JP3606257B2

JP3606257B2 - ドップラーレーダー装置

Info

Publication number: JP3606257B2
Application number: JP2001391832A
Authority: JP
Inventors: 幹夫船井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-12-25
Filing date: 2001-12-25
Publication date: 2005-01-05
Anticipated expiration: 2021-12-25
Also published as: JP2003194924A; US6646587B2; DE10228583A1; US20030117311A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＦＭＩＣＷ変調による高いパルス繰返し周波数の信号を用いて、気象エコーのドップラー速度と強度を同時に観測するドップラーレーダー装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、例えば特開２０００−２７５３２９号公報に示された従来のドップラーレーダー装置の系統を示す図である。図において、１は周波数：ｆ１−ｆｉｆの信号を発生する第１の高安定局部発振器、２は周波数：ｆ２−ｆｉｆの信号を発生する第２の高安定局部発振器、３は１、２の信号をパルス毎に切り替える切替回路、４は周波数：ｆｉｆの信号と混合する混合器、５は周波数：ｆｉｆの信号を発生するＩＦ局部発振器、６は周波数：ｆ１およびｆ２の信号だけを通すハイパスフィルタ、７は信号をパルス変調するピン変調器、８は送信管、９は偏波に応じて伝送経路を切り替える偏波切替回路である。
【０００３】
１０、１１はサーキュレータ、１２は１、２の信号を混合する混合器、１３は周波数：ｆｃｌｋの信号を取り出すためのローパスフィルタ、１４は制御回路、１５、２７は送信波の漏れ込みから受信回路を保護するＴＲリミッタ、１６、２８は高周波増幅器、１７、２９は混合器、１８、３０は周波数：ｆｉｆの受信信号を取り出す偏波成分抽出フィルタ、１９、３１は９０度の位相差を与える９０度シフター、２０、２１、３２、３３は混合器、２３、２４、３４、３５はドップラー信号を取り出すフィルタ、２５、２６、３６、３７はアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。
【０００４】
降雨や降雪などを観測する気象レーダーでは、ドップラー効果を利用してエコー（雨滴や雪片など）の風速を計測することができる。しかし、ドップラーレーダーで風を測定する場合は、観測する最大距離：Ｒｍａｘと最大速度：Ｖｍａｘの関係から１秒間に発射するパルスの個数（パルス繰返し周波数：ＰｕｌｓｅＲｅｐｅｔｉｔｉｏｎＦｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＰＲＦ））を十分高くすることができず、次のような現象が発生してドップラー速度の測定は制約を受ける。一つはドップラー速度の折返しが発生する問題であり、もう一つは二次エコーの発生を抑圧するために生じる観測距離の制約である。
【０００５】
Ｃ帯の気象レーダーでは、観測範囲は通常２５０ｋｍ程度まで強度観測しているが、この最大距離：Ｒｍａｘ＝２５０ｋｍによってＰＲＦは以下の関係で制約を受ける。
ＰＲＦ ≦ Ｃ／（２×Ｒｍａｘ）（Ｃは光速度）（１）
従って、ＰＲＦ ≦ ３×１０＾８ｍ／ｓ／（２×２５０ｋｍ）＝６００Ｈｚより高くできない。一方、ドップラー観測では最大速度：Ｖｍａｘは以下の関係式から制限される。
（λは波長で周波数が５２５０ＭＨｚ〜５３５０ＭＨｚのＣ帯では約５．６ｃｍになる）
Ｖｍａｘ ≦ ｜λ／２×ＰＲＦ／２｜（２）
通常、気象レーダーではドップラー速度の観測範囲としてｃ４０ｍ／ｓ以上必要である。しかし、ＰＲＦが６００Ｈｚ程度では上記式（２）によって８．４ｍ／ｓに制限される。従って、ドップラー観測を行う場合はＰＲＦを１０００Ｈｚ程度に高くしてＶｍａｘ＝１４ｍ／ｓを得るとともに、更に異なるＰＲＦで複数回観測して「ドップラー速度の折返し処理」を行うことによって±４０ｍ／ｓ以上を確保しつつ観測範囲は１５０ｋｍ程度にしていた。
【０００６】
（ドップラー速度の折返しに対する細部説明）
レーダーでは、ＰＲＦに対応する周期ごとに受信信号が得られる。これによって得られる離散的な信号の位相変化は、連続波の何点かを測った後、もとの連続波を推定する作業に用いられる。そのため標本化定理で示されるようにドップラー速度：ｆ_ｄの測定限界はＰＲＦ／２となり、ＰＲＦ／２より大きな周波数ではドップラー速度の折返しが発生する。下記式（３）に示すドップラー速度を「折返し速度（ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）速度）」Ｖ_ｎｙｑという。現実には上記したようにＶ_ｎｙｑより大きい風速が存在することになるので、Ｖ_ｎｙｑより大きな速度Ｖ_０に対して、出力される（折返した）ドップラー速度：Ｖ_ｒは以下になる。
Ｖ_ｒ＝Ｖ_０±ｎ×Ｖ_ｎｙｑ（ｎ＝２、４、６…）（３）
【０００７】
図１４で速度が折返す現象を示す。通常の気象レーダーでは、λ＝５．６ｃｍ、ＰＲＦ＝８９６Ｈｚ、Ｖ_ｎｙｑ＝１２．５ｍ／ｓくらいを用いているので、例えば実際の風速が２０ｍ／ｓのとき得られるドップラー速度は２０−（２×１２．５）＝−５．０（ｍ／ｓ）となる。このため、実際のドップラーレーダーでは、ＰＲＦで２種類の周波数を用いて折返しを解消する補正処理を行い、Ｖ_ｎｙｑの３倍程度まで測風範囲を拡張する工夫を実施している。
【０００８】
（二次エコーについての細部説明）
前記した理由から、ドップラーレーダーではできるだけ大きなＶ_ｎｙｑを得るためＰＲＦを比較的高く設定していた。その結果、ドップラー観測する範囲：Ｒ_ｍａｘは、式（１）より強度観測に比べて狭くせざるを得ない状況になっている。前出のＰＲＦ＝８９６ＨｚではＲ_ｍａｘ＝１６７ｋｍになる。この場合、観測範囲である半径１６７ｋｍを越える距離に強いエコーがあると偽目標（二次エコーという）が出現するので別途二次エコーを除去する対策が必要であった。
【０００９】
次に従来の装置の動作について説明する。従来の装置では、２種類の周波数を用いることによって上記したドップラー速度の観測範囲を２倍に拡張する工夫をしている。以下、その動作について説明する。
【００１０】
第１と第２の局部発振器１、２からそれぞれ周波数：ｆ１−ｆｉｆ、およびｆ２−ｆｉｆの信号を出力し、これを切替回路３で送信繰返し周期（繰返し周波数：ＰＲＦの逆数）で交互に切替、それぞれ偏波を変えて送信している。従って、それぞれの偏波に対応した２系列の受信系で受信する繰返し周期は２倍（繰返し周波数は半分）になっている。このため、受信した信号は１系列だけでは上記の式（２）より最大速度：Ｖｍａｘが半分になってしまうが、交互に送信・受信しているため両方の受信信号を利用することによって当初の繰返し周波数でドップラー速度を計測することができる。
【００１１】
例えば、繰返し周波数が１０００Ｈｚの場合を考える。この装置では、周波数：ｆ１とｆ２で偏波を変えて送信しているのでそれぞれの信号は独立であり、繰返し周波数は半分の５００Ｈｚになっている。従って、それぞれの受信系で観測できる最大距離：Ｒｍａｘは３００ｋｍまで観測することができる。また、ドップラー速度についても交互に受信した信号を連続的に処理することによって５００Ｈｚ × ２＝１０００Ｈｚと等価な速度まで観測できるようにしている。このため、ドップラー速度の観測範囲を２倍に拡張してＲｍａｘ＝Ｃ／ＰＲＦとしている。なお、交互に送受信する期間が重なるため、この装置ではそれぞれの信号の偏波を変えて干渉が生じないようにしている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来のドップラーレーダー装置では、以上のように２種類の偏波（水平：Ｈ、垂直：Ｖ）を交互に切り替えて送信するので装置の規模が大きくコストが高くなるという問題があった。また、周波数帯域もｆ１とｆ２の２波を準備する必要があるので、電波の免許上で他レーダー装置との干渉が発生しやすいという問題があった。一方、このように構成してもパルス繰返し周波数を１０００ｐｐｓ程度から大幅に高くすることができないので２種類のパルス繰返し周波数を用いる「速度折返しの補正処理」は従来どおり必要であった。
【００１３】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、「速度折返しの補正処理」を行わず単一のパルス繰返し周波数で最大速度±４０ｍ／ｓ以上の速度まで測定できる装置を得ると共に、合せてドップラー速度観測の範囲についても、強度観測できる距離と同じ範囲まで拡張できる装置を得ることを目的としており、さらにこのレーダー装置の実現方法について提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るドップラーレーダー装置は、周期的に所定の周波数範囲を繰り返し掃引する第１の掃引信号を発生する第１の発振器と、この第１の発振器が周波数の掃引を終える前に掃引を始め上記第１の掃引信号と同じ掃引特性を有する第２の掃引信号を発生する第２の発振器と、上記第１及び第２の掃引信号を合成し送信信号を生成する合成器と、この送信信号を所定のパルス繰り返し周波数でパルス変調し出力する変調器と、上記第１及び第２の掃引信号を入力としそれぞれの掃引の終了のタイミングに同期し上記第１及び第２の掃引信号を切替えて出力する切替器と、上記パルス変調された送信信号の一部が空間で反射され受信された受信信号と上記切替器から出力された局部信号とを入力し混合出力する混合器と、この混合器の上記受信信号の入力端または上記局部信号の入力端に接続され、上記パルス繰り返し周波数の周期で上記受信信号または局部信号の上記混合器への入力をＯＮ／ＯＦＦする高周波スイッチとを備えたものである。
また、この発明に係るドップラーレーダー装置は、周期的に所定の周波数範囲を繰り返し掃引する第１の掃引信号を発生する第１の発振器と、この第１の発振器が周波数の掃引を終える前に掃引を始め上記第１の掃引信号と同じ掃引特性を有する第２の掃引信号を発生する第２の発振器と、上記第１及び第２の掃引信号を合成し送信信号を生成する合成器と、この送信信号を所定のパルス繰り返し周波数でパルス変調し出力する変調器と、上記第１及び第２の掃引信号を入力としそれぞれの掃引の終了のタイミングに同期し上記第１及び第２の掃引信号を切替えて出力する切替器と、上記パルス変調された送信信号の一部が空間で反射され受信された受信信号と上記切替器から出力された局部信号とを入力し混合出力する混合器と、上記第１及び第２の掃引信号の掃引期間の全期間を送信処理期間とし、上記第１及び第２の掃引信号の掃引期間の重複期間に続く上記第１または第２の掃引信号の掃引終了までの期間を受信処理期間としてタイミング制御するタイミング制御部とを備えたものである。
【００１５】
また、この発明に係るドップラーレーダー装置は、上記混合器からの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このデジタル信号をＦＦＴ処理し距離情報を算出する第１の距離ＦＦＴ処理手段とを備えたものである。
【００１６】
また、この発明に係るドップラーレーダー装置は、上記距離ＦＦＴ処理後の信号の振幅成分に対し周波数特性がクラッタに対応した振幅値に反比例するよう重み付けを行い上記デジタル信号から上記クラッタの除去を行うフィルタ処理手段を備えたものである。
【００１７】
また、この発明に係るドップラーレーダー装置は、上記Ａ／Ｄ変換前に下端周波数では損失が大きく、上端周波数では損失が最小となるように周波数特性の重み付けを行う重み付け手段を備えたものである。
【００１８】
また、この発明に係るドップラーレーダー装置は、上記第１及び第２の掃引信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅器を有し、上記合成器はこの第１及び第２の増幅器で増幅された信号を合成するようにしたものである。
【００１９】
また、この発明に係るドップラーレーダー装置は、上記第１の距離ＦＦＴ処理と異なる処理ポイント数を有し、上記Ａ／Ｄ変換手段の出力に上記第１のＦＦＴ処理手段と並列に設けられた第２のＦＦＴ処理手段を備えたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
この発明に関わるドップラーレーダー装置は、送信信号としてパルス繰返し周波数の高いＨｉ−ＰＲＦ信号を用いるとともに周波数を時間とともに掃引（チャープ）させ、受信信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理して距離を算出する。このように掃引の周期を短縮することによって、ドップラー速度をサンプリングする時間間隔を短縮することができ、ドップラー速度の計測範囲を大幅に拡大するものである。
【００２１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。図１において、４１ａおよび４１ｂは同じ周波数範囲で周波数を鋸（のこぎり）波状に掃引しながら信号を発生する発振器、４２は基準信号をもとに各種の時間的タイミングを決めるタイミング制御回路、４３は４１ａおよび４１ｂの発振器の掃引同期を時間的に制御する掃引制御回路、４４は２経路の高周波信号を合成する合成回路、４５はアンテナから送信する信号レベルまで上記高周波信号を増幅する高周波の増幅器である。
【００２２】
４６と４７は受信系のビデオ帯域を決めるクリアリージョン・フィルタ、４８および４９は送信信号が受信系へ漏れ込むのを防止する高周波スイッチ、５０は４１ａまたは４１ｂからの高周波信号を交互に切り替える切替回路である。ここで４１ａや４１ｂのようにアルファベットを付した記号は同一周波数、同一位相の特性を持つ回路であることを示す。
【００２３】
また、図２は信号処理の流れを示しており、図において５１および５４は重み付け、５２は距離方向のＦＦＴ処理、５３はクラッタフィルタ、５５は速度方向のＦＦＴ処理、５６は電力スペクトルに変換する絶対値処理、５７はスペクトルから信号のピーク位置を検出するピーク検出処理、５８はピーク位置から平均速度と速度幅を算出するドップラー速度算出処理を示す。
【００２４】
先ず、本装置の特徴であるＦＭＩＣＷ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｅｄａｎｄＩｎｔｅｒｒｕｐｔｅｄＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）方式の基本動作を説明する。ＦＭＩＣＷ方式の測距原理はＦＭＣＷ方式と同じであり図３に示す。ＦＭＩＣＷ方式は、送受信間のアイソレーション（信号分離）が十分確保できない場合に、送信と受信のタイミングをスイッチで交互に切り替え時分割で動作させる方式である。従来の例に示した気象ドップラーレーダーは、パルス信号をアンテナ（図に示していない）から送信し、エコーからの反射信号を受信する時刻までの時間差から距離を算出していた。
【００２５】
一方、ＦＭＩＣＷ方式では受信までの時間遅れによって生じる周波数差から距離を算出する。図３で示すように周波数：ｆａからｆｂを時間：Ｔｓで直線的に掃引する場合、距離：Ｒのエコーから反射されて受信する信号は光速度：Ｃにおいて２Ｒ／Ｃの時間（レーダーと目標物との往復距離：２Ｒに相当する時間差）だけ遅れて受信される。この時に生じる送受信間の周波数差：Δｆは下式である。

【００２６】
一方、図４ではＦＭＩＣＷ方式によって間欠的に送受信している場合を示す。ＦＭＩＣＷ方式では送信を停止している期間中に受信しており、送信と受信の時間的な比率はほぼ同等で５０％にしている。従って、ＦＭＣＷ方式に比べてＦＭＩＣＷ方式では尖頭電力のほぼ５０％に相当する平均電力が送信電力と等価になる。図では、１掃引の間にＮ回送受信を繰り返しており、更にその掃引をＫ回繰り返す場合を示している。このように１掃引でＮ回送受信を繰り返すのは距離方向にＮポイントのＦＦＴ処理をして距離を算出するためである。また、掃引をＫ回繰り返すのはエコーの反射信号を離散的にサンプリングしＦＦＴ処理によってドップラー速度を算出するためである。この掃引ごとにＫ回サンプリングするのは、従来の装置で示したＰＲＩの繰返し周期（繰返し周波数：ＰＲＦの逆数）で受信するのと等価である。
【００２７】
以下、図１と図２の動作について説明する。発振器４１ａおよび４１ｂは図３で示した周波数掃引特性で信号を発生するが、それぞれの発振器は掃引する時刻が異なっている。この周波数掃引特性や掃引開始時刻の同期関係を制御するのが掃引制御回路４３であり、一部の時間は重複しつつ交互に信号を発生するように制御している。この時間関係については後述する。この掃引制御回路はデジタル回路であって、発振器自身もデジタル的な制御で高安定な周波数特性を有するものである。例えば、発振器の例としてはダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）などの高精度タイムベースから直接高周波信号を発生させるものがある。これら周波数の安定度と掃引特性はこのタイムベースを元に生成したものであり、非常に精度の高い周波数特性を得ている。
【００２８】
発振器から出力される高周波信号（周波数：ｆｒ−ｆｉｆ）は合成回路４４で１経路にしてから混合器４に送られて送信信号（周波数：ｆｒ）を生成する。（この送信信号も同様に周波数掃引する信号である。）送信信号は、フィルタ６を経てピン変調器７でパルス変調される。ここでは従来のように１０００Ｈｚ程度の繰返し周波数ではなく、数１０ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度の非常に高い繰返し周波数で変調される。その後、増幅器４５で最終的な出力レベルまで増幅される。ここでは従来のように高出力の送信管ではなく、１Ｗ〜１００Ｗ程度の半導体増幅器で発生できる程度の低い出力レベルである。この後、従来と同様にサーキュレータ１０を経て空中線装置から空間に放射される。この場合、空中線の偏波面は水平偏波でも垂直偏波でもいずれか一つで良い。
【００２９】
受信信号は空中線を経てＴＲリミッタ１５に至る。このＴＲリミッタは、送信の漏れ込みで受信系が破損しないようにレベルを一定値より低く抑える目的で設けられたものであるが、送信レベルが従来に比べて低いので高耐圧のリミッタは不要である。その後、高周波スイッチ４８を経て混合器１７に至る。混合器の局部信号入力側には同様の高周波スイッチ４９があり、送信信号の漏れ込みを完全に除去するため２ヶ所で送信信号を切断するようにしている。また、混合器１７の局部信号は切替回路５０で発振器４１ａまたは４１ｂの出力を交互に切り替えるが、この切替タイミングはそれぞれの発振器が掃引を終了した時刻に切り替えている。これら切替回路５０、高周波スイッチ４８、４９およびピン変調器７、掃引制御回路４３などは前記した同一のタイムベースを基準信号としてタイミング制御回路４２で生成される。
【００３０】
混合器１７の中間周波（ＩＦ）出力は従来と同様にＡ／Ｄ変換器２５および２６でデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２５および２６の前段にはクリアリージョンフィルタ４６および４７がある。このフィルタは送信波の直接的な漏れ込みである直流成分を除去し、パルス変調されたパルス繰返し周波数の高調波成分を除去するバンドパスフィルタであって受信信号を無変調の連続（ＣＷ）波に変換する重要な役割を持っている。
【００３１】
これ以降はデジタル信号として処理されるので信号処理の流れを図２で機能的に説明する。Ａ／Ｄ変換されたＩ／Ｑ信号は、先ず距離情報を算出するために重み付け５１で窓関数の乗算をした後、距離ＦＦＴ５２で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行う。重み付けはＦＦＴ処理をする時に発生するサイドローブを抑圧するための処理で、通常Ｈａｍｍｉｎｇウインドウなどを用いる。Ｈａｍｍｉｎｇウインドウを採用した場合は主信号（メインローブ）に対してサイドローブを４３ｄＢ程度抑圧することができる。距離ＦＦＴ処理は、周波数掃引中に受信した（時間的に離散的にサンプリングしたＮ個の）信号をレンジごとに（処理では周波数に対応して）分離するための処理である。
【００３２】
距離ＦＦＴ処理の後にクラッタフィルタによる地形反射信号（不要波）の除去を行う。地形反射による信号は、降雨や降雪などの気象観測上は不要な信号であり、この周波数はドップラー効果がないので基本的に周波数ゼロの直流信号である。一方、降雨や降雪などの気象エコーは風によって流されているので通常正または負の速度を持っている。この特性を利用して直流成分を除去して交流成分だけを通過させるハイパスフィルタの機能を持つのがクラッタフィルタである。なお、従来の気象レーダーではこのクラッタフィルタはレンジに対して一律の処理を行っていたが、本装置ではレンジごとに処理をするのでそれぞれのレンジでフィルタ特性を変えることも可能である。
【００３３】
クラッタ処理の後、距離算出と同様に速度情報を算出するため重み付け５４で窓関数の乗算をした後、速度ＦＦＴ５５で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行う。この処理によって速度スペクトル（複素数データ）に変換し、絶対値処理５６を行って位相成分を除去した後に振幅スペクトル情報（スカラー）だけを抽出する。このスペクトル情報は各レンジセルごとに得られ、気象エコーの速度に対応した周波数域にガウス分布を持つ信号ピークが存在する。
【００３４】
各レンジごとのスペクトルについてピーク検出５７でピークサーチを行い、その位置にある信号の振幅値から信号強度を算出して出力する。また、そのピーク位置の周波数は気象エコーの速度に対応しており、ドップラー速度算出処理５８でピーク位置の周波数から平均速度を算出するとともに、ピークスペクトルの分布から標準偏差を算出し速度幅として出力する。
【００３５】
上記では本装置の動作について説明したが、以降ではその方法について説明する。ＦＭＩＣＷ方式では、前記した図４の受信期間中に１回だけ信号をサンプリングし、全てのサンプリング信号（＝Ｎ個）に対してＦＦＴ処理を行って距離を算出する。これについては式４で周波数と距離の関係を示した。一般的に、ＦＭＩＣＷ方式では高い繰返し周波数（高ＰＲＦ）を使うので、遠距離から反射される受信信号は長時間を要し、周波数を掃引している途中から受信されることになるため、全体の周波数掃引と受信の期間がずれて正常な受信処理ができない。この様子を図５に示す。従って、遠距離まで観測するためには最大観測範囲：Ｒｍａｘから信号が戻ってくるまで受信処理を待機しておく必要がある。Ｒｍａｘが３００ｋｍの場合は待機時間：Ｔｓａは約２ｍｓｅｃほど必要である。（Ｔｓａ＝２Ｒｍａｘ／Ｃ＝２ × ３００ｋｍ／３ × １０＾５ｋｍ／ｓｅｃ）
【００３６】
一方、ドップラー観測するためには掃引繰返し周期を短くする必要がある。計測できるエコーの速度：Ｖは、送信信号の波長：λと、反射信号の速度を抽出する時間間隔（この場合は掃引繰返し周期＝Ｔｓｂごと）から以下の計算式で求まる。
Ｖｍａｘ＝λ／２×（１／２Ｔｓｂ）≧ Ｖ（５）
観測可能な風速範囲としては一般的に±４０ｍ／ｓ以上必要である。５２５０ＭＨｚ〜５３５０ＭＨｚのＣ帯では波長：λは約５．６ｃｍであるから掃引周期：Ｔｓｂは以下のように制限を受ける。
｜Ｖｍａｘ｜＝λ／２×（１／２Ｔｓｂ）≧ ４０ｍ／ｓ（６）
∴ Ｔｓｂ ≦ ３５０ｕｓ
本装置の例では、以上の関係からＴｓｂ＝２５６ｕｓに設定している。従って、Ｖｍａｘは±５４．７ｍ／ｓになる。
この結果、本装置では図３に示す時間関係を置き換えて、図６に示すように掃引時間：ＴｓをＴｓ＝Ｔｓａ＋Ｔｓｂにして待機時間を経てから短時間で観測を行うように構成している。
【００３７】
一方、距離分解能：ｄＲは下記によって決まる。
ｄＲ＝Ｃ／（２Ｂｓ）（７）
本装置の例では、ｄＲ＝１２００ｍとしているため、逆に掃引周波数幅：Ｂｓ＝１２５ｋＨｚになる。また、上記の待機時間（Ｔｓａ）を２．０４８ｍｓｅｃにしているので、待機時間中に掃引する周波数は１ＭＨｚになる。これらの時間関係は図６に示している。距離分解能（ｄＲ）は１２００ｍであるため、３００ｋｍ程度の距離まで観測するためにはレンジビン（距離方向のデータ数）は２５６個ほど必要である。レンジビンは掃引パルス数：Ｎとの間にレンジビン数＝Ｎ／２の関係があり、最大距離：ＲｍａｘはｄＲ×Ｎ／２になる。従って、本装置ではＮを５１２にしているのでパルス繰返し周波数：ＰＲＦは２ＭＨｚ（＝Ｎ／Ｔｓｂ＝５１２÷２５６ｕｓ）であり、実際のＲｍａｘ＝３０７．２ｋｍになる。また、パルス幅：τは前記したように送受信の比率を５０％程度にしているため、パルス繰返し周期：ＰＲＩの５０％でありτ＝約０．２５ｕｓになる。
【００３８】
上記の方法では待機時間：Ｔｓａが、掃引周期：Ｔｓｂに比べて長いので、そのままでは連続した観測はできない。この対策として、本装置では図７に示すように最初の観測に続いて１掃引の間に１６回の観測を連続して実施している。また、観測を８回実施した後に予め次の掃引を開始するため、９回目の観測開始時点では２掃引目の待機時間に相当する次の掃引を始めている。このように初めの掃引途中で次の掃引を開始する理由は、観測のサイクルを連続させるために遠距離へ向けて先行した送信を行っておくためである。
【００３９】
一方、受信のタイミングについては連続的に受信処理する必要があるため、最初の掃引が終了すると次の掃引に切り替えて受信を継続する。最初の掃引終了時点では次の掃引の待機時間が終了しており、順次掃引の終了時刻に同期して発振器４１ａおよび４１ｂを切り替えて継続した観測ができるようにしている。
【００４０】
この観測期間中、送信周波数は掃引しているため８回観測した時には最初に観測を始めた周波数から２ＭＨｚ（＝１２５ｋＨｚ×８＋待機時間中の掃引幅１ＭＨｚ）移動している。また、最大距離：Ｒｍａｘから反射されてくる信号の周波数差は式（４）より１ＭＨｚである。このため受信系で必要な帯域幅も１ＭＨｚになり、これ以上広い周波数差を持つ信号は図１のクリアリージョンフィルタ４６、４７で除去される。このクリアリージョンフィルタの低域通過特性によって、２ＭＨｚ離れている２回目の掃引信号は除去され、１回目の観測をしている受信信号に混入して影響することはない。
【００４１】
このように周波数掃引の時間関係が交互に重複するよう設定している理由は、ドップラー観測を行うため（時間的に離散的な）信号を連続してサンプリングする必要があるためであり、本装置の例では１掃引で１６回の観測を行い、更に３２掃引を行っている。（１回の掃引で１６回観測するため、観測回数としてはＫ＝１６×３２＝５１２回実施して５１２ポイントの連続したサンプリングデータが得られる。）この場合、速度分解能：ΔＶは最大速度：ＶｍａｘをＫ分割することになるので以下のように求めることができる。
ΔＶ＝２・Ｖｍａｘ／Ｋ＝２×５４．７／５１２＝０．２１［ｍ／ｓｅｃ］（８）
従って、信号処理が可能な最大距離は３０７．２ｋｍ（計算上の到達距離であり、実際に電波の強さとして届く距離を意味している訳ではない）で、この範囲を０．２ｍ／ｓの速度分解能で最大速度±５４．７ｍ／ｓまで気象エコーを測定することができる。
【００４２】
一方、１回の掃引で１６回連続して観測をする場合、それぞれの観測を開始する時点の位相は同相にしておく必要がある。（この位相が変化しているとドップラー速度の誤差となって現れる。）仮に、位相が変化している場合は後段の信号処理で（速度ＦＦＴ処理をする前に）位相補正することも可能であるが処理の負担が増える。本装置では、掃引幅：Ｂｓが１２５ｋＨｚであり、掃引周期：Ｔｓｂが２５６ｕｓであることから位相差が２π・Ｂｓ・Ｔｓｂ＝２π×３２で繰り返すように設定しており、それぞれの掃引開始ごとに位相が揃うように合せている。
【００４３】
また、観測時間：Ｔｏ（＝全ての距離およびドップラー速度を観測するために要する時間）は以下になる。
Ｔｏ＝２．０４８ｍｓ＋（４．０９６ｍｓ×３２掃引） ≒ ２．０４８ｍｓ × ６５＝１３３．１２ｍｓ（９）
一方向を観測するためには、上記のように凡そ１３３ｍｓの時間が必要である。通常の気象レーダー装置では、指向性アンテナをアジマス（水平）方向に回転させつつ３６０°全周を２５６（＝Ｍ）分割して観測している。従って、全周を観測するためには１３３．１２ｍｓ×２５６ ≒ ３４ｓｅｃの時間が必要である。これはアンテナを約２ｒｐｍで回転させることに相当する。この回転速度は通常のドップラー観測では若干遅いスピードであるが、実用的に許容できる範囲である。
【００４４】
次に、電波が実際に届く範囲の指標として送信電力を考える。通常のＣ帯気象レーダーではマグネトロンやクライストロンなど高出力の送信管を用いて尖頭電力として２５０ＫＷ程度を出力している。一例として、アンテナ回転数：Ｓ＝２ｒｐｍ、パルス幅：τ ＝１ｕｓ、パルス繰返し周波数：ＰＲＦ＝５００Ｈｚとする。この場合、方位ビン当りのヒット数：ＨはＨ＝６０ｓｅｃ／（Ｓ×Ｍ）×ＰＲＦで算出できる。従って、Ｈ＝約５８である。また、パルス幅：τ＝１ｕｓであるため距離分解能は１５０ｍであり、レンジビン当たりでは１２００ｍを１５０ｍ単位で積分するので８積分になる。方位ビンとレンジビンで積分できる個数は５８×８＝４６４個であるが、この積分はノンコヒーレント積分であるため、積分効果は１／２乗に止まる。一方、本装置ではＦＦＴ処理を２回行っているのでコヒーレント積分を２回行うことになり高い積分効果が（１乗に比例する）得られる。従って、距離ＦＦＴ（Ｎ＝５１２回積分）およびドップラー速度ＦＦＴ（Ｋ＝５１２回積分）による相乗効果が得られる。以上より、本装置で必要な送信電力：Ｐｍ（平均）は以下で算出することができる。
平均送信電力：Ｐｍ＝２５０ＫＷ×√４６４／（５１２×５１２）＝２０．５Ｗ（１０）
上記の結果は平均電力であり、送受信の比率が５０％であることから送信増幅器の尖頭電力としては約４０Ｗに相当する。この算出結果は一つの目安であり気象エコーの揺らぎなどによって当然変わるものであるが、それでも２５０ＫＷと比べれば非常に低い送信電力である。
【００４５】
一方、式（４）より観測時間：Ｔｏが長くなると速度によって距離が変化する。本装置の例ではＴｏ＝１３３ｍｓであり、Ｖｍａｘは５４．７ｍ／ｓであるため最大７ｍ変化することになる。しかし、距離分解能：ｄＲは１２００ｍであることからこの程度の変化は無視することができる。
【００４６】
また、式（５）より周波数掃引すると波長：λが変わるのでドップラー速度が変化する。中心周波数は約５３００ＭＨｚで掃引幅は３ＭＨｚであり、最大速度：Ｖｍａｘは５４．７ｍ／ｓであることから最大０．０３ｍ／ｓ程度の誤差が発生することになる。この誤差は、ドップラー速度ＦＦＴ処理を行う前にそれぞれの周波数の違いに応じて予め位相を補償することで解消できる。しかし、速度分解能が０．２１ｍ／ｓであることから速度誤差は分解能に比べて小さい値であり、回路構成を簡単にするため補償回路を削除することも可能である。なお、気象エコーの速度の揺らぎ（これを速度幅という）はこれより十分大きい値であるため実用的には無視することができる。
【００４７】
実施の形態２．
なお、上記発明の実施の形態１では、図２において速度ＦＦＴ処理の前でクラッタ除去処理をしていたので、このクラッタフィルタは時系列的なデジタルフィルタであった。このデジタルフィルタは、通常ＩＩＲ（ＩｎｆｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタのように多重帰還形で構成している場合が多く、サンプリングして得られたデータを時系列的に処理するものである。この種のクラッタフィルタは、従来の気象レーダーで長年に亘って特性を最適化してきた実績があるが、本装置のようにＦＦＴ処理を主体とした構成では周波数軸上で重み付けするフィルタのほうが実現しやすい。
【００４８】
また、従来の装置では周波数掃引を行わず反射信号の遅延時間だけで距離の測定を行っていたので距離方向に一律のフィルタ特性を適用せざるを得ない事情があった。しかし、実際はレーダー装置を設置する地形条件は場所によって異なり、特定の距離に高い山があるとその前後の距離についても同じフィルタを適用することになるので気象エコーの低速度域にある反射信号を弱めてしまう欠点があった。
【００４９】
本装置では、レンジビンごとにフィルタ特性を変えることが可能である。図８で実施の形態２による信号処理の流れを示す。図では従来のクラッタフィルタ５３に代えて絶対値処理の後に周波数的な重み付けをする新たなクラッタフィルタ５９を設けている。
【００５０】
このクラッタフィルタ５９は、入力スペクトルデータに対して予め定めておいた係数の重み付けで乗算する機能を持つ。この係数値（スカラー）がフィルタ特性であり入力スペクトル値との乗算を行う。図９にクラッタフィルタ５９の内部構成を示す。通常クラッタの周波数はゼロ付近でピーク状に突出したスペクトル形状をしているので、この逆の特性（周波数ゼロ付近でヌルになる特性）を与えている。この乗算結果が周波数特性上で平坦になる時が最適であり、本装置では距離に応じてこのヌル特性を切り替えることが可能である。この場合は、レンジごとに複数の係数値ファイルを準備しておき、レンジごとにファイルを選択して使うことも可能である。
【００５１】
実施の形態３．
図１０は、上記の発明の実施の形態１で信号処理の流れを変えて２系列にしたものである。図１０において、上段の系列は図２に示した構成と同じであるが、新たに下段の系列を追加した。上段の系列は、図２と同じ構成であるが、ピーク検出５７から信号強度を出力していたのを止めてドップラー速度情報（平均速度と速度幅）だけを出力している。信号強度については下段の系列から出力するのが特徴である。
【００５２】
ドップラー速度情報は、前記したように掃引幅：Ｂｓが１２５ｋＨｚであるため距離分解能は１２００ｍになっている。下段の系では、距離分解能をより高くして１５０ｍ（１／８倍）にしたものである。そのために、掃引幅を１ＭＨｚ（＝１２５ｋＨｚ×８倍）にする必要がある。図７で示したように、１回の掃引では４．０９６ｍｓ（＝２５６ｕｓ×１６）時間中に２ＭＨｚを周波数掃引して１６回の距離観測をしている。従って、下段の系では上段の８回分を１回分にまとめて距離ＦＦＴを行っている。従って、下段の距離ＦＦＴ処理は上段のＦＦＴ処理ポイント数：５１２点を８倍にして４０９６点にしたものである。このように距離観測時間を８倍にしたので距離観測の周期は２．０４８ｍｓ（＝２５６ｕｓ×８）に長くなる。そのため、ドップラー速度については最大速度：Ｖｍａｘが１／８倍に狭くなり、速度の折り返し現象が発生しドップラー速度の測定には向いていないが、振幅だけを測定して信号強度を出力するようにしたものである。
【００５３】
図１０の下段の構成について動作を具体的に説明する。入力信号は上段、下段とも同じである。下段では重み付け６１で４０９６点の重み付けを行う。その後、４０９６点でＦＦＴ処理を行い、絶対値処理６３で位相成分を除去して振幅値だけに変換する。この後、従来の気象レーダーと同様に、クラッタフィルタ：６４で地形反射を除去する。上段の系では速度ＦＦＴを行うが、下段の系ではこの後ノンコヒーレント積分：６５で積分処理を６４回行う。ノンコヒーレント積分処理は、位相を含まず振幅値だけで加算平均を行う処理である。この処理は時系列的な処理であり相関の無い熱雑音を平滑する役割を持つ。この後、しきい値検出６６で雑音レベルを超える受信信号を適切な信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）で検出している。
【００５４】
このように信号処理する系列を複数設けて、距離測定する時間分割とＦＦＴ処理のポイント数を変えるように構成すれば、信号強度とドップラー速度の距離分解能を変えて測定することが可能になる。この例では、信号強度の距離分解能は１５０ｍでドップラー速度（平均速度と速度幅）の距離分解能は１２００ｍになっている。
【００５５】
実施の形態４．
図１１は、上記の発明の実施の形態１から送信系を２系列に分けて構成したものである。図１では、掃引する発振器４１ａと４１ｂの信号をそのまま合成回路４４で１経路にまとめていたが、図１１では増幅器４５ａと４５ｂの出力を合成回路６７でまとめるようにしている。このように構成すると、混合器４で発生する相互変調（Ｉｎｔｅｒ − ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による不要波の発生などを低減することができる。図１の構成では発振器４１ａ、４１ｂの出力周波数は掃引タイミングの違いによって２ＭＨｚの周波数差があり、２周波の信号が混合器４に入力しているので局部信号と混合する際に相互変調による不要波が発生する。特に、発振器４１ａ、４１ｂがダイレクト・シンセサイザーなどのデジタル回路を用いている場合は不要波が発生しやすいので図１１のように信号系を分離しておくことで防止できる。
【００５６】
また、増幅器４５ａと４５ｂは最終的な増幅を行うため、できるだけ出力を高くする必要がある。本装置では４０Ｗ程度の出力を例に挙げたが、図１の構成では２種類の信号が同時に入力する時があるため、それぞれの信号レベルは増幅器能力の半分が限界になる。しかし、増幅器をＣ級（フルパワー）で動作させている場合は、増幅器出力の出せる能力に制限されるため、これらの信号波数に応じて信号レベルが変動する。これを避けるためには図７の掃引時間を更に延ばして２．０４８ｍｓ×４＝８．１９２ｍｓにして常に２波の状態にする方法が考えられるが出力レベルは半分に止まる。
【００５７】
それぞれの信号レベルを４０Ｗづつ出力するためには増幅器４５の能力としては８０Ｗの出力が必要になる。図１１のように増幅器を２台で構成すればそれぞれの増幅器単体としては４０Ｗの出力を出せる能力があれば良いので実現が容易になる。特に、半導体の増幅器を使用する場合は５３００ＭＨｚ帯で限界に近い出力レベルであるため、２台に分けて構成するほうがより高出力を実現しやすい。
【００５８】
実施の形態５．
図１２は、上記の発明の実施の形態１のクリアリージョンフィルタにイコライザ６８を追加して受信信号の帯域通過特性を変えた例を示す図である。クリアリージョンフィルタは、受信信号の帯域幅を決める重要なものであり、送信波（数波数ゼロ）の漏れ込みを防止するためハイパス特性を持つと同時に、受信信号の帯域（１ＭＨｚ）を通過させてパルス変調（２ＭＨｚ）による不要波を除去する役割を持っている。この特性を図１２の左側に示している。
【００５９】
気象レーダーでは、近距離の受信信号レベルは大きく遠距離になるほど信号レベルが小さくなるが、この変化は凡そ距離の２乗に比例する。従来の装置では、ＳＴＣ（ＳｈｏｒｔＴｉｍｅＣｏｎｓｔａｎｔ）と呼ぶ回路を設けて送信パルスの発射と同期させて受信系の利得を変化させる方法を採用していた。一方、本装置ではＦＭＩＣＷによる周波数変調を行っているので距離の違いは周波数の違いとなって受信される。近距離は低い周波数で遠距離では高い周波数になる。従って、気性エコーによる受信レベルは低い周波数のレベルが大きく高い周波数のレベルが小さいという傾向をもつ。
【００６０】
図１２ではイコライザ６８を追加して、この減衰特性を利用して距離によるレベルの違いを補償する例について示している。このイコライザは、低周波数では損失が大きく、クリアリージョンフィルタのカットオフ周波数（図１２では１ＭＨｚ付近）では最も損失が少なくなるようにしている。このような特性はインダクタンスとキャパシタンスを持つＬＣ回路で実現できる。このイコライザ６８とクリアリージョンフィルタ４６または４７を組み合わせた減衰特性を図１２に示しており、このイコライザによるレベル補正によって距離に違いに伴って信号レベルが変化することを少なくすることができる。
【００６１】
このように距離の違いによる信号レベルの差を補償してやれば、次の段にあるＡ／Ｄ変換器２５、２６に入力する信号振幅の範囲（ダイナミックレンジ）を狭くすることができＡ／Ｄ変換器の分解能を減らすことができる。これによって、以降のデジタル回路で扱う信号のビット数を減らせるので、ＦＦＴ処理などを高速で処理ことが容易になるとともに価格を低減できる。
【００６２】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば送信周波数を時間とともに掃引して出力するようにしたので、短時間間隔で受信信号を得ることができるため広い速度範囲に亘って、且つ単一のパルス繰返し周波数でドップラー観測できる効果がある。更に送信するパルス繰返し周波数が高いので、気象エコーから反射される受信信号のヒット数を格段に向上させることができ、低い尖頭電力で送信を行っても従来と同様の距離まで観測できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるドップラーレーダー装置のハードウェア構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるドップラーレーダー装置の信号処理の流れを示すブロック図である。
【図３】ＦＭＣＷによる短時間の周波数掃引と時間の関係を示す図である。
【図４】ＦＭＩＣＷによる観測時間全体と周波数掃引の関係を示す図である。
【図５】ＦＭＩＣＷによる観測距離の違いによる送受信の時間関係を示す図である。
【図６】この発明によるＦＭＩＣＷの特徴を待機時間と観測時間の関係から説明する図である。
【図７】この発明によるＦＭＩＣＷの周波数掃引と観測時間の関係を説明する図である。
【図８】この発明の実施の形態２によるドップラーレーダー装置の信号の流れを示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態２によるクラッタフィルタの機能を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態３によるドップラーレーダー装置の信号処理の流れを示すブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態４によるドップラーレーダー装置のハードウェア構成を示すブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態５によるクリアリージョンフィルタとイコライザの特性を説明する図である。
【図１３】従来の実施例によるドップラーレーダー装置のハードウェア構成を示すブロック図である。
【図１４】従来の実施例によるドップラーレーダー装置のドップラー速度計測についての特徴を示す図である。
【符号の説明】
１第１の高安定局部発振器、２第１の高安定局部発振器、３切替回路、４混合器、５ＩＦ局部発振器、６ハイパスフィルタ、７ピン変調器、８送信管、９偏波切替回路、１０、１１サーキュレータ、１２混合器、１３ローパスフィルタ、１４制御回路、１５、２７ＴＲリミッタ、１６、２８高周波増幅器、１７、２９混合器、１８、３０偏波成分抽出フィルタ、１９、３１９０度シフター、２０、２１、３２、３３混合器、２３、２４、３４、３５フィルタ、２５、２６、３６、３７Ａ／Ｄ変換器、４１ａ、４１ｂ掃引局部発振器、４２タイミング制御回路、４３掃引制御回路、４４、６７合成回路、４５高周波増幅器、４６、４７クリアリージョンフィルタ、４８、４９高周波スイッチ、５０切替回路、５１、５４、６１重み付け、５２距離ＦＦＴ、５３、６４クラッタフィルタ、５５、６２速度ＦＦＴ、５６、６３絶対値、５７ピーク検出、５８ドップラー速度算出、６５ノンコヒーレント積分、６６しきい値検出、６８イコライザ。

Claims

周期的に所定の周波数範囲を繰り返し掃引する第１の掃引信号を発生する第１の発振器と、この第１の発振器が周波数の掃引を終える前に掃引を始め上記第１の掃引信号と同じ掃引特性を有する第２の掃引信号を発生する第２の発振器と、上記第１及び第２の掃引信号を合成し送信信号を生成する合成器と、この送信信号を所定のパルス繰り返し周波数でパルス変調し出力する変調器と、上記第１及び第２の掃引信号を入力としそれぞれの掃引の終了のタイミングに同期し上記第１及び第２の掃引信号を切替えて出力する切替器と、上記パルス変調された送信信号の一部が空間で反射され受信された受信信号と上記切替器から出力された局部信号とを入力し混合出力する混合器と、この混合器の上記受信信号の入力端または上記局部信号の入力端に接続され、上記パルス繰り返し周波数の周期で上記受信信号または局部信号の上記混合器への入力をＯＮ／ＯＦＦする高周波スイッチとを備えたことを特徴とするドップラーレーダー装置。
周期的に所定の周波数範囲を繰り返し掃引する第１の掃引信号を発生する第１の発振器と、この第１の発振器が周波数の掃引を終える前に掃引を始め上記第１の掃引信号と同じ掃引特性を有する第２の掃引信号を発生する第２の発振器と、上記第１及び第２の掃引信号を合成し送信信号を生成する合成器と、この送信信号を所定のパルス繰り返し周波数でパルス変調し出力する変調器と、上記第１及び第２の掃引信号を入力としそれぞれの掃引の終了のタイミングに同期し上記第１及び第２の掃引信号を切替えて出力する切替器と、上記パルス変調された送信信号の一部が空間で反射され受信された受信信号と上記切替器から出力された局部信号とを入力し混合出力する混合器と、上記第１及び第２の掃引信号の掃引期間の全期間を送信処理期間とし、上記第１及び第２の掃引信号の掃引期間の重複期間に続く上記第１または第２の掃引信号の掃引終了までの期間を受信処理期間としてタイミング制御するタイミング制御部とを備えたことを特徴とするドップラーレーダー装置。
上記混合器からの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このデジタル信号をＦＦＴ処理し距離情報を算出する第１の距離ＦＦＴ処理手段とを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のドップラーレーダー装置。
上記距離ＦＦＴ処理後の信号の振幅成分に対し周波数特性がクラッタに対応した振幅値に反比例するよう重み付けを行い上記デジタル信号から上記クラッタの除去を行うフィルタ処理手段を備えたことを特徴とする請求項３に記載のドップラーレーダー装置。
上記Ａ／Ｄ変換前に下端周波数では損失が大きく、上端周波数では損失が最小となるように周波数特性の重み付けを行う重み付け手段を備えたことを特徴とする請求項３または４に記載のドップラーレーダー装置。
上記第１及び第２の掃引信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅器を有し、上記合成器はこの第１及び第２の増幅器で増幅された信号を合成することを特徴とする請求項１または２に記載のドップラーレーダー装置。
上記第１の距離ＦＦＴ処理と異なる処理ポイント数を有し、上記Ａ／Ｄ変換手段の出力に上記第１のＦＦＴ処理手段と並列に設けられた第２のＦＦＴ処理手段を備えたことを特徴とする請求項３に記載のドップラーレーダー装置。