JP2003315447A - 走査型ｆｍｃｗレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ｆｍｃｗレーダ - Google Patents

走査型ｆｍｃｗレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ｆｍｃｗレーダ

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    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates

Abstract

(57)【要約】 【課題】 受信機の受信帯域を小さくして受信感度を高
め、小型化、低価格化等を可能とする。方位（角度）の
計測誤差を補正することを可能とする。 【解決手段】 複数の送信アンテナ１４と受信アンテナ
１５の切り換えを、送受信する周波数変調信号の変調用
三角波に同期して行う。受信信号と周波数変調信号とか
らミキサ１７によりビート信号を出力し、ＡＤ変換して
メモリに記憶し、フーリエ変換して方位情報等を算出す
る。反射物体との相対速度によるドップラ効果とアンテ
ナの切り換えにより生じる方位情報の誤差をドップラ周
波数を検出して補正する。送信及び受信アンテナを三角
波に同期して切り換えることにより、ＡＤ変換のサンプ
リング等の周波数を低下させることが可能であり、受信
機１７の受信帯域を小さくすることが可能である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、送受信に周波数変
調（ＦＭ）した連続波（ＣＷ）を使用する走査型ＦＭＣ
Ｗレーダに関し、特に、自動車の安全走行用の車載レー
ダとして適用可能な走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切
り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダに関する。
【０００２】
【従来の技術】複数の送信アンテナと複数の受信アンテ
ナとを使用し、両者の組み合わせにより探知範囲に対す
る電波の送受信を行い反射物体（目標物体）等を計測す
るホログラフィックレーダが知られている（特開2000-1
55171号公報、米国特許第628872号、特開平6-68542号公
報、特開2001-91641号公報、特開2000-235073号公
報）。
【０００３】図７は、前記特開2000-155171号公報記載
のホログラフィックレーダの基本構成を示す図である。
発振器Ａ１０から出力される高周波信号を分配器Ａ１２
を介して送信側スイッチＡ１４により複数の送信アンテ
ナＴ１、Ｔ２、Ｔ３に順次供給して電波として放射し、
目標物から反射された反射波を複数の受信アンテナＲ
１、Ｒ２を介して順次受信し、受信側スイッチＡ１６を
介してミキサＡ１８に供給する。ミキサＡ１８は分配器
Ａ１２からの高周波信号が供給されており、ここで復調
された信号成分はＡ／ＤコンバータＡ２０でディジタル
信号に変換され信号処理回路Ａ２２で処理される。
【０００４】複数の送信アンテナＴ１、Ｔ２、Ｔ３と受
信アンテナＲ１、Ｒ２を切り換えることにより、１個の
送信アンテナと、送受信アンテナの組み合わせの個数
（図７の場合は６つ）の受信アンテナを用いたものと等
価なアンテナ配列のレーダを構成することが可能であ
る。
【０００５】このような複数の送信アンテナ及び受信ア
ンテナを使用することにより車載レーダに適用可能なホ
ログラフィック方位解像法が電子情報通信学会論文誌
（B-IIVol.J81-B-II No.805-813 1998年8月p805〜814）
に記載されている。図８は、前記論文誌記載のホログラ
フィック方位解像法における送信アンテナと受信アンテ
ナの送受信のタイミングチャートを示す図である。
【０００６】アンテナ素子の構成は４つの送信アンテナ
（送信素子）と５つの受信アンテナ（受信素子）で構成
し、受信信号のサンプル法としては１つの送信素子から
の送信信号（パルス）に対する受信信号（エコー）を５
つの受信素子で順次サンプルして受信するようにアンテ
ナの切り換えを制御する方法が採用される。
【０００７】図８において上段の４波形は送信素子Ｔｘ
０〜Ｔｘ３がこの順に送信するパルスのタイミングを表
している。中段の２波形はそれぞれ観測範囲の最小距離
０ｍと最大距離γｍａｘに仮想した物点からのエコーの
タイミングであり、観測範囲にあるすべての物点のエコ
ーを観測できるのは両エコーが重なるＴｒ１、Ｔｒ２、
Ｔｒ３、ＴＲ４の各区間に限られる。そこで下段に示す
ように、これらの区間中に受信素子Ｒｘ０〜Ｒｘ４の各
出力をサンプリングし、送、受信素子の各組み合わせに
対応するサンプル値を得る。５つの受信素子は速度５．
０μｓで切り換えるように制御されており、サンプリン
グに要する時間Ｔｆは、Ｔｆ＝８．０である。また、得
られたデータをフーリエ変換により信号処理を行うこと
によりホログラムを得る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ホログラフィックレー
ダとして特開2000-155171号公報記載のもののように複
数のアンテナの使用により、等価的に送信及び受信の各
アンテナ数を掛けた数のアンテナによる受信信号を得る
ことが可能である。また、前記論文誌記載のサンプリン
グ法により方位映像を高速に得ることが可能である。
【０００９】しかしながら、前記論文誌記載のサンプリ
ング法では、５つの受信素子は速度５．０μｓで切り換
わるように制御されており、この場合、送受信アンテナ
の組み合わせ毎のサンプリング周波数は、１／（５．０
・１０−６）＝２０ＭＨｚであり極めて高い周波数で動
作させることが必要である。このため同論文誌記載のア
ンプリング法では、受信アンテナ側に設ける受信機の周
波数帯域が広帯域化し受信感度も低下するという問題が
ある。
【００１０】つまり、従来のホログラフィックレーダを
自動車搭載用のレーダとして普及させるためには、その
動作周波数を下げ、受信帯域の広帯域化を抑制し、受信
感度を高める等により高性能化、高耐久性化、小型化、
低価格化を図ることが不可欠である。
【００１１】（目的）本発明の目的は、受信機の広帯域
化を抑制することを可能とする走査型ＦＭＣＷレーダの
アンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダを提供
することにある。
【００１２】本発明の他の目的は、受信帯域の広帯域化
を抑制して受信感度を高め、高性能化、高耐久性化、小
型化、低価格化を可能とする走査型ＦＭＣＷレーダのア
ンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダを提供す
ることにある。
【００１３】本発明の他の目的は、反射物体との相対速
度と送受信アンテナの切り換えにより生じる方位（角
度）の計測誤差を補正することを可能とする走査型ＦＭ
ＣＷレーダを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の走査型ＦＭＣＷ
レーダのアンテナ切り換え方法は、複数の送信アンテナ
と複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角
波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信す
る走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法におい
て、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り替
えタイミングを前記三角波信号に同期させることを特徴
とする。また、複数の送信アンテナと複数の受信アンテ
ナは、組み合わせでできる間隔のうち最小の間隔（ｄｔ
ｒ）に所定の長さ（ｄ）の整数倍を加算した間隔になる
ように配置され、上記複数のアンテナと複数の受信アン
テナの切り換え順序は、上記間隔の大きさの順序であっ
て、その大きい順序又は小さい順序の何れかとなるよう
に行われる。更に前記複数の送信アンテナは、前記三角
波信号の周期で前記周波数変調信号を順次切り換えて送
信し、前記複数の受信アンテナは、前記三角波信号の周
期の送信アンテナの個数倍の周期で順次切り替えて受信
することを特徴とする。また、複数の受信アンテナから
順次切り換えて受信した信号と送信側の周波数変調信号
と乗算することにより、ビート信号を生成し、該ビート
信号から距離情報、方位情報を算出することを特徴とす
る。
【００１５】本発明の走査型ＦＭＣＷレーダは、複数の
送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切
り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信
号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダにおいて、複数の
送信アンテナを切り換える送信側スイッチと、複数の受
信アンテナを切り換える受信側スイッチと、前記送信側
スイッチ及び受信側スイッチを前記三角波信号に同期し
て切り換える制御部と、複数の受信アンテナから順次切
り換えて受信した信号を送信側の周波数変調信号と乗算
してビート信号を生成する受信部と、前記ビート信号か
ら距離情報又は方位情報を算出する信号処理部と、を備
えることを特徴とする。
【００１６】前記制御部は、前記複数の送信アンテナが
前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次送信
し、前記複数の受信アンテナが前記三角波信号の周期の
送信アンテナの個数倍の周期で順次受信するように前記
送信側スイッチ及び受信側スイッチの切り換えを制御す
ること特徴とする。
【００１７】また、前記信号処理部は、ビート信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタ
ル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ
毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メ
モリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと
受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下
り毎に時間軸に対してフーリエ変換を行って複素スペク
トラム信号を求めるフーリエ変換器と、前記複素スペク
トラム信号をもとに同一周波数成分について目標の方位
情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、
前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方
位算出部と、を有することを特徴とし、又は、前記信号
処理部は、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信ア
ンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に
記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信
号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、
時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信
号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート
周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペ
クトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテ
ナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記
複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める
方位算出部と、を有することを特徴とする。
【００１８】本発明の走査型ＦＭＣＷレーダは、より具
体的には、複数の送信アンテナと、前記複数の送信アン
テナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前
記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する
送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信さ
れた電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前
記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波
信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側ス
イッチと、前記受信スイッチの出力を入力とする受信機
と、受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アン
テナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記
憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信
号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、
ディジタル信号を時間軸に対してフーリエ変換を行い複
素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、前
記送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同
一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに
目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差
を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補
正を行う方位算出部と、を有することを特徴とする。
【００１９】また、複数の送信アンテナと、前記複数の
送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調
信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて
供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナか
ら送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテ
ナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前
記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する
受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力及び前記周
波数変調信号を入力しビート信号成分を出力する受信機
と、前記受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信
アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎
に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル
信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎
に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラ
ム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビ
ート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素
スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信ア
ンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、
前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求
める方位算出部と、を有することを特徴とする。前記方
位情報は、算出は重み付け重心処理を行うことにより求
め、また、前記複数の送信アンテナは、１つの受信アン
テナが選択されているとき所定の順序に従って切り換え
られることを特徴とする。
【００２０】（作用）走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ
切り換えにおいて、複数の送信アンテナと複数の受信ア
ンテナの切り替えタイミングを、使用する周波数変調信
号の変調用の三角波信号に同期させることにより、受信
機に要求される通過帯域幅を小さくすることを可能と
し、受信感度の向上を可能とする。
【００２１】反射物体の方位情報の算出においては、反
射物体との相対速度と送受信アンテナの切り換えとによ
り生じる方位情報の算出誤差を、ドップラ周波数を求
め、該ドップラ周波数により反射物体の方位（角度）を
補正することにより排除する。サンプリングの周波数を
小さくでき、高速のＡ／Ｄコンバータを必要としないた
め、装置の小型化、低価格化等が可能となる。
【００２２】方位の算出は、複数の送信アンテナから時
分割で電波を送信し、前記複数の送信アンテナで反射波
を時分割で受信し、周波数変調信号の三角波は登りと下
りのを持ち、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信
アンテナの切り替えによってできる送信アンテナと受信
アンテナとの組み合わせ（チャンネル）は、前記三角波
の周期に同期して切り替えられ、受信信号をＡＤ変換を
行い、チャンネル毎に所定のメモリに記憶し、時間軸に
対して高速フーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を
求め、チャンネル毎の同一周波数成分について、複素ス
ペクトラム信号をもとに目標の方位を求め、登りと下り
のビート周波数の差を検出し、前記ビート周波数の差の
周波数から前記目標の方位の補正を行う方法、又は、登
りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数
から上記複素スペクトラム信号の補正を行い、チャンネ
ル毎の同一周波数成分について、複素スペクトラム信号
をもとに目標の方位を求める方法が用いられる。
【００２３】
【発明の実施の形態】本発明の走査型ＦＭＣＷレーダの
アンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダの一実
施の形態について、以下図面を参照して説明する。図
１、図２は、本実施の形態の構成及び機能を示す図であ
る。
【００２４】（構成の説明）本実施の形態の走査型ＦＭ
ＣＷレーダの構成は、走査型ＦＭＣＷレーダの装置全体
を制御する制御部１と、目標探知用の電波を送受し、受
信信号を増幅し周波数変換を行いビート信号を出力する
送受信部２と、受信した信号の信号処理を行いレーダ探
知空間の目標を検出し、当該目標の距離、相対速度及び
方位の情報を演算して出力する信号処理部３と、から構
成される。
【００２５】送受信部２は、三角波信号を出力する三角
波発生器１０と、三角波発生器１０の出力により発振周
波数が制御され周波数変調信号を出力する電圧制御発振
器１１と、電圧制御発振器１１からのＦＭ変調波信号を
送信アンテナ側及び受信側に分配出力する方向性結合器
等により構成された分配器１２と、分配器１２の送信側
の出力を送信用の信号として複数の出力端子に供給する
送信側切替スイッチ（送信側スイッチ）１３と、前記送
信側スイッチ１３の複数の出力端子からの信号を電波と
してレーダ探知空間に放射する複数の送信アンテナ１４
と、レーダ探知空間から受信される電波を受信する複数
の受信用アンテナ１５と、前記受信アンテナ１５の複数
の出力を順次切り替えて１系列の時分割信号として出力
する受信側切替スイッチ（受信側スイッチ）１６と、前
記受信側スイッチ１６の出力を受信する増幅器１７１及
び前記時分割信号と前記分配器１２からの分配された信
号とをミキシングしてビート信号を出力する混合器（ミ
キサ）１７２とからなる受信機１７と、から構成され
る。
【００２６】また、信号処理部３は、前記受信機１７か
らのビート信号をサンプリングしＡＤ変換するＡ／Ｄ変
換器１８と、ＡＤ変換されたディジタル信号を計測デー
タとして記憶するメモリ１９と、メモリの記憶データを
フーリエ変換するフーリエ変換器２０と、フーリエ変換
器２０の出力により距離を検出して出力する距離検出部
２１、速度を検出して出力する速度検出部２２及び方位
を検出して出力する方位検出部２３と、から構成され
る。以下各部の機能の概略を説明する。
【００２７】制御部１は、三角波発生器１０が出力する
三角波信号の発生タイミング及び送信側スイッチ１３と
受信側スイッチ１６の切り替えタイミングを制御すると
ともに、信号処理部３の動作タイミングを制御する。本
実施の形態では、制御部１は、送信側スイッチ１３が三
角波信号の１周期に同期して順次切り替える動作を繰り
返し、受信側スイッチ１６が送信側スイッチ１３の切り
替えの１周期（１巡の周期）の期間毎に、順次切り替え
る動作を繰り返すように、三角波発生器１０、送信側ス
イッチ１３及び受信側スイッチ１６を制御する。
【００２８】図２は、送信アンテナが３個（ＴＸ１、Ｔ
Ｘ２、ＴＸ３）、受信アンテナが３個（ＲＸ１、ＲＸ
２、ＲＸ３）の場合の切り換え例を示す図である。図２
から分かるように本実施の形態では、３個の送信アンテ
ナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）には、三角波信号の立ち
上がりの開始点に同期して、周波数変調信号を三角波信
号の１周期Ｔ毎に順次切り換え供給される。また、３個
の受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）は、送信ア
ンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）の切り換えの一巡の
周期である周期３Ｔ期間毎に順次切り換えられる。
【００２９】Ａ／Ｄ変換器１８は、受信側スイッチ１６
からの時系列な受信信号と分配器１２からの送信信号
（周波数変調信号）とを混合器１７でミキシングした結
果のビート信号を入力し、このビート信号を該ビート信
号に含まれる必要とする最高周波数の２倍程度でサンプ
リングしてディジタル信号に変換する。
【００３０】メモリ１９は、Ａ／Ｄ変換器１８でＡＤ変
換されたビート信号について、送信アンテナ１４と受信
アンテナ１５の組み合わせ別（以下、送信アンテナと受
信アンテナの組み合わせでなる受信アンテナ毎の受信の
経路又はその組み合わせを「チャネル」という。）、且
つ各チャネルのディジタル信号を三角波信号の登り（立
ち上がり）と下り（立ち下がり）の各区間毎に論理的に
異なるメモリ領域に分けて記録する。つまり、送信のス
イッチ１３と受信側スイッチ１６を切り替えながら送受
信を行い、各送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）
と各受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の組み合
わせを一巡する動作を繰り返し、各組み合わせ別の受信
信号をＦＭ変調波信号の三角波信号の立ち上がりと立ち
下がり区間別にメモリ１９に記憶する。
【００３１】フーリエ変換器２０は、メモリ１９に全て
のデータが格納された後、三角波信号の立ち上がり及び
立ち下がり区間別、チャネル別にメモリ１９に記録され
たディジタル信号を読み出し、チャネル毎（送信アンテ
ナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ
１、ＲＸ２、ＲＸ３）組み合わせ毎）のデータ（時間軸
データ）を時間軸方向にフーリエ変換を行い周波数成分
のデータを出力を出力するとともに、次にフーリエ変換
後のデータについてチャネル間（送信アンテナ（ＴＸ
１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ
２、ＲＸ３）組み合わせ間）方向、つまり、空間軸方向
（距離方向ｄｔｒ）についてフーリエ変換（フーリエ逆
変換）を行い、方位情報のデータを出力する。
【００３２】距離検出部２１は、フーリエ変換器２０に
よる時間（ｔ）についてのフーリエ変換の結果により時
間領域のビート信号を周波数領域の信号とし、その振幅
の絶対値がピークとなる周波数（ビート周波数ｆｂ）を
求めることにより、反射物体（目標物体）までの距離情
報を求める。
【００３３】速度検出部２２は、フーリエ変換器２０に
よる時間（ｔ）についてのフーリエ変換の結果により、
ドップラシフト周波数ｆｄを求めることにより相対速度
を算出して出力する。
【００３４】方位検出部２３は、フーリエ変換器２０に
よる受信信号の時間軸方向のフーリエ変換の結果につい
て、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信ア
ンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の空間軸方向（距離
方向ｄｔｒ）にフーリエ変換を行い、その結果の振幅の
絶対値がピークとなる値（方位の正弦）を求め、そのＳ
ｉｎ−１の演算を行うことにより方位を算出して出力す
る。また、方位検出部２３では、算出した方位の情報に
対し、速度検出部２２によって検出した相対速度によっ
て方位検出部２２の出力の補正を行うことにより、反射
物体の方位を補償し、正しい方位の情報を出力する。
（動作の説明）次に、本実施の形態の動作について図２
〜図５を参照して説明する。三角波発生器１０は図２に
示す三角波信号を出力し、電圧制御発振器１１は発振周
波数が該三角波信号により周波数変調（ＦＭ変調）さ
れ、周波数変調波信号が送信信号として分配器１２に出
力される。この送信信号は方向性結合器等でなる分配器
１２によって、送信側スイッチ１３と混合器１７とに分
配され、送信側スイッチ１３に分配された送信信号は、
送信アンテナ１４の個々の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ
２、ＴＸ３）に順次切り替え供給され、送信アンテナ１
４から電波が探知方向に放射される。
【００３５】探知方向に反射物体があると放射された電
波は当該反射物体で反射され、受信アンテナ１５で受信
される。受信アンテナ１５の個々の受信アンテナ（ＲＸ
１、ＲＸ２、ＲＸ３）は受信側スイッチ１６の複数の入
力端子に接続されており、各受信信号は受信側スイッチ
１６の切り替えにより単一の出力端子から１系統の時系
列信号として出力され受信機１７の混合器１７２に入力
する。
【００３６】混合器１７２は、受信側スイッチ１６から
入力する１系列の受信信号を一方の入力とし、分配器１
２から分岐出力されている送信信号である周波数変調信
号を他方の入力とし、両信号を混合（乗算）してビート
信号を出力する。
【００３７】混合器１７２から出力されるビート信号の
周波数成分及び位相等は３つの要因により決定される。
つまり、第１は送信アンテナと受信アンテナの間の電波
伝搬の遅延時間、第２は送信及び受信アンテナと反射物
体との相対速度、第３は送信アンテナ及び受信アンテナ
の切り換えによる位相差である。
【００３８】図３は、走査型ＦＭＣＷレーダの受信信号
の遅延とビート周波数との関係を示す図である。走査型
ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロの時に
おける特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の
関係を示すもので、図３（ａ）は送信信号と受信信号の
周波数の変化を、図３（ｂ）はビート周波数の変化をそ
れぞれ示している。
【００３９】送信信号の周波数は図３（ａ）に示すよう
に三角波状に変化する。ここで、ｆｏは送信信号の中心
周波数、Δｆは変調周波数幅、Ｔは周波数変調の周期を
示す。一方、受信信号は、送信アンテナから反射物体ま
での距離を往復する時間だけ遅れるので、図３（ａ）に
示すように受信周波数は往復時間の遅れにより、周波数
ｆｂだけ低い状態から送信周波数と同一の周波数変化で
立ち上がる。
【００４０】従って送信信号と受信信号とのビート信号
の周波数は、図３（ｂ）に示すように所定期間一定値ｆ
ｂを示す。この周波数ｆｂは第１の要因である受信信号
の送信信号に対する遅れに比例し、送受信アンテナから
反射物体までの距離の２倍に比例する。
【００４１】つまり、ビート信号の周波数ｆｂは、アン
テナと反射物体との間の距離Ｒ及びＦＭ変調の変調周波
数幅Δｆにより次式（１）で表される。
【００４２】 ｆｂ＝４・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ） （１） また、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信
アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の切り替えによる
送受信アンテナの各組み合わせの切り替え（サンプリン
グ）の時間差によって位相差が生じる。
【００４３】この位相差は、次式（２）で表される。 ｛４Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・（ｎ−１）Ｔ （２） 従って、周波数ｆｂを複素表示で表すと、（１）、
（２）式より、 ｅｘｐ｛−ｊ２π・４Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・｛ｔ−（ｎ−１）Ｔ｝ （３） となる。
【００４４】次に、反射物体との間の相対速度がゼロで
ない時は、ビート信号の周波数は、反射物体までの距離
に対応した受信信号の遅れによる変化に加えて、第２の
要因であるドップラ効果による周波数の変化が生じる。
【００４５】図４は、走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体
の間の相対速度がゼロでない時における特定のチャネル
の送信信号と受信信号の周波数の関係を示す図であり、
図４（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化を示
し、図４（ｂ）はビート周波数の変化を示している。相
対速度がゼロでない時のドップラ効果による受信信号の
周波数の変化は、反射物体との相対速度が近づく方向に
増加するほど受信信号の周波数は増加し、同様に相対速
度が減少するほど受信信号の周波数は減少する。
【００４６】従って、三角波状に周波数変調されている
送信信号の周波数が増加する区間では、受信信号の周波
数は送信信号の伝搬遅延により遅れて増加するととも
に、相対速度が増加すると受信信号の周波数は増加する
ため、図４（ａ）に示すように、送信信号の周波数と受
信信号の周波数との差であるビート周波数は、相対速度
がゼロの時に比べてドップラ効果による周波数の変化分
ｆｄだけ小さくなる。また、周波数変調されている送信
信号の周波数が減少する区間では、受信信号の周波数は
送信信号の伝搬遅延により遅れて減少するとともに、相
対速度が増加するとドップラ効果のため受信信号の周波
数は増加するため、前記ビート周波数は相対速度がゼロ
の時に比べて変化分ｆｄだけ大きくなる。
【００４７】即ち、ビート信号の周波数は、図４（ｂ）
に示すように、反射物体までの距離によって定まるビー
ト信号の周波数ｆｂに対して、ＦＭ変調の周波数が増加
する区間でドップラシフト周波数ｆｄだけ減少し、ＦＭ
変調の周波数が減少する区間で同周波数ｆｄだけ増加す
る。
【００４８】ドップラシフト周波数ｆｄは、反射物体の
相対速度をｖとすると反射物体との間の相対速度ｖによ
り次式（４）で表される。 ｆｄ＝（２ｆｏ／ｃ）・ｖ （４） 従って、ドップラシフト周波数ｆｄを複素表示で表す
と、 ｅｘｐ（−ｊ２π・２ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔ （５） となる。
【００４９】次に、ドップラ効果により生じる方位の誤
差の補正について説明する。図５は、送信アンテナ及び
受信アンテナ間の送受信信号の位相関係を示す図であ
り、図５（ａ）は３個の送信アンテナ及び受信アンテナ
からなるアンテナ配列例とその等価的なアンテナ配列を
示し、図５（ｂ）は各受信アンテナにおける受信信号の
位相を示し、図５（ｃ）はドップラ効果により生じる方
位の誤差を示す図である。
【００５０】図５（ａ）に示すように実際の送信アンテ
ナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）の間隔をｄ、受信アンテ
ナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の間隔を３ｄ、隣接する
送信アンテナと受信アンテナの間隔をｄｔｒｏとする
と、このアンテナ配列は単一の送信アンテナＴＸと、該
送信アンテナＴＸから間隔ｄｔｒｏ離れた位置から順次
ｄ間隔で配列、つまり該送信アンテナＴＸからｄｔｒ＝
ｄｔｒｏ＋（ｎ−１）ｄの間隔で配列された９個（３×
３）の受信アンテナＲＸｎ（ｎ＝１、２…９）と等価と
なる。本実施の形態の複数の送信アンテナと複数の受信
アンテナは、一般的には、その組み合わせでできる間隔
（ｄｔｒ）が、最小の間隔（ｄｔｒｏ）に所定の長さ
（ｄ）の整数倍を加算した間隔になるように配置され、
上記複数のアンテナと複数の受信アンテナの切り換え順
序は、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順
序又は小さい順序の何れかとなるように行われるものと
する。
【００５１】複数の受信アンテナの配列面に直角の方向
を方位０として、反射物体からの受信信号の方位をθと
し、送信アンテナの送信信号の位相とｎ番目の受信アン
テナ（ＴＸｎ）の受信信号の位相の位相差φｎは、図５
（ｂ）に示すように送信アンテナからｎ番目の受信アン
テナまでの距離をｄｔｒ、送受信信号の波長をλ（＝ｃ
／ｆｏ）とすると、 φｎ＝ｄｔｒ・Ｓｉｎθ／λ＝（ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ （６） と表すことができる。従って、受信信号の位相差φｎを
複素表示により表すと、 ｅｘｐ｛（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ｝ （７） となる。
【００５２】以上説明したことから分かるように、ｎ番
目の受信アンテナで受信され、混合器１７で送信信号と
混合した結果出力されるビート信号をＸｎ（ｔ）とし
て、Ｘｎ（ｔ）を複素表示により表すと、（１）、
（５）、（７）式により、ＦＭ変調波の変調信号である
三角波信号の立ち上がりでは次式（８）で表される。 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ｛−ｊ８π・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・｛ｔ−（ｎ−１ ）Ｔ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ２π・ｆ ｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ｝ （８） また、同様にしてＦＭ変調波の変調信号である三角波信
号の立ち下がりでは、時間的な遅れを考慮して次式
（９）で表される。
【００５３】 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［｛−ｊ８π・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・（ｎＴ−ｔ） ］・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ２π・ｆｏ・ Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ｝ （９） ここで、 Δｆ：変調周波数幅、Ｒ：目標までの距離、 Ｔ：三角波の周期、ｃ：電波の伝播速度、ｎ：三角波の
番号（ｎ番目の三角波）、ｔ：時間、 ｆｏ：中心周波数、ｖ：反射物体（目標物体）との相対
速度、 θ：目標の方位、 ｄｔｒ：送信アンテナと受信アンテナの間隔、である。
【００５４】更に、反射物体との相対速度がゼロでない
場合、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信
アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の切り替えによる
送受信アンテナの各組み合わせによる切り換えの時間差
とドップラ周波数の影響により方位の算出で生じる誤差
の補正について説明する。
【００５５】図５（ａ）に示す等価的なアンテナ配列に
おける９個の受信アンテナのうちｎ番目の受信アンテナ
における時刻をｔｎとすると、ｔｎ＝ｔ−（ｎ−１）Ｔ
とすることができ、ｔ＝ｔｎ＋（ｎ−１）Ｔを（８）式
に代入すると、（８）式は、 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［｛−ｊ８π・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・
ｃ）｝・ｔｎ］・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ
・ｔｎ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ（ｎ−
１）Ｔ｝・ｅｘｐ（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・
ｄｔｒ つまり、 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［−ｊ２π｛４Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）−（２ｆｏ・ｖ／ ｃ）｝・ｔｎ］・ｅｘｐ［（−ｊ２π・ｆｏ／ｃ）｛２ｖ（ｎ−１）Ｔ＋Ｓｉｎ θ・ｄｔｒ｝］ （１０） となる。
【００５６】前記送信アンテナとｎ番目の受信アンテナ
との距離ｄｔｒは、図５（ａ）の等価的なアンテナ配列
から分かるように。 ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏ であるから、 ｎ−１＝（ｄｔｒ−ｄｔｒｏ）／ｄ として、（１０）式に代入すると、 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［−ｊ２π｛４・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）−２・ｆｏ・ｖ ／ｃ｝・ｔｎ］・ｅｘｐ［（−ｊ２π・ｆｏ／ｃ）｛（２ｖＴ／ｄ＋Ｓｉｎθ） ・ｄｔｒ−（２ｖ・Ｔ／ｄ）・ｄｔｒｏ｝］ （１１） となる。ここで、（１）式、（４）式により、 ４Δｆ・Ｒ／Ｔｃ＝ｆｂ ２ｆｏ・ｖ／ｃ＝ｆｄ である。
【００５７】また、図５（ｃ）に示すように、真の方位
をθ、計算上の方位をθ’とすると、 Ｓｉｎθ＝φｎ・ｃ／（ｆｏ・ｄ） Ｓｉｎθ’＝（φｎ＋２ｆｏ・ｖ・Ｔ／ｃ）・ｃ／（ｆｏ・ｄ） ＝φｎ・ｃ／（ｆｏ・ｄ）＋２ｖ・Ｔ／ｄ つまり、 Ｓｉｎθ’＝Ｓｉｎθ＋２・ｖ・Ｔ／ｄ （１２） であるから、（１１）式は、 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ｛（−ｊ２π（ｆｂ−ｆｄ）・ｔｎ）｝・ｅｘｐ｛（− ｊ２π・ｆｏ／ｃ）・Ｓｉｎθ’・ｄｔｒ−（２ｖ・Ｔ／ｄ）・ｄｔｒｏ｝ （１３） となる。
【００５８】次に、（９）式の場合は、同様にｔ＝ｔｎ
＋（ｎ−１）Ｔにより、ｎＴ−ｔ＝Ｔ−ｔｎを代入し
て、 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［｛−ｊ８π・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・（−ｔｎ＋Ｔ ）］・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔｎ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆ ｏ／ｃ）・ｖ（ｎ−１）Ｔ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄ ｔｒ｝ （１４） となる。そして（８）式の場合と同様に、 ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏ であるから、（１４）式は、 Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［−ｊ２π｛−（ｆｂ＋ｆｄ）・ｔｎ＋ｆｂ・Ｔ｝］・ ｅｘｐ［（−ｊ２π・ｆｏ／ｃ）・｛Ｓｉｎθ’・ｄｔｒ−（２ｖ・Ｔ／ｄ）・ ｄｔｒｏ｝］ （１５） となる。
【００５９】以上のように本発明の走査型ＦＭＣＷレー
ダの等価的な各受信アンテナに対応する混合器１７から
得られるビート信号は（１３）、（１５）式により表さ
れる。従って、混合器１７から得られる等価的な受信ア
ンテナ毎のビート信号のデータをフーリエ変換による信
号処理を行うことにより反射物体に関する位置（反射物
体までの距離）、方位、相対速度の情報を算出すること
が可能である。
【００６０】つまり、上記（１３）式を時間ｔについて
フーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数を
求めることによりビート周波数ｆｂが検出できる。この
周波数ｆｂはアンテナから反射物体までの距離に比例す
るから、周波数ｆｂに基づき目標物までの距離を算出す
ることができる。
【００６１】また、（１３）式を時間ｔｎについてフー
リエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数（ｆｂ
−ｆｄ）を求め、また、（１５）式を時間ｔについてフ
ーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数（ｆ
ｂ＋ｆｄ）を求め、両周波数の差の１／２を算出するこ
とにより周波数ｆｄを検出する。この周波数ｆｄはドッ
プラ周波数であり、これから反射物体までの相対速度を
算出することができる。
【００６２】更に、反射物体との相対速度がゼロの場合
は、（１５）式のｄｔｒについてフーリエ変換を行い、
振幅の絶対値がピークとなるところの方位角の正弦の値
Ｓｉｎθ’を求める。ここで、Ｓｉｎθ’＝２ｖＴ／ｄ
＋Ｓｉｎθであるから、θ＝Ｓｉｎ−１（Ｓｉｎθ’−
２ｖ・Ｔ／ｄ）のように方位角の補正の演算を行うこと
により、反射物体の真の方位θを算出することができ
る。
【００６３】以上の処理においては、混合器１７からの
ビート信号をＡＤ変換し、メモリに送受信アンテナの切
り換えに同期して等価的な受信アンテナ毎に、周波数変
調信号の立ち上がりと立ち下がり別に時系列に記憶し、
記憶したデータを時系列に読み出し時間領域のデータと
し、フーリエ変換器で時間軸方向にフーリエ変換して周
波数領域のデータとし、距離検出部２１で距離情報を、
速度検出部２２速度情報を求め、更に周波数領域のデー
タを空間軸方向にフーリエ変換して方位検出部２３で反
射物体の方位情報を算出するように構成しているが、こ
のような演算は、これを行うプロセッサとしてシングル
チップマイコンを使用して実現することが可能である。
【００６４】（第２の実施の形態）図６は、本発明の第
２の実施の形態の構成を示す図である。本実施の形態
は、制御部１及び送受信部２の構成は第１の実施の形態
と同様であるが、信号処理部３の構成において、第１及
び第２のフーリエ変換器を用いたフーリエ変換の構成と
し、方位検出に関して第１のフーリエ変換器２０の出力
の位相を補正する位相補正部２４と、位相補正部２４の
出力のフーリエ変換を行う第２のフーリエ変換器２５を
設けその結果により真の方位を検出する方位検出部２３
を設けて構成する。
【００６５】本実施の形態では、受信機１７のミキサ１
７２からのビート信号はＡ／Ｄ変換器１８でＡＤ変換さ
れ、ＡＤ変換された信号は三角波信号の登りと下りの区
間に分けてチャネル毎にメモリ１９に記憶される。この
処理は送信側スイッチ１３と受信側スイッチ１６を切り
替えながら行い、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ
３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の組み
合わせが一巡するまで繰り返してメモリ１９に記憶され
る。
【００６６】メモリ１９に全てのデータが格納された
後、第１のフーリエ変換器２０によって時間ｔについて
フーリエ変換を行う。この第１のフーリエ変換の結果の
振幅の絶対値がピークとなるビート周波数を求めること
により、距離検出部２１によって反射物体までの距離を
求め、速度検出部２２によって相対速度を求めることに
より、距離と相対速度情報を出力する。
【００６７】位相補正部２４では第１のフーリエ変換器
２０でフーリエ変換した結果を速度検出部２２によって
検出した相対速度情報によって位相補正を行い、第２の
フーリエ変換器２５によって空間軸方向（送信アンテナ
と受信アンテナの距離方向ｄｔｒ）についてフーリエ変
換を行う。
【００６８】方位検出部２３は第２のフーリエ変換（２
５）の結果の振幅の絶対値がピークとなる方位の正接を
求め、速度検出部２２によって検出した相対速度情報に
よって前記方位に対する補正を行うことにより、反射物
体の方位情報を出力する。
【００６９】より具体的には、本実施の形態では、上記
（１３）、（１５）式において、ｔｎについて第１のフ
ーリエ変換を行い、その結果に対してｅｘｐ｛−ｊ２π
（ｆｏ／ｃ）２ｖ（ｎ−１）・Ｔ｝を乗算して補正を行
い、更に距離方向ｄｔｒについて第２のフーリエ変換を
行うことによりＳｉｎθを求める。なお、この場合には
ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏという条件は必ずしも
必要としないという特徴を有する。
【００７０】（他の実施の形態）以上説明した実施の形
態では、送信アンテナ及び受信アンテナの切り換え方法
として、複数の送信アンテナの各々の送信期間を三角波
信号の１周期に同期して１巡するまで順次切り換え、そ
の１巡する切り換え期間の間に１つの受信アンテナの受
信を継続する動作を受信アンテナの個数だけ繰り返す切
り換え制御を行う例、つまり、ＦＭ信号の三角波信号は
登りと下りのを持ち、前記複数の送信アンテナと前記複
数の受信アンテナの切り替えによってできる送信アンテ
ナと受信アンテナとの組み合わせは、前記三角波信号の
周期に同期して切り替えられ、前記複数の送信アンテナ
から時分割で電波を送信し、前記複数の送信アンテナで
反射波を時分割で受信するようにした例により説明した
が、１つの送信アンテナの送信期間を三角波信号の２周
期以上とし、複数の受信アンテナの受信を対応して２順
以上とするような切り換え方法を採用することが可能で
あり、また、三角波信号の１周期又は数周期単位で送信
アンテナと受信アンテナの組み合わせを順次切り換える
ような切り換え方法を採用することも可能である。
【００７１】更に、方位の算出においては、重み付け重
心処理を行うことにより算出することも可能である。つ
まり、反射物体からの受信信号を時間（ｔ）についてフ
ーリエ変換したチャネル毎の複素スペクトラム信号に対
して空間軸方向にフーリエ逆変換し、フーリエ逆変換の
結果の振幅の絶対値の重み付け重心処理によって方位の
正弦（ｓｉｎθ）を求めてＳｉｎ−１の演算を行うこと
により方位情報を出力するように構成することができ
る。ここで重み付け重心処理は、空間軸方向のフーリエ
逆変換の結果の個数がｎ個であるとし、１番目からｎ番
目までのｓｉｎθをそれぞれｓｉｎθ１、ｓｉｎθ２、
ｓｉｎθ３、…、ｓｉｎθｎとし、それぞれの対応する
フーリエ変換の結果の値をそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ３、
…、Ａｎとすると、次式のｓｉｎθを求め、そのθを算
出する処理である。 ｓｉｎθ＝（ｓｉｎθ１×Ａ１＋ｓｉｎθ２×Ａ２＋ｓ
ｉｎθ３×Ａ３＋…＋ｓｉｎθｎ×Ａｎ）／（Ａ１＋Ａ
２＋Ａ３＋…＋Ａｎ）
【００７２】
【発明の効果】本発明によれば、三角波信号により周波
数変調（ＦＭ変調）した送受信信号を前記三角波信号に
同期するタイミングで送信アンテナ及び受信アンテナに
より切り替えて送受信することにより、受信信号をディ
ジタル処理するためサンプリング周波数をビート信号に
含まれる必要とする最大の周波数の２倍程度にすること
ができるから、受信アンテナからＡ／Ｄ変換器までの間
の受信機の通過帯域を制限することが可能であり、高周
波の受信増幅器、混合器及びビート信号の増幅器等の帯
域を狭くすることができ、該受信機の簡略化、小型化、
コスト低減及び受信感度の向上を可能とする。更に、ビ
ート信号のディジタル信号処理段階でのサンプリング周
波数を低く設定することが可能であるから、高速のＡ／
Ｄ変換器を使用する必要がないので、走査型ＦＭＣＷレ
ーダを構成する場合の装置構成が容易であり、格段の小
型化と低価格化が可能となる。
【００７３】また、本発明によれば、ドップラ周波数を
求め、検出した目標の方位角度を補正することが可能で
あり、送受信アンテナの切り替えを三角波信号に同期し
て行えるため、受信帯域幅をビート信号の所望の最大周
波数（略ビート周波数）範囲程度に小さくすることがで
き、受信感度を向上することができる。
【００７４】本発明は限られたアンテナ配置スペースに
複数の送信及び受信アンテナを近接配置し、広い範囲の
多数のアレイアンテナを等価的に実現することが可能で
あり、アンテナの切り換え制御もＦＭ変調用の三角波信
号に同期し、切り換え制御が容易であり、先行車両や後
方車両及び障害物等の探知に適し、衝突防止用等、車載
用の電子走査型ＦＭＣＷレーダとして好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切
り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダの第１の実施の形
態を示す図である。
【図２】 ３個の送信及び受信アンテナを使用した場合
のアンテナ切り換え方法を示す図である。
【図３】 走査型ＦＭＣＷレーダの受信信号の遅延とビ
ート周波数との関係を示す図であり、図３（ａ）は送信
信号と受信信号の周波数の変化、図３（ｂ）はビート周
波数の変化を示す。
【図４】 走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対
速度がゼロでない時における特定のチャネルの送信信号
と受信信号の周波数の関係を示す図であり、図４（ａ）
は送信信号と受信信号の周波数の変化、図４（ｂ）はビ
ート周波数の変化を示す。
【図５】 送信アンテナ及び受信アンテナ間の送受信信
号の位相関係を示す図であり、図５（ａ）は３個の送信
アンテナ及び受信アンテナからなるアンテナ配列例とそ
の等価的なアンテナ配列、図５（ｂ）は各受信アンテナ
における受信信号の位相、図５（ｃ）はドップラ効果に
より生じる方位の誤差を示す図である。
【図６】 本発明の第２の実施の形態を示す図である。
【図７】 従来のホログラフィックレーダの基本構成を
示す図である。
【図８】 ホログラフィック方位解像法における送信ア
ンテナと受信アンテナの送受信のタイミングチャートを
示す図である。
【符号の説明】
１ 制御部 ２ 送受信部 ３ 信号処理部 １１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １２ 分配器 １３ 送信側スイッチ １４ 送信アンテナ １５ 受信アンテナ １６ 受信側スイッチ １７ 受信機 １７１ 増幅器 １７２ 混合器（ミキサ） １８ Ａ／Ｄ変換器 １９ メモリ ２０ フーリエ変換器 ２１ 距離検出部 ２２ 速度検出部 ２３ 方位検出部 ２４ 位相補正部 ２５ 第２のフーリエ変換器
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J070 AB19 AC02 AC06 AC13 AD05 AH31 AH35 AJ13

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数の送信アンテナと複数の受信アンテ
    ナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数
    変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレ
    ーダのアンテナ切り換え方法において、 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り替えタ
    イミングを前記三角波信号に同期させることを特徴とす
    る走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法。
  2. 【請求項２】 複数の送信アンテナと複数の受信アンテ
    ナは、組み合わせでできる間隔のうち最小の間隔に所定
    の長さの整数倍を加算した間隔になるように配置され、
    上記複数のアンテナと複数の受信アンテナの切り換え順
    序は、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順
    序又は小さい順序の何れかとなるように行われることを
    特徴とする請求項１記載の走査型ＦＭＣＷレーダのアン
    テナ切り換え方法。
  3. 【請求項３】 前記複数の送信アンテナは、前記三角波
    信号の周期で前記周波数変調信号を順次切り換えて送信
    し、前記複数の受信アンテナは、前記三角波信号の周期
    の送信アンテナの個数倍の周期で順次切り替えて受信す
    ることを特徴とする請求項１又は２記載の走査型ＦＭＣ
    Ｗレーダのアンテナ切り換え方法。
  4. 【請求項４】 複数の受信アンテナから順次切り換えて
    受信した信号と送信側の周波数変調信号と乗算すること
    により、ビート信号を生成し、該ビート信号から距離情
    報、方位情報を算出することを特徴とする請求項１、２
    又は３記載の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え
    方法。
  5. 【請求項５】 複数の送信アンテナと複数の受信アンテ
    ナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数
    変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレ
    ーダにおいて、 複数の送信アンテナを切り換える送信側スイッチと、複
    数の受信アンテナを切り換える受信側スイッチと、前記
    送信側スイッチ及び受信側スイッチを前記三角波信号に
    同期して切り換える制御部と、複数の受信アンテナから
    順次切り換えて受信した信号を送信側の周波数変調信号
    と乗算してビート信号を生成する受信部と、前記ビート
    信号から距離情報又は方位情報を算出する信号処理部
    と、を備えることを特徴とする走査型ＦＭＣＷレーダ。
  6. 【請求項６】 前記制御部は、前記複数の送信アンテナ
    が前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次送
    信し、前記複数の受信アンテナが前記三角波信号の周期
    の送信アンテナの個数倍の周期で順次受信するように前
    記送信側スイッチ及び受信側スイッチの切り換えを制御
    すること特徴とする請求項４記載の走査型ＦＭＣＷレー
    ダ。
  7. 【請求項７】 前記信号処理部は、ビート信号をディジ
    タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信
    号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三
    角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに
    記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信ア
    ンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に
    時間軸に対してフーリエ変換を行って複素スペクトラム
    信号を求めるフーリエ変換器と、前記複素スペクトラム
    信号をもとに同一周波数成分について目標の方位情報を
    求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差
    の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出
    部と、を有することを特徴とする請求項５、６又は７記
    載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
  8. 【請求項８】 前記信号処理部は、前記ディジタル信号
    を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角
    波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記
    憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテ
    ナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を
    行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器
    と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の
    周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送
    信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周
    波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに
    目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを
    特徴とする請求項５、６又は７記載の走査型ＦＭＣＷレ
    ーダ。
  9. 【請求項９】 複数の送信アンテナと、前記複数の送信
    アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号
    を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給
    する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送
    信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナ
    と、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記
    三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受
    信側スイッチと、前記受信スイッチの出力を入力とする
    受信機と、受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ
    ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受
    信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り
    毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジ
    タル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ
    毎に、ディジタル信号を時間軸に対してフーリエ変換を
    行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器
    と、前記送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎
    に、同一周波数成分について、複素スペクトラム信号を
    もとに目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波
    数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情
    報の補正を行う方位算出部とを有することを特徴とする
    走査型ＦＭＣＷレーダ。
  10. 【請求項１０】 複数の送信アンテナと、前記複数の送
    信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信
    号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供
    給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから
    送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナ
    と、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記
    三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受
    信側スイッチと、前記受信スイッチの出力及び前記周波
    数変調信号を入力しビート信号成分を出力する受信機
    と、前記受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／
    Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信
    アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎
    に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル
    信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎
    に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラ
    ム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビ
    ート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素
    スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信ア
    ンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、
    前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求
    める方位算出部と、を有することを特徴とする走査型Ｆ
    ＭＣＷレーダ。
  11. 【請求項１１】 前記方位情報は、空間軸に対してフー
    リエ変換を行うことにより求めることを特徴とする請求
    項９又は１０記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
  12. 【請求項１２】 前記方位情報は、算出は重み付け重心
    処理を行うことにより求めることを特徴とする請求項９
    又は１０記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
  13. 【請求項１３】 前記複数の送信アンテナは、１つの受
    信アンテナが選択されているとき所定の順序に従って切
    り換えられることを特徴とする請求項９又は１０記載の
    走査型ＦＭＣＷレーダ。
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