JPS5842925B2 - 近接スイッチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、高周波発振形近接スイッチに関する。

高周波発振形の近接スイッチは、検出コイルに近接体（
鉄等の磁性金属や一般金属）が接近すると、主にうず電
流積によって検出コイルを含む共振回路の損失が増加す
ることを利用している。

すなわち、検出コイルを含んで発振器を形成しておけば
、その発振器の構成要素である増巾器の利得が一定なら
ば、共振回路の損失が増加することによって発振不能と
なって発振が停止する。

このような近接体の検出コイルに対する接近に応じて変
化する発振器の発振振巾を検出すれば、近接体の検出が
可能となるわけである。

そして通常の近接スイッチでは、近接体が接近して検出
信号がオンとなる時の動作距離（近接体から検出コイル
までの距離）と、この近接体が離脱して行って検出信号
がオフとなる時の動作距離に差を設けて（応差を設けて
）おり、動作距離にヒステリシスを設けている。

通常の他の形式のスイッチ自体としては、前記応差は機
能上半さいほど良いとされているが、近接スイッチの場
合小さくしすぎると検出動作の安定性が損なわれ、さら
に雑音やサージなどに対する耐力が落ちて好ましくない
。

したがって通常近接スイッチでは、動作距離のｌｏ％前
後（５ｍｉでオンするものは５．５ｎ前後でオフする）
の応差を設けるようにしている。

第１図は、従来のバイポーラモノリシックＩＣなどを利
用してＩＣ化した近接スイッチの概略を示すブロック図
である。

この図で検出コイル２とコンデンサ３とで並列共振回路
が構成され発振器４を構成する。

発振器４の出力は電圧比較器５において第１の基準電圧
と比較され、その後積分回路６を経てさらに第２の電圧
比較器７において第２の基準電圧と比較される。

この電圧比較器７における比較結果として得られた信号
が検出信号となり、出力回路８により外部に出力される
とともに前記のヒステリシスを設けるため発振器４に帰
還されている。

なお電源回路９は各内路に所定の直流電圧を供給するた
めのものである。

そして、２点鎖線で示す部分がＩＣ化され、この発振器
４にＩＣ回路の外部に抵抗を外付けできるように端子４
ａ、４ｂが設けられており、ＩＣ回路の外部において、
発振器４の構成要素である増巾器の帰還電流を調整する
ための抵抗Ｒｅを、ＩＣ回路の０■端子との間に接続で
きるようにしている。

そして、この抵抗Ｒｅの値が出力回路８からの検出信号
の有無に応じて変わるように抵抗Ｒｅを２個に分割して
接続できるように２つの端子４ａ。

４ｂが設けられ、そして検出信号の有無に応じて、一方
の抵抗を短絡できるようにしている。

こうして帰還調整抵抗ＲｅをＲｅｌ ２． Ｒｅ２（Ｒ
ｅｔ＜Ｒｅ２）の２つの値に選べるようにしている。

発振器４において、検出コイル２とコンデンサ３との並
列共振回路に定電流源４２から一定の電流Ｉ。

が供給されており、電圧ｅ。が発生したとするとレベル
シフト回路４３によって電圧ｅ１ にシフトされトラン
ジスタ４１のベースに加えられる。

トランジスタ４１は増巾器を構成しておりその出力電流
■。

１はエミッタに接続された抵抗Ｒｅによって決まる。

（ただし、ｅ１／ｈＦＨ−Ｒｅが■。

に比して小さいとき）。トランジスタ４１のコレクタに
流れる電流■。

１は電流帰還回路４４により帰還されて電流■。

２（例えば■。１＝Ｉ０２とする）として前記並列共振
回路に流される。

通常の（近接体１が検出コイル２に接近していない）状
態では並列共振回路の損失は小さい（つまり共振回路の
コンダクタンスＧは小さい）ので発振している。

近接体１が検出コイル２に近づくと損失が増大（Ｇの増
大）して、抵抗Ｒｅによってきまる一定値を超えると発
振条件が成立しなくなって発振停止する。

つまり抵抗Ｒｅが大きいと電流帰還率が低くなるので、
損失（Ｇ）の増大が比較的小さくても発振停止し、動作
距離は長くなる。

一般に、帰還調整抵抗Ｒｅの値と動作距離との関係は、
第２図に示すようになっており、同一の動作距離では帰
還調整抵抗Ｒｅを大きくすると発振は停止する。

したがって、近接体１が検出コイル２に接近していない
通常時に、より小さな値の帰還調整抵抗Ｒｅ、１として
おけば、第３図に示すように動作距離がＤｌにならなげ
れば発振振巾は小さくならず、そして一旦発振振巾が小
さくなって検出レベルＬよりも小さくなると検出信号が
生じるので、帰還調整抵抗Ｒｅは、より大きな値Ｒｅ２
に変更される。

そして近接体１が検出コイル２に接近した後、離れてい
く場合には、より長い動作距離Ｄ２で検出信号がオフす
ることになる。

こうして動作距離にヒテリシスを与えているのである。

しかしながら、この第１図の回路ではＩＣ回路の端子と
して発振器４より２つの端子を出して、この端子に２つ
の抵抗をそれぞれ外付けする必要がある。

そして動作距離を調整するために帰還調整抵抗Ｒｅの値
を調整しなければならないが、そうすると動作距離で１
０％のヒステリシスを得るため２つの抵抗の両方の値を
変えなければならない。

このように両抵抗の値は相互に関連しているため、２つ
の抵抗の値の調整はかなり煩雑なものとなる。

本発明は上記に鑑み、ＩＣ回路の外部に導かれる端子や
外付は抵抗を必要とすることなく、所定のヒステリシス
を得ることができ、しかもこのヒステリシスが帰還調整
抵抗Ｒｅの値を変えて使用する場合でも影響されること
のない、ＩＣ化に適した回路構成の近接スイッチを提供
することを目的とする。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。

第４図は第１の実施例を示す。

この図で定電流源４２からの一定の電流■。

が検出コイル２とコンデンサ３の並列共振回路に供給さ
れ、この並列共振回路に生じた電圧ｅ。

がレベルシフト回路４３によってレベルシフトされ電圧
ｅ１となって、増幅器を構成するトランジスタ４１のベ
ースに加えられる。

トランジスタ４１のコレクタ・エミッタパスおよび抵抗
Ｒｅに流れる出力電流■。

１に応じて動作する電流ミラー回路が、トランジスタ５
１．５２．・・・ｙ５ｎおよびトランジスタ４５で構成
される。

トランジスタ４５はベース電流分を補償するためのバー
チカルＰＮＰ形トランジスタであるが、トランジスタ５
１のベース、コレクタを接続し、トランジスタ５１をダ
イオードとして使用する通常の電流ミラー回路でもよい
。

トランジスタ５Ｌ５２．・・・、５ｎは第４図ではｎ個
のＰＮＰ形トランジスタでなり、そのベース、エミッタ
を共通接続して使用しているが、バイポーラモノリシッ
クＩＣで通常行われるマルチコレクタ方式あるいは面積
比方式で同様の回、賂構成を実現するようにしてもよい
。

帰還電流■。２は電流■。１の（ｎ−１）倍となってい
る。

トランジスタ５２のコレクタにはトランジスタ４６が接
続され、このトランジスタ４６は検出信号に応じてオン
またはオフするようになっている。

そしてトランジスタ５２のコレクタとトランジスタ５３
のコレクタとの間にダイオード４７が接続されているの
で、トランジスタ４６がオンのときトランジスタ５２の
コレクタに流れる電流は並列共振回路に供給されず、ト
ランジスタ４６を経て接地されてしまう。

したがってトランジスタ４６がオンのとき、帰還電流■
。

２は■。１ｘ （ｎ ２ ）の電流となる。このよう
に並列接続された電流ミラー回路の個数に比例した帰還
電流■。

２が得られるため、検出コイル２に近接体が接近して並
列共振回路のコンダクタンスＧが増大して検出信号が生
じた時、帰還電流のループゲインを数饅低下させること
ができる。

一般に動作距離で１０幅のヒステリシスは並列共振回路
のコンダクタンスＧの数φに当る（勿論、検出コイルの
構造によってはそうでない場合もあるが、近接スイッチ
の検出コイルとして実用となるコイルについては、はぼ
全てについてこの事が該当する）。

そのため第４図に示す回路で帰還ループのゲインを数饅
変えてやることで、動作距離の１０俤のヒステリシスが
得られる。

このヒステリシスは並列共振回路のコンダクタンスＧの
絶対値が変わっても（つまり抵抗Ｒｅの絶対値が変わっ
ても）常に確保され、そのため検出コイルのバラツキや
別種類の検出コイルを用いるものでもヒステリシスの調
整は不要である。

第５図は第２の実施例を示している。

この図では電流ミラー回路を構成するトランジスタ５１
〜５３のそれぞれのエミッタに抵抗６１〜６３を接続し
ている。

そして各トランジスタ５２．５３のそれぞれのコレクタ
電流のトランジスタ５１のコレクタ電流に対する比が、
抵抗６１に対する抵抗６２．６３の比に依存することを
利用して、トランジスタ５２．５３のそれぞれのコレク
タから所望の電流を得るようにしている。

このように構成することで第４図のようには多数の電流
ミラー回路を構成せず、少くなくとも２個の電流ミラー
回路を構成しておけば、トランジスタ４６のオン、オフ
による帰還電流■。

２の変化率を所望のものとすることが可能である。

第５図では電流ミラー回路の帰還側には２つのトランジ
スタ５２，５３を使用しているが、もちろん３個以上で
あってもよい。

またトランジスタ５１はベース、コレクタを接続してダ
イオードとして構成しているが、第４図に示すようにバ
ーチカルＰＮＰ形トランジスタ４５を接続するようにし
てもよい。

第４図および第５図の回路は電源を入れ換え、ＮＰＮ形
トランジスタとＰＮＰ形トランジスタとを置換して構成
する双対回路としても同様に機能し、同様の効果を得る
ことができる。

以上、実施例について説明したように本発明によれば発
振器の帰還電流を検出信号の有無に応じて変えるように
し、帰還ループの利得を一定比率で変えるようようにし
ているため、どのような検出コイルを用いても、あるい
はどのような動作距離としても（どのような帰還調整抵
抗Ｒｅの値でも）必ず動作距離で一定の比率のヒステリ
シスが得られる。

そのため帰還調整抵抗Ｒｅを２個に分割して接続するた
めのＩＣ回路の端子を設ける必要がなく、しかも検出コ
イルや動作距離（帰還調整抵抗Ｒｅの値）に応じて前記
２個の抵抗の調整をする手間を省くことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例を示すブロック図、第２図は第１図の回
路における抵抗Ｒｅの値と動作距離との関係を示すグラ
フ、第３図は抵抗Ｒｅの値を変えた時の動作距離と発振
振幅との関係を表わすグラフ、第４図および第５図は本
発明の第１および第２の実施例をそれぞれ示す回路図で
ある。 １・・・・−・近接体、２・・・・・・検出コイル、３
・・・・・・コンデンサ、４・・・・・・発振器、５，
７・・・・・・電圧比較器、６・・・・・−積分回路、
８・・・・・・出力回路、９・・・・・・電源回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 検出コイルとコンデンサとの並列共振回路を含んで
   発振器を構成し、この発振器の発振振幅の変化を検出し
   て検出信号を得る近接スイッチにおいて、前記発振器は
   増幅器と、この増幅器の出力電流を前記並列共振回路に
   電流帰還する電流ミラー回路と、前記検出信号に応じて
   スイッチングし前記電流ミラー回路からの帰還電流の一
   部を他へ流すスイッチング回路とからなることを特徴と
   する近接スイッチ。