JP3697439B2

JP3697439B2 - レーダ信号処理装置

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Publication number: JP3697439B2
Application number: JP2002316249A
Authority: JP
Inventors: 敬央山本; 生也柿元
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-10-30
Filing date: 2002-10-30
Publication date: 2005-09-21
Anticipated expiration: 2022-10-30
Also published as: JP2004150941A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として気象観測に用いられるパルスドップラーレーダの信号処理装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のレーダ信号処理装置では、送信周波数の高周波信号の発生には、マグネトロン（自励発振型送信管）を使用するものと、クライストロン（増幅型送信機）を使用するものの２種類がよく知られている。このどちらの場合でも、ドップラー処理を行うために受信ＩＦ信号とレーダ装置内部に設けたコヒーレント発振装置（以下ＣＯＨＯという）のＣＯＨＯ信号を連続的に取り込み、Ａ／Ｄ変換、周波数変換を行った後、受信ＩＦ信号をＣＯＨＯ信号で複素乗算検波することによりベースバンドのＩ／Ｑビデオを算出し、そのＩ／Ｑビデオから気象エコーの強度、速度、速度幅等を求めていた。（例えば特許文献１参照。）
【０００３】
即ちＣＯＨＯの信号が各処理の基準となるので、その信号が安定していることが前提となるが、ＣＯＨＯには無視できないドリフトが常にあるため動作が不安定になることがあるという課題があった。また、複素乗算検波はリアルタイムで位相検波を行う回路であるためハードウェアとして高価となるという課題があった。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−２２８２４２号公報、図１１、段落［０００３］〜［０００６］参照。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のレーダ信号処理装置は、受信ＩＦ信号と送信バーストＩＦ信号のＣＯＨＯ信号を連続的に取り込んで、Ａ／Ｄ変換、周波数変換後、受信ＩＦ信号をＣＯＨＯ信号で複素乗算検波することによりベースバンドのＩ／Ｑビデオを算出し、そのＩ／Ｑビデオの位相情報を用いてドップラー処理を行っていた。しかし送信タイミングから受信タイミングまでのＣＯＨＯのドリフトが、ドップラー処理の精度を悪化させてしまうという課題があった。また、リアルタイムで位相検波を行う為に複素乗算回路を備える必要があり、ハードウエア規模、コストが増大するという課題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたものであり、ドップラ処理を高安定、高精度に行え、しかもハードウェアによる複素乗算検波回路を必要としないレーダ信号処理装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明によるレーダ信号処理装置は、送信信号を発振する例えばマグネトロンなどの自励発振装置、予め定めた所定の安定した周波数の信号を発振する安定化局部発振器、
前記送信信号が対象により反射されて生成されたエコー信号と前記安定化局部発振器の発振した信号とを混合して生成された受信ＩＦ信号と、前記送信信号の一部と前記安定化局部発振器の信号とを混合して生成された送信バーストＩＦ信号とをそれぞれディジタル化して、デイジタル受信ＩＦ信号とディジタル送信バーストＩＦ信号として出力するＡ／Ｄ変換器、
前記ディジタル受信ＩＦ信号から予め定めた帯域の信号を抽出して、ディジタル受信ＩＦ帯域信号とするディジタルマッチドフィルタ、
前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号と前記デイジタル送信バーストＩＦ信号とを記憶するメモリ、
前記メモリから前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号と前記デイジタル送信バーストＩＦ信号とを読み出して、前記エコー信号の受信強度、ドップラー速度、速度幅を算出するとともに、前記送信信号の送出タイミング指令を出力するプロセッサ、
前記送出タイミング指令にもとづき前記自励発振装置の送信タイミングを制御するタイミング発生部を備えたものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１のレーダ信号処理装置について説明する。図１はマグネトロンを用いたレーダに適用した場合の実施の形態１のレーダ信号処理装置のブロック図である。図１のレーダ信号処理装置は、高周波信号を発振するマグネトロン１３（自励発振装置と言う）と、予め定めた所定の安定した周波数の信号を発振する安定化局部発振器（以下ＳＴＡＬＯとも言う）１と、送信信号が対象により反射されてエコー信号となったものを、図示しないアンテナから受信したＲＦ受信信号（図中ＲＸＲＦと記載）と安定化局部発振器１の出力とを混合して受信ＩＦ信号を出力する第１の混合器３と、マグネトロン１３の出力の一部を取り出す方向性結合器５と、方向性結合器５の出力と安定化局部発振器１の出力とを混合して送信バーストＩＦ信号を出力する第２の混合器４と、受信ＩＦ信号（ＲＸＩＦ）と送信バーストＩＦ信号をそれぞれデジタル受信ＩＦ信号、デイジタル送信バーストＩＦ信号に変換するＡ／Ｄ変換器６と、ティジタル受信ＩＦ信号をフィルタリングしてディジタル受信ＩＦ帯域信号とするデジタルマッチドフィルタ８と、フィルタ処理後のデジタル受信ＩＦ帯域信号とディジタル送信バーストＩＦ信号を記憶するメモリ９と、メモリ９のデータを読み出して処理するとともに、次に記すタイミング指令を行うＣＰＵ、ＤＳＰ（デジタル信号処理器）等のプロセッサ１０と、前記プロセッサ１０からのタイミング指令に基づいて送信パルスの発射（送信）タイミングを生成するタイミング発生部１１と、タイミング発生部１１からの制御によりマグネトロン１３に送信タイミングを指令するパルス出力を行うパルス変調部１２とを持つ。理解を助けるため、厳密ではないが、上記の内デイジタル処理を行う部分を信号処理装置１００として点線で囲っている。その他の部分は高周波信号処理またはアナログ信号処理を行う部分である。
【０００９】
次に図１のレーダ信号処理装置の動作を図２の特性図、図３のタイミング説明図を用いて説明する。図示しないアンテナから受信したＲＦ受信信号（エコー信号、図中ＲＸＲＦと示す）は安定化局部発振器（以下ＳＴＡＬＯ）１の出力信号と第１の混合器３で混合され、受信ＩＦ信号（図中ＲＸＩＦと示す）へダウンコンバートされ、次にＡ／Ｄ変換器６にてアナログ信号からデジタル信号に変換されディジタル受信ＩＦ信号となる。このデイジタル受信ＩＦ信号はデジタルマッチドフィルタ（Ｄ.Ｂ.Ｐ.Ｆ.）８で不要な帯域の信号を除去されＳ／Ｎを向上させる。ここでのマッチドフィルタ８は従来知られているものと異なり、ＩＦ信号を直接フィルタリングするバンドパスフィルタで構成されている。Ｄ．Ｂ．Ｐ．Ｆ８の特性の理解を助けるため、その様子を図２に示す。マッチドフィルタ８から出力されたフィルタリングされた信号（ディジタル受信ＩＦ帯域信号という）は、メモリ９に一旦記憶された後、処理を行うタイミングになったときプロセッサ１０に読み出される。
【００１０】
プロセッサ１０は送信タイミングをタイミング発生部１１に指令する。タイミング発生部１１は送信トリガ（図３の９９）をパルス変調部１２に出力する。パルス変調部１２からパルス出力がマグネトロン１３に対して出力され、このパルス出力に応じてマグネトロン１３からＲＦ送信信号（図中ＴＸＲＦ）が生成される。ただし後述するとおりマグネトロン１３の反応の遅れのためパルス出力と送信出力とが時間的に一致しないこともある。
次に、方向性結合器５により送信信号の一部が取り出され、ＳＴＡＬＯ１の出力信号と第２の混合器４で混合され、送信バーストＩＦ信号（図３の１０１）となってＡ／Ｄ変換部６に入力される。さらに、Ａ／Ｄ変換部６にてアナログからデジタルに変換されたディジタル送信バーストＩＦ信号はメモリ９に一旦記憶され、処理のタイミングでプロセッサ１０に読み出される。この時、メモリ９に格納するディジタル送信バーストＩＦ信号は図３に示すように送信トリガ９９を起点に送信バーストＩＦ信号１０１を含む一定期間１０１ａのみでよい
プロセッサ１０に読み出されたディジタル受信ＩＦ帯域信号とディジタル送信バーストＩＦ信号により、各対象の距離に相当する受信エコーの送信バーストＩＦ信号との位相差（時間差）、強度が演算され、受信強度、ドップラ速度、速度幅などが算出される。図３のバーストゲート１０１ａの説明は後述する。
【００１１】
図１の構成のレーダ信号処理装置では、ＣＯＨＯを使用せず送信バーストＩＦ信号を用いて受信したエコー信号の位相を求めるので、従来問題となっていたＣＯＨＯのドリフトの影響がなく、ドップラ処理の精度を高くする効果がある。また、リアルタイムで検波を行わないので高速のハードウェア回路を必要としない。また、クライストロン（実施の形態２で説明）とマグネトロン１３のどちらを用いたレーダにも適用することができ、さらに、２次エコー除去やレンジ拡張のためのランダム位相変調を行う場合、予め位相変調情報を処理側で認識していなくても、位相変調後の送信バーストＩＦ信号から送信位相情報を検出することで，容易に２次エコー除去やレンジ拡張処理が可能となる。
【００１２】
実施の形態２．
以下の各図において、同一符号は同一または相当部分を示すので、その詳細な説明は省略する。実施の形態１の図１では、送信信号の発振・送信管にマグネトロン１３を用いた場合を示したが、図４に示すように、ＳＴＡＬＯ１の出力とコヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）２の出力（同期信号と言うこともある）を第２の混合器４で混合し、得られた信号を電力増幅器２０で増幅し、これを用いてクライストロン１５から高周波出力を得ても良い。そしてＡ／Ｄ変換器６へは、コヒーレント発振器２からの出力を入力する。
【００１３】
ＣＯＨＯの発振信号をもとに送信信号が生成されるので、図４中のＣＯＨＯ２に生じた諸特性のドリフトは、従来から知られているように、そのまま送信信号に（最終的には受信信号に）反映されるため影響は少ない。その他の構成と動作は実施の形態１の図１と同様であるので詳細な説明を省略する。本実施の形態のものは実施の形態１のものと同様の効果が得られる。
【００１４】
実施の形態３
実施の形態１の図１のマグネトロン１３は、一般に周波数安定度が悪く送信周波数を外部からサーボ制御等を加えないと送信周波数が安定しない。そこで図５に示すように、プロセッサ１０にメモリ９から出力されたディジタル送信バーストＩＦ信号からマグネトロン１３の発振周波数を算出（検出）する送信周波数検出手段３１を設ける。送信周波数検出手段３１はマグネトロン１３の発振周波数の所定周波数からのずれを検出するものでもよい。そして、検出された結果は、送信周波数制御部１６に入力され、送信周波数制御部１６はマグネトロン１３の発振周波数を所定の値に修正する信号を出力する。
この様な手段を一般にＡＦＣ(Automatic Frequency Control;自動周波数制御)という。
プロセッサ１０の送信バーストＩＦ信号から送信周波数を検出する送信周波数検出手段３１の周波数の検出方法としては、いわゆるＦＦＴ、ＤＦＴなどを用いても良い。
【００１５】
このように、ディジタル化された送信バーストＩＦ信号をプロセッサ１０に入力し、プロセッサ１０で送信周波数を検出しＡＦＣの制御電圧を計算して周波数を安定化するので、従来のＡＦＣの制御電圧を発生するためのアナログ回路を必要とせず簡単なＤ／Ａ変換回路などによる送信周波数制御により容易にＡＦＣ制御が可能となる。
【００１６】
実施の形態４．
実施の形態１の図１のマグネトロン１３は、一般に送信パルスの発生タイミング（図３のトリガ９９と信号１０１との時間差）がパルス変調部１２からのトリガパルス９９のタイミングに対して安定せず、放置すると送信トリガ９９の時間位置からの時間差が大きくずれる場合がある。そこで実施の形態１の図１の構成に加えプロセッサ１０にバーストトラック手段４１を設ける。本実施の形態では、パルス変調部１２の出力するトリガパルス９９のタイミングと、ディジタル送信バーストＩＦ信号１０１のタイミングとから送信信号の遅れ時間を検出し、タイミング発生部１１から出力される送信タイミングを補正（図示しないタイミング補正部による）し、補正された送信トリガを出力するものである。
【００１７】
図６は、この発明の実施の形態４のレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。バーストトラック手段４１は、ディジタル送信バーストＩＦ信号から送信信号の送れ時間を検出する。バーストトラック手段４１は送信信号の時間位置を常時監視し、常に送信パルスが図３のバーストゲート１０１ａのほぼ中心、即ち処理タイミング上のレンジ０に正確に常駐する様に送信トリガ９９のタイミングを計算し、タイミング補正部を経由してタイミング発生部１１を制御する事により、パルス変調部１２へ補正した送信トリガを出力する。
【００１８】
このように、本実施の形態では、プロセッサ１０にバーストトラック手段４１を備え、送信信号のタイミングをプロセッサ１０で検出して送信トリガ９９の発生タイミングを送信パルス位置のドリフトを補正するように構成したので、マグネトロン１３にパルス発生時間遅れのドリフトが生じる場合でも、常にレーダの距離測定精度を保つことが出来るという効果がある。
【００１９】
実施の形態５．
実施の形態４で述べたように、一般にマグネトロン１３は送信パルスの発生タイミングが安定しないが、電源投入直後などは特に顕著で、送信パルスを捕捉するためのバーストゲート１０１ａ内からはずれることもある。理解を助けるため図７でこのずれの状態を再度説明する。送信トリガ９９に対してある時間遅れの後、通常時の送信パルス１０１が検出される。通常時のバースドゲート１０１ａは送信トリガ９９の後、所定の時間長さに設定される。バースドゲート１０１ａの後は通常時の受信ゲート１０３を示している。受信ゲート１０３の時間幅を広く取るために通常時のバーストゲート１０１ａは必要最小限の時間長さに制限してある。１０４は電源投入直後などの通常ではない状態での送信バーストＩＦ信号の一例を示している。このとき送信バーストＩＦ信号１０４はバーストゲート１０１ａから逸脱していることを示す。バーストハント手段５１はこの様な場合に捕捉ゲート１０１ａを一時的に拡張して１０４ａのようにし、送信バーストＩＦ信号１０４を捕捉するための手段である。
【００２０】
バーストハント手段５１の無いレーダ信号処理装置の場合、送信バーストＩＦ信号を取り込む過程で、一定のバーストゲート１０１ａ内のタイミングで送信されるバースト信号１０１のみが検出可能であり、送信バーストＩＦ信号のタイミングがずれた場合、信号の喪失が生じ、実施の形態４で説明したバーストトラック手段４１も働かない。むろん拡張しっぱなしでは受信ゲートが短くなってしまうのでバーストハント手段５１は一時的にバーストゲート１０１ａを拡張し、バーストＩＦ信号１０４を検出した後、本来のバーストゲート１０１ａ内にバーストパルスが入るように送信トリガタイミング９９を変更して運用を継続する手段である。
【００２１】
図８は本実施の形態５のレーダ信号処理装置の構成を示し、実施の形態１の図１の構成に加え、プロセッサ１０にバーストハント手段５１を備えたものである。
バーストハント手段５１は、送信パルスの検出（相当程度タイミングがずれた送信パルスでも）が可能となっている。さらに、検出した送信パルスのタイミング位置を元に、プロセッサ１０が送信トリガのタイミングの修正量を計算し、タイミング発生部１１に指令することにより、パルス変調部１２へ補正した送信トリガ信号が出力される。
【００２２】
本実施の形態のレーダ信号処理装置では、プロセッサ１０にバーストハント手段５１を備えることで、通常バーストトラックを行っているバーストゲート内からバーストパルスが喪失した時、一時的にバーストゲートを拡張し、バーストパルスを検出した後、元のバーストゲート内にバーストパルスが入るように、送信トリガタイミングを変更して運用を継続することができ、マグネトロン１３に大きなパルス発生位置の誤差が生じた場合でも、すぐに正常運用に戻すことが可能である。またレーダ装置の初期タイミング設定時に本手段を用いることで、予め計算などでタイミングを設定しておく必要が無く、装置の動作に合わせて容易にタイミング信号の初期設定を行うことが可能となる効果がある。
【００２３】
実施の形態６．
本実施形態は、実施の形態１の図１の構成に加えプロセッサ１０にＩＡＧＣ（Instantaneous Automatic Gain Control）手段７１を備えたものである。
図９は、この発明の実施の形態６を示すブロック図である。
一般に気象用のドップラレーダでは地形エコーをＨＰＦ等を用いてクラッタとして除去するが、その際マグネトロン１３の送信パルス強度がヒット毎に変動すると、受信エコーの変動成分となり、クラッタの抑圧が不完全となって消え残りとして現れる。ＩＡＧＣ手段７１は、この様な送信パルスの強度変動分を信号処理時に補正するもので、プロセッサ１０でクラッタ抑圧を行う場合に、受信エコーの振幅が一定となるように処理するものである。あるいは、マグネトロン１３の出力を制御しても良い。
【００２４】
プロセッサにＩＡＧＣ手段７１を備えることで、送信ヒット毎に送信パルスの強度が異なる場合、そのまま信号処理を行うと強度の変動成分によりクラッタの消え残りが増加し、クラッタ抑制性能を悪化させるが、クラッタ抑圧処理の前段でバーストパルスの強度に応じて受信エコー強度補正を行うことで、クラッタ抑制性能を悪化させることなく強度検出、ドップラ信号処理を行うことが可能となる効果がある。
【００２５】
実施の形態７．
図１０は、この発明の実施の形態７を示すブロック図である。図１０のものは、実施の形態１の図１の構成に加え、Ａ／Ｄ変換回路６を３チャンネル、デジタルマッチドフィルタ回路８を２チャンネル有し、プロセッサ１０に２重偏波処理手段８１を備えたものである。
【００２６】
図においてＲＸＲＦＶは垂直偏波の受信信号（第１のエコー受信信号）、ＲＸＲＦＨは水平偏波の受信信号（第２のエコー受信信号）を示し、２重偏波レーダを構成している。ＲＸＲＦＶは垂直偏波の受信信号（第１のエコー受信信号）、ＲＸＲＦＨは水平偏波の受信信号（第２のエコー受信信号）で、図示しない偏波受信分離手段により受信される。受信エコーの処理回路を２回路設け２重偏波レーダに適用して、反射強度偏波比のほか、偏波間伝播位相差、偏波間伝播位相差の空間微分、偏波間相関係数などの、２重偏波パラメータを算出できるようにしたものである。
ここで水平偏波、垂直偏波と説明したが両者は水平／垂直に限るものではなく互いに偏場面が異なる信号であればよい。
【００２７】
実施の形態８．
実施の形態３、４、５、６の各手段はマグネトロン１３の動作の安定化を目的とするものであるから、実施の形態１の構成に重複組み合わせして用いることが出来る。例えば、実施の形態１、３、４、５を組み合わせた構成とすることも出来る。即ち、実施の形態１に加え、プロセッサ１０に送信周波数検出処理手段３１と、バーストトラック手段４１と、バーストハント手段５１を備えた構成となる。本実施形態により、簡単なＤ／Ａ変換回路などによる送信周波数制御により容易にＡＦＣ制御が可能となり、かつ送信バーストＩＦ信号のタイミングが大幅にずれた場合でもバーストハント手段５１により送信パルスを検出し、次いでバーストトラック手段４１により送信バーストＩＦ信号から送信パルスの位置を検出し、送信タイミングを補正してタイミング発生部１１から補正した送信トリガを出力することが可能となり、常に正常なタイミングの送信パルスを送信することが出来る。
【００２８】
実施の形態９．
実施の形態１，３、６を組み合わせたものとすることもできる。実施の形態１の構成に加え、プロセッサ１０にＡＦＣ手段３１と、ＩＡＧＣ手段７１を加えた構成となる。本実施形態により、送信バーストＩＦ信号をデジタル化してプロセッサ１０に入力し、プロセッサ１０で送信周波数を検出しＡＦＣの制御電圧を計算することで、従来のＡＦＣの制御電圧を発生するためのアナログ回路を必要とせず、簡単なＤ／Ａ変換回路６などによる送信周波数制御により容易にＡＦＣ制御が可能となり、かつＩＡＧＣ手段７１により、クラッタ抑圧性能の劣化を防ぐことが可能となる。
【００２９】
実施の形態１０．
本実施形態は、実施の形態３、実施の形態７を組み合わせたものである。実施の形態１の構成に加え、Ａ／Ｄ変換器、デジタルマッチドフィルタ回路を複数チャンネル設け、さらにプロセッサ１０の手段として、２重偏波処理手段８１とＡＦＣ手段３１を備えた構成となる。本実施形態により、２重偏波レーダに適用して、反射強度偏波比のほか、偏波間伝播位相差、偏波間伝播位相差の空間微分、偏波間相関係数などの、２重偏波パラメータを算出できるようにしたものであり、かつ簡単なＤ／Ａ変換回路などによる送信周波数制御により容易にＡＦＣ制御が可能となる。
【００３０】
実施の形態１１．
本実施形態は、実施の形態３、実施の形態４、実施の形態５，実施の形態６を組み合わせたものである。実施の形態１に加え、プロセッサ１０にＡＦＣ手段３１、バーストトラック手段４１、バーストハント手段５１、ＩＡＧＣ手段７１を加えた構成となる。本実施形態により、簡単なＤ／Ａ変換回路などによる送信周波数制御により容易にＡＦＣ制御が可能となり、かつバーストトラック手段４１、バーストハント手段５１により、送信タイミングがずれた場合でも送信バーストＩＦ信号から送信パルスの位置を検出し、送信タイミングを補正してタイミング発生部１１から送信トリガ出力が可能となり、かつＩＡＧＣ手段７１によりクラッタ抑圧性能の劣化を防ぐことが可能となる。
【００３１】
実施の形態１２．
本実施形態は、実施の形態３、実施の形態４、実施の形態５，実施の形態６、実施の形態７を組み合わせたものである。実施の形態１に加え、プロセッサ１０にＡＦＣ手段３１、バーストトラック手段４１、バーストハント手段５１、ＩＡＧＣ手段７１、２重偏波処理手段８１を加え、かつA／D変換器を３チャンネル、デジタルマッチドフィルタ回路を２チャンネル備えた構成となる。本実施形態により、簡単なＤ／Ａ変換回路などによる送信周波数制御により容易にＡＦＣ制御が可能となり、かつバーストトラック、バーストハント手段により、送信タイミングがずれた場合でも送信バーストＩＦ信号から送信パルスの位置を検出し、送信タイミングを補正してタイミング発生部から送信トリガ出力が可能となり、かつＩＡＧＣ手段７１によりクラッタ抑圧性能の劣化を防ぐことが可能となり、さらに２重偏波パラメータの反射強度偏波比のほか、偏波間伝播位相差、偏波間伝播位相差の空間微分、偏波間相関係数などのを算出することが可能となる。
なお、実施の形態７の２重偏波処理に関する構成は、送信がマグネトロンであるか、クライストロンであるかに関係なく用いることが出来ることは言うまでもない。
【００３２】
【発明の効果】
この発明のレーダ信号処理装置によれば、送信バーストＩＦ信号を用いて受信エコーの位相を求めるので、従来問題となっていたＣＯＨＯのドリフトの影響がなく、ドップラ処理の精度を高くする効果がある。また、リアルタイムで検波を行わないので高速の位相検波のハードウェア回路を必要としない。
また、クライストロンとマグネトロンどちらを用いたレーダにも適用することができる。さらに、２次エコー除去やレンジ拡張のためのランダム位相変調を行う場合、予め位相変調情報を処理側で認識していなくても、位相変調後のＣＯＨＯや送信バーストＩＦから送信位相情報を検出することで，容易に２次エコー除去やレンジ拡張処理が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【図２】図１のデイジタルマッチドフィルタの特性説明図である。
【図３】図１の動作を説明するためのタイミング説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【図７】バーストハント手段の説明を示すための図である。
【図８】この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態７に係るレーダ信号処理装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
１安定化局部発振器、２コヒーレント発振器、３第１の混合器、
４第２の混合器、５方向性結合器、６ A／D変換器、
８デジタルマッチドフィルタ（D.B .P.F）、９メモリ、
１０プロセッサ、１１タイミング発生部、１２パルス変調部、
１３マグネトロン、１５クライストロン、
１６送信周波数制御部、２０電力増幅器、９９送信トリガ、
１０１送信バーストＩＦ信号、１０１ａバーストゲート、
１０２受信ＩＦ信号、
１０４タイミングがずれた送信バーストＩＦ信号。

Claims

送信信号を発振する自励発振装置、予め定めた所定周波数の信号を発振する安定化局部発振器、
前記送信信号が対象により反射されて生成されたエコー信号と前記安定化局部発振器の信号とを混合して生成した受信ＩＦ信号と、前記送信信号と前記安定化局部発振器の信号とを混合して生成した送信バーストＩＦ信号とをそれぞれディジタル化して、デイジタル受信ＩＦ信号とディジタル送信バーストＩＦ信号として出力するＡ／Ｄ変換器、
前記ディジタル受信ＩＦ信号から予め定めた帯域の信号を抽出して、ディジタル受信ＩＦ帯域信号とするディジタルマッチドフィルタ、
前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号と前記デイジタル送信バーストＩＦ信号とを記憶するメモリ、
前記メモリから前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号と前記デイジタル送信バーストＩＦ信号とを読み出して、前記エコー信号の受信強度、ドップラー速度を算出するとともに、前記送信信号の送出タイミング指令を出力するプロセッサ、
前記送出タイミング指令にもとづき前記自励発振装置の送信タイミングを制御するタイミング発生部を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
予め定めた所定周波数の信号を発振する安定化局部発振器、前記安定化局部発振器の信号と混合して同期した送信信号を生成するための同期信号を発振するコヒーレント発振回路、
前記送信信号を指令されたタイミングに基づき送信する電力増幅手段、
前記送信信号が対象により反射されて生成されたエコー信号と前記安定化局部発振器の信号とを混合して生成された受信ＩＦ信号と、前記コヒーレント発振回路の同期信号とをそれぞれディジタル化して、デイジタル受信ＩＦ信号とディジタルＣＯＨＯ信号として出力するＡ／Ｄ変換器、
前記ディジタル受信ＩＦ信号から予め定めた帯域の信号を抽出して、ディジタル受信ＩＦ帯域信号とするディジタルマッチドフィルタ、
前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号と前記デイジタルＣＯＨＯ信号とを記憶するメモリ、
前記メモリから前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号と前記デイジタルＣＯＨＯ信号とを読み出して、前記エコー信号の受信強度、ドップラー速度、速度幅を算出するとともに、前記送信信号を送出する送出タイミング指令を出力するプロセッサ、
前記送出タイミング指令にもとづき前記電力増幅手段の送信タイミングを制御するタイミング発生部を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
前記プロセッサ内部に構成され、前記送信バーストＩＦ信号の周波数から前記送信信号の周波数を演算して検出する送信周波数検出手段、
前記送信周波数検出手段が検出した送信信号の周波数にもとづき前記自励発振装置の発振周波数を制御する送信周波数制御部を備えたことを特徴とする請求項１に記載のレーダ信号処理装置。
前記プロセッサ内部に構成され、前記送出タイミング指令の後の所定時間内において、前記送出タイミング指令と前記送信バーストＩＦ信号の発生タイミングとから前記送信信号の送信遅れ時間を検出するバーストトラッキング手段、前記バーストトラッキング手段が検出した前記送信遅れ時間にもとづき、前記送出タイミング指令を補正する送出タイミング補正部を備えたことを特徴とする請求項１又は３に記載のレーダ信号処理装置。
前記プロセッサ内部に構成され、前記バーストトラッキング手段が前記所定時間内に前記送信バーストＩＦ信号の発生タイミングを検出出来ないとき、前記バーストトラッキング手段の前記所定時間の時間幅を拡張するバーストハント手段を備えたことを特徴とする請求項４に記載のレーダ信号処理装置。
前記プロセッサ内部に構成され、前記エコー信号中に含まれる特定のエコー信号の振幅を検出し、この振幅が予め定めた所定の値となるよう前記デイジタル受信ＩＦ帯域信号の振幅を補正するＩＡＧＣ手段を備えたことを特徴とする請求項１、３、４、５項のいずれか一項に記載のレーダ信号処理装置。
前記エコー信号を偏波面が互いに異なる第１のエコー受信信号と第２のエコー受信信号に分離して受信する偏波分離受信手段、
前記プロセッサ内部に構成され、前記第１，第２のエコー受信信号の少なくとも反射強度偏波比、偏波間位相差、前記偏波間位相差の空間微分、偏波間相関係数のいずれか１つ以上を求める２重偏波処理手段を備えたことを特徴とする請求項１、３、４，５、６項のいずれか一項に記載のレーダ信号処理装置。