JP3826694B2 - 近接センサ - Google Patents
近接センサ Download PDFInfo
- Publication number
- JP3826694B2 JP3826694B2 JP2000256995A JP2000256995A JP3826694B2 JP 3826694 B2 JP3826694 B2 JP 3826694B2 JP 2000256995 A JP2000256995 A JP 2000256995A JP 2000256995 A JP2000256995 A JP 2000256995A JP 3826694 B2 JP3826694 B2 JP 3826694B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- circuit
- resistor
- collector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＣ発振回路を構成する検出コイルを備え、被検知物体の接近に伴う検出コイルの実効抵抗値変化から被検知物体を検知する近接センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、金属体（導電体）や磁性体等からなる被検知物体を検知する近接センサとして高周波発振型のものが知られている。この種の近接センサは、ＬＣ発振回路を構成する検出コイルに金属体が接近すると、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検出コイルの実効抵抗値（インピーダンス）が変化することを利用したものであり、この変化を検出信号として取り出すものである。このような近接センサには、金属体の近接状態に応じて発振回路の発振振幅が跳躍的に変化して、発振又は発振停止するものがあり、発振振幅の変化から金属体の有無の判定を行うことができる（特許昭５５−３９１０９号公報参照）
図５は従来の近接センサの回路図を示し、この近接センサは、検出コイルＬ１とコンデンサＣ１とで構成されるＬＣ発振回路１１を有し、ＬＣ発振回路１１には定電流源よりなるバイアス回路１２から一定のバイアス電流Ｉｂが供給される。ＬＣ発振回路１１に発生する電圧ＶＴはレベルシフト回路１３により電圧レベルがシフトされて電圧Ｖ１となり、増幅回路１４を構成するトランジスタＱａのベースに印加される。尚、レベルシフト回路１３は、ベース・コレクタ間が短絡されダイオードとして動作するＮＰＮ型トランジスタＱshにより構成される。
【０００３】
増幅回路１４を構成するトランジスタＱａのエミッタと回路のグランドとの間には帰還電流設定用の抵抗Ｒｅが接続されており、トランジスタＱａのコレクタ電流は電流帰還回路１５を構成するトランジスタＱ０に流れる。トランジスタＱ０のベース、エミッタには、ｎ個のトランジスタＱ１，Ｑ２…Ｑｎのベース、エミッタがそれぞれ接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２…Ｑｎと共にカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１，Ｑ２…Ｑｎのコレクタ電流はそれぞれＬＣ発振回路１１に帰還される。ここに、ＬＣ発振回路１１とバイアス回路１２とレベルシフト回路１３と増幅回路１４と電流帰還回路１５とで発振回路部１が構成される。
【０００４】
発振回路部１の出力は、ＬＣ発振回路１１の発振振幅の変化から被検知物体の有無を検出する外部回路（図示せず）に出力される。検出コイルＬ１に金属体が接近していない状態では、ＬＣ発振回路１１が発振しており、出力ＶＴの発振振幅は十分大きい値になっている。一方、検出コイルＬ１に金属体が接近すると、主として検出コイルＬ１の渦電流損の増大によって、ＬＣ発振回路１１の損失が増大し、発振振幅が小さくなって、発振動作を停止する。而して、外部回路では発振回路部１の発振／発振停止から被検知物体の有無を検出している。
【０００５】
ところで、外部回路の検出信号がチャタリングするのを防止するため、この近接センサでは、金属体が接近してくる場合に発振を停止する際の検出距離と、金属体が遠ざかる場合に発振を開始する際の検出距離との間にヒステリシスを設けている。ＬＣ発振回路１１の発振振幅をＶＴ、帰還電流をＩfbとすると、負性コンダクタンスＧは、
Ｇ＝Ｉfb／ＶＴ
と表されるので、発振振幅ＶＴに対してどれだけの帰還電流Ｉfbを与えるかを切り替えることによって、金属体が存在する状態では発振回路部１の負性コンダクタンスの値を小さく、金属体が存在しない状態では負性コンダクタンスの値を大きくして、検出距離にヒステリシスを設けている。
【０００６】
すなわち、図５に示す近接センサでは、トランジスタＱ０と共にカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型トランジスタＱofsを設けており、トランジスタＱofsのコレクタと回路のグランドとの間に、外部回路によりＬＣ発振回路の発振／発振停止に応じてオン／オフされるＮＰＮ型トランジスタＱswのコレクタ・エミッタ間を接続している。そして、トランジスタＱofsのコレクタとＬＣ発振回路１１との間に、ダイオードＤ１を接続しており、金属体が存在せずトランジスタＱswがオフ状態であれば、トランジスタＱofsのコレクタ電流ＩofsがダイオードＤ１を介してＬＣ発振回路１１に供給される。一方、金属体が存在しトランジスタＱswがオン状態になると、トランジスタＱofsのコレクタ電流はＬＣ発振回路１１に供給されず、トランジスタＱswを介して流れることになる。したがって、金属体が存在しない場合と金属体が存在する場合とで、ＬＣ発振回路１１に流れる帰還電流が切り替えられ、検出距離にヒステリシスが設けられる。
【０００７】
ところで、上述した近接センサではトランジスタＱ０とｎ個のトランジスタＱ１、Ｑ２…、Ｑｎとでカレントミラー回路を構成しているが、図６に示すように、２個のトランジスタＱ０，Ｑ１からなるカレントミラー回路で電流帰還回路１５を構成し、トランジスタＱ１のコレクタ電流をＬＣ発振回路１１に帰還するような回路構成の近接センサも従来より提供されている。なお、トランジスタＱ０，Ｑ１，Ｑofsのエミッタには、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒofsがそれぞれ接続されており、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒofsの抵抗値によってトランジスタＱ０，Ｑ１，Ｑofsのコレクタ電流がそれぞれ設定される。
【０００８】
また従来より、図７に示すような回路構成を有する近接センサも知られている（特開昭５５−８８２２６号公報参照）。上述した図６の近接センサでは、トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉ１に、トランジスタＱofsのコレクタ電流Ｉofsを加えることにより、ＬＣ発振回路１１への帰還電流Ｉfbを変化させているが、図７の近接センサでは、トランジスタＱ０のコレクタ電流Ｉ０を変化させることにより帰還電流Ｉfbを変化させている。尚、近接センサの基本的な回路構成は図６と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【０００９】
本回路では、トランジスタＱａのコレクタに抵抗Ｒofsを介してトランジスタＱswのコレクタを接続しており、トランジスタＱswのエミッタはトランジスタＱｃのコレクタに接続されている。また、トランジスタＱｃはベース・コレクタ間が電気的に接続され、エミッタには電圧Ｖccが印加されている。ここに、トランジスタＱsw，Ｑｃと抵抗Ｒofsとで、トランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａを分流する分流回路１８が構成される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した近接センサの内、図５に示す近接センサでは、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ０＋Ｉ１＋Ｉ２＋…＋Ｉｎ＝ｎ×Ｉ０＝ｎ×ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧ＝ｎ／２ｒｅとなる。但し、ｒｅは抵抗Ｒｅの抵抗値である。一方、金属体が存在しない場合の帰還電流Ｉfbは、
となり、負性コンダクタンスＧ＝（ｎ＋１）／２ｒｅとなる。
【００１１】
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧは１／２ｒｅとなり、両者の差ΔＧを金属体が存在しない場合の負性コンダクタンスで除した値（以下、この値を負性コンダクタンスＧの変化率と言う。）は１／（ｎ＋１）となる。この近接センサをＩＣ化する場合、変化率の値がばらつきにくいので、検出距離のヒステリシスが安定するという利点がある。しかしながら、検出距離のヒステリシスは一般に１０％程度とするのが望ましく、上述の回路構成でヒステリシスを１０％程度にするためには、カレントミラー回路を構成するトランジスタの数を９個とする必要があり、ＩＣのチップ面積が増加して、コストアップとなるという問題があった。
【００１２】
また、図６に示す近接センサでは、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ１＝（ｒ０／ｒ１）×Ｉ０＝（ｒ０／ｒ１）×ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧ＝（ｒ０／ｒ１）／２ｒｅとなる。但し、ｒ０、ｒ１はそれぞれ抵抗Ｒ０、Ｒ１の抵抗値である。一方、金属体が存在しない場合の帰還電流Ｉfbは、
となり、Ｇ＝（ｒ０×（ｒ１＋ｒofs）／（ｒ１×ｒofs））／２ｒｅとなる。但し、ｒofsは抵抗Ｒofsの抵抗値である。
【００１３】
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧはｒ０／（２×ｒofs×ｒｅ）となり、その変化率はｒ１／（ｒ１＋ｒofs）となる。ここで、検出距離のヒステリシスを１０％程度に設定するためには、ｒ１／（ｒ１＋ｒofs）の値が１０％程度となるように、抵抗Ｒ１，Ｒofsの抵抗値ｒ１，ｒofsを設定すれば良い。
【００１４】
しかしながら、この近接センサでは金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧが両方共に抵抗比で決定されており、この近接センサをＩＣ化する場合、ＩＣ内に形成される抵抗の抵抗比には２〜５％程度のばらつきが存在するため、負性コンダクタンスＧの値に２〜５％程度のばらつきが生じ、近接センサの検出距離が大きくなっていた。また近接センサの特性としては、金属体を検知していない状態から金属体を検知する状態に切り替わる際の検出距離が特に重要になるが、金属体を検知していない状態での負性コンダクタンスも２〜５％程度ばらつくため、非検知状態から検知状態に切り替わる際の検出距離のばらつきが大きくなるという問題がある。
【００１５】
一方、図７に示す近接センサでは、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ０＝Ｉａ＝ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧ＝ＶＴ／２ｒｅとなる。また、金属体が存在しない場合の帰還電流Ｉfbは、トランジスタＱswがオン状態となるので、
Ｉfb＝Ｉ０＝Ｉａ−Ｉofs＝Ｉａ−（ｒ０／ｒofs）×Ｉ０
となる。上式を変形すると、
となるから、負性コンダクタンスＧ＝（ｒofs／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅとなる。
【００１６】
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧは（ｒ０／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅとなり、その変化率はｒ０／（ｒ０＋ｒofs）となる。ここで、この近接センサをＩＣ化する場合、金属体が存在する状態での負性コンダクタンスはＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けるものの、金属体が存在しない状態での負性コンダクタンスはＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けることがない。しかしながら、金属体が存在する状態での負性コンダクタンスが上述の式で与えられるのは、スイッチング素子Ｑswがオンした場合のコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCEを理想的に０とした場合であり、実際には少なくとも１００〜２００ｍＶの飽和電圧ＶCEが発生する。そのため、負性コンダクタンスＧの変化率は上式のような抵抗比では与えられなくなり、特に発振振幅ＶＴの値が小さい場合や検出コイルＬ１の定数によって外付けの抵抗Ｒｅの抵抗値が大きくなった場合には、電圧ＶCEの影響が相対的に無視できなくなり、上式から求めた値とのずれが大きくなる。しかも、トランジスタＱswの飽和電圧ＶCEは素子によるばらつきが大きく、温度変化による電圧変動も大きいので、検出距離のヒステリシスが大きくばらついたり、温度変化による変動が大きくなるという問題があった。
【００１７】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、被検知物体の検出距離のばらつきを低減した近接センサを提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、ＬＣ発振回路を含む発振回路部と、被検知物体の接近に伴って発生するＬＣ発振回路の発振振幅の変化から被検知物体の存否を検知する検知回路部とを備える近接センサにおいて、発振回路部を、ＬＣ発振回路にバイアス電流を供給するバイアス回路と、少なくとも増幅用の第１のトランジスタを有しＬＣ発振回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力電流に応じた電流をＬＣ発振回路に帰還する電流帰還回路と、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時に電流帰還回路の帰還電流を低下させる電流切換回路とで構成し、電流帰還回路は、一端が第１のトランジスタの出力端に接続された帰還電流設定用抵抗と、第１のトランジスタのコレクタ電流が流れる第２のトランジスタと、第２のトランジスタの入力端と第１のトランジスタとの間に接続された入力電流設定用の第１の抵抗と、第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成しコレクタ電流をＬＣ発振回路に帰還する第３のトランジスタとを備え、電流切換回路は、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時にオンされるスイッチ素子と、一端がスイッチ素子に接続されたオフセット電流設定用の第２の抵抗と、オフセット電流設定用抵抗及びスイッチ素子の接続点から第１のトランジスタ及び帰還電流設定用抵抗の接続点に電流が流れる向きに接続されたダイオードと、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して第１及び第２の抵抗の両端電圧を略同じ電圧にする電圧補償手段とを備えて成ることを特徴とし、スイッチ素子は検知回路部の検知信号に応じてオン／オフされており、被検知物体の非検知時にスイッチ素子がオンになると、第２の抵抗に流れる電流がスイッチ素子を介してバイパスされるから、第１の抵抗に流れる電流と帰還電流設定用抵抗に流れる電流とが略等しくなって、電流帰還回路からＬＣ発振回路に帰還される帰還電流は第１の抵抗で決定される電流値となる。したがって、非検知時におけるＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスは第１の抵抗の抵抗値により決定されるから、従来の近接センサのように負荷コンダクタンスが抵抗比で決まる場合に比べて、負荷コンダクタンスのばらつきが小さくなり、非検知状態から検知状態に切り換わる際の検出距離のばらつきを低減できる。また、被検知物体の検知時にスイッチ素子がオフになると、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込むから、第１の抵抗に流れる電流は帰還電流設定用抵抗に流れる電流から第２の抵抗に流れる電流を引いた電流となり、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流が減少するからＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスが変化して、検出距離にヒステリシスを設けることができる。しかも、電圧補償手段により第１及び第２の抵抗の両端電圧が略等しい電圧となっているので、第２の抵抗に流れる電流は第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗比で決定され、ＬＣ発振回路に帰還される電流も抵抗比によって決まり、且つ、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込む経路にスイッチ素子が存在しないから、スイッチ素子の損失を考慮する必要がなく、負荷コンダクタンス（検出距離）のばらつきを抵抗比のばらつき程度に抑えることができる。さらに、被検知物体の検知時における負荷コンダクタンスが抵抗比によって決定され、従来の近接センサのようにトランジスタの個数で負荷コンダクタンスを変化させる場合に比べて回路の規模を小さくでき、コストアップを招くことはない。
【００１９】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２０】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、上記カレントミラー回路はウィルソン型カレントミラー回路であり、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタと、コレクタ・ベース間が電気的に接続され、一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタとで構成したことを特徴とし、ウィルソン型の電流ミラー回路では入力電流と出力電流の電流比がトランジスタの直流増幅率の影響を受けにくいため、ＬＣ発振回路に流れる帰還電流のばらつきをさらに低減できる。
【００２１】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、上記電流切換回路は、増幅回路の出力電流を増幅してオフセット電流を発生する電流増幅部を有し、上記電圧補償手段を、コレクタ・ベース間が電気的に接続され一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタで構成したことを特徴とし、増幅回路から電流増幅部の入力段に流れ込む電流は小さいので、電流帰還回路の入力電流の減少分を小さくでき、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流のばらつきをさらに低減できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２３】
（実施形態１）
本発明の実施形態１を図１及び図２を参照して説明する。図２は本実施形態の近接センサのブロック図であり、この近接センサは、ＬＣ発振回路１１を含む発振回路部１と、ＬＣ発振回路１１の発振振幅を検波する検波回路部２と、検波回路部２の出力に応じて金属体の有無を示す検出信号を発生する出力回路部３とで構成される。
【００２４】
図１は発振回路部１の回路図を示しており、検出コイルＬ１とコンデンサＣ１とで構成されるＬＣ発振回路１１を備えている。ＬＣ発振回路１１には定電流源よりなるバイアス回路１２から一定のバイアス電流Ｉｂが供給される。ＬＣ発振回路１１に発生する電圧ＶＴは、レベルシフト回路１３によって電圧レベルがシフトされて電圧Ｖ１となり、増幅回路１４を構成するトランジスタＱａのベースに印加される。尚、レベルシフト回路１３は、ベース・コレクタ間が短絡されダイオードとして動作するＮＰＮ型トランジスタＱshにより構成される。
【００２５】
トランジスタＱａのエミッタと回路のグランドとの間には帰還電流設定用の抵抗Ｒｅが接続されており、トランジスタＱａのコレクタ電流に比例した電流Ｉfbが電流帰還回路１５によってＬＣ発振回路１１に帰還される。ここで、電流帰還回路１５はベース同士、エミッタ同士がそれぞれ接続されたＮＰＮ型トランジスタＱ０，Ｑ１と抵抗Ｒ０とで構成され、トランジスタＱ０，Ｑ１のエミッタには電圧Ｖccが印加される。また、トランジスタＱ０のベース・コレクタ間は短絡されており、トランジスタＱ０のコレクタは抵抗Ｒ０を介してトランジスタＱａのコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ１のコレクタはＬＣ発振回路１１とトランジスタＱshの接続点に接続されている。
【００２６】
ここで、金属体（被検知物体）が接近してくる場合にＬＣ発振回路１１が発振を停止する際の検出距離と、金属体が遠ざかる場合にＬＣ発振回路１１が発振を開始する際の検出距離との間にヒステリシスを設けるため、本回路では金属体が存在する場合と存在しない場合とで、帰還電流Ｉfbの電流値を切り替える電流切換回路１６を設けている。
【００２７】
電流切換回路１６は、検波回路２の出力に応じてオン／オフされるＮＰＮ型トランジスタＱswと、コレクタがトランジスタＱswのコレクタに接続されると共に、ベースがトランジスタＱａのコレクタに接続されたＰＮＰ型トランジスタＱofsと、トランジスタＱofsのコレクタにアノードが接続されると共に、トランジスタＱａ及び抵抗Ｒｅの接続点にカソードが接続されたダイオードＤ１とで構成され、トランジスタＱofsのエミッタには抵抗Ｒofsを介して制御電圧Ｖccが印加されている。
【００２８】
ところで、電流帰還回路１５からＬＣ発振回路１１に帰還される帰還電流Ｉfbは、トランジスタＱ０とＱ１とがカレントミラー回路を構成しているから、抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０と略等しくなる。ここで、トランジスタＱswは検知回路部２又は出力回路部３の検出信号に応じてオン／オフされ、金属体が存在しない場合はオンとなり、金属体が存在する場合はオフとなる。
【００２９】
金属体が存在しない場合（すなわちトランジスタＱswのオン時）には、トランジスタＱofsに流れる電流ＩofsがトランジスタＱswを介してバイパスされるため、抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０がトランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａに略等しくなり、帰還電流は、
Ｉfb＝Ｉ０＝ＩＲｅ＝ＶＴ／２ｒｅ
となって、負性コンダクタンスＧは１／２ｒｅとなる。
【００３０】
一方、金属体が存在する場合（すなわち、トランジスタＱswのオフ時）には、トランジスタＱofsに流れる電流ＩofsがダイオードＤ１を介して抵抗Ｒｅに流れ込むため、帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ０＝ＩＲｅ−Ｉofs …（１）
となる。ここで、トランジスタＱofsのベース電位Ｖｐは、電圧ＶccからトランジスタＱ０のベース・エミッタ間電圧ＶBEと、抵抗Ｒ０の両端電圧とを引いた電圧となるので、電圧Ｖｐ＝Ｖcc−ＶBE−ｒ０×Ｉ０と表される。またベース電位Ｖｐは、電圧Ｖccから抵抗Ｒofsの両端電圧と、トランジスタＱofsのベース・エミッタ間電圧ＶBEとを引いた電圧でもあるので、電圧Ｖｐ＝Ｖcc−ｒofs×Ｉofs−ＶBEとも表される。このように、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ０による電圧降下分が、電圧補償手段としてのトランジスタＱofsのベース・エミッタ電圧により相殺され、抵抗Ｒofsの両端電圧が抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正されているので、ｒofs×Ｉofs＝ｒ０×Ｉ０となり、トランジスタＱofsに流れる電流Ｉofsは、Ｉofs＝（ｒ０／ｒofs）×Ｉ０と表される。
【００３１】
而して、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝ＩＲｅ−（ｒ０／ｒofs）×Ｉ０ …（２）
となる。式（１）（２）より、
となるから、帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝（１−ｒ０／（ｒ０＋ｒofs））×ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧは次式で与えられる。
【００３２】
Ｇ＝（ｒofs／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅ…（３）
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧは（ｒ０／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅとなり、その変化率はｒ０／（ｒ０＋ｒofs）となる。ここで、この近接センサをＩＣ化する場合、金属体が存在する状態での負性コンダクタンスは抵抗比で表されるため、ＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けるものの、金属体が存在しない状態での負性コンダクタンスはＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けることがないから、非検知状態から検知状態へ切り替わる際の検出距離が安定する。
【００３３】
しかも、電圧補償手段により抵抗Ｒofsの両端電圧が抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正され、且つ、トランジスタＱofsに流れる電流Ｉofsが帰還電流設定用の抵抗Ｒｅに流れ込む経路にトランジスタＱswが存在しないから、トランジスタＱswのコレクタ・ベース間の飽和電圧ＶCEの影響を受けることがなく、抵抗Ｒofsに流れる電流Ｉofsが抵抗Ｒ０と抵抗Ｒofsの抵抗比で表され、金属体が存在する場合の負性コンダクタンスが抵抗比で表されるから、近接センサをＩＣ化する場合でもヒステリシスのばらつきをＩＣ内部の抵抗比のばらつき程度に抑制することができ、且つ、抵抗比の設定によって１０％程度のヒステリシスを得ることができるから、従来の近接センサのようにトランジスタの数によりヒステリシスを設定する場合に比べて回路の規模を小さくできる。また、トランジスタＱofsの電流Ｉofsが帰還電流設定用の抵抗Ｒｅに流れ込む経路にトランジスタＱswが存在すると、負荷コンダクタンスがトランジスタＱswのコレクタ・ベース間飽和電圧ＶCEの影響を受け、温度変化が大きくなるという問題があるが、本実施形態の近接センサでは、トランジスタＱofsの電流Ｉofsが抵抗Ｒｅに流れ込む経路にトランジスタＱswが存在しないため、負荷コンダクタンスの温度変化を低減することができる。
【００３４】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図３を参照して説明する。本実施形態の近接センサでは、電流帰還回路１５として高精度のウィルソン型カレントミラー回路を用いている。尚、電流帰還回路１５以外の回路構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３５】
本実施形態では、トランジスタＱ１のベース・コレクタ間を電気的に接続し、トランジスタＱ１のコレクタをＰＮＰ型トランジスタＱ１１のエミッタに接続している。また、トランジスタＱ１１のベースをトランジスタＱ０のコレクタに接続すると共に、コレクタをＬＣ発振回路１１に接続している。そして、トランジスタＱ０，Ｑ１，Ｑ１１によりウィルソン型のカレントミラー回路を構成している。ウィルソン型のカレントミラー回路では、トランジスタＱ０に流れる電流Ｉ０と、トランジスタＱ１に流れる電流Ｉ１との電流比が、トランジスタＱ１の直流電流増幅率ｈfeのばらつきによる影響を受けにくいため、ＬＣ発振回路１１に帰還される帰還電流Ｉfbが直流電流増幅率ｈfeのばらつきによって変動する虞はなく、負荷コンダクタンスのばらつきを低減して、検出距離や検出距離のヒステリシスをさらに安定させることができる。
【００３６】
また、本回路では抵抗Ｒofsの一端にＰＮＰ型トランジスタＱｃのコレクタを接続し、トランジスタＱｃのエミッタに電圧Ｖccを印加している。トランジスタＱｃはベース・コレクタ間が電気的に接続され、ダイオードとして動作しており、トランジスタＱｃ，Ｑofsにより、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して、抵抗Ｒofsの両端電圧を抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正する電圧補償手段が構成される。
【００３７】
（実施形態３）
本発明の実施形態３を図４を参照して説明する。実施形態１の近接センサでは、トランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａと、トランジスタＱofsのベース電流との和が抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０となるため、電流帰還回路１５の帰還電流ＩfbがトランジスタＱofsのベース電流だけ減少する。それに対して本実施形態ではトランジスタＱａのコレクタを、トランジスタ及び抵抗からなる増幅回路１７の入力端に接続すると共に、増幅回路１７の出力端をトランジスタＱofsのベースに接続している。尚、増幅回路１７以外の構成は実施形態１と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３８】
本回路では抵抗Ｒ０及びトランジスタＱａの接続点を、増幅回路１７を構成するトランジスタＱ２１のベースに接続しているので、トランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａと、トランジスタＱ２１のベース電流との和が抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０となる。ここで、トランジスタＱ２１のコレクタ電流はトランジスタＱofsのコレクタ電流よりも小さくなるので、トランジスタＱ２１のベース電流はトランジスタＱofsのベース電流よりも十分小さい値になる。したがって、電流帰還回路１５の帰還電流Ｉfbの減少分が小さくなり、負性コンダクタンスＧの値を高精度に設定することができ、検出距離のヒステリシスのばらつきを低減できる。
【００３９】
また本回路では、抵抗Ｒofsの一端にトランジスタＱｃのコレクタを接続し、トランジスタＱｃのエミッタをトランジスタＱ０のエミッタに接続してある。ここで、トランジスタＱｃは、ベース・コレクタ間が電気的に接続されダイオードとして動作しており、抵抗Ｒ０及びトランジスタＱａの接続点の電位Ｖｐと、抵抗Ｒofs及びトランジスタＱofsの接続点の電位Ｖｐ’とを略同じ電位とし、抵抗Ｒofsの両端電圧を抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正している。
【００４０】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、ＬＣ発振回路を含む発振回路部と、被検知物体の接近に伴って発生するＬＣ発振回路の発振振幅の変化から被検知物体の存否を検知する検知回路部とを備える近接センサにおいて、発振回路部を、ＬＣ発振回路にバイアス電流を供給するバイアス回路と、少なくとも増幅用の第１のトランジスタを有しＬＣ発振回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力電流に応じた電流をＬＣ発振回路に帰還する電流帰還回路と、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時に電流帰還回路の帰還電流を低下させる電流切換回路とで構成し、電流帰還回路は、一端が第１のトランジスタの出力端に接続された帰還電流設定用抵抗と、第１のトランジスタのコレクタ電流が流れる第２のトランジスタと、第２のトランジスタの入力端と第１のトランジスタとの間に接続された入力電流設定用の第１の抵抗と、第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成しコレクタ電流をＬＣ発振回路に帰還する第３のトランジスタとを備え、電流切換回路は、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時にオンされるスイッチ素子と、一端がスイッチ素子に接続されたオフセット電流設定用の第２の抵抗と、オフセット電流設定用抵抗及びスイッチ素子の接続点から第１のトランジスタ及び帰還電流設定用抵抗の接続点に電流が流れる向きに接続されたダイオードと、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して第１及び第２の抵抗の両端電圧を略同じ電圧にする電圧補償手段とを備えて成ることを特徴とし、スイッチ素子は検知回路部の検知信号に応じてオン／オフされており、被検知物体の非検知時にスイッチ素子がオンになると、第２の抵抗に流れる電流がスイッチ素子を介してバイパスされるから、第１の抵抗に流れる電流と帰還電流設定用抵抗に流れる電流とが略等しくなって、電流帰還回路からＬＣ発振回路に帰還される帰還電流は第１の抵抗で決定される電流値となる。したがって、非検知時におけるＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスは第１の抵抗の抵抗値により決定されるから、従来の近接センサのように負荷コンダクタンスが抵抗比で決まる場合に比べて、負荷コンダクタンスのばらつきが小さくなり、非検知状態から検知状態に切り換わる際の検出距離のばらつきを低減できるという効果がある。また、被検知物体の検知時にスイッチ素子がオフになると、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込むから、第１の抵抗に流れる電流は帰還電流設定用抵抗に流れる電流から第２の抵抗に流れる電流を引いた電流となり、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流が減少するからＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスが変化して、検出距離にヒステリシスを設けることができる。しかも、電圧補償手段により第１及び第２の抵抗の両端電圧が略等しい電圧となっているので、第２の抵抗に流れる電流は第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗比で決定され、ＬＣ発振回路に帰還される電流も抵抗比によって決まり、且つ、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込む経路にスイッチ素子が存在しないから、スイッチ素子の損失を考慮する必要がなく、負荷コンダクタンス（検出距離）のばらつきを抵抗比のばらつき程度に抑えることができるという効果がある。さらに、被検知物体の検知時における負荷コンダクタンスが抵抗比によって決定され、従来の近接センサのようにトランジスタの個数で負荷コンダクタンスを変化させる場合に比べて回路の規模を小さくでき、コストアップを招くことはないという効果もある。
【００４１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００４２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、上記カレントミラー回路はウィルソン型カレントミラー回路であり、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタと、コレクタ・ベース間が電気的に接続され、一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタとで構成したことを特徴とし、ウィルソン型の電流ミラー回路では入力電流と出力電流の電流比がトランジスタの直流増幅率の影響を受けにくいため、ＬＣ発振回路に流れる帰還電流のばらつきをさらに低減できるという効果がある。
【００４３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、上記電流切換回路は、増幅回路の出力電流を増幅してオフセット電流を発生する電流増幅部を有し、上記電圧補償手段を、コレクタ・ベース間が電気的に接続され一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタで構成したことを特徴とし、増幅回路から電流増幅部の入力段に流れ込む電流は小さいので、電流帰還回路の入力電流の減少分を小さくでき、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流のばらつきをさらに低減できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の近接センサの要部回路図である。
【図２】同上のブロック図である。
【図３】実施形態２の近接センサの要部回路図である。
【図４】実施形態３の近接センサの要部回路図である。
【図５】従来の近接センサの要部回路図である。
【図６】同上の別の近接センサの要部回路図である。
【図７】同上のまた別の近接センサの要部回路図である。
【符号の説明】
１ 発振回路部
１１ ＬＣ発振回路
１３ レベルシフト回路
１４ 増幅回路
１５ 電流帰還回路
１６ 電流切換回路
Ｄ１ ダイオード
Ｉfb，Ｉofs 電流
Ｑsw トランジスタ
Ｒｅ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＣ発振回路を構成する検出コイルを備え、被検知物体の接近に伴う検出コイルの実効抵抗値変化から被検知物体を検知する近接センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、金属体（導電体）や磁性体等からなる被検知物体を検知する近接センサとして高周波発振型のものが知られている。この種の近接センサは、ＬＣ発振回路を構成する検出コイルに金属体が接近すると、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検出コイルの実効抵抗値（インピーダンス）が変化することを利用したものであり、この変化を検出信号として取り出すものである。このような近接センサには、金属体の近接状態に応じて発振回路の発振振幅が跳躍的に変化して、発振又は発振停止するものがあり、発振振幅の変化から金属体の有無の判定を行うことができる（特許昭５５−３９１０９号公報参照）
図５は従来の近接センサの回路図を示し、この近接センサは、検出コイルＬ１とコンデンサＣ１とで構成されるＬＣ発振回路１１を有し、ＬＣ発振回路１１には定電流源よりなるバイアス回路１２から一定のバイアス電流Ｉｂが供給される。ＬＣ発振回路１１に発生する電圧ＶＴはレベルシフト回路１３により電圧レベルがシフトされて電圧Ｖ１となり、増幅回路１４を構成するトランジスタＱａのベースに印加される。尚、レベルシフト回路１３は、ベース・コレクタ間が短絡されダイオードとして動作するＮＰＮ型トランジスタＱshにより構成される。
【０００３】
増幅回路１４を構成するトランジスタＱａのエミッタと回路のグランドとの間には帰還電流設定用の抵抗Ｒｅが接続されており、トランジスタＱａのコレクタ電流は電流帰還回路１５を構成するトランジスタＱ０に流れる。トランジスタＱ０のベース、エミッタには、ｎ個のトランジスタＱ１，Ｑ２…Ｑｎのベース、エミッタがそれぞれ接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２…Ｑｎと共にカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１，Ｑ２…Ｑｎのコレクタ電流はそれぞれＬＣ発振回路１１に帰還される。ここに、ＬＣ発振回路１１とバイアス回路１２とレベルシフト回路１３と増幅回路１４と電流帰還回路１５とで発振回路部１が構成される。
【０００４】
発振回路部１の出力は、ＬＣ発振回路１１の発振振幅の変化から被検知物体の有無を検出する外部回路（図示せず）に出力される。検出コイルＬ１に金属体が接近していない状態では、ＬＣ発振回路１１が発振しており、出力ＶＴの発振振幅は十分大きい値になっている。一方、検出コイルＬ１に金属体が接近すると、主として検出コイルＬ１の渦電流損の増大によって、ＬＣ発振回路１１の損失が増大し、発振振幅が小さくなって、発振動作を停止する。而して、外部回路では発振回路部１の発振／発振停止から被検知物体の有無を検出している。
【０００５】
ところで、外部回路の検出信号がチャタリングするのを防止するため、この近接センサでは、金属体が接近してくる場合に発振を停止する際の検出距離と、金属体が遠ざかる場合に発振を開始する際の検出距離との間にヒステリシスを設けている。ＬＣ発振回路１１の発振振幅をＶＴ、帰還電流をＩfbとすると、負性コンダクタンスＧは、
Ｇ＝Ｉfb／ＶＴ
と表されるので、発振振幅ＶＴに対してどれだけの帰還電流Ｉfbを与えるかを切り替えることによって、金属体が存在する状態では発振回路部１の負性コンダクタンスの値を小さく、金属体が存在しない状態では負性コンダクタンスの値を大きくして、検出距離にヒステリシスを設けている。
【０００６】
すなわち、図５に示す近接センサでは、トランジスタＱ０と共にカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型トランジスタＱofsを設けており、トランジスタＱofsのコレクタと回路のグランドとの間に、外部回路によりＬＣ発振回路の発振／発振停止に応じてオン／オフされるＮＰＮ型トランジスタＱswのコレクタ・エミッタ間を接続している。そして、トランジスタＱofsのコレクタとＬＣ発振回路１１との間に、ダイオードＤ１を接続しており、金属体が存在せずトランジスタＱswがオフ状態であれば、トランジスタＱofsのコレクタ電流ＩofsがダイオードＤ１を介してＬＣ発振回路１１に供給される。一方、金属体が存在しトランジスタＱswがオン状態になると、トランジスタＱofsのコレクタ電流はＬＣ発振回路１１に供給されず、トランジスタＱswを介して流れることになる。したがって、金属体が存在しない場合と金属体が存在する場合とで、ＬＣ発振回路１１に流れる帰還電流が切り替えられ、検出距離にヒステリシスが設けられる。
【０００７】
ところで、上述した近接センサではトランジスタＱ０とｎ個のトランジスタＱ１、Ｑ２…、Ｑｎとでカレントミラー回路を構成しているが、図６に示すように、２個のトランジスタＱ０，Ｑ１からなるカレントミラー回路で電流帰還回路１５を構成し、トランジスタＱ１のコレクタ電流をＬＣ発振回路１１に帰還するような回路構成の近接センサも従来より提供されている。なお、トランジスタＱ０，Ｑ１，Ｑofsのエミッタには、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒofsがそれぞれ接続されており、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒofsの抵抗値によってトランジスタＱ０，Ｑ１，Ｑofsのコレクタ電流がそれぞれ設定される。
【０００８】
また従来より、図７に示すような回路構成を有する近接センサも知られている（特開昭５５−８８２２６号公報参照）。上述した図６の近接センサでは、トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉ１に、トランジスタＱofsのコレクタ電流Ｉofsを加えることにより、ＬＣ発振回路１１への帰還電流Ｉfbを変化させているが、図７の近接センサでは、トランジスタＱ０のコレクタ電流Ｉ０を変化させることにより帰還電流Ｉfbを変化させている。尚、近接センサの基本的な回路構成は図６と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【０００９】
本回路では、トランジスタＱａのコレクタに抵抗Ｒofsを介してトランジスタＱswのコレクタを接続しており、トランジスタＱswのエミッタはトランジスタＱｃのコレクタに接続されている。また、トランジスタＱｃはベース・コレクタ間が電気的に接続され、エミッタには電圧Ｖccが印加されている。ここに、トランジスタＱsw，Ｑｃと抵抗Ｒofsとで、トランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａを分流する分流回路１８が構成される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した近接センサの内、図５に示す近接センサでは、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ０＋Ｉ１＋Ｉ２＋…＋Ｉｎ＝ｎ×Ｉ０＝ｎ×ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧ＝ｎ／２ｒｅとなる。但し、ｒｅは抵抗Ｒｅの抵抗値である。一方、金属体が存在しない場合の帰還電流Ｉfbは、
【００１１】
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧは１／２ｒｅとなり、両者の差ΔＧを金属体が存在しない場合の負性コンダクタンスで除した値（以下、この値を負性コンダクタンスＧの変化率と言う。）は１／（ｎ＋１）となる。この近接センサをＩＣ化する場合、変化率の値がばらつきにくいので、検出距離のヒステリシスが安定するという利点がある。しかしながら、検出距離のヒステリシスは一般に１０％程度とするのが望ましく、上述の回路構成でヒステリシスを１０％程度にするためには、カレントミラー回路を構成するトランジスタの数を９個とする必要があり、ＩＣのチップ面積が増加して、コストアップとなるという問題があった。
【００１２】
また、図６に示す近接センサでは、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ１＝（ｒ０／ｒ１）×Ｉ０＝（ｒ０／ｒ１）×ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧ＝（ｒ０／ｒ１）／２ｒｅとなる。但し、ｒ０、ｒ１はそれぞれ抵抗Ｒ０、Ｒ１の抵抗値である。一方、金属体が存在しない場合の帰還電流Ｉfbは、
【００１３】
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧはｒ０／（２×ｒofs×ｒｅ）となり、その変化率はｒ１／（ｒ１＋ｒofs）となる。ここで、検出距離のヒステリシスを１０％程度に設定するためには、ｒ１／（ｒ１＋ｒofs）の値が１０％程度となるように、抵抗Ｒ１，Ｒofsの抵抗値ｒ１，ｒofsを設定すれば良い。
【００１４】
しかしながら、この近接センサでは金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧが両方共に抵抗比で決定されており、この近接センサをＩＣ化する場合、ＩＣ内に形成される抵抗の抵抗比には２〜５％程度のばらつきが存在するため、負性コンダクタンスＧの値に２〜５％程度のばらつきが生じ、近接センサの検出距離が大きくなっていた。また近接センサの特性としては、金属体を検知していない状態から金属体を検知する状態に切り替わる際の検出距離が特に重要になるが、金属体を検知していない状態での負性コンダクタンスも２〜５％程度ばらつくため、非検知状態から検知状態に切り替わる際の検出距離のばらつきが大きくなるという問題がある。
【００１５】
一方、図７に示す近接センサでは、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ０＝Ｉａ＝ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧ＝ＶＴ／２ｒｅとなる。また、金属体が存在しない場合の帰還電流Ｉfbは、トランジスタＱswがオン状態となるので、
Ｉfb＝Ｉ０＝Ｉａ−Ｉofs＝Ｉａ−（ｒ０／ｒofs）×Ｉ０
となる。上式を変形すると、
【００１６】
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧは（ｒ０／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅとなり、その変化率はｒ０／（ｒ０＋ｒofs）となる。ここで、この近接センサをＩＣ化する場合、金属体が存在する状態での負性コンダクタンスはＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けるものの、金属体が存在しない状態での負性コンダクタンスはＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けることがない。しかしながら、金属体が存在する状態での負性コンダクタンスが上述の式で与えられるのは、スイッチング素子Ｑswがオンした場合のコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCEを理想的に０とした場合であり、実際には少なくとも１００〜２００ｍＶの飽和電圧ＶCEが発生する。そのため、負性コンダクタンスＧの変化率は上式のような抵抗比では与えられなくなり、特に発振振幅ＶＴの値が小さい場合や検出コイルＬ１の定数によって外付けの抵抗Ｒｅの抵抗値が大きくなった場合には、電圧ＶCEの影響が相対的に無視できなくなり、上式から求めた値とのずれが大きくなる。しかも、トランジスタＱswの飽和電圧ＶCEは素子によるばらつきが大きく、温度変化による電圧変動も大きいので、検出距離のヒステリシスが大きくばらついたり、温度変化による変動が大きくなるという問題があった。
【００１７】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、被検知物体の検出距離のばらつきを低減した近接センサを提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、ＬＣ発振回路を含む発振回路部と、被検知物体の接近に伴って発生するＬＣ発振回路の発振振幅の変化から被検知物体の存否を検知する検知回路部とを備える近接センサにおいて、発振回路部を、ＬＣ発振回路にバイアス電流を供給するバイアス回路と、少なくとも増幅用の第１のトランジスタを有しＬＣ発振回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力電流に応じた電流をＬＣ発振回路に帰還する電流帰還回路と、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時に電流帰還回路の帰還電流を低下させる電流切換回路とで構成し、電流帰還回路は、一端が第１のトランジスタの出力端に接続された帰還電流設定用抵抗と、第１のトランジスタのコレクタ電流が流れる第２のトランジスタと、第２のトランジスタの入力端と第１のトランジスタとの間に接続された入力電流設定用の第１の抵抗と、第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成しコレクタ電流をＬＣ発振回路に帰還する第３のトランジスタとを備え、電流切換回路は、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時にオンされるスイッチ素子と、一端がスイッチ素子に接続されたオフセット電流設定用の第２の抵抗と、オフセット電流設定用抵抗及びスイッチ素子の接続点から第１のトランジスタ及び帰還電流設定用抵抗の接続点に電流が流れる向きに接続されたダイオードと、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して第１及び第２の抵抗の両端電圧を略同じ電圧にする電圧補償手段とを備えて成ることを特徴とし、スイッチ素子は検知回路部の検知信号に応じてオン／オフされており、被検知物体の非検知時にスイッチ素子がオンになると、第２の抵抗に流れる電流がスイッチ素子を介してバイパスされるから、第１の抵抗に流れる電流と帰還電流設定用抵抗に流れる電流とが略等しくなって、電流帰還回路からＬＣ発振回路に帰還される帰還電流は第１の抵抗で決定される電流値となる。したがって、非検知時におけるＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスは第１の抵抗の抵抗値により決定されるから、従来の近接センサのように負荷コンダクタンスが抵抗比で決まる場合に比べて、負荷コンダクタンスのばらつきが小さくなり、非検知状態から検知状態に切り換わる際の検出距離のばらつきを低減できる。また、被検知物体の検知時にスイッチ素子がオフになると、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込むから、第１の抵抗に流れる電流は帰還電流設定用抵抗に流れる電流から第２の抵抗に流れる電流を引いた電流となり、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流が減少するからＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスが変化して、検出距離にヒステリシスを設けることができる。しかも、電圧補償手段により第１及び第２の抵抗の両端電圧が略等しい電圧となっているので、第２の抵抗に流れる電流は第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗比で決定され、ＬＣ発振回路に帰還される電流も抵抗比によって決まり、且つ、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込む経路にスイッチ素子が存在しないから、スイッチ素子の損失を考慮する必要がなく、負荷コンダクタンス（検出距離）のばらつきを抵抗比のばらつき程度に抑えることができる。さらに、被検知物体の検知時における負荷コンダクタンスが抵抗比によって決定され、従来の近接センサのようにトランジスタの個数で負荷コンダクタンスを変化させる場合に比べて回路の規模を小さくでき、コストアップを招くことはない。
【００１９】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２０】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、上記カレントミラー回路はウィルソン型カレントミラー回路であり、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタと、コレクタ・ベース間が電気的に接続され、一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタとで構成したことを特徴とし、ウィルソン型の電流ミラー回路では入力電流と出力電流の電流比がトランジスタの直流増幅率の影響を受けにくいため、ＬＣ発振回路に流れる帰還電流のばらつきをさらに低減できる。
【００２１】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、上記電流切換回路は、増幅回路の出力電流を増幅してオフセット電流を発生する電流増幅部を有し、上記電圧補償手段を、コレクタ・ベース間が電気的に接続され一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタで構成したことを特徴とし、増幅回路から電流増幅部の入力段に流れ込む電流は小さいので、電流帰還回路の入力電流の減少分を小さくでき、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流のばらつきをさらに低減できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２３】
（実施形態１）
本発明の実施形態１を図１及び図２を参照して説明する。図２は本実施形態の近接センサのブロック図であり、この近接センサは、ＬＣ発振回路１１を含む発振回路部１と、ＬＣ発振回路１１の発振振幅を検波する検波回路部２と、検波回路部２の出力に応じて金属体の有無を示す検出信号を発生する出力回路部３とで構成される。
【００２４】
図１は発振回路部１の回路図を示しており、検出コイルＬ１とコンデンサＣ１とで構成されるＬＣ発振回路１１を備えている。ＬＣ発振回路１１には定電流源よりなるバイアス回路１２から一定のバイアス電流Ｉｂが供給される。ＬＣ発振回路１１に発生する電圧ＶＴは、レベルシフト回路１３によって電圧レベルがシフトされて電圧Ｖ１となり、増幅回路１４を構成するトランジスタＱａのベースに印加される。尚、レベルシフト回路１３は、ベース・コレクタ間が短絡されダイオードとして動作するＮＰＮ型トランジスタＱshにより構成される。
【００２５】
トランジスタＱａのエミッタと回路のグランドとの間には帰還電流設定用の抵抗Ｒｅが接続されており、トランジスタＱａのコレクタ電流に比例した電流Ｉfbが電流帰還回路１５によってＬＣ発振回路１１に帰還される。ここで、電流帰還回路１５はベース同士、エミッタ同士がそれぞれ接続されたＮＰＮ型トランジスタＱ０，Ｑ１と抵抗Ｒ０とで構成され、トランジスタＱ０，Ｑ１のエミッタには電圧Ｖccが印加される。また、トランジスタＱ０のベース・コレクタ間は短絡されており、トランジスタＱ０のコレクタは抵抗Ｒ０を介してトランジスタＱａのコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ１のコレクタはＬＣ発振回路１１とトランジスタＱshの接続点に接続されている。
【００２６】
ここで、金属体（被検知物体）が接近してくる場合にＬＣ発振回路１１が発振を停止する際の検出距離と、金属体が遠ざかる場合にＬＣ発振回路１１が発振を開始する際の検出距離との間にヒステリシスを設けるため、本回路では金属体が存在する場合と存在しない場合とで、帰還電流Ｉfbの電流値を切り替える電流切換回路１６を設けている。
【００２７】
電流切換回路１６は、検波回路２の出力に応じてオン／オフされるＮＰＮ型トランジスタＱswと、コレクタがトランジスタＱswのコレクタに接続されると共に、ベースがトランジスタＱａのコレクタに接続されたＰＮＰ型トランジスタＱofsと、トランジスタＱofsのコレクタにアノードが接続されると共に、トランジスタＱａ及び抵抗Ｒｅの接続点にカソードが接続されたダイオードＤ１とで構成され、トランジスタＱofsのエミッタには抵抗Ｒofsを介して制御電圧Ｖccが印加されている。
【００２８】
ところで、電流帰還回路１５からＬＣ発振回路１１に帰還される帰還電流Ｉfbは、トランジスタＱ０とＱ１とがカレントミラー回路を構成しているから、抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０と略等しくなる。ここで、トランジスタＱswは検知回路部２又は出力回路部３の検出信号に応じてオン／オフされ、金属体が存在しない場合はオンとなり、金属体が存在する場合はオフとなる。
【００２９】
金属体が存在しない場合（すなわちトランジスタＱswのオン時）には、トランジスタＱofsに流れる電流ＩofsがトランジスタＱswを介してバイパスされるため、抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０がトランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａに略等しくなり、帰還電流は、
Ｉfb＝Ｉ０＝ＩＲｅ＝ＶＴ／２ｒｅ
となって、負性コンダクタンスＧは１／２ｒｅとなる。
【００３０】
一方、金属体が存在する場合（すなわち、トランジスタＱswのオフ時）には、トランジスタＱofsに流れる電流ＩofsがダイオードＤ１を介して抵抗Ｒｅに流れ込むため、帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉ０＝ＩＲｅ−Ｉofs …（１）
となる。ここで、トランジスタＱofsのベース電位Ｖｐは、電圧ＶccからトランジスタＱ０のベース・エミッタ間電圧ＶBEと、抵抗Ｒ０の両端電圧とを引いた電圧となるので、電圧Ｖｐ＝Ｖcc−ＶBE−ｒ０×Ｉ０と表される。またベース電位Ｖｐは、電圧Ｖccから抵抗Ｒofsの両端電圧と、トランジスタＱofsのベース・エミッタ間電圧ＶBEとを引いた電圧でもあるので、電圧Ｖｐ＝Ｖcc−ｒofs×Ｉofs−ＶBEとも表される。このように、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ０による電圧降下分が、電圧補償手段としてのトランジスタＱofsのベース・エミッタ電圧により相殺され、抵抗Ｒofsの両端電圧が抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正されているので、ｒofs×Ｉofs＝ｒ０×Ｉ０となり、トランジスタＱofsに流れる電流Ｉofsは、Ｉofs＝（ｒ０／ｒofs）×Ｉ０と表される。
【００３１】
而して、金属体が存在する場合の帰還電流Ｉfbは、
Ｉfb＝ＩＲｅ−（ｒ０／ｒofs）×Ｉ０ …（２）
となる。式（１）（２）より、
Ｉfb＝（１−ｒ０／（ｒ０＋ｒofs））×ＶＴ／２ｒｅ
となり、負性コンダクタンスＧは次式で与えられる。
【００３２】
Ｇ＝（ｒofs／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅ…（３）
したがって、金属体が存在する場合と存在しない場合の負性コンダクタンスＧの差ΔＧは（ｒ０／（ｒ０＋ｒofs））／２ｒｅとなり、その変化率はｒ０／（ｒ０＋ｒofs）となる。ここで、この近接センサをＩＣ化する場合、金属体が存在する状態での負性コンダクタンスは抵抗比で表されるため、ＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けるものの、金属体が存在しない状態での負性コンダクタンスはＩＣ内部の抵抗比のばらつきの影響を受けることがないから、非検知状態から検知状態へ切り替わる際の検出距離が安定する。
【００３３】
しかも、電圧補償手段により抵抗Ｒofsの両端電圧が抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正され、且つ、トランジスタＱofsに流れる電流Ｉofsが帰還電流設定用の抵抗Ｒｅに流れ込む経路にトランジスタＱswが存在しないから、トランジスタＱswのコレクタ・ベース間の飽和電圧ＶCEの影響を受けることがなく、抵抗Ｒofsに流れる電流Ｉofsが抵抗Ｒ０と抵抗Ｒofsの抵抗比で表され、金属体が存在する場合の負性コンダクタンスが抵抗比で表されるから、近接センサをＩＣ化する場合でもヒステリシスのばらつきをＩＣ内部の抵抗比のばらつき程度に抑制することができ、且つ、抵抗比の設定によって１０％程度のヒステリシスを得ることができるから、従来の近接センサのようにトランジスタの数によりヒステリシスを設定する場合に比べて回路の規模を小さくできる。また、トランジスタＱofsの電流Ｉofsが帰還電流設定用の抵抗Ｒｅに流れ込む経路にトランジスタＱswが存在すると、負荷コンダクタンスがトランジスタＱswのコレクタ・ベース間飽和電圧ＶCEの影響を受け、温度変化が大きくなるという問題があるが、本実施形態の近接センサでは、トランジスタＱofsの電流Ｉofsが抵抗Ｒｅに流れ込む経路にトランジスタＱswが存在しないため、負荷コンダクタンスの温度変化を低減することができる。
【００３４】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図３を参照して説明する。本実施形態の近接センサでは、電流帰還回路１５として高精度のウィルソン型カレントミラー回路を用いている。尚、電流帰還回路１５以外の回路構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３５】
本実施形態では、トランジスタＱ１のベース・コレクタ間を電気的に接続し、トランジスタＱ１のコレクタをＰＮＰ型トランジスタＱ１１のエミッタに接続している。また、トランジスタＱ１１のベースをトランジスタＱ０のコレクタに接続すると共に、コレクタをＬＣ発振回路１１に接続している。そして、トランジスタＱ０，Ｑ１，Ｑ１１によりウィルソン型のカレントミラー回路を構成している。ウィルソン型のカレントミラー回路では、トランジスタＱ０に流れる電流Ｉ０と、トランジスタＱ１に流れる電流Ｉ１との電流比が、トランジスタＱ１の直流電流増幅率ｈfeのばらつきによる影響を受けにくいため、ＬＣ発振回路１１に帰還される帰還電流Ｉfbが直流電流増幅率ｈfeのばらつきによって変動する虞はなく、負荷コンダクタンスのばらつきを低減して、検出距離や検出距離のヒステリシスをさらに安定させることができる。
【００３６】
また、本回路では抵抗Ｒofsの一端にＰＮＰ型トランジスタＱｃのコレクタを接続し、トランジスタＱｃのエミッタに電圧Ｖccを印加している。トランジスタＱｃはベース・コレクタ間が電気的に接続され、ダイオードとして動作しており、トランジスタＱｃ，Ｑofsにより、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して、抵抗Ｒofsの両端電圧を抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正する電圧補償手段が構成される。
【００３７】
（実施形態３）
本発明の実施形態３を図４を参照して説明する。実施形態１の近接センサでは、トランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａと、トランジスタＱofsのベース電流との和が抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０となるため、電流帰還回路１５の帰還電流ＩfbがトランジスタＱofsのベース電流だけ減少する。それに対して本実施形態ではトランジスタＱａのコレクタを、トランジスタ及び抵抗からなる増幅回路１７の入力端に接続すると共に、増幅回路１７の出力端をトランジスタＱofsのベースに接続している。尚、増幅回路１７以外の構成は実施形態１と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３８】
本回路では抵抗Ｒ０及びトランジスタＱａの接続点を、増幅回路１７を構成するトランジスタＱ２１のベースに接続しているので、トランジスタＱａのコレクタ電流Ｉａと、トランジスタＱ２１のベース電流との和が抵抗Ｒ０に流れる電流Ｉ０となる。ここで、トランジスタＱ２１のコレクタ電流はトランジスタＱofsのコレクタ電流よりも小さくなるので、トランジスタＱ２１のベース電流はトランジスタＱofsのベース電流よりも十分小さい値になる。したがって、電流帰還回路１５の帰還電流Ｉfbの減少分が小さくなり、負性コンダクタンスＧの値を高精度に設定することができ、検出距離のヒステリシスのばらつきを低減できる。
【００３９】
また本回路では、抵抗Ｒofsの一端にトランジスタＱｃのコレクタを接続し、トランジスタＱｃのエミッタをトランジスタＱ０のエミッタに接続してある。ここで、トランジスタＱｃは、ベース・コレクタ間が電気的に接続されダイオードとして動作しており、抵抗Ｒ０及びトランジスタＱａの接続点の電位Ｖｐと、抵抗Ｒofs及びトランジスタＱofsの接続点の電位Ｖｐ’とを略同じ電位とし、抵抗Ｒofsの両端電圧を抵抗Ｒ０の両端電圧と略同じ電圧に補正している。
【００４０】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、ＬＣ発振回路を含む発振回路部と、被検知物体の接近に伴って発生するＬＣ発振回路の発振振幅の変化から被検知物体の存否を検知する検知回路部とを備える近接センサにおいて、発振回路部を、ＬＣ発振回路にバイアス電流を供給するバイアス回路と、少なくとも増幅用の第１のトランジスタを有しＬＣ発振回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力電流に応じた電流をＬＣ発振回路に帰還する電流帰還回路と、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時に電流帰還回路の帰還電流を低下させる電流切換回路とで構成し、電流帰還回路は、一端が第１のトランジスタの出力端に接続された帰還電流設定用抵抗と、第１のトランジスタのコレクタ電流が流れる第２のトランジスタと、第２のトランジスタの入力端と第１のトランジスタとの間に接続された入力電流設定用の第１の抵抗と、第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成しコレクタ電流をＬＣ発振回路に帰還する第３のトランジスタとを備え、電流切換回路は、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時にオンされるスイッチ素子と、一端がスイッチ素子に接続されたオフセット電流設定用の第２の抵抗と、オフセット電流設定用抵抗及びスイッチ素子の接続点から第１のトランジスタ及び帰還電流設定用抵抗の接続点に電流が流れる向きに接続されたダイオードと、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して第１及び第２の抵抗の両端電圧を略同じ電圧にする電圧補償手段とを備えて成ることを特徴とし、スイッチ素子は検知回路部の検知信号に応じてオン／オフされており、被検知物体の非検知時にスイッチ素子がオンになると、第２の抵抗に流れる電流がスイッチ素子を介してバイパスされるから、第１の抵抗に流れる電流と帰還電流設定用抵抗に流れる電流とが略等しくなって、電流帰還回路からＬＣ発振回路に帰還される帰還電流は第１の抵抗で決定される電流値となる。したがって、非検知時におけるＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスは第１の抵抗の抵抗値により決定されるから、従来の近接センサのように負荷コンダクタンスが抵抗比で決まる場合に比べて、負荷コンダクタンスのばらつきが小さくなり、非検知状態から検知状態に切り換わる際の検出距離のばらつきを低減できるという効果がある。また、被検知物体の検知時にスイッチ素子がオフになると、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込むから、第１の抵抗に流れる電流は帰還電流設定用抵抗に流れる電流から第２の抵抗に流れる電流を引いた電流となり、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流が減少するからＬＣ発振回路の負荷コンダクタンスが変化して、検出距離にヒステリシスを設けることができる。しかも、電圧補償手段により第１及び第２の抵抗の両端電圧が略等しい電圧となっているので、第２の抵抗に流れる電流は第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗比で決定され、ＬＣ発振回路に帰還される電流も抵抗比によって決まり、且つ、第２の抵抗に流れる電流が帰還電流設定用抵抗に流れ込む経路にスイッチ素子が存在しないから、スイッチ素子の損失を考慮する必要がなく、負荷コンダクタンス（検出距離）のばらつきを抵抗比のばらつき程度に抑えることができるという効果がある。さらに、被検知物体の検知時における負荷コンダクタンスが抵抗比によって決定され、従来の近接センサのようにトランジスタの個数で負荷コンダクタンスを変化させる場合に比べて回路の規模を小さくでき、コストアップを招くことはないという効果もある。
【００４１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００４２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、上記カレントミラー回路はウィルソン型カレントミラー回路であり、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタと、コレクタ・ベース間が電気的に接続され、一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタとで構成したことを特徴とし、ウィルソン型の電流ミラー回路では入力電流と出力電流の電流比がトランジスタの直流増幅率の影響を受けにくいため、ＬＣ発振回路に流れる帰還電流のばらつきをさらに低減できるという効果がある。
【００４３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、上記電流切換回路は、増幅回路の出力電流を増幅してオフセット電流を発生する電流増幅部を有し、上記電圧補償手段を、コレクタ・ベース間が電気的に接続され一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタで構成したことを特徴とし、増幅回路から電流増幅部の入力段に流れ込む電流は小さいので、電流帰還回路の入力電流の減少分を小さくでき、ＬＣ発振回路に帰還される帰還電流のばらつきをさらに低減できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の近接センサの要部回路図である。
【図２】同上のブロック図である。
【図３】実施形態２の近接センサの要部回路図である。
【図４】実施形態３の近接センサの要部回路図である。
【図５】従来の近接センサの要部回路図である。
【図６】同上の別の近接センサの要部回路図である。
【図７】同上のまた別の近接センサの要部回路図である。
【符号の説明】
１ 発振回路部
１１ ＬＣ発振回路
１３ レベルシフト回路
１４ 増幅回路
１５ 電流帰還回路
１６ 電流切換回路
Ｄ１ ダイオード
Ｉfb，Ｉofs 電流
Ｑsw トランジスタ
Ｒｅ 抵抗
Claims (4)
- ＬＣ発振回路を含む発振回路部と、被検知物体の接近に伴って発生するＬＣ発振回路の発振振幅の変化から被検知物体の存否を検知する検知回路部とを備える近接センサにおいて、
発振回路部を、ＬＣ発振回路にバイアス電流を供給するバイアス回路と、少なくとも増幅用の第１のトランジスタを有しＬＣ発振回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力電流に応じた電流をＬＣ発振回路に帰還する電流帰還回路と、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時に電流帰還回路の帰還電流を低下させる電流切換回路とで構成し、
電流帰還回路は、一端が第１のトランジスタの出力端に接続された帰還電流設定用抵抗と、第１のトランジスタのコレクタ電流が流れる第２のトランジスタと、第２のトランジスタの入力端と第１のトランジスタとの間に接続された入力電流設定用の第１の抵抗と、第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成しコレクタ電流をＬＣ発振回路に帰還する第３のトランジスタとを備え、
電流切換回路は、検知回路部の検知信号に基づいて被検知物体の検知時にオンされるスイッチ素子と、一端がスイッチ素子に接続されたオフセット電流設定用の第２の抵抗と、オフセット電流設定用抵抗及びスイッチ素子の接続点から第１のトランジスタ及び帰還電流設定用抵抗の接続点に電流が流れる向きに接続されたダイオードと、カレントミラー回路による電圧降下分を相殺して第１及び第２の抵抗の両端電圧を略同じ電圧にする電圧補償手段とを備えて成ることを特徴とする近接センサ。 - 上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタで構成したことを特徴とする請求項１記載の近接センサ。
- 上記カレントミラー回路はウィルソン型カレントミラー回路であり、上記電圧補償手段を、第２の抵抗とスイッチ素子との間にエミッタ・コレクタ間が接続され、第１の抵抗と第１のトランジスタの接続点にベースが接続された第４のトランジスタと、コレクタ・ベース間が電気的に接続され、一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタとで構成したことを特徴とする請求項２記載の近接センサ。
- 上記電流切換回路は、増幅回路の出力電流を増幅してオフセット電流を発生する電流増幅部を有し、上記電圧補償手段を、コレクタ・ベース間が電気的に接続され一端が第２の抵抗に接続された第５のトランジスタで構成したことを特徴とする請求項１記載の近接センサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000256995A JP3826694B2 (ja) | 2000-08-28 | 2000-08-28 | 近接センサ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000256995A JP3826694B2 (ja) | 2000-08-28 | 2000-08-28 | 近接センサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002076870A JP2002076870A (ja) | 2002-03-15 |
| JP3826694B2 true JP3826694B2 (ja) | 2006-09-27 |
Family
ID=18745527
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000256995A Expired - Fee Related JP3826694B2 (ja) | 2000-08-28 | 2000-08-28 | 近接センサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3826694B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5491247B2 (ja) * | 2010-03-25 | 2014-05-14 | セイコーインスツル株式会社 | 光センサを用いた近接センサ |
| CN110266300B (zh) * | 2019-06-20 | 2023-05-12 | 湖南准联传感器有限公司 | 一种接近开关 |
-
2000
- 2000-08-28 JP JP2000256995A patent/JP3826694B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002076870A (ja) | 2002-03-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0351118B2 (ja) | ||
| JP3826694B2 (ja) | 近接センサ | |
| JP3095838B2 (ja) | 増幅回路 | |
| US5939940A (en) | Low noise preamplifier for a magnetoresistive data transducer | |
| US7551005B2 (en) | Output circuit and current source circuit used in the same | |
| JP2515070B2 (ja) | 増幅器 | |
| JP4020366B2 (ja) | 検出センサ | |
| JPH0563559A (ja) | 発振回路 | |
| JPH04337922A (ja) | 近接スイツチ | |
| US20240061053A1 (en) | Sensor device | |
| JP3410351B2 (ja) | 高周波発振型近接スイッチ装置 | |
| JP3418886B2 (ja) | 近接スイッチ | |
| JPS5842925B2 (ja) | 近接スイッチ | |
| JPH0614307B2 (ja) | 電圧安定化回路 | |
| JPS62611B2 (ja) | ||
| JP2598161Y2 (ja) | 近接センサ用直線化回路 | |
| JPH036110A (ja) | 半導体増幅回路 | |
| JPH0456411A (ja) | 近接スイッチ | |
| JP4698441B2 (ja) | 発振型近接センサ、および電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサにおけるゲート電流の制御方法 | |
| JPH06164358A (ja) | 近接センサ | |
| JPH05114850A (ja) | 近接スイツチ | |
| JPH10293146A (ja) | インダクタンス変化検出装置 | |
| JPS60182805A (ja) | 近接スイツチ用発振回路 | |
| JPH0226412B2 (ja) | ||
| JPH05108182A (ja) | 電流ミラー回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050803 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060613 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060626 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3826694 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090714 Year of fee payment: 3 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090714 Year of fee payment: 3 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090714 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100714 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100714 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110714 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120714 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120714 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130714 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |