JP4211138B2 - 高周波切替装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波の送信・受信技術の一端を担う高周波切替装置に係り、特に双方向又は単方向の高周波スイッチとして具体化される高周波切替装置を好適に実現するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の高周波切替装置としては例えば、伝送線路に設けたスタブにドレイン端子を接続し且つソース端子を接地した電界効果トランジスタを用い、該トランジスタをｏｎ又はｏｆｆすることより高周波信号を通過又は遮断する高周波双方向スイッチがある。また、入・出力側を高周波伝送線路とスタブによって整合させ、電界効果トランジスタをｏｎすることにより入力信号を増幅して通過させる又は、電界効果トランジスタをｏｆｆすることにより入力信号を遮断する高周波単方向スイッチがある。ところが、これら高周波切替装置では、利用する周波数が高くなるほど、入力信号を損失無く出力させるように伝送線路やスタブの整合を取るのが困難になってくる。これは波長が短くなると、線路長の加工ばらつきや、特にトランジスタのＳパラメータのばらつきの影響が大きくなるからである。
【０００３】
例えば、図１１のような多入力１出力の高周波切替装置において、複数個ある入力ポート５１，５２，５３のうち、ある一つの入力ポート５２からの信号を出力ポート５８に取り出すことを考える。このとき、電界効果トランジスタからなる高周波スイッチ５４，５５，５６のうち、スイッチ５５だけをｏｎ状態にし、残りのスイッチ５４，５６をｏｆｆ状態にすることによりポート５２から入力した高周波信号のみを分岐点５７に入力する。分岐点５７に入力した高周波信号は、出力ポート５８へ向かう信号とスイッチ５４及び５６の出力側へ向かう信号とに別れる。
【０００４】
ところがこの場合、入力信号が高周波であると、出力ポート５８に出力される信号強度を最大にするには、スイッチ５４や５６の出力側で反射する信号の位相回転や、分岐点５７に至るまでの線路内位相を考慮してスイッチを設計しなければならない。つまり、スイッチ５４，５６での反射信号の位相回転の大きさを誤差なく把握していないと、出力ポート５８に出力される信号強度はスイッチ５４，５６の出力側での反射信号と打ち消し合うおそれがある。従って、各スイッチの出力側の位相回転を表すトランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきが大きいと、性能の良い高周波切替装置が構築できないことになる。
【０００５】
従来はこのようなトランジスタの特性ばらつきを低減させるために、物理的な形状のばらつきを低減させるような、半導体製造装置の膜厚制御技術の向上（特開平１０−１４０３４９号公報）や、トランジスタを製造するためのエッチングばらつきの低減（特開平１０−１１２４５５号公報）を狙った研究がなされてきた。しかしながら、こうした試みによってトランジスタの形状ばらつきは改善されるものの、完全にばらつきをなくすことは不可能である。また、トランジスタの構造自体の工夫においても、ソース抵抗の低減（特開平１０−９８１８０号公報や特開平１０−１５４８０６号公報）といったトランジスタ性能の向上に的を絞っているのが現状である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、トランジスタの物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えるトランジスタ構造を構築し、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能を向上させることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の高周波切替装置は、高周波双方向スイッチとして具体化されるものであり、伝送線路より分岐して設けられるスタブと、該スタブにドレイン端子を接続し且つソース端子を接地した電界効果トランジスタとを備える。そしてその特徴として、電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極をソース電極側にオフセットし、それにより、ゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くしており、電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられている。
【０００８】
電界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極との間の容量であるＣgdは、トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２への影響が大きいが、請求項１の発明によれば、このＣgdのばらつきが低減でき、Ｓ２２の位相ばらつきが小さくなる。従って、電界効果トランジスタのｏｎ時の挿入損失が低減でき、また、ｏｆｆ時のアイソレーションが向上する。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
【０００９】
請求項２に記載の高周波切替装置は、高周波双方向スイッチとして具体化されるものであり、複数の入・出力兼用ポートと、該複数の入・出力兼用ポートが入力ポートとなるとき出力ポートなり、同複数の入・出力兼用ポートが出力ポートとなるとき入力ポートとなる一つの入・出力兼用ポートと、複数並列に設けられる電界効果トランジスタとを備え、多入力１出力の機能と１入力多出力の機能とを併せ持つ。そしてその特徴として、電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極をソース電極側にオフセットし、それにより、ゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くしており、電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられている。
【００１０】
請求項２の発明によれば請求項１と同様に、電界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極との間の容量であるＣgdのばらつきが低減でき、Ｓ２２（トランジスタの出力側の反射係数）の位相ばらつきが小さくなる。従って、個々の電界効果トランジスタのｏｎ時の挿入損失が低減でき、また、ｏｆｆ時のアイソレーションが向上する。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
【００１１】
また、複数の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が、他の伝送線路にスタブを介して接続されたトランジスタの出力側に回り込む時、位相の回転がばらつかないために、スタブが設計通りに機能する。従って、回り込んだ入力信号が入力ポート側へ洩れることがなく、出力ポート側へ損失無く反射される。それ故、この反射信号が出力ポートに向かう入力信号と合成される際、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される。
【００１２】
請求項３に記載の高周波切替装置は、多入力１出力の高周波単方向スイッチとして具体化されるものであり、複数並列に設けられる電界効果トランジスタを備える。そしてその特徴として、電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極をソース電極側にオフセットし、それにより、ゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くしており、電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられている。
【００１３】
請求項３の発明によれば請求項１，２と同様に、電界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極との間の容量であるＣgdのばらつきが低減でき、Ｓ２２（トランジスタの出力側の反射係数）の位相ばらつきが小さくなる。従って、複数の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が他の伝送線路（遮断された伝送線路）のトランジスタの出力側に回り込む時、すなわち、ｏｎしたトランジスタを通過した入力信号がｏｆｆしたトランジスタの出力側に回り込む時、トランジスタの出力側での位相の回転がばらつかないため、この出力側での反射信号がトランジスタを通過した入力信号と合成される際に位相がずれるといった不都合が解消される。それ故、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
【００１４】
請求項４に記載したように請求項３の発明においては、電界効果トランジスタのドレイン電極に印加する直流バイアスを切り替えることにより、電界効果トランジスタのｏｎ又はｏｆｆを行う。そのため、請求項３の効果に加え、電界効果トランジスタのｏｆｆ時のアイソレーションが大きくなるとともに、消費電力が低減できる。
【００１５】
請求項５に記載の発明では、電界効果トランジスタをゲートリセス構造とすることにより、トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性が向上する。
【００１６】
請求項６に記載の発明では、電界効果トランジスタのゲート電極がゲートリセス内部でソース側にオフセットされる。それ故、より一層トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性がより一層向上する。
【００１７】
請求項７に記載の発明では、電界効果トランジスタのゲート幅を１００μｍ以上とするので、電界効果トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。
【００１９】
請求項８に記載の発明では、電界効果トランジスタのソース電極とドレイン電極との距離を１．５μｍ以上、２μｍ以下とする。この場合、ソース−ドレイン間距離を２μｍ以下とすることで、電界効果トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。また、ソース−ドレイン間距離を１．５μｍ以上とすることで、ゲート電極がソース電極に接触することがなくトランジスタが安定動作する。
【００２０】
請求項９に記載の発明では、電界効果トランジスタのソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が同一材料で且つ、同一のフォトマスクを用いて形成されるので、フォト精度が上がる。それ故、ソース−ドレイン間距離がある寸法で要求されるような場合にも、その寸法要求を満たしつつゲート電極をソース電極側により近づけることができる。つまり、ゲート電極とドレイン電極との距離を確保し且つ、ソース電極とドレイン電極との距離を短縮することが可能となる。その結果、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。
【００２１】
請求項１０に記載の発明では、電界効果トランジスタが高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）であるため、高周波双方向スイッチにおいてはスイッチング速度を高くすることが可能となり、高周波単方向スイッチにおいては高い周波数での使用が可能となる。
【００２２】
ここで、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のチャネル層としてＩｎＧａＡｓ層を用ることで電子移動度が高くなり、また、電子供給層としてδドーブ層を用いることでゲート電極とチャネル層との距離が短縮されて電界の効果が大きくなる。そのため、請求項１１，１２の発明によれば、より高速なスイッチング又は、より高周波での使用が可能となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。
【００２４】
図１は、本実施の形態における高周波切替装置を示す回路図である。図１の高周波切替装置は、１入力１出力の高周波双方向スイッチとして構成され、入・出力兼用の単ポート１０と、入・出力兼用の単ポート１３とを備える。例えば、単ポート１０を入力ポート、単ポート１３を出力ポートとして用いるとき、入力ポート１０に入力した高周波信号は、高周波伝送線路１１を通ってその長さを入力信号の線路内波長の１／４とした高周波スタブ１４との分岐部に入力される。
【００２５】
電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）１５は、ドレイン端子Ｄがスタブ１４に接続され、ソース端子Ｓが接地されている。ゲート端子Ｇは電圧端子１６に接続されており、ゲート端子Ｇに印加する直流電圧を変化させることによりトランジスタ１５がｏｎ又はｏｆｆする。このトランジスタ１５のｏｎ又はｏｆｆによりスタブ１４の短絡条件が変化し、入力した高周波信号が透過又は遮断される。遮断され、反射した高周波信号は、伝送線路１１を通って入力ポート１０に戻る。一方、入力ポート１０に入力した信号で本スイッチを透過する信号は、伝送線路１２を経て出力ポート１３から出力される。
【００２６】
ここで、本高周波双方向スイッチのトランジスタ１５としては、その断面の概略が図２となる高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いている。つまり、図２に示されるように、半絶縁性のＩｎＰ基板１０１上には、ｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓバッファ層１０２が膜厚１００ｎｍで形成されている。このバッファ層１０２は上層からの電流がＩｎＰ基板１０１へ流れるのを防止する役割を持つ。このバッファ層１０２上には、膜厚が２０ｎｍのｉ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓチャネル層１０３が形成されている。このチャネル層１０３は、動作時に励起される２次元電子ガスが走行する領域である。
【００２７】
チャネル層１０３の上には、膜厚が５ｎｍのｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓスペーサ層１０４が形成され、その上に膜厚が１０ｎｍで不純物濃度が１×１０19ｃｍ-3程度となるようにシリコン（Ｓｉ）がドープされたｎ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓキャリア供給層１０５が形成されている。電子供給層としてのキャリア供給層１０５はチャネル層１０３に２次元電子ガスを誘起させるため、チャネル層１０３のＩｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓよりも電子親和力が小さくなるようにｎ型不純物を含有するＩｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓで構成されている。
【００２８】
キャリア供給層１０５の上には、ｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓゲートコンタクト層１０６が形成されている。ゲートコンタクト層１０６の膜厚は２０ｎｍとなっている。更に、このゲートコンタクト層１０６の上には、膜厚が２０ｎｍで不純物濃度が１×１０19ｃｍ-3程度となるようにシリコン（Ｓｉ）がドープされたｎ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓオーミックコンタクト層１０７が形成されている。この積層体（各層１０２〜１０７）はＩｎＰ基板１０１の上にエピタキシャル成長にてヘテロ接合されている。
【００２９】
この積層体の上面、即ち、ｎ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓオーミックコンタクト層１０７にはリセス（凹部）１０８が形成され、このリセス１０８の底面はｎ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓオーミックコンタクト層１０７を貫通し、ｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓゲートコンタクト層１０６に達している。リセス１０８内にはゲート電極１０９が形成され、同ゲート電極１０９はゲートコンタクト層１０６とショットキ接触している。また、オーミックコンタクト層１０７の上面にはソース電極１１０とドレイン電極１１１とが形成され、同ソース・ドレイン電極１１０，１１１はオーミックコンタクト層１０７とオーミック接触している。
【００３０】
また、図２に示すＨＥＭＴの特徴的な構成として、ゲート電極１０９はソース電極１１０側にオフセットされており、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離ｂがゲート電極１０９とソース電極１１０との距離ａよりも大きくなっている（ａ＜ｂ）。より具体的には、ソース電極１１０とドレイ電極１１１との距離は例えば２μｍであり、ゲート電極１０９はソース電極１１０側に０．１５μｍオフセットされている。なおここで、ゲート電極がソース−ドレイン間の中央に位置する構造と比べて図２の構造では、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離のみを長くしてゲート電極１０９をオフセットさせ、ゲート電極１０９とソース電極１１０との距離を小さくしている（ソース−ドレイン間は同距離のままとする）。
【００３１】
ゲート電極１０９、ソース電極１１０及びドレイン電極１１１は何れも同一材料（Ｔｉ／Ｐｔ／Ａｕ）、同一構造であり、各電極を形成する際に同一のフォトマスクを用いて形成される。従って、フォト精度が上がり、ゲート電極１０９をソース電極１１０により近づけることが可能となる。それ故、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離を確保しつつも、ソース電極１１０とドレイン電極１１１との距離が短縮でき、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができる。
【００３２】
ここで、ＨＥＭＴのゲート−ドレイン間の容量であるＣgdは、主にｉ層であるＩｎＡｌＡｓゲートコンタクト層やパッシベーション膜であるＳｉＮ膜に発生する容量であるが、これらの容量はゲート電極とドレイン電極との距離（図２のｂ）に反比例する。従って、ゲート電極とドレイン電極との距離（図２のｂ）を大きくすることによりＣgdのばらつきが低減され、ひいてはＨＥＭＴの出力側の反射係数であるＳ２２の位相ばらつきが低減される。
【００３３】
図３は、図２に示すゲートオフセット構造のＨＥＭＴと、ゲート電極とソース電極又はドレイン電極との距離が同じであるセンターゲートＨＥＭＴとについて、Ｓ２２の位相ばらつきを比較したものである。なお、何れのＨＥＭＴ構造においてもソース−ドレイン間は２μｍであるものとする。図３によれば、トランジスタ（ＨＥＭＴ）をゲートオフセット構造とすることで、Ｓ２２の位相ばらつきが約半分に低減されることが分かる。
【００３４】
以上詳述した本実施の形態の高周波双方向スイッチによれば、以下に示す効果が得られる。
・トランジスタ１５として、ゲート電極をソース電極側にオフセットしてゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くし、Ｓ２２の位相ばらつきを小さくしたＨＥＭＴを用いたので、高周波スタブ１４の整合条件が設計仕様からずれることがなく、トランジスタのｏｎ時の挿入損失が小さく、またｏｆｆ時のアイソレーションが良好となる。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
・トランジスタのソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が同一材料で且つ、同一のフォトマスクを用いて形成されるので、フォト精度が上がり、ソース電極とドレイン電極との距離を短縮することが可能となる。その結果、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、高周波スタブ１４が理想的に作用する。
・トランジスタ１５をＨＥＭＴ構造としチャネル層としてＩｎＧａＡｓ層を用いることで電子移動度が高くなり、より高速なスイッチングが可能となる。また、同トランジスタ１５がゲートリセス構造を有することにより、トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性が向上する。
【００３５】
（第２の実施の形態）
次に、第２の実施の形態における高周波切替装置を第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００３６】
図４は、本実施の形態における高周波切替装置を示す回路図である。図４の高周波切替装置は、多入力１出力の機能と１入力多出力の機能とを併せ持つ高周波双方向スイッチとして構成され、入・出力兼用の複数ポート２０ａ，２０ｂ…と、入・出力兼用の単ポート２８とを備える。例えば、複数ポート２０ａ，２０ｂ…を入力ポート、単ポート２８を出力ポートとして用いるとき、入力ポート２０ａ及び２０ｂに入力した高周波信号は、高周波伝送線路２１ａ，２１ｂを通ってその長さを入力信号の線路内波長の１／４とした高周波スタブ２２ａ，２２ｂとの分岐部に入力される。
【００３７】
伝送線路２１ａ，２１ｂとスタブ２２ａ，２２ｂとの分岐部にはそれぞれ、伝送線路２３ａ，２３ｂが接続されている。また、伝送線路２３ａと出力ポート２８との分岐点２７には伝送線路２４ａ，２４ｂが接続されている。
【００３８】
電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）２５ａ，２５ｂは各々、ドレイン端子Ｄがスタブ２２ａ，２２ｂに接続され、ソース端子Ｓが接地されている。ゲート端子Ｇは各々電圧端子２６ａ，２６ｂに接続されており、ゲート端子Ｇに印加する直流電圧を変化させることによりトランジスタ２５ａ，２５ｂがｏｎ又はｏｆｆする。このトランジスタ２５ａ，２５ｂのｏｎ又はｏｆｆによりスタブ２２ａ，２２ｂの短絡条件が変化し、入力した高周波信号が透過又は遮断される。遮断され、反射した高周波信号は、伝送線路２１ａ，２１ｂを通って入力ポート２０ａ，２０ｂに戻る。一方、入力ポート２０ａ，２０ｂに入力した信号で本スイッチを透過する信号は、伝送線路２３ａ，２３ｂ，２４ｂを経て出力ポート２８から出力される。
【００３９】
ここで、入力ポート２０ａからの入力信号のみを出力ポート２８に出力する場合、入力ポート２０ｂからの入力信号は伝送線路２１ｂを通って入力ポート２０ｂに戻り、入力ポート２０ａの入力信号で本スイッチを透過する信号は伝送線路２３ａを経て分岐点２７に入力される。一方、入力ポート２０ｂからの入力信号のみを出力ポート２８に出力する場合には、入力ポート２０ｂの入力信号で本スイッチを透過する信号は伝送線路２３ｂ及び２４ｂを経て分岐点２７に入力される。
【００４０】
分岐点２７には、入力信号を遮断した本スイッチの出力側における反射波も入力され、分岐点２７での信号の重ね合わせが出力ポート２８に出力される。本実施の形態の装置では、分岐点２７における高周波信号の振幅が最大になるように高周波伝送線路２３ａ，２３ｂ，２４ｂの長さの調節を行っている。
【００４１】
本実施の形態におけるトランジスタ２５ａ，２５ｂとしては、上記第１の実施の形態と同様、その断面の概略が図２となる高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いている。つまり、図２において、ゲート電極１０９はソース電極１１０側にオフセットされており、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離ｂがゲート電極１０９とソース電極１１０との距離ａよりも大きくなっている（ａ＜ｂ）。
【００４２】
また図４の装置では、複数の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が、他の伝送線路にスタブを介して接続されたトランジスタの出力側に回り込む時、位相の回転がばらつかないために、スタブが設計通りに機能する。従って、回り込んだ入力信号が入力ポート側へ洩れることがなく、出力ポート側へ損失無く反射される。それ故、この反射信号が出力ポート２８に向かう入力信号と合成される際、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される（出力ポート２８に出力する高周波信号の強度が大きくなる）。
【００４３】
以上第２の実施の形態の高周波双方向スイッチによれば、トランジスタ２５ａ，２５ｂとして、ゲート電極をソース電極側にオフセットしてゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くし、Ｓ２２の位相ばらつきを小さくしたＨＥＭＴを用いたので、高周波スタブ２２ａ，２２ｂの整合条件が設計仕様からずれることがなく、トランジスタのｏｎ時の挿入損失が小さく、またｏｆｆ時のアイソレーションが良好となる。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。またその他に、トランジスタが高耐圧化される等の優れた効果も併せて得られる。
【００４４】
（第３の実施の形態）
次に、第３の実施の形態における高周波切替装置を第１，第２の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００４５】
図５は、本実施の形態における高周波切替装置を示す回路図である。図５の高周波切替装置は、多入力１出力の高周波単方向スイッチとして構成され、複数の入力ポート３０ａ，３０ｂ…と、唯一の出力ポート４１とを備える。電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）３３ａ，３３ｂのゲート端子Ｇには各々、入力側スタブ３１ａ，３１ｂ及び入力側伝送線路３２ａ，３２ｂからなる入力整合回路が接続され、ソース端子Ｓは接地されている。ドレイン端子Ｄには各々、出力側伝送線路３４ａ，３４ｂ、出力側スタブ３５ａ，３５ｂ及びコンデンサ３６ａ，３６ｂからなる出力整合回路が接続されている。また、分岐点４０には、高周波伝送線路３８ｂ，３９ａ，３９ｂが接続されている。
【００４６】
この場合、入力ポート３０ａ及び３０ｂに入力した高周波信号は、上記入力整合回路により反射されることなくトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力される。そして、ドレインバイアス端子３７ａ，３７ｂに電圧をバイアスすることにより入力した高周波信号を透過し、ドレインバイアス端子３７ａ，３７ｂに電圧をバイアスしないことにより入力した高周波信号を遮断する。つまり、ドレイン端子Ｄに印加する直流バイアスを切り替えることによりトランジスタ３３ａ，３３ｂがｏｎ又はｏｆｆされる。こうしたドレインバイアスの切り替えにより、トランジスタ３３ａ，３３ｂのｏｆｆ時のアイソレーションが大きくなるとともに、消費電力が低減できる。
【００４７】
ここで、入力ポート３０ａから入力した信号のみを出力ポート４１に出力する場合、トランジスタ３３ｂがｏｆｆしているために、入力ポート３０ｂの入力信号は分岐点４０に到達しないのに対し、トランジスタ３３ａがｏｎしているために、入力ポート３０ａの入力信号は上記出力整合回路により反射されることなく分岐点４０に入力される。また、分岐点４０に入力した信号は出力ポート４１に向かう信号と、ｏｆｆされたトランジスタ３３ｂに向かう信号とに分かれる。そして、トランジスタ３３ｂに向かった信号は、トランジスタ３３ｂの出力側で反射されて再び分岐点４０に向かい、入力ポート３０ａからの入力信号と合成され、出力ポート４１に出力される。このため、本実施の形態の装置では、分岐点４０における高周波信号の振幅が最大になるように伝送線路３８ａ，３８ｂ，３９ａ，３９ｂの長さの調節を行っている。
【００４８】
本実施の形態におけるトランジスタ３３ａ，３３ｂとしては、その断面の概略が図６となるゲートオフセット構造の高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いている。図６では、ゲート電極１０９、ソース電極１１０及びドレイン電極１１１の各電極間において、図中の距離ａ，ｂ，ｃ，ｄが、ａ＜ｂ、ｃ＜ｄの関係を有するよう構成される。つまり、前記図２と同様に、ゲート電極のオフセット構造によりゲート電極とドレイン電極との間の距離が長くなり、Ｓ２２の位相ばらつきが小さいトランジスタ構造となっている。
【００４９】
但し、前記図２の構成と比較すれば、図２では相対向するオーミックコンタクト層１０７間においてリセス１０８内の略中央にゲート電極１０９位置していたのに対し、図６では、リセス１０８内でもソース電極１１０側にゲート電極１０９がオフセットされている点（ｃ＜ｄとなる点）が相違する。この場合、より一層トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性がより一層向上する。
【００５０】
また図５の装置では、複数並列の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が他の伝送線路（遮断された伝送線路）のトランジスタの出力側に回り込む時、すなわち、複数個あるトランジスタ３３ａ，３３ｂのうちｏｎしたトランジスタを通過した入力信号がｏｆｆしたトランジスタの出力側に回り込む時、トランジスタの出力側での位相の回転がばらつかない。そのため、この出力側での反射信号がトランジスタを通過した入力信号と合成される際に位相がずれるといった不都合が解消され、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される（出力ポート４１に出力する高周波信号の強度が大きくなる）。
【００５１】
以上第３の実施の形態の高周波単方向スイッチによれば、上記第１，第２の実施の形態と同様に、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。またその他に、トランジスタが高耐圧化される等の優れた効果も併せて得られる。更に、ゲート電極とドレイン電極との距離のみを長くしてゲート電極をオフセットさせ、ゲート電極とソース電極との距離を小さくしたことにより、トランジスタの利得に利くソース抵抗の増加を引き起こすことはない。
【００５２】
（第４の実施の形態）
次に、第４の実施の形態における高周波切替装置を第１〜第３の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００５３】
本実施の形態では、上記第２の実施の形態で説明した図２の高周波双方向スイッチの回路構成を用いることとし、第２の実施の形態との相違点として、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２５ａ，２５ｂのゲート幅（図２におけるＬ）を１００μｍ以上で規定している。なお本実施の形態では、ゲート幅Ｌ＝１００μｍとする。
【００５４】
図７は、トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート幅とｏｎ抵抗との関係を示した図であり、同図７によれば、ゲート幅が大きいほどｏｎ抵抗が下がることが分かる。また、図８は、４チャンネルの高周波双方向スイッチにおいて、ゲート幅を５０μｍとした場合と１００μｍとした場合の通過利得を計算した結果である。同図８において、周波数７７ＧＨｚでの結果を比較すれば、ゲート幅を１００μｍとした場合（実線の結果）の方がｏｎ時の挿入損失が低くなり且つ、ｏｆｆ時のアイソレーションが大きくなることが分かる。
【００５５】
このように本実施の形態では、トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート幅Ｌを１００μｍとしているため、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。その結果、高周波切替装置（高周波双方向スイッチ）の性能が向上する。
【００５６】
（第５の実施の形態）
次に、第５の実施の形態における高周波切替装置を第１〜第４の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００５７】
本実施の形態では、上記第２の実施の形態で説明した図２の高周波双方向スイッチの回路構成を用いることとし、第４の実施の形態と同様、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２５ａ，２５ｂのゲート幅を１００μｍとしている。
【００５８】
また、トランジスタ（ＨＥＭＴ）の構造を示す図９において、ゲート電極１０９の平面形状を図示のようなくし歯型としている。より詳しくは、上下の配線を空間を介して隔てるためのエアブリッジ１１５を用い、くし歯状をなす個々のゲート電極１０９に隣り合うようにソース電極１１０が配置されている。また、ゲート電極１０９、ソース電極１１０及びドレイン電極１１１は、メサ１１６上にて互いに対向配置されている。
【００５９】
以上第５の実施の形態によれば、ゲート電極形状をくし歯型にしたので、Ｔ型やπ型のゲート電極形状に比べてトランジスタのメサ１１６の幅が短くなり、ゲート幅を長くしていってもスタブ２２ａ，２２ｂの幅と揃えることが可能となる。それ故、スタブ２２ａ，２２ｂを設計通りに作用させることができる。また、くし歯状に分割されたゲート電極１０９の先端から給電パッドまでの距離を短くできるため、ゲート電極１０９の各ポイントにおいてスイッチングさせる信号の位相ばらつきが小さく、安定したスイッチングが可能となる。すなわち、スイッチング速度を上げていった際にも、ゲート電極先端への信号の位相遅れが小さくなり、良好なスイッチングが可能となる。
【００６０】
（第６の実施の形態）
次に、第６の実施の形態における高周波切替装置を第１〜第５の実施の形態との相違点を中心に説明する。本実施の形態では第４，第５の実施の形態と同様に、上記第２の実施の形態で説明した図２の高周波双方向スイッチの回路構成を用いることとする。
【００６１】
図１０は、本実施の形態における高周波切替装置の平面構造の要部を示し、同切替装置では、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２５ａ，２５ｂのソース電極１１０とドレイン電極１１１との距離を２μｍ以下で規定している。この場合、一方のトランジスタ２５ａをｏｎ又はｏｆｆすることを考えると、トランジスタ２５ａとスタブ２２ａとを合わせた長さが実際のスタブ長となる。
【００６２】
すなわち、トランジスタ２５ａをｏｎした時は、スタブ２２ａと伝送線路２１ａ，２３ａとの分岐点からトランジスタ２５ａのソース電極１１０の端までの距離（図１０におけるＡ）がショートスタブの長さとなる。また、トランジスタ２５ａをｏｆｆした時は、スタブ２２ａと伝送線路２１ａ，２３ａとの分岐点からトランジスタ２５ａのドレイン電極１１１のゲート寄りの端部までの距離（図１０におけるＢ）がオープンスタブの長さとなる。なお、符号１１６はメサである。
【００６３】
本実施の形態の装置では、ソース−ドレイン間の距離を２μｍ以下としているためｏｎ抵抗が低くなるとともに、トランジスタ２５ａがｏｎ又はｏｆｆした時の実質的なスタブ長の差が小さいため、スタブ長の設計値を両者の中間に設定しても、両者と設計スタブ長の差が小さく高周波スイッチが良好に動作する。因みに、ソース電極１１０とドレイン電極１１１との距離が短いほど効果が大きくなるが、ソース電極１１０とゲート電極１０９との接触を考えると１．５μｍ以上が良い。
【００６４】
なおこの発明は、上記以外に次の形態にて実現できる。
トランジスタ（ＨＥＭＴ）の電子供給層として、１原子層に不純物を集中してドーピングする、いわゆるδドーブ層を用いる。これにより、ゲート電極とチャネル層との距離が短縮されて電界の効果が大きくなり、高周波双方向スイッチ（図１，４の高周波切替装置）においてはより高速なスイッチングが可能となり、高周波単方向スイッチ（図５の高周波切替装置）においてはより高周波での使用が可能となる。
【００６５】
高周波双方向スイッチに限らず高周波単方向スイッチにおいても、上記第４〜第６の実施の形態で述べたように、
・トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート幅を１００μｍ以上とする。
・トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート電極形状をくし歯型にする。
・トランジスタ（ＨＥＭＴ）のソース−ドレイン間の距離を１．５μ以上、２μｍ以下とする。
等の構成を適宜採用しても良い。
【００６６】
既述の通り高周波双方向スイッチでは図２のＨＥＭＴ構造を適用し、高周波単方向スイッチでは図６のＨＥＭＴ構造を適用したが、これとは逆に、高周波双方向スイッチで図６のＨＥＭＴ構造を適用し、高周波単方向スイッチで図２のＨＥＭＴ構造を適用しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における高周波切替装置を示す回路図。
【図２】ＨＥＭＴの構造を示す斜視図。
【図３】トランジスタのＳ２２の位相ばらつきを示す図。
【図４】第２の実施の形態における高周波切替装置を示す回路図。
【図５】第３の実施の形態における高周波切替装置を示す回路図。
【図６】ＨＥＭＴの構造を示す断面図。
【図７】ゲート幅とｏｎ抵抗との関係を示す図。
【図８】高周波切替装置の通過利得の計算結果を示す図。
【図９】ＨＥＭＴ構造を示す平面図。
【図１０】高周波切替装置の平面構造を示す図。
【図１１】従来技術における高周波切替装置を示す図。
【符号の説明】
１０，１３…入・出力兼用の単ポート、１１，１２…伝送線路、１４…スタブ、１５…電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ）、２０ａ，２０ｂ，２８…入出力兼用ポート、２１ａ，２１ｂ，２３ａ，２３ｂ…伝送線路、２２ａ，２２ｂ…スタブ、２５ａ，２５ｂ…電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ）、３０ａ，３０ｂ…入力ポート、３１ａ，３１ｂ，３５ａ，３５ｂ…スタブ、３２ａ，３２ｂ、３４ａ，３４ｂ…伝送線路、３３ａ，３３ｂ…電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ）、４１…出力ポート、１０３…ＩｎＧａＡｓチャネル層、１０５…ＩｎＡｌＡｓキャリア供給層、１０８…リセス、１０９…ゲート電極、１１０…ソース電極、１１１…ドレイン電極。
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波の送信・受信技術の一端を担う高周波切替装置に係り、特に双方向又は単方向の高周波スイッチとして具体化される高周波切替装置を好適に実現するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の高周波切替装置としては例えば、伝送線路に設けたスタブにドレイン端子を接続し且つソース端子を接地した電界効果トランジスタを用い、該トランジスタをｏｎ又はｏｆｆすることより高周波信号を通過又は遮断する高周波双方向スイッチがある。また、入・出力側を高周波伝送線路とスタブによって整合させ、電界効果トランジスタをｏｎすることにより入力信号を増幅して通過させる又は、電界効果トランジスタをｏｆｆすることにより入力信号を遮断する高周波単方向スイッチがある。ところが、これら高周波切替装置では、利用する周波数が高くなるほど、入力信号を損失無く出力させるように伝送線路やスタブの整合を取るのが困難になってくる。これは波長が短くなると、線路長の加工ばらつきや、特にトランジスタのＳパラメータのばらつきの影響が大きくなるからである。
【０００３】
例えば、図１１のような多入力１出力の高周波切替装置において、複数個ある入力ポート５１，５２，５３のうち、ある一つの入力ポート５２からの信号を出力ポート５８に取り出すことを考える。このとき、電界効果トランジスタからなる高周波スイッチ５４，５５，５６のうち、スイッチ５５だけをｏｎ状態にし、残りのスイッチ５４，５６をｏｆｆ状態にすることによりポート５２から入力した高周波信号のみを分岐点５７に入力する。分岐点５７に入力した高周波信号は、出力ポート５８へ向かう信号とスイッチ５４及び５６の出力側へ向かう信号とに別れる。
【０００４】
ところがこの場合、入力信号が高周波であると、出力ポート５８に出力される信号強度を最大にするには、スイッチ５４や５６の出力側で反射する信号の位相回転や、分岐点５７に至るまでの線路内位相を考慮してスイッチを設計しなければならない。つまり、スイッチ５４，５６での反射信号の位相回転の大きさを誤差なく把握していないと、出力ポート５８に出力される信号強度はスイッチ５４，５６の出力側での反射信号と打ち消し合うおそれがある。従って、各スイッチの出力側の位相回転を表すトランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきが大きいと、性能の良い高周波切替装置が構築できないことになる。
【０００５】
従来はこのようなトランジスタの特性ばらつきを低減させるために、物理的な形状のばらつきを低減させるような、半導体製造装置の膜厚制御技術の向上（特開平１０−１４０３４９号公報）や、トランジスタを製造するためのエッチングばらつきの低減（特開平１０−１１２４５５号公報）を狙った研究がなされてきた。しかしながら、こうした試みによってトランジスタの形状ばらつきは改善されるものの、完全にばらつきをなくすことは不可能である。また、トランジスタの構造自体の工夫においても、ソース抵抗の低減（特開平１０−９８１８０号公報や特開平１０−１５４８０６号公報）といったトランジスタ性能の向上に的を絞っているのが現状である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、トランジスタの物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えるトランジスタ構造を構築し、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能を向上させることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の高周波切替装置は、高周波双方向スイッチとして具体化されるものであり、伝送線路より分岐して設けられるスタブと、該スタブにドレイン端子を接続し且つソース端子を接地した電界効果トランジスタとを備える。そしてその特徴として、電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極をソース電極側にオフセットし、それにより、ゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くしており、電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられている。
【０００８】
電界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極との間の容量であるＣgdは、トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２への影響が大きいが、請求項１の発明によれば、このＣgdのばらつきが低減でき、Ｓ２２の位相ばらつきが小さくなる。従って、電界効果トランジスタのｏｎ時の挿入損失が低減でき、また、ｏｆｆ時のアイソレーションが向上する。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
【０００９】
請求項２に記載の高周波切替装置は、高周波双方向スイッチとして具体化されるものであり、複数の入・出力兼用ポートと、該複数の入・出力兼用ポートが入力ポートとなるとき出力ポートなり、同複数の入・出力兼用ポートが出力ポートとなるとき入力ポートとなる一つの入・出力兼用ポートと、複数並列に設けられる電界効果トランジスタとを備え、多入力１出力の機能と１入力多出力の機能とを併せ持つ。そしてその特徴として、電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極をソース電極側にオフセットし、それにより、ゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くしており、電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられている。
【００１０】
請求項２の発明によれば請求項１と同様に、電界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極との間の容量であるＣgdのばらつきが低減でき、Ｓ２２（トランジスタの出力側の反射係数）の位相ばらつきが小さくなる。従って、個々の電界効果トランジスタのｏｎ時の挿入損失が低減でき、また、ｏｆｆ時のアイソレーションが向上する。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
【００１１】
また、複数の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が、他の伝送線路にスタブを介して接続されたトランジスタの出力側に回り込む時、位相の回転がばらつかないために、スタブが設計通りに機能する。従って、回り込んだ入力信号が入力ポート側へ洩れることがなく、出力ポート側へ損失無く反射される。それ故、この反射信号が出力ポートに向かう入力信号と合成される際、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される。
【００１２】
請求項３に記載の高周波切替装置は、多入力１出力の高周波単方向スイッチとして具体化されるものであり、複数並列に設けられる電界効果トランジスタを備える。そしてその特徴として、電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極をソース電極側にオフセットし、それにより、ゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くしており、電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられている。
【００１３】
請求項３の発明によれば請求項１，２と同様に、電界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極との間の容量であるＣgdのばらつきが低減でき、Ｓ２２（トランジスタの出力側の反射係数）の位相ばらつきが小さくなる。従って、複数の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が他の伝送線路（遮断された伝送線路）のトランジスタの出力側に回り込む時、すなわち、ｏｎしたトランジスタを通過した入力信号がｏｆｆしたトランジスタの出力側に回り込む時、トランジスタの出力側での位相の回転がばらつかないため、この出力側での反射信号がトランジスタを通過した入力信号と合成される際に位相がずれるといった不都合が解消される。それ故、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
【００１４】
請求項４に記載したように請求項３の発明においては、電界効果トランジスタのドレイン電極に印加する直流バイアスを切り替えることにより、電界効果トランジスタのｏｎ又はｏｆｆを行う。そのため、請求項３の効果に加え、電界効果トランジスタのｏｆｆ時のアイソレーションが大きくなるとともに、消費電力が低減できる。
【００１５】
請求項５に記載の発明では、電界効果トランジスタをゲートリセス構造とすることにより、トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性が向上する。
【００１６】
請求項６に記載の発明では、電界効果トランジスタのゲート電極がゲートリセス内部でソース側にオフセットされる。それ故、より一層トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性がより一層向上する。
【００１７】
請求項７に記載の発明では、電界効果トランジスタのゲート幅を１００μｍ以上とするので、電界効果トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。
【００１９】
請求項８に記載の発明では、電界効果トランジスタのソース電極とドレイン電極との距離を１．５μｍ以上、２μｍ以下とする。この場合、ソース−ドレイン間距離を２μｍ以下とすることで、電界効果トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。また、ソース−ドレイン間距離を１．５μｍ以上とすることで、ゲート電極がソース電極に接触することがなくトランジスタが安定動作する。
【００２０】
請求項９に記載の発明では、電界効果トランジスタのソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が同一材料で且つ、同一のフォトマスクを用いて形成されるので、フォト精度が上がる。それ故、ソース−ドレイン間距離がある寸法で要求されるような場合にも、その寸法要求を満たしつつゲート電極をソース電極側により近づけることができる。つまり、ゲート電極とドレイン電極との距離を確保し且つ、ソース電極とドレイン電極との距離を短縮することが可能となる。その結果、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。
【００２１】
請求項１０に記載の発明では、電界効果トランジスタが高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）であるため、高周波双方向スイッチにおいてはスイッチング速度を高くすることが可能となり、高周波単方向スイッチにおいては高い周波数での使用が可能となる。
【００２２】
ここで、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のチャネル層としてＩｎＧａＡｓ層を用ることで電子移動度が高くなり、また、電子供給層としてδドーブ層を用いることでゲート電極とチャネル層との距離が短縮されて電界の効果が大きくなる。そのため、請求項１１，１２の発明によれば、より高速なスイッチング又は、より高周波での使用が可能となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。
【００２４】
図１は、本実施の形態における高周波切替装置を示す回路図である。図１の高周波切替装置は、１入力１出力の高周波双方向スイッチとして構成され、入・出力兼用の単ポート１０と、入・出力兼用の単ポート１３とを備える。例えば、単ポート１０を入力ポート、単ポート１３を出力ポートとして用いるとき、入力ポート１０に入力した高周波信号は、高周波伝送線路１１を通ってその長さを入力信号の線路内波長の１／４とした高周波スタブ１４との分岐部に入力される。
【００２５】
電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）１５は、ドレイン端子Ｄがスタブ１４に接続され、ソース端子Ｓが接地されている。ゲート端子Ｇは電圧端子１６に接続されており、ゲート端子Ｇに印加する直流電圧を変化させることによりトランジスタ１５がｏｎ又はｏｆｆする。このトランジスタ１５のｏｎ又はｏｆｆによりスタブ１４の短絡条件が変化し、入力した高周波信号が透過又は遮断される。遮断され、反射した高周波信号は、伝送線路１１を通って入力ポート１０に戻る。一方、入力ポート１０に入力した信号で本スイッチを透過する信号は、伝送線路１２を経て出力ポート１３から出力される。
【００２６】
ここで、本高周波双方向スイッチのトランジスタ１５としては、その断面の概略が図２となる高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いている。つまり、図２に示されるように、半絶縁性のＩｎＰ基板１０１上には、ｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓバッファ層１０２が膜厚１００ｎｍで形成されている。このバッファ層１０２は上層からの電流がＩｎＰ基板１０１へ流れるのを防止する役割を持つ。このバッファ層１０２上には、膜厚が２０ｎｍのｉ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓチャネル層１０３が形成されている。このチャネル層１０３は、動作時に励起される２次元電子ガスが走行する領域である。
【００２７】
チャネル層１０３の上には、膜厚が５ｎｍのｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓスペーサ層１０４が形成され、その上に膜厚が１０ｎｍで不純物濃度が１×１０19ｃｍ-3程度となるようにシリコン（Ｓｉ）がドープされたｎ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓキャリア供給層１０５が形成されている。電子供給層としてのキャリア供給層１０５はチャネル層１０３に２次元電子ガスを誘起させるため、チャネル層１０３のＩｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓよりも電子親和力が小さくなるようにｎ型不純物を含有するＩｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓで構成されている。
【００２８】
キャリア供給層１０５の上には、ｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓゲートコンタクト層１０６が形成されている。ゲートコンタクト層１０６の膜厚は２０ｎｍとなっている。更に、このゲートコンタクト層１０６の上には、膜厚が２０ｎｍで不純物濃度が１×１０19ｃｍ-3程度となるようにシリコン（Ｓｉ）がドープされたｎ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓオーミックコンタクト層１０７が形成されている。この積層体（各層１０２〜１０７）はＩｎＰ基板１０１の上にエピタキシャル成長にてヘテロ接合されている。
【００２９】
この積層体の上面、即ち、ｎ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓオーミックコンタクト層１０７にはリセス（凹部）１０８が形成され、このリセス１０８の底面はｎ型Ｉｎ0.53Ｇａ0.47Ａｓオーミックコンタクト層１０７を貫通し、ｉ型Ｉｎ0.52Ａｌ0.48Ａｓゲートコンタクト層１０６に達している。リセス１０８内にはゲート電極１０９が形成され、同ゲート電極１０９はゲートコンタクト層１０６とショットキ接触している。また、オーミックコンタクト層１０７の上面にはソース電極１１０とドレイン電極１１１とが形成され、同ソース・ドレイン電極１１０，１１１はオーミックコンタクト層１０７とオーミック接触している。
【００３０】
また、図２に示すＨＥＭＴの特徴的な構成として、ゲート電極１０９はソース電極１１０側にオフセットされており、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離ｂがゲート電極１０９とソース電極１１０との距離ａよりも大きくなっている（ａ＜ｂ）。より具体的には、ソース電極１１０とドレイ電極１１１との距離は例えば２μｍであり、ゲート電極１０９はソース電極１１０側に０．１５μｍオフセットされている。なおここで、ゲート電極がソース−ドレイン間の中央に位置する構造と比べて図２の構造では、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離のみを長くしてゲート電極１０９をオフセットさせ、ゲート電極１０９とソース電極１１０との距離を小さくしている（ソース−ドレイン間は同距離のままとする）。
【００３１】
ゲート電極１０９、ソース電極１１０及びドレイン電極１１１は何れも同一材料（Ｔｉ／Ｐｔ／Ａｕ）、同一構造であり、各電極を形成する際に同一のフォトマスクを用いて形成される。従って、フォト精度が上がり、ゲート電極１０９をソース電極１１０により近づけることが可能となる。それ故、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離を確保しつつも、ソース電極１１０とドレイン電極１１１との距離が短縮でき、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができる。
【００３２】
ここで、ＨＥＭＴのゲート−ドレイン間の容量であるＣgdは、主にｉ層であるＩｎＡｌＡｓゲートコンタクト層やパッシベーション膜であるＳｉＮ膜に発生する容量であるが、これらの容量はゲート電極とドレイン電極との距離（図２のｂ）に反比例する。従って、ゲート電極とドレイン電極との距離（図２のｂ）を大きくすることによりＣgdのばらつきが低減され、ひいてはＨＥＭＴの出力側の反射係数であるＳ２２の位相ばらつきが低減される。
【００３３】
図３は、図２に示すゲートオフセット構造のＨＥＭＴと、ゲート電極とソース電極又はドレイン電極との距離が同じであるセンターゲートＨＥＭＴとについて、Ｓ２２の位相ばらつきを比較したものである。なお、何れのＨＥＭＴ構造においてもソース−ドレイン間は２μｍであるものとする。図３によれば、トランジスタ（ＨＥＭＴ）をゲートオフセット構造とすることで、Ｓ２２の位相ばらつきが約半分に低減されることが分かる。
【００３４】
以上詳述した本実施の形態の高周波双方向スイッチによれば、以下に示す効果が得られる。
・トランジスタ１５として、ゲート電極をソース電極側にオフセットしてゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くし、Ｓ２２の位相ばらつきを小さくしたＨＥＭＴを用いたので、高周波スタブ１４の整合条件が設計仕様からずれることがなく、トランジスタのｏｎ時の挿入損失が小さく、またｏｆｆ時のアイソレーションが良好となる。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。
・トランジスタのソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が同一材料で且つ、同一のフォトマスクを用いて形成されるので、フォト精度が上がり、ソース電極とドレイン電極との距離を短縮することが可能となる。その結果、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、高周波スタブ１４が理想的に作用する。
・トランジスタ１５をＨＥＭＴ構造としチャネル層としてＩｎＧａＡｓ層を用いることで電子移動度が高くなり、より高速なスイッチングが可能となる。また、同トランジスタ１５がゲートリセス構造を有することにより、トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性が向上する。
【００３５】
（第２の実施の形態）
次に、第２の実施の形態における高周波切替装置を第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００３６】
図４は、本実施の形態における高周波切替装置を示す回路図である。図４の高周波切替装置は、多入力１出力の機能と１入力多出力の機能とを併せ持つ高周波双方向スイッチとして構成され、入・出力兼用の複数ポート２０ａ，２０ｂ…と、入・出力兼用の単ポート２８とを備える。例えば、複数ポート２０ａ，２０ｂ…を入力ポート、単ポート２８を出力ポートとして用いるとき、入力ポート２０ａ及び２０ｂに入力した高周波信号は、高周波伝送線路２１ａ，２１ｂを通ってその長さを入力信号の線路内波長の１／４とした高周波スタブ２２ａ，２２ｂとの分岐部に入力される。
【００３７】
伝送線路２１ａ，２１ｂとスタブ２２ａ，２２ｂとの分岐部にはそれぞれ、伝送線路２３ａ，２３ｂが接続されている。また、伝送線路２３ａと出力ポート２８との分岐点２７には伝送線路２４ａ，２４ｂが接続されている。
【００３８】
電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）２５ａ，２５ｂは各々、ドレイン端子Ｄがスタブ２２ａ，２２ｂに接続され、ソース端子Ｓが接地されている。ゲート端子Ｇは各々電圧端子２６ａ，２６ｂに接続されており、ゲート端子Ｇに印加する直流電圧を変化させることによりトランジスタ２５ａ，２５ｂがｏｎ又はｏｆｆする。このトランジスタ２５ａ，２５ｂのｏｎ又はｏｆｆによりスタブ２２ａ，２２ｂの短絡条件が変化し、入力した高周波信号が透過又は遮断される。遮断され、反射した高周波信号は、伝送線路２１ａ，２１ｂを通って入力ポート２０ａ，２０ｂに戻る。一方、入力ポート２０ａ，２０ｂに入力した信号で本スイッチを透過する信号は、伝送線路２３ａ，２３ｂ，２４ｂを経て出力ポート２８から出力される。
【００３９】
ここで、入力ポート２０ａからの入力信号のみを出力ポート２８に出力する場合、入力ポート２０ｂからの入力信号は伝送線路２１ｂを通って入力ポート２０ｂに戻り、入力ポート２０ａの入力信号で本スイッチを透過する信号は伝送線路２３ａを経て分岐点２７に入力される。一方、入力ポート２０ｂからの入力信号のみを出力ポート２８に出力する場合には、入力ポート２０ｂの入力信号で本スイッチを透過する信号は伝送線路２３ｂ及び２４ｂを経て分岐点２７に入力される。
【００４０】
分岐点２７には、入力信号を遮断した本スイッチの出力側における反射波も入力され、分岐点２７での信号の重ね合わせが出力ポート２８に出力される。本実施の形態の装置では、分岐点２７における高周波信号の振幅が最大になるように高周波伝送線路２３ａ，２３ｂ，２４ｂの長さの調節を行っている。
【００４１】
本実施の形態におけるトランジスタ２５ａ，２５ｂとしては、上記第１の実施の形態と同様、その断面の概略が図２となる高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いている。つまり、図２において、ゲート電極１０９はソース電極１１０側にオフセットされており、ゲート電極１０９とドレイン電極１１１との距離ｂがゲート電極１０９とソース電極１１０との距離ａよりも大きくなっている（ａ＜ｂ）。
【００４２】
また図４の装置では、複数の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が、他の伝送線路にスタブを介して接続されたトランジスタの出力側に回り込む時、位相の回転がばらつかないために、スタブが設計通りに機能する。従って、回り込んだ入力信号が入力ポート側へ洩れることがなく、出力ポート側へ損失無く反射される。それ故、この反射信号が出力ポート２８に向かう入力信号と合成される際、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される（出力ポート２８に出力する高周波信号の強度が大きくなる）。
【００４３】
以上第２の実施の形態の高周波双方向スイッチによれば、トランジスタ２５ａ，２５ｂとして、ゲート電極をソース電極側にオフセットしてゲート電極とドレイン電極との間の距離を長くし、Ｓ２２の位相ばらつきを小さくしたＨＥＭＴを用いたので、高周波スタブ２２ａ，２２ｂの整合条件が設計仕様からずれることがなく、トランジスタのｏｎ時の挿入損失が小さく、またｏｆｆ時のアイソレーションが良好となる。その結果、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。またその他に、トランジスタが高耐圧化される等の優れた効果も併せて得られる。
【００４４】
（第３の実施の形態）
次に、第３の実施の形態における高周波切替装置を第１，第２の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００４５】
図５は、本実施の形態における高周波切替装置を示す回路図である。図５の高周波切替装置は、多入力１出力の高周波単方向スイッチとして構成され、複数の入力ポート３０ａ，３０ｂ…と、唯一の出力ポート４１とを備える。電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）３３ａ，３３ｂのゲート端子Ｇには各々、入力側スタブ３１ａ，３１ｂ及び入力側伝送線路３２ａ，３２ｂからなる入力整合回路が接続され、ソース端子Ｓは接地されている。ドレイン端子Ｄには各々、出力側伝送線路３４ａ，３４ｂ、出力側スタブ３５ａ，３５ｂ及びコンデンサ３６ａ，３６ｂからなる出力整合回路が接続されている。また、分岐点４０には、高周波伝送線路３８ｂ，３９ａ，３９ｂが接続されている。
【００４６】
この場合、入力ポート３０ａ及び３０ｂに入力した高周波信号は、上記入力整合回路により反射されることなくトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力される。そして、ドレインバイアス端子３７ａ，３７ｂに電圧をバイアスすることにより入力した高周波信号を透過し、ドレインバイアス端子３７ａ，３７ｂに電圧をバイアスしないことにより入力した高周波信号を遮断する。つまり、ドレイン端子Ｄに印加する直流バイアスを切り替えることによりトランジスタ３３ａ，３３ｂがｏｎ又はｏｆｆされる。こうしたドレインバイアスの切り替えにより、トランジスタ３３ａ，３３ｂのｏｆｆ時のアイソレーションが大きくなるとともに、消費電力が低減できる。
【００４７】
ここで、入力ポート３０ａから入力した信号のみを出力ポート４１に出力する場合、トランジスタ３３ｂがｏｆｆしているために、入力ポート３０ｂの入力信号は分岐点４０に到達しないのに対し、トランジスタ３３ａがｏｎしているために、入力ポート３０ａの入力信号は上記出力整合回路により反射されることなく分岐点４０に入力される。また、分岐点４０に入力した信号は出力ポート４１に向かう信号と、ｏｆｆされたトランジスタ３３ｂに向かう信号とに分かれる。そして、トランジスタ３３ｂに向かった信号は、トランジスタ３３ｂの出力側で反射されて再び分岐点４０に向かい、入力ポート３０ａからの入力信号と合成され、出力ポート４１に出力される。このため、本実施の形態の装置では、分岐点４０における高周波信号の振幅が最大になるように伝送線路３８ａ，３８ｂ，３９ａ，３９ｂの長さの調節を行っている。
【００４８】
本実施の形態におけるトランジスタ３３ａ，３３ｂとしては、その断面の概略が図６となるゲートオフセット構造の高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いている。図６では、ゲート電極１０９、ソース電極１１０及びドレイン電極１１１の各電極間において、図中の距離ａ，ｂ，ｃ，ｄが、ａ＜ｂ、ｃ＜ｄの関係を有するよう構成される。つまり、前記図２と同様に、ゲート電極のオフセット構造によりゲート電極とドレイン電極との間の距離が長くなり、Ｓ２２の位相ばらつきが小さいトランジスタ構造となっている。
【００４９】
但し、前記図２の構成と比較すれば、図２では相対向するオーミックコンタクト層１０７間においてリセス１０８内の略中央にゲート電極１０９位置していたのに対し、図６では、リセス１０８内でもソース電極１１０側にゲート電極１０９がオフセットされている点（ｃ＜ｄとなる点）が相違する。この場合、より一層トランジスタの高耐圧化を図ることができ、高周波切替装置の信頼性がより一層向上する。
【００５０】
また図５の装置では、複数並列の伝送線路のうち何れかの伝送線路を通過した入力信号が他の伝送線路（遮断された伝送線路）のトランジスタの出力側に回り込む時、すなわち、複数個あるトランジスタ３３ａ，３３ｂのうちｏｎしたトランジスタを通過した入力信号がｏｆｆしたトランジスタの出力側に回り込む時、トランジスタの出力側での位相の回転がばらつかない。そのため、この出力側での反射信号がトランジスタを通過した入力信号と合成される際に位相がずれるといった不都合が解消され、入力信号の損失が小さい状態で同入力信号が出力される（出力ポート４１に出力する高周波信号の強度が大きくなる）。
【００５１】
以上第３の実施の形態の高周波単方向スイッチによれば、上記第１，第２の実施の形態と同様に、トランジスタの加工精度のばらつき、すなわち物理的な形状ばらつきをある程度考慮した上で、特性ばらつきを抑えたトランジスタ構造が構築でき、そのトランジスタを用いることにより高周波切替装置の性能が向上する。またその他に、トランジスタが高耐圧化される等の優れた効果も併せて得られる。更に、ゲート電極とドレイン電極との距離のみを長くしてゲート電極をオフセットさせ、ゲート電極とソース電極との距離を小さくしたことにより、トランジスタの利得に利くソース抵抗の増加を引き起こすことはない。
【００５２】
（第４の実施の形態）
次に、第４の実施の形態における高周波切替装置を第１〜第３の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００５３】
本実施の形態では、上記第２の実施の形態で説明した図２の高周波双方向スイッチの回路構成を用いることとし、第２の実施の形態との相違点として、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２５ａ，２５ｂのゲート幅（図２におけるＬ）を１００μｍ以上で規定している。なお本実施の形態では、ゲート幅Ｌ＝１００μｍとする。
【００５４】
図７は、トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート幅とｏｎ抵抗との関係を示した図であり、同図７によれば、ゲート幅が大きいほどｏｎ抵抗が下がることが分かる。また、図８は、４チャンネルの高周波双方向スイッチにおいて、ゲート幅を５０μｍとした場合と１００μｍとした場合の通過利得を計算した結果である。同図８において、周波数７７ＧＨｚでの結果を比較すれば、ゲート幅を１００μｍとした場合（実線の結果）の方がｏｎ時の挿入損失が低くなり且つ、ｏｆｆ時のアイソレーションが大きくなることが分かる。
【００５５】
このように本実施の形態では、トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート幅Ｌを１００μｍとしているため、トランジスタのｏｎ抵抗を低くすることができ、トランジスタに接続されたスタブが理想的に作用する。その結果、高周波切替装置（高周波双方向スイッチ）の性能が向上する。
【００５６】
（第５の実施の形態）
次に、第５の実施の形態における高周波切替装置を第１〜第４の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００５７】
本実施の形態では、上記第２の実施の形態で説明した図２の高周波双方向スイッチの回路構成を用いることとし、第４の実施の形態と同様、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２５ａ，２５ｂのゲート幅を１００μｍとしている。
【００５８】
また、トランジスタ（ＨＥＭＴ）の構造を示す図９において、ゲート電極１０９の平面形状を図示のようなくし歯型としている。より詳しくは、上下の配線を空間を介して隔てるためのエアブリッジ１１５を用い、くし歯状をなす個々のゲート電極１０９に隣り合うようにソース電極１１０が配置されている。また、ゲート電極１０９、ソース電極１１０及びドレイン電極１１１は、メサ１１６上にて互いに対向配置されている。
【００５９】
以上第５の実施の形態によれば、ゲート電極形状をくし歯型にしたので、Ｔ型やπ型のゲート電極形状に比べてトランジスタのメサ１１６の幅が短くなり、ゲート幅を長くしていってもスタブ２２ａ，２２ｂの幅と揃えることが可能となる。それ故、スタブ２２ａ，２２ｂを設計通りに作用させることができる。また、くし歯状に分割されたゲート電極１０９の先端から給電パッドまでの距離を短くできるため、ゲート電極１０９の各ポイントにおいてスイッチングさせる信号の位相ばらつきが小さく、安定したスイッチングが可能となる。すなわち、スイッチング速度を上げていった際にも、ゲート電極先端への信号の位相遅れが小さくなり、良好なスイッチングが可能となる。
【００６０】
（第６の実施の形態）
次に、第６の実施の形態における高周波切替装置を第１〜第５の実施の形態との相違点を中心に説明する。本実施の形態では第４，第５の実施の形態と同様に、上記第２の実施の形態で説明した図２の高周波双方向スイッチの回路構成を用いることとする。
【００６１】
図１０は、本実施の形態における高周波切替装置の平面構造の要部を示し、同切替装置では、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２５ａ，２５ｂのソース電極１１０とドレイン電極１１１との距離を２μｍ以下で規定している。この場合、一方のトランジスタ２５ａをｏｎ又はｏｆｆすることを考えると、トランジスタ２５ａとスタブ２２ａとを合わせた長さが実際のスタブ長となる。
【００６２】
すなわち、トランジスタ２５ａをｏｎした時は、スタブ２２ａと伝送線路２１ａ，２３ａとの分岐点からトランジスタ２５ａのソース電極１１０の端までの距離（図１０におけるＡ）がショートスタブの長さとなる。また、トランジスタ２５ａをｏｆｆした時は、スタブ２２ａと伝送線路２１ａ，２３ａとの分岐点からトランジスタ２５ａのドレイン電極１１１のゲート寄りの端部までの距離（図１０におけるＢ）がオープンスタブの長さとなる。なお、符号１１６はメサである。
【００６３】
本実施の形態の装置では、ソース−ドレイン間の距離を２μｍ以下としているためｏｎ抵抗が低くなるとともに、トランジスタ２５ａがｏｎ又はｏｆｆした時の実質的なスタブ長の差が小さいため、スタブ長の設計値を両者の中間に設定しても、両者と設計スタブ長の差が小さく高周波スイッチが良好に動作する。因みに、ソース電極１１０とドレイン電極１１１との距離が短いほど効果が大きくなるが、ソース電極１１０とゲート電極１０９との接触を考えると１．５μｍ以上が良い。
【００６４】
なおこの発明は、上記以外に次の形態にて実現できる。
トランジスタ（ＨＥＭＴ）の電子供給層として、１原子層に不純物を集中してドーピングする、いわゆるδドーブ層を用いる。これにより、ゲート電極とチャネル層との距離が短縮されて電界の効果が大きくなり、高周波双方向スイッチ（図１，４の高周波切替装置）においてはより高速なスイッチングが可能となり、高周波単方向スイッチ（図５の高周波切替装置）においてはより高周波での使用が可能となる。
【００６５】
高周波双方向スイッチに限らず高周波単方向スイッチにおいても、上記第４〜第６の実施の形態で述べたように、
・トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート幅を１００μｍ以上とする。
・トランジスタ（ＨＥＭＴ）のゲート電極形状をくし歯型にする。
・トランジスタ（ＨＥＭＴ）のソース−ドレイン間の距離を１．５μ以上、２μｍ以下とする。
等の構成を適宜採用しても良い。
【００６６】
既述の通り高周波双方向スイッチでは図２のＨＥＭＴ構造を適用し、高周波単方向スイッチでは図６のＨＥＭＴ構造を適用したが、これとは逆に、高周波双方向スイッチで図６のＨＥＭＴ構造を適用し、高周波単方向スイッチで図２のＨＥＭＴ構造を適用しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における高周波切替装置を示す回路図。
【図２】ＨＥＭＴの構造を示す斜視図。
【図３】トランジスタのＳ２２の位相ばらつきを示す図。
【図４】第２の実施の形態における高周波切替装置を示す回路図。
【図５】第３の実施の形態における高周波切替装置を示す回路図。
【図６】ＨＥＭＴの構造を示す断面図。
【図７】ゲート幅とｏｎ抵抗との関係を示す図。
【図８】高周波切替装置の通過利得の計算結果を示す図。
【図９】ＨＥＭＴ構造を示す平面図。
【図１０】高周波切替装置の平面構造を示す図。
【図１１】従来技術における高周波切替装置を示す図。
【符号の説明】
１０，１３…入・出力兼用の単ポート、１１，１２…伝送線路、１４…スタブ、１５…電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ）、２０ａ，２０ｂ，２８…入出力兼用ポート、２１ａ，２１ｂ，２３ａ，２３ｂ…伝送線路、２２ａ，２２ｂ…スタブ、２５ａ，２５ｂ…電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ）、３０ａ，３０ｂ…入力ポート、３１ａ，３１ｂ，３５ａ，３５ｂ…スタブ、３２ａ，３２ｂ、３４ａ，３４ｂ…伝送線路、３３ａ，３３ｂ…電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ）、４１…出力ポート、１０３…ＩｎＧａＡｓチャネル層、１０５…ＩｎＡｌＡｓキャリア供給層、１０８…リセス、１０９…ゲート電極、１１０…ソース電極、１１１…ドレイン電極。
Claims (12)
- 伝送線路より分岐して設けられるスタブと、該スタブにドレイン端子を接続し且つソース端子を接地した電界効果トランジスタとを備え、該電界効果トランジスタをｏｎ又はｏｆｆすることにより伝送線路を介して高周波信号を通過させる、又は遮断する高周波切替装置において、
電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極がソース電極側にオフセットされており、
電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられていることを特徴とする高周波切替装置。 - 複数の入・出力兼用ポートと、該複数の入・出力兼用ポートが入力ポートとなるとき出力ポートなり、同複数の入・出力兼用ポートが出力ポートとなるとき入力ポートとなる一つの入・出力兼用ポートと、前記複数の入・出力兼用ポート毎に接続される伝送線路と、各伝送線路より分岐して設けられるスタブと、該スタブにドレイン端子を接続し且つソース端子を接地した複数の電界効果トランジスタとを備え、該電界効果トランジスタをｏｎ又はｏｆｆすることにより伝送線路を介して高周波信号を通過させる、又は遮断する高周波切替装置において、
電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極がソース電極側にオフセットされており、
電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられていることを特徴とする高周波切替装置。 - 複数の入力ポートと、該複数の入力ポートから入力した高周波信号のうち所望の入力ポートから入力した信号のみを取り出す一つの出力ポートと、前記複数の入力ポートから各々延びる伝送線路に設けられ、入・出力側を伝送線路とスタブとによって整合した電界効果トランジスタとを備え、該電界効果トランジスタをｏｎすることにより入力した高周波信号を増幅して通過させる、又は電界効果トランジスタをｏｆｆすることにより入力した高周波信号を遮断する高周波切替装置において、
電界効果トランジスタの出力側の反射係数Ｓ２２の位相ばらつきを抑制し得る態様にて同電界効果トランジスタのゲート電極がソース電極側にオフセットされており、
電界効果トランジスタにはメサが設けられるとともに、同メサ上にゲート電極、ソース電極、及びドレイン電極が配置され、前記メサの幅と前記スタブの幅とが揃えられていることを特徴とする高周波切替装置。 - 電界効果トランジスタのドレイン電極に印加する直流バイアスを切り替えることにより、該電界効果トランジスタのｏｎ又はｏｆｆを行う請求項３に記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタがゲートリセス構造を有する請求項１〜４の何れかに記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタのゲート電極がゲートリセス内部でソース側にオフセットされている請求項５に記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタのゲート幅が１００μｍ以上である請求項１〜６の何れかに記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタのソース電極とドレイン電極との距離が１．５μｍ以上、２μｍ以下である請求項１〜７の何れかに記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタのソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が同一材料で且つ、同一のフォトマスクを用いて形成されたものである請求項１〜８の何れかに記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタは、電子を供給する電子供給層と電子が走行するチャネル層とを有した高電子移動度トランジスタである請求項１〜９の何れかに記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタの電子供給層がＩｎＡｌＡｓ層からなり、且つチャネル層がＩｎＧａＡｓ層からなる請求項１０に記載の高周波切替装置。
- 電界効果トランジスタの電子供給層がδドープ層からなり、且つチャネル層がＩｎＧａＡｓ層からなる請求項１０に記載の高周波切替装置。
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