタのゲート幅を増大させる際の問題点を示す説明図である。
【図１６】 高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）の物理的な構成を示す平面図、及びそのＸ−Ｘ断面図である。
【図１７】 従来装置の概略構成図である。
【符号の説明】
２，４，４ａ…高周波信号切替装置 １０…共通伝送線路
１１〜１４…個別伝送線路 ２０…スタブ ２４…分圧回路
２２（２２ａ，２２ｂ），３１…トランジスタ ２４ａ，２４ｂ…抵抗
３０…高周波増幅器 ３２，３３，３５，３６…伝送線路
３４…入力整合回路 ３７…出力整合回路 ３８，３９…コンデンサ
ＰＳ０〜ＰＳ４，ＰＣＤ，ＰＣＧ…電極パッド ＳＷ１〜４…スイッチ
Ｈｃ…チャネル層 Ｈｄ…ドープ層 Ｈｇ…ゲートコンタクト層
Ｈｐ…キャップ層 ＫＤ…ドレイン電極 ＫＧ…ゲート電極
ＫＳ…ソース電極 Ｒ…リセス
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波やミリ波等からなる高周波信号の伝送経路を切り替える高周波信号切替装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、高周波信号を処理する各種システムにおいて、信号の発生・停止を制御したり、複数の信号を切り替えて処理するために、複数設定された伝送経路（チャンネル）の切替や導通，遮断を、電気的な制御によって行う高周波信号切替装置（例えば、特開平５−５５８０４号公報等）が知られている。
【０００３】
その一例として、図１７に、一対の個別伝送線路１０１，１０２と、これら個別伝送線路１０１，１０２の一端が共通に接続された共通伝送線路１０３とを備え、各個別伝送線路１０１，１０２には、該個別伝送線路１０１，１０２を導通，遮断するスイッチＳＷａ，ＳＷｂがそれぞれ設けられた２チャンネルの高周波信号切替装置１００を示す。この高周波信号切替装置１００は、例えば、各個別伝送線路１０１，１０２が人工衛星から垂直偏波，水平偏波を受信するアンテナＡＮＴに接続され、何れかの偏波信号を切り替えて出力するため等に使用されている。
【０００４】
ところで、一般に、信号の伝送経路に設けられるこの種の装置は、低挿入損失であることが要求される。なお、上述の高周波信号切替装置１００のように、複数の個別伝送線路１０１，１０２を有する場合には、挿入損失を増加させる主要な原因として、スイッチがオンされた個別伝送線路（以下、導通チャネルという；図１７では個別伝送線路１０２）からの高周波信号と、スイッチがオフされた個別伝送線路（以下、遮断チャネルという；図１７では個別伝送線路１０１）にて発生する反射波とが、両個別伝送線路１０１，１０２の分岐点Ｔにて起こす干渉がある。
【０００５】
これに対して、各スイッチＳＷａ，ＳＷｂから分岐点Ｔに至る線路長Ｌｉ（ｉ＝１，２）を、λ／４（但し、λは目標周波数となる高周波信号の線路内波長）の偶数倍（Ｌｉ＝２ｎ×λ／４，ｎ＝０，１，２，…）の長さに設定することにより、遮断チャネルのスイッチにて信号の反射が生じないようにすることが行われている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述のように線路長Ｌｉを設定しても、実際には、製造上のばらつき等により、遮断チャネルからの反射波を完全に抑えることはできず、このような反射波が導通チャネルの伝送損失に影響を与えている。つまり、高周波信号切替装置のチャンネル数が増加するほど、遮断チャンネルの数、即ち分岐点Ｔにて干渉を起こす反射波の数も増加するため、導通チャネルの伝送損失が増大するという問題があった。
【０００７】
また、高周波信号切替装置を、半導体チップ上に構成する場合、他のチップとの接続し易さを考慮して、通常、チップ外周部の一つの辺に入力端子を配置し、その対向辺に出力端子を揃えて配置することが行われる。この場合、形成するパターンが制約され、個別伝送線路が３本以上存在すると、全ての個別伝送線路を同じ形状且つ同じ長さにすることは不可能であり、その結果、チャネル毎に導通時の伝送損失、及び遮断時に生じる反射波の大きさが異なってしまう。
【０００８】
つまり、導通チャネルが変わる毎に、導通チャネル自身が持つ伝送損失や、遮断チャネルにて発生する反射波が異なったものとなるため、高周波信号切替装置の挿入損失は、どのチャネルを導通させるかによってばらついてしまうという問題があった。
【０００９】
具体的に、例えば３チャネルの高周波切替装置を自動車用ミリ波レーダの方位検出装置に適用し、３つの受信アンテナからの受信信号を、択一的に受信器に供給するために用いた場合、個別伝送線路の形状や長さが異なるチャネル間では、伝送損失が互いに異なったものとなるため、同じ強度のレーダ波を受信しても、受信信号の強度は互いに異なったものとなってしまい、検出距離を誤認識してしまうおそれがあった。
【００１０】
そこで、本発明は、上記問題点を解決するために、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一な高周波信号切替装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１記載の高周波信号切替装置では、共通線から分岐した複数の個別線のいずれかを、各個別線に設けられたスイッチング手段を制御することにより択一的に導通させて、導通した個別線及び共通線を用いて高周波信号の伝送を行う。
【００１２】
なお、スイッチング手段はトランジスタを含んで構成されており、このトランジスタのオン抵抗が、個別線間の伝送損失の相違を補償するよう個別に設定されている。但し、ここでは、トランジスタのゲート（入力）電圧Ｖｇに対する出力ドレイン（出力）電流Ｉｓの比の逆数Ｖｇ／Ｉｓをオン抵抗Ｒonと呼ぶ。
【００１３】
従って、本発明の高周波信号切替装置によれば、トランジスタのオン抵抗を適宜設定することにより、各チャネルの伝送損失を調整できるため、各チャンネルの経路差や分岐点での干渉によって生じる伝送損失差を相殺することができ、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一となるようにすることができる。
【００１４】
その結果、当該装置の異なったチャネルを通過した信号間に誤差を生じさせてしまうことがなく、当該装置を用いれば、信頼性が高く高性能な各種装置を構成することができる。
なお、スイッチング手段としては、一端が個別線に接続されたスタブ、及びスタブの個別線との接続端とは反対側に位置する制御端に接続されたトランジスタを備え、このトランジスタによりスタブの制御端の接続状態を開放或いは接地のいずれかに切り替えることにより、個別線の導通，遮断を制御するスタブ共振型スイッチを用いている。
【００１５】
ここで、図１３（ａ）はスタブ共振型スイッチ、図１３（ｂ）（ｃ）はその等価回路を示すものである。そして、トランジスタのオン時の等価回路は、図１３（ｂ）に示すように、トランジスタのオン抵抗に等しい抵抗器を介してスタブの制御端を接地したもの、即ち疑似的なショートスタブとなり、一方、トランジスタのオフ時の等価回路は、図１３（ｃ）に示すように、トランジスタの持つ寄生容量分に等しいコンデンサを介してスタブの制御端を接地したもの、即ち疑似的なオープンスタブとなる。
【００１６】
なお、目標周波数での線路内波長をλとして、スタブ長がλ／４に設定されたスタブ共振型スイッチを用いた場合、図１４に示すように、ショートスタブ（トランジスタ：オン）の時に、目標周波数近傍の高周波信号に対して伝送損失が小さくなるためチャネルが導通状態となり、一方、オープンスタブ（トランジスタ：オフ）の時に、同じ高周波信号に対して伝送損失が大きくなるためチャネルが遮断状態となる。
【００１７】
そして、スタブ共振型スイッチでは、トランジスタのオン抵抗Ｒonを小さくするほど、理想的なショートスタブに近づき、また、トランジスタの寄生容量Ｃに基づくリアクタンス分｜１／ｊωＣ｜を大きく（寄生容量Ｃを小さく）するほど、理想的なオープンスタブに近づく。即ち、スタブ長をλ／４に設定した場合、トランジスタのオン抵抗Ｒonの大きさを適宜設定することにより、導通チャネルでの伝送損失を所望のレベルに設定することができるのである。
【００１８】
このように、スイッチング手段としてスタブ共振型スイッチを接続した個別伝送線路では、高周波信号を双方向に通過させることができるため、当該高周波信号切替装置を、マルチプレクサ及びデマルチプレクサのいずれとしても使用することができる。
また、本発明の高周波信号切替装置では、高周波信号線路を、共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、その高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成している。
このため、本発明の高周波信号切替装置によれば、対称な位置に存在する一対の個別線は、その形状及び長さが等しく伝送損失が同一となるため、調整時に個別に設定すべきオン抵抗の種類を、ほぼ半減することができ、装置の設計，作製を容易化できる。
更に、本発明の高周波信号切替装置によれば、高周波信号としてミリ波帯の周波数を有するものを用いた場合に、分岐点での反射，損失を最小限に抑えることができ、当該装置の性能を向上させることができる。また、スイッチング手段を構成するトランジスタのオン抵抗を設定する際に、分岐点での反射，損失を考慮する必要がないため、設計の容易化を図ることができる。
即ち、ミリ波帯では、一般に、伝送基本モードとしてＴＥＭ（ Transmission Electric Magnetic ）波が用いられており、このＴＥＭ波は、伝搬方向に電気力線と磁力線のモードが存在しないため、垂直に交わる分岐点では損失なく伝搬されるが、斜めに交わる分岐点では、伝搬方向に電気力線と磁力線が混在するモードが発生してしまい、反射波を発生させる等して伝送損失を増大させてしまうことが知られている。従って、本発明のように、Ｔ字分岐，或いは十字分岐を用いて直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成することで、分岐点での反射，損失を最小限に抑えることができるのである。
【００１９】
ところで、トランジスタのオン抵抗を変化させるには、例えば、請求項２記載のように、スイッチング手段毎にトランジスタのゲート幅を変化させればよい。但し、図１５に示すように、トランジスタに接続される伝送線路やスタブより、線路幅方向に突出させた状態でゲートを形成しても、この突出部分は、オン抵抗の低減に寄与しない。このため、具体的には、トランジスタのゲートを櫛歯形状に形成し、請求項３記載のように形成する櫛歯の本数、或いは請求項４記載のように形成する櫛歯の長さを変えることによって、ゲート幅を変化させることが望ましい。
【００２０】
特に、トランジスタに接続される伝送線路やスタブがコプレナー線路にて形成されている場合、線路幅を変化させると伝送特性が変化してしまうが、櫛歯形状のゲートを用いることにより、トランジスタとの接続端での線路幅（即ち線路特性）を変化させてしまうことがなく、理想的なオープンスタブやショートスタブに近い特性を実現でき、優れたスイッチング特性を得ることができる。
【００２１】
また、櫛歯形状のゲートを用いた場合、同じゲート幅を得るのであれば、櫛歯を多数形成することで、櫛歯１本当たりの長さ（ゲート幅）を短くできるため、ゲート端部（櫛歯の先端）への給電を遅延なく行うことができ、トランジスタのオン，オフ動作、ひいてはスイッチング手段による導通，遮断の切替動作を高速に行うことができる。
【００２２】
ところで、近年、高速なスイッチング動作を可能とするトランジスタとして、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor） が注目されている。ＨＥＭＴは、図１６に示すように、キャップ層Ｈｐ，ゲートコンタクト層Ｈｇ，ドープ層Ｈｄ，チャネル層Ｈｃ等を有しており、ゲート電極ＫＧに加える電圧により、ソース電極ＫＳ・ドレイン電極ＫＤ間のチャネル層Ｈｃを流れる電流を制御する構造となっている。
【００２３】
そして、ゲートコンタクト層Ｈｇのゲート電極取付部分には、リセスＲが形成されており、このリセスＲにて、ゲートコンタクト層Ｈｇの膜厚Ｄ等を制御することにより、ピンチオフ電圧の大きさを制御している。
このように構成されたＨＥＭＴのオン抵抗Ｒonは、（１）式に示すように、ゲート幅だけでなくリセスＲの形状によっても変化する。但し、Ｗはゲート幅，Ｌはリセス長，Ｄはリセス形成部分のゲートコンタクト層Ｈｇの残り膜厚，ρはチャネルシート抵抗である。
【００２４】
Ｒon＝ρ・Ｗ・Ｌ／Ｄ （１）従って、スイッチング手段を構成するトランジスタがＨＥＭＴである場合、そのオン抵抗を変化させるために、例えば、請求項５記載のようにトランジスタのリセス長Ｌ、或いは請求項６記載のようにトランジスタのリセス深さ（即ち、ゲートコンタクト層Ｈｇの残り膜厚Ｄ）を変化させてもよい。
【００２５】
特にリセス深さを変化させる場合には、例えば、請求項７記載のように、トランジスタのリセスＲを段溝形状とし、形成する溝の段数を変化させれることにより簡単に実現できる。また更に、トランジスタのオン抵抗Ｒonを変化させるには、請求項８記載のように、スイッチング手段毎にトランジスタに印加するゲートバイアス電圧を変化させてもよい。
【００２６】
この場合、ゲートバイアス電圧は、作製された高周波切替装置の挿入損失を実測した結果に基づいて設定できるため、製造時に生じるバラツキも含めて補償することができる。そして、ゲートバイアス電圧によりトランジスタのオン抵抗Ｒonを調整する場合には、請求項９記載のように、供給電圧を分圧する分圧回路を設け、この分圧回路により、ゲートバイアス電圧を生成することが望ましい。
【００２７】
即ち、トランジスタのオン抵抗Ｒonは、ドレイン電流が流れ始めるピンチオフ電圧付近にて、ゲートバイアス電圧のわずかな変化に対して大きく変化する。従って、このピンチオフ電圧付近でトランジスタのオン抵抗Ｒonを制御するには、小さな電圧範囲内で細かく電圧レベルを制御しなければならない。そこで、供給電圧を１／ｎに分圧するように分圧回路を設定すれば、供給電圧の分解能のｎ倍の精度にて、ゲートバイアス電圧を調整することになり、高精度な調整を容易に行うことができるのである。
【００３１】
次に、請求項１０及び請求項１１記載の高周波信号切替装置では、共通線から分岐した複数の個別線のいずれかを、各個別線に設けられたスイッチング手段を制御することにより択一的に導通させる。そして、請求項１０記載の高周波信号切替装置では、増幅手段が、個別線に向けて伝送される高周波信号を増幅し、請求項１１記載の高周波信号切替装置では、増幅手段が、個別線から伝送されてくる高周波信号を増幅する。但し、増幅手段は、増幅率の設定が可変なものを用いている。
また、請求項１０記載の高周波信号切替装置では、スイッチング手段が、スタブ共振型スイッチからなり、 また、高周波信号線路を、共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、該高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成している。
【００３２】
従って、請求項１０及び請求項１１に記載の高周波信号切替装置によれば、個別線間の伝送損失の相違を補償するようスイッチング手段の動作に応じて増幅手段の増幅率の設定を変化させれば、各チャンネルの伝送経路差や分岐点での干渉等によって生じる伝送損失差が相殺され、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一になるため、信号の通過方向が一方向に制限される以外は、請求項１記載の高周波信号切替装置と全く同様の効果を得ることができる。
【００３３】
また、本発明の高周波信号切替装置によれば、増幅手段にて伝送損失分が補われるため、伝送損失の大きい、より多分岐の高周波切替装置にも好適に適用することができる。
更に、本発明の高周波信号切替装置によれば、増幅手段の増幅率を各チャネルでの伝送損失を上回るように設定すれば、単に信号の切替を行うだけでなく、信号を増幅して出力することができ、高性能化を図ることができる。
【００３４】
なお、増幅手段が、トランジスタを含んで構成されている場合、増幅手段の増幅率を変化させるには、請求項１２記載のように、トランジスタのゲートバイアス電圧を変化させるか、又は請求項１３記載のように、トランジスタのドレインバイアス電圧を変化させればよい。
【００３５】
特に、ドレインバイアス電圧を変化させる場合には、請求項１４記載のように、デプレション型のトランジスタを用いれば、ゲートバイアス電圧を接地電位に固定して用いることが可能となり、ゲートバイアス電圧用印加用の制御電極や信号線を省略できる。従って、ＭＭＩＣ化した場合には、チップ面積の縮小を図ることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本実施形態の高周波信号切替装置の概略構成図である。但し、本実施形態の高周波信号切替装置はＭＭＩＣ化されたものであり、図１は、ＭＭＩＣチップ上における伝送線路の配線状態も示す。また、図面上では明示しないが、各伝送線路はコプレナー線路にて構成されている。
【００４０】
図１に示すように、本実施形態の高周波信号切替装置２は、一端が電極パッドＰＳ０に接続された共通線としての共通伝送線路１０と、一端がそれぞれ電極パッドＰＳ１〜ＰＳ４に接続された個別線としての個別伝送線路１１〜１４とを備えている。以下、共通伝送線路１０及び個別伝送線路１１〜１４を総称して高周波信号線路と呼ぶ。
【００４１】
そして、共通伝送線路１０は、その電極パッド接続端とは反対側の端部（第１分岐点という）Ｔ１が２分岐しており、更に、その２分岐した各端部（第２分岐点という）Ｔ２１，Ｔ２２から、それぞれ一対の個別伝送線路１１，１２及び１３，１４が分岐している。
【００４２】
また、共通伝送線路１０及び個別伝送線路１１が平行に配線され、しかも信号の伝送方向が変化する部位では直角に曲がるよう、第１及び第２分岐点Ｔ１，Ｔ２１，Ｔ２２では、交差部分が直角なＴ字分岐が用いられ、また、両外側の個別伝送線路１１，１４は、くの字状に直角に屈曲した部分を有している。
【００４３】
しかも、高周波伝送線路の全体形状は、共通伝送線路１０に対して線対称となるように形成されており、外側に位置する個別伝送線路１１，１４（以下、外側チャネルという）同士、また内側に位置する個別伝送線路１２，１３（以下、内側チャネルという）同士は、それぞれ線路長及び線路形状に基づく線路単体の伝送損失が等しくなるように構成されている。
【００４４】
また、各個別伝送線路１１〜１４上には、それぞれ個別伝送線路１１〜１４を導通，遮断し、導通時には予め設定された目標周波数（本実施形態では７７ＧＨｚ）近傍の高周波信号のみを選択的に通過させるスイッチング手段としてのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が設けられている。以下、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が設けられた各個別伝送線路１１〜１４を、それぞれチャネルＣＨ１〜ＣＨ４とも呼ぶ。
【００４５】
更に、高周波信号切替装置２には、図示しないが、制御信号を印加するための制御用電極パッドと、各制御用電極パッドと各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを接続する制御信号線路とが設けられており、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、制御用電極パッドに印加され、制御信号線路を介して供給される制御信号に従って駆動されるように構成されている。
【００４６】
ここで、スイッチＳＷｉ（ｉ＝１，２，３，４）は、図１３に示すように、一端が個別伝送線路に接続されたスタブ２０と、個別伝送線路への接続端とは反対側に位置する制御端を接地，或いは開放状態とするトランジスタ２２とからなり、いわゆるスタブ共振型スイッチにより構成されている。
【００４７】
このうち、スタブ２０は、高周波伝送線路と同様にコプレナー線路にて構成されており、目標周波数の高周波信号の線路内波長をλとして、長さ（スタブ長）がλ／４に設定されている。つまり、スイッチＳＷｉが接続されたチャネルＣＨｉは、擬似的なショートスタブが形成されるトランジスタ２２のオン時に導通状態となり、一方、擬似的なオープンスタブが形成されるトランジスタ２２のオフ時に遮断状態となる。
【００４８】
一方、トランジスタ２２は、ＩｎＡｌＡｓ（ドープ層）／歪ＩｎＧａＡｓ（チャネル層）をエピ膜に用いた高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）からなる（図１６参照）。
但し、外側チャネルＣＨ１，４を制御するスイッチＳＷ１，４に設けられたトランジスタ２２ａは、図２（ａ）に示すように、一対のドレイン電極ＫＤ及び３個のソース電極ＫＳが交互に配置されると共に、これら両電極間のそれぞれに配置された４本の突出部（櫛歯部分）を有する櫛歯形状のゲート電極ＫＧが配線されている。なお、スタブ２０の先端に接続されたドレイン電極ＫＤは、スタブ２０の線路幅より突出することなく、スタブ２０の先端がコの字状となるよう形成されており、また、ソース電極ＫＳは、図中では各電極が分離されているが、実際には、エアブリッジ配線により互いに接続されており、両外側の電極が、接地電位に固定されたグランド電極に接続されている。
【００４９】
一方、内側チャネルＣＨ２，３を制御するスイッチＳＷ２，３に設けられたトランジスタ２２ｂは、図２（ｂ）に示すように、スタブ２０の線路幅と同じ幅に形成されたドレイン電極ＫＤ、及びドレイン電極ＫＤの幅方向両側に配置された一対のソース電極ＫＳを備え、これら両電極間のそれぞれに配置された２本の突出部（櫛歯部分）を有する櫛歯形状のゲート電極ＫＧが配線されている。なお、ソース電極ＫＳは、いずれもグランド電極に接続されている。
【００５０】
そして、いずれのトランジスタ２２ａ，２２ｂも、ゲート電極ＫＧの櫛歯部分の長さは、５０［μｍ］で一定に形成されており、従って、トランジスタ２２ａの総ゲート幅は２００［μｍ］、トランジスタ２２ｂの総ゲート幅は１００［μｍ］に設定されている。
【００５１】
ここで、図３のグラフは、トランジスタ２２の総ゲート幅に対するオン抵抗の変化を測定した結果を示すものであり、総ゲート幅を増大させるほど、オン抵抗が低下する様子が表されている。
つまり、各トランジスタ２２ａ，２２ｂの総ゲート幅は、図３のグラフに基づき、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との間の伝送経路差等に基づく伝送損失差を相殺するような大きさに設定されている。
【００５２】
例えば、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との伝送損失差が０．３［ｄＢ］である場合、総ゲート幅が１００［μｍ］であるトランジスタ２２ｂを用いて構成された内側チャネルのスイッチＳＷ２，３による損失が１．８［ｄＢ］であれば、外側チャネルのスイッチＳＷ１，４による損失が１．５［ｄＢ］となるように、トランジスタ２２ａの総ゲート幅を設定（ここでは２００［μｍ］）することにより、どのチャネルの伝送損失も１．８［ｄＢ］で均等になるのである。
【００５３】
このように構成された本実施形態の高周波信号切替装置２では、制御用電極パッドに、いずれか一つのチャネルＣＨｉのみを択一的に導通させるような制御信号を印加して使用する。そして、制御信号によりチャネルＣＨｉを導通させた時には、個別電極パッドＰＳｉに印加された高周波信号のみが、共通電極パッドＰＳ０から出力され、逆に、共通電極パッドＰＳ０に印加された高周波信号が、個別電極パッドＰＳｉのみから出力される。つまり、マルチプレクサ或いはデマルチプレクサのいずれとしても動作する。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態の高周波信号切替装置２においては、各チャネルの導通，遮断を行うスイッチＳＷ１〜４を、スタブ２０及びトランジスタ２２からなるスタブ共振型スイッチにて構成している。しかも、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４が導通チャネルである場合と、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３が導通チャネルである場合とで、互いに異なったものとなる挿入損失（導通チャネルの線路長差に基づく損失、及び各遮断チャネルからの反射波の干渉に基づく損失）の大きさに応じて、この挿入損失差を補償するように、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のトランジスタ２２（２２ａ，２２ｂ）のオン抵抗Ｒonを設定している。
【００５５】
従って、本実施形態の高周波信号切替装置２によれば、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルにしても、常に一定の挿入損失にて高周波信号を伝送することができ、例えば、各チャネルＣＨ１〜４を介して得られる高周波信号を比較する測定器や、どのチャネルＣＨ１〜４からも同じ強度の高周波信号を出力する必要のある装置等に好適に用いることができる。
【００５６】
また、本実施形態の高周波信号切替装置２では、トランジスタ２２を櫛歯形状のゲート電極を用いて構成し、櫛歯部分の本数を変えることにより、ゲート幅，ひいてはトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonを変化させている。従って、スタブ２０の線路幅より広いゲート幅が必要であっても、スタブ２０の制御端における線路幅を広げる必要がなく、コプレナー線路からなるスタブ２０の特性を、トランジスタ２２が接続される制御端においても均一に保持することができる。
【００５７】
その結果、本実施形態の高周波信号切替装置２によれば、スタブ２０の制御端にトランジスタ２２が接続されているにも関わらず、理想的なオープンスタブ、或いはショートスタブに近い特性を実現でき、反射の少ない高性能なスイッチング特性を得ることができる。
【００５８】
更に、本実施形態の高周波信号切替装置２では、トランジスタ２２のゲート電極ＫＧの櫛歯部分を複数設けているため、各櫛歯部分の長さ（個別ゲート幅）を短く抑えることができ、その結果、櫛歯部分の先端への給電が遅延なく行われるため、トランジスタのオン，オフ動作、ひいては各チャネルＣＨ１〜４の導通，遮断の切替を高速に行うことができる。
【００５９】
また、本実施形態では、各個別伝送線路１１〜１４が分岐する分岐点Ｔ１，Ｔ２１，Ｔ２２の形状を直角に交わるＴ字分岐とし、また外側チャネルの個別伝送線路１１，１４の屈曲部分の角度も直角としているので、ＴＥＭ波からなる高周波信号を、これら分岐点や屈曲部分にて反射することなく、効率よく伝送できる。
【００６０】
また更に、本実施形態では、高周波伝送線路が共通伝送線路１０に対して線対称な形状に形成され、外側チャネルＣＨ１，４同士、内側チャネルＣＨ２，３同士が、それぞれ同じ伝送特性を有するように構成されている。このため、各チャネル間の挿入損失差を補償するようトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの設定を行う際に、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４を導通チャネルとした場合、及び、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３を導通チャネルとした場合の２つの場合のみを考慮すればよく、全てのチャネルＣＨ１〜４を個々に検討する必要がないので、各チャネルの伝送損失を均一にする手間を半減することができる。
【００６１】
ところで、本実施形態では、櫛歯形状に形成されたゲート電極ＫＧの櫛歯部分の本数を変えることにより各トランジスタ２２の総ゲート幅を変化させているが、更に各櫛歯部分の長さを個々に変化させて微妙な調整を行うことにより、各チャネル間の挿入損失差をより高精度に補償するようにしてもよい。また、いずれのトランジスタ２２もゲート電極ＫＧの櫛歯部分を同数に構成し、櫛歯部分の長さのみを変化させることにより、総ゲート幅を調整するようにしてもよい。
［第２実施形態］
次に第２実施形態について説明する。
【００６２】
本実施形態では、スイッチＳＷ１〜４を構成するトランジスタ２２におけるオン抵抗を変化させるための構成以外は、第１実施形態と全く同様に構成されているので、この構成の相違部分を中心に説明する。
即ち、第１実施形態では、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの調整を、櫛歯形状に形成されたゲート電極ＫＧの形状（櫛歯部分の本数や長さ）を変化させることにより総ゲート幅を変化させることにより行っているが、本実施形態では、トランジスタの製造時にゲート電極ＫＧの取付部分に形成されるリセスＲの形状を制御することにより行っている。
【００６３】
ここで、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２２の作製プロセスについて簡単に示す（図１６参照）。
まず、ＩｎＰ基板Ｐ上に、歪ＩｎＧａＡｓチャネル層Ｈｃ，ｎ−ＩｎＡｌＡｓドープ層Ｈｄ，ｉ−ＩｎＡｌＡｓゲートコンタクト層Ｈｇ，ｎ−ＩｎＧａＡｓキャップ層Ｈｐからなるエピ膜を形成する。
【００６４】
そして、キャップ層Ｈｐの上部に、ソース電極ＫＳ及びドレイン電極ＫＤとなるＴｉ／Ｐｔ／Ａｕを合計６３０ｎｍの膜厚で蒸着し、その後、ゲート電極ＫＧ直下のキャップ層Ｈｐを取り除くリセスエッチング工程を行う。
このリセスエッチング工程により露出したゲートコンタクト層Ｈｇの上部に、ゲート電極ＫＧとなるＴｉ／Ｐｔ／Ａｕを合計３５０ｎｍの膜厚で蒸着する。
【００６５】
その後、保護膜の形成、及び基板上に形成された他の素子との配線等を行うことによりＭＭＩＣを作製する。
なお、リセスエッチング工程では、ゲート電極ＫＧ直下のキャップ層Ｈｐのみがリセスエッチング液にさらされるように、エッチングする必要がない部分をマスクする。
【００６６】
このマスクは、ウェハ上にレジスト（感光剤）を塗布し、その後、エッチングすべき部分のレジストをウェハから除去するフォト工程を行うことにより形成される。そして、このフォト工程では、エッチングすべき部分を感光させるためガラスマスク（即ち、レジストを除去する以外の部分をマスクするためのもの）が用いられ、このガラスマスクの寸法を適宜設定することにより、リセスの平面的な形状を自由に設定できる。しかも、フォト工程では、ハーフミクロン程度の微細加工が可能である。
【００６７】
そして、先に示した（１）式からわかるように、リセス長Ｌを長くするほど、トランジスタのオン抵抗Ｒonが増大する。
つまり、各トランジスタ２２のリセス長Ｌは、外側チャネルＣＨ１，４を導通チャネルにした場合と、内側チャネルＣＨ２，３を導通チャネルにした場合とで、互いに異なったものとなる挿入損失に基づき、これらの挿入損失差を相殺するような大きさだけトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが互いに異なるように設定されている。
【００６８】
例えば、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との挿入損失差が０．３［ｄＢ］である場合、外側チャネルＣＨ１，２のスイッチＳＷ１，４による損失が、内側チャネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ２，３による損失より、０．３［ｄＢ］だけ小さくなるように、スイッチＳＷ１，４を構成するトランジスタ２２ａのリセス長（ここでは０．５［μｍ］）、及びスイッチＳＷ２，３を構成するトランジスタ２２ｂのリセス長（ここでは１．０［μｍ］）をそれぞれ設定することにより、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルとしても、常に一定の挿入損失となる。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態によれば、第１実施形態の場合と同様に、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４が導通チャネルである場合と、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３が導通チャネルである場合とで異なったものとなる挿入損失に基づき、これらの挿入損失差を補償するように、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のトランジスタ２２（２２ａ，２２ｂ）のオン抵抗Ｒonを設定している。
【００７０】
従って、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルにしても、常に一定の挿入損失にて高周波信号を通過させることができ、例えば、各チャネルＣＨ１〜４を介して得られる高周波信号を比較する測定器や、どのチャネルＣＨ１〜４からも同じ強度の高周波信号を出力する必要のある装置等に好適に用いることができる。
【００７１】
また、本実施形態では、トランジスタ２２を製造する際に、フォト工程におけるガラスマスクパタンを調整することにより、トランジスタ２２のリセスＲの形状（特に本実施形態ではリセス長さ）を変化させ、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonを変化させているので、スタブ２０のパタン等に全く影響を与えることなく、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonのみを簡単に変化させることができる。
【００７２】
ところで、本実施形態では、ガラスマスクパタンを調整することにより、リセス長Ｌを変化させているが、リセス深さ、ひいてはゲートコンタクト層の残り膜厚Ｄを変化させてもよい。
この場合、リセスを形成する際のエッチング時間を制御すればよい。なお、リセスエッチング液には、ゲートコンタクト層を、１［ｎｍ／ｍｉｎ］の割合でエッチングできるものが実現されており、従って、このようなリセスエッチング液を用いてエッチング時間を制御すれば、ゲートコンタクト層の残り膜厚を、ナノメートルオーダにて精密に制御できる。
【００７３】
ここで、図４は、ゲートコンタクト層の残り膜厚Ｄと基板抵抗との関係を測定した結果を表すグラフであり、ゲートコンタクト層残り膜厚Ｄが薄くなるほど基板抵抗、ひいてはトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが増加する様子が示されている。
【００７４】
このようにリセス深さを制御する場合でも、製造時にエッチング時間を制御するだけで、スタブ２０のパタン等に全く影響を与えることなく、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonのみを簡単に変化させることができる。
またリセスの断面形状が、図５（ａ）に示すように、単純な溝形状のもの（１段リセスという）と、図５（ｂ）に示すように、２段構成の段溝形状のもの（２段リセスという）とを併用することで、２種類のオン抵抗Ｒonを実現するようにしてもよい。
【００７５】
これら、１段及び２段リセスは、トランジスタの作製時に、まず幅広のリセスを形成するリセスエッチング用のガラスマスクを用いてフォト工程（工程１，２）を行った後、１回目のエッチングを実施（工程３；図にはレジスト除去後の状態を示す）し、次に、幅狭のリセスを形成するゲート電極形成用のガラスマスクを用いてフォト工程（工程４，５）を行った後、２回目のエッチングを実施（工程６；工程３と同様）することにより、同時に形成することができる。
【００７６】
但し、リセスエッチング用のガラスマスクは、２段リセスにすべきトランジスタの部分にのみ、エッチング用の孔を形成するよう作製され、また、電極形成用のガラスマスクは、全てのトランジスタの部分にエッチング用の孔を形成するよう作製されており、特に、２段リセスにすべきトランジスタの部分では、１回目のエッチングにより形成された幅広のリセスの中に、エッチング用の孔を形成するように作製されている。
【００７７】
このように、フォト工程に用いるガラスマスクにより、トランジスタのゲート電極形成部分のエッチング回数を調整するだけで、同一ウェハ上に１段リセス或いは２段リセスからなる２種類のトランジスタを同時に作製することができる。しかも、エッチング時間を１回目と２回目とで調節することで、２種類のトランジスタの各オン抵抗Ｒonも、それぞれ自由に設定することができる。
【００７８】
なお、リセスＲは、その断面形状が３段以上の段溝形状となるように構成してもよい。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。
【００７９】
本実施形態の高周波信号切替装置２は、第１実施形態とは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の構成が一部異なる以外は、全く同様に構成されているので、この構成の相違する部分についてのみ説明する。
即ち、本実施形態では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４として、第１実施形態と同様に、スタブ２０とトランジスタ２２とからなるスタブ共振型スイッチが用いられている。但し、いずれのチャネルのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４でも、トランジスタ２２の特性（オン抵抗Ｒon等）が等しくなるように構成されている点が第１実施形態とは異なっている。
【００８０】
更に、本実施形態では、図６に示すように、トランジスタ２２のゲートには、制御信号を分圧する分圧回路２４が接続されており、この分圧回路２４を構成する一対の抵抗２４ａ，２４ｂの各抵抗値の大きさの比は、９：１に設定されている。即ち、分圧回路２４は、供給される制御信号の電圧値Ｖｓを１／１０の大きさに変換したものを、ゲートバイアス電圧Ｖｇとして、トランジスタ２２のゲートに印加するように構成されている。
【００８１】
なお、トランジスタ２２は、ゲートバイアス電圧が０Ｖの時でもドレイン電流が流れるデプレション型のＨＥＭＴからなる。図７は、このトランジスタ２２の入力電圧（ゲートバイアス電圧）Ｖｇに対する出力電流（ドレイン電流）Ｉｄの特性を示すグラフであり、図示されているように、ドレイン電流Ｉｄが流れ始めるゲートバイアス電圧（ピンチオフ電圧とよぶ）が約−０．６Ｖであり、−０．５５Ｖ付近からピンチオフ電圧にかけて、除々にゲートバイアス電圧Ｖｇを下げていくと、オン抵抗Ｒon（グラフの傾きの逆数）が急激に増加する。但し、図７は、ドレインバイアス電圧をＶｄ＝２Ｖで一定とした場合の特性である。
【００８２】
このように構成された本実施形態の高周波信号切替装置２は、各トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３との間の線路長差等に基づく伝送損失差を相殺するような大きさとなるように、ゲートバイアス電圧Ｖｇを設定して使用する。
【００８３】
そして、具体的に、本実施形態では、外側チャネルＣＨ１，４のスイッチＳＷ１，４に供給する制御信号の電圧値を−４．５Ｖに設定することにより、スイッチＳＷ１，４を構成するトランジスタ２２に−０．４５Ｖのゲートバイアス電圧を印加し、また、内側チャネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ２，３に供給する制御信号の電圧値を−５．５Ｖに設定することにより、スイッチＳＷ２，３を構成するトランジスタ２２に−０．５５Ｖのゲートバイアス電圧を印加するように構成されている。
【００８４】
以上説明したように、本実施形態の高周波信号切替装置２では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を構成するトランジスタ２２のゲートバイアス電圧Ｖｇを変化させることで、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒon、ひいては各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の導通時の伝送特性を変化させている。そして、ゲートバイアス電圧Ｖｇは、作製された当該装置２の伝送特性を実測し、その測定結果に従って設定することができるため、製造時に生じるのバラツキも含めて、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４間の伝送損失のバラツキを補償することができ、どのチャネルを導通させても、挿入損失を均一なものとすることができる。
【００８５】
また、本実施形態の高周波信号切替装置２では、分圧比が１／１０に設定された分圧回路２４を用いて、制御信号からゲートバイアス電圧Ｖｇを生成するようにされており、制御信号の電圧値Ｖｓの１０倍の精度でゲートバイアス電圧Ｖｇを調整できるため、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの調整を精度よく行うことができる。
［第４実施形態］
次に第４実施形態について説明する。
【００８６】
本実施形態の高周波信号切替装置４は、第１実施形態とは一部構成が異なるだけであるため、その構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、図８に示すように、共通伝送線路１０上に、個別伝送線路１１〜１４側から供給される高周波信号を増幅して電極パッドＰＳ０に供給する増幅手段としての高周波増幅器３０が設けられている点、及び各チャネルＣＨ１〜４のスイッチＳＷ１〜４が、いずれも同じ特性を有するように設定されている点以外は、第１実施例と全く同様に構成されている。
【００８７】
そして、高周波増幅器３０は、図９に示すように、トランジスタ３１と、入力整合回路３４と、出力整合回路３７とを備えた周知のものである。
なお、入力整合回路３４は、一対の伝送線路３２，３３からなり、直流分をカットするコンデンサ３８を介して接地された伝送線路３３の端部には、ゲートバイアス電圧印加用の電極パッドＰＣＧに接続される第１制御端子Ｔc1が設けられている。また同様に、出力整合回路３７は、一対の伝送線路３５，３６からなり、直流分をカットするコンデンサ３９を介して接地された伝送線路３６の端部には、ドレインバイアス印加用の電極パッドＰＣＤに接続される第２制御端子Ｔc2が設けられている。
【００８８】
このように構成された高周波増幅器３０は、伝送線路３２，３３の接続点に設けられた入力端子Ｔｉから入力される高周波信号をトランジスタ３１にて増幅し、この増幅された高周波信号を、伝送線路３５，３６の接続点に設けられた出力端子Ｔｏから出力する。
【００８９】
以上のように構成された高周波信号切替装置４は、電極パッドＰＣＧを接地電位に固定し、各チャネルＣＨ１〜４間の個別伝送線路の線路長や線路形状によって生じる伝送損失差を相殺するように、各チャネルのスイッチＳＷ１〜４の電極パッドＰＣＤに印加するドレインバイアス電圧Ｖｄを変化させて使用する。
【００９０】
具体的には、図１０に示す、高周波増幅器３０の利得Ｇain （即ち増幅率）を、第１制御端子Ｔc1を介して印加するゲートバイアス電圧Ｖｇ及び第２制御端子Ｔc2を介して印加するドレインバイアス電圧Ｖｄを変化させて測定した測定結果のグラフに基づいて、以下のように制御する。但し、本実施形態では、トランジスタ３１としてデプレション型のＨＥＭＴを用いており、また、周波数６０ＧＨｚの高周波信号を用いて測定を行った。
【００９１】
即ち、図示されているように、ゲートバイアス電圧をＶｇ＝０［Ｖ］に固定した場合、ドレインバイアス電圧Ｖｄ＝０［Ｖ］の時に、利得Ｇain ＝−１４［ｄＢ］、及びＶｄ＝２［Ｖ］の時にＧain ＝３．１ｄＢとなり、ドレインバイアス電圧Ｖｄを２〜３［Ｖ］付近で変化させれば、高周波増幅器３０の利得Ｇain を３〜４［ｄＢ］付近で変化させることができる。これを利用して、スイッチＳＷ１〜４のオン，オフ状態に応じて、ドレインバイアス電圧Ｖｄ（即ち利得Ｇain ）を切替ることにより、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の伝送損失が均一になるように制御するのである。
【００９２】
以上説明したように、本実施形態の高周波信号切替装置４においては、共通伝送線路１０上に高周波増幅器３０が設けられ、電極パッドＰＣＤを介して高周波増幅器３０のドレインバイアス電圧Ｖｄ、ひいては利得Ｇain を任意に設定できるようにされている。
【００９３】
従って、本実施形態の高周波信号切替装置４によれば、導通チャネルが変化する毎に、ドレインバイアス電圧Ｖｄを適宜変化させることにより、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルとした時でも、挿入損失が均一となるようにすることができる。
【００９４】
また、本実施形態の高周波信号切替装置４によれば、高周波増幅器３０の利得が各チャネルＣＨ１〜４にて生じる伝送損失を上回るよう設定すれば、信号の切替だけでなく、信号の増幅をも行うことができ、装置の高性能化を図ることができる。
【００９５】
なお、本実施形態では、ゲートバイアス電圧印加用の電極パッドＰＣＧを設けたが、これを設けることなく、ゲートバイアス電圧印加用の第１制御端子Ｔc1を、接地電極に直接接続してもよい。この場合、電極パッドＰＣＧ及び電極パッドＰＣＧにゲートバイアス電圧Ｖｇを供給するための信号線を省略することができ、ＭＭＩＣ化した際に、より小型の装置を構成することができる。
【００９６】
また、本実施形態では、高周波増幅器３０の利得Ｇain を、ゲートバイアス電圧Ｖｇを一定とし、ドレインバイアス電圧Ｖｄにより調整するよう構成したが、逆に、ドレインバイアス電圧Ｖｄを一定とし、ゲートバイアス電圧Ｖｇにより調整するよう構成してもよい。
【００９７】
具体的には、図１０のグラフに基づき、ドレインバイアス電圧をＶｄ＝２［Ｖ］に固定した場合、ゲートバイアス電圧をＶｇ＝−０．５〜−０．２［Ｖ］の範囲で変化させれば、高周波増幅器３０の利得をＧain ＝０〜３［ｄＢ］の範囲で変化させることができる。これを利用して、スイッチＳＷ１〜４のオン，オフ状態に応じて、ドレインバイアス電圧Ｖｄ（即ち利得Ｇain ）を切替えることにより、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の伝送損失が均一になるように制御すればよい。
【００９８】
更に、本実施形態では、高周波増幅器３０により、個別伝送線路１１〜１４側から供給される高周波信号を増幅するように構成したが、図１１に示す高周波信号切替装置４ａのように、高周波増幅器３０により、逆に、電極パッドＰＳ０側から供給される高周波信号を増幅して、個別伝送線路１１〜１４側へ供給するように構成してもよい。
【００９９】
以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な形態にて実施することができる。
例えば、上記第１〜４実施形態では、スイッチング手段としてスタブ共振型スイッチを用いているが、これに限らず、トランジスタを用いて構成され、そのオン抵抗Ｒonを変化させることにより、チャネルの伝送特性を変化させることが可能なスイッチであれば、どのようなものを用いてもよい。
【０１００】
また、上記第１〜４実施形態では、４本の個別伝送線路１１〜１４を有する場合について説明したが、個別伝送線路は、２又は３本、或いは５本以上であってもよい。特に、個別伝送線路を奇数本とした場合には、図１２に示すように（図には個別伝送線路が３本の場合を示す）、共通伝送線路１０からみて最初の分岐点Ｔの形状を十字分岐とすれば、高周波伝送線路を、共通伝送線路に対して線対称な形状に形成することができ、当該装置の挿入損失を、導通チャネルによらず常に一定となるように設定するための手間を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態の高周波信号切替装置の概略構成図である。
【図２】 トランジスタの電極の形状を表す説明図である。
【図３】 トランジスタのゲート幅に対するオン抵抗の特性を表すグラフである。
【図４】 ゲートコンタクト層残り膜厚に対する基板抵抗の特性を表すグラフである。
【図５】 １段及び２段リセスの製造工程を表す説明図である。
【図６】 第３実施形態の高周波信号切替装置におけるスイッチの構成を表す回路図である。
【図７】 トランジスタのゲートバイアス電圧に対するドレイン電流の特性を表すグラフである。
【図８】 第４実施形態の高周波信号切替装置の概略構成図である。
【図９】 高周波増幅器の詳細構成を表す回路図である。
【図１０】 高周波増幅器のゲートバイアス電圧に対する利得の特性を表すグラフである。
【図１１】 第４実施形態の変形例の概略構成図である。
【図１２】 他の実施形態の概略構成図である。
【図１３】 スタブ共振型スイッチの構成、及びその等価回路を表す説明図である。
【図１４】 スタブ共振型スイッチの特性の概要を表す説明図である。
【図１５】 トランジスタのゲート幅を増大させる際の問題点を示す説明図である。
【図１６】 高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）の物理的な構成を示す平面図、及びそのＸ−Ｘ断面図である。
【図１７】 従来装置の概略構成図である。
【符号の説明】
２，４，４ａ…高周波信号切替装置 １０…共通伝送線路
１１〜１４…個別伝送線路 ２０…スタブ ２４…分圧回路
２２（２２ａ，２２ｂ），３１…トランジスタ ２４ａ，２４ｂ…抵抗
３０…高周波増幅器 ３２，３３，３５，３６…伝送線路
３４…入力整合回路 ３７…出力整合回路 ３８，３９…コンデンサ
ＰＳ０〜ＰＳ４，ＰＣＤ，ＰＣＧ…電極パッド ＳＷ１〜４…スイッチ
Ｈｃ…チャネル層 Ｈｄ…ドープ層 Ｈｇ…ゲートコンタクト層
Ｈｐ…キャップ層 ＫＤ…ドレイン電極 ＫＧ…ゲート電極
ＫＳ…ソース電極 Ｒ…リセス
Claims (14)
- 共通線及び該共通線から分岐する複数の個別線からなり、高周波信号を伝送する高周波信号線路と、
前記個別線毎に設けられ該個別線を導通，遮断するスイッチング手段と、
を備え、前記スイッチング手段により前記個別線のいずれかを択一的に導通させて高周波信号を伝送する高周波信号切替装置において、
前記スイッチング手段は、一端が前記個別線に接続されたスタブ、及び該スタブの前記個別線との接続端とは反対側に位置する制御端に接続されたトランジスタを備え、該トランジスタにより前記スタブの制御端の接続状態を開放或いは接地のいずれかに切り替えることにより、前記個別線の導通，遮断を制御するスタブ共振型スイッチからなり、
前記高周波信号線路を、前記共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、該高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成し、
前記トランジスタのオン抵抗が、前記個別線間の伝送損失の相違を補償するよう個別に設定されていることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１記載の高周波信号切替装置において、
前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタのゲート幅を変化させることにより、該トランジスタのオン抵抗を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項２記載の高周波信号切替装置において、
前記トランジスタのゲートを櫛歯形状とし、形成する櫛歯の本数によってゲート幅を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項２記載の高周波信号切替装置において、
前記トランジスタのゲートを櫛歯形状とし、形成する櫛歯の長さによってゲート幅を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１記載の高周波信号切替装置において、
前記トランジスタは、高電子移動度トランジスタからなり、
前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタのリセス長を変化させることにより、該トランジスタのオン抵抗を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１記載の高周波信号切替装置において、
前記トランジスタは、高電子移動度トランジスタからなり、
前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタのリセス深さを変化させることにより、該トランジスタのオン抵抗を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項６記載の高周波信号切替装置において、
前記トランジスタのリセスを段溝形状とし、形成する溝の段数によってリセス深さを変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１記載の高周波信号切替装置において、
前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタに印加するゲートバイアス電圧を変化させることにより、該トランジスタのオン抵抗を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項８記載の高周波信号切替装置において、
供給電圧を分圧する分圧回路を設け、該分圧回路により、前記ゲートバイアス電圧を生成することを特徴とする高周波信号切替装置。 - 共通線及び該共通線から分岐する複数の個別線からなり、高周波信号を伝送する高周波信号線路と、
前記共通線上に設けられ、前記個別線に向けて伝送される高周波信号を増幅し且つ増幅率の設定が可変な増幅手段と、
前記個別線毎に設けられ、該個別線を導通，遮断するスイッチング手段と、
を備え、前記スイッチング手段により前記個別線のいずれかを択一的に導通させて高周波信号を伝送する高周波信号切替装置において、
前記スイッチング手段は、一端が前記個別線に接続されたスタブ、及び該スタブの前記 個別線との接続端とは反対側に位置する制御端に接続されたトランジスタを備え、該トランジスタにより前記スタブの制御端の接続状態を開放或いは接地のいずれかに切り替えることにより、前記個別線の導通，遮断を制御するスタブ共振型スイッチからなり、
前記高周波信号線路を、前記共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、該高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成し、
前記個別線間の伝送損失の相違を補償するよう前記スイッチング手段の動作に応じて、前記増幅手段の増幅率の設定を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 共通線及び該共通線から分岐する複数の個別線からなり、高周波信号を伝送する高周波信号線路と、
前記共通線上に設けられ、前記個別線から伝送されてくる高周波信号を増幅し且つ増幅率の設定が可変な増幅手段と、
前記個別線毎に設けられ、該個別線を導通，遮断するスイッチング手段と、
を備え、前記スイッチング手段により前記個別線のいずれかを択一的に導通させて高周波信号を伝送する高周波信号切替装置において、
前記スイッチング手段は、一端が前記個別線に接続されたスタブ、及び該スタブの前記個別線との接続端とは反対側に位置する制御端に接続されたトランジスタを備え、該トランジスタにより前記スタブの制御端の接続状態を開放或いは接地のいずれかに切り替えることにより、前記個別線の導通，遮断を制御するスタブ共振型スイッチからなり、
前記高周波信号線路を、前記共通線に対して線対称な形状に形成すると共に、該高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或いは十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは垂直方向に分岐するよう形成し、
前記個別線間の伝送損失の相違を補償するよう前記スイッチング手段の動作に応じて、前記増幅手段の増幅率の設定を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１０又は請求項１１記載の高周波信号切替装置において、
前記増幅手段はトランジスタを含んで構成され、
該トランジスタのゲートバイアス電圧を変化させることにより、前記増幅率を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１０又は請求項１１記載の高周波信号切替装置において、
前記増幅手段はトランジスタを含んで構成され、
該トランジスタのドレインバイアス電圧を変化させることにより、前記増幅率を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。 - 請求項１３記載の高周波信号切替装置において、
前記増幅手段を構成するトランジスタは、デプレション型であり且つゲートバイアス電圧が接地電位に固定されていることを特徴とする高周波信号切替装置。
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