JP3692640B2 - 酸素濃度センサの素子抵抗検出方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車載用エンジンの排気ガス中の酸素濃度を検出するための酸素濃度センサに係るものであって、当該酸素濃度センサの電圧電流の周波数特性を用いて素子抵抗を検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の車載用エンジンの空燃比制御においては、例えば制御精度を高めるといった要望やリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応すべく、エンジンに吸入される混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を広域に且つリニアに検出するリニア式空燃比センサ（酸素濃度センサ）が具体化されている。このような空燃比センサにおいて、その検出精度を維持するには同センサを活性状態に保つことが不可欠であり、一般にはセンサに付設されたヒータを通電制御することにより当該センサ素子を加熱して活性状態を維持するようにしている。
【０００３】
ところで、かかるヒータの通電制御においては、センサ素子の温度（素子温）を検出してその素子温が所望の活性化温度（例えば約７００℃）になるようにフィードバック制御を実施する技術が従来より開示されている。この場合、その時々の素子温を検出するには、素子に温度センサを付設しその検出結果から導き出すことも考えられるが、それでは温度センサを付加したりすることからコスト高となる。そこで、センサ素子の抵抗（素子抵抗）が素子温に対して所定の対応関係を有することを利用して素子抵抗を検出し、その検出された素子抵抗から素子温を導き出すことが提案されている。なお、素子抵抗の検出結果は、例えばセンサの劣化度合を判定すること等にも用いられる。
【０００４】
図４６は、従来より用いられている素子抵抗検出手順を説明するためのタイムチャートであり、これは限界電流式酸素濃度センサをエンジン制御用の空燃比センサとして用いる事例を示す。即ち、図４６の時間ｔ１１以前においては空燃比検出のための所定電圧（正の印加電圧Ｖpos ）がセンサ素子に印加され、その印加電圧Ｖpos に対応して出力されるセンサ電流Ｉpos から空燃比が求められる。また、時間ｔ１１〜ｔ１２では素子抵抗検出のための負の印加電圧Ｖneg が印加され、その時のセンサ電流Ｉneg が検出される。そして、負の印加電圧Ｖneg をその時のセンサ電流Ｉneg で除算することにより素子抵抗ＺＤＣが求められる（ＺＤＣ＝Ｖneg ／Ｉneg ）。上記手法は、一般的に空燃比センサの直流特性を用いた素子抵抗の検出法として知られている。
【０００５】
また、上記従来技術は直流電圧をセンサ素子に印加して素子抵抗（直流インピーダンス）を検出するものであるが、これに対して特公平４−２４６５７号公報には交流電圧をセンサ素子に印加して素子抵抗（交流インピーダンス）を検出する技術が開示されている。かかる技術では、空燃比センサに交流を連続的に印加し、センサ出力をＬＰＦ（ローパスフィルタ）に通して空燃比を検出すると共に、同じくセンサ出力をＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を通した後に平均化して交流インピーダンスを検出するようにしている。上記手法は、一般的に空燃比センサの交流特性を用いた素子抵抗の検出法として知られている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記いずれの従来技術においても、以下の如く問題を招く。
つまり、上述した直流インピーダンス法によれば、矩形波の負の印加電圧Ｖneg を印加した際のセンサ電流Ｉneg が図示の如く急峻に変動してしまい、精度良くセンサのピーク電流を検出することができず、センサ電流が安定するまで待たなければならないという問題を招く。このため、空燃比が検出できない期間が発生する。また、矩形電圧を印加した時のピーク電流が検出できないという問題は、交流特性を用いた素子抵抗の検出法においても起こりうる問題であった。
【０００７】
また、後者の交流インピーダンス法（特公平４−２４６５７号公報）によれば、センサ出力をＬＰＦに通して空燃比を検出するため、空燃比出力に位相遅れが発生すると共に、空燃比出力に交流ノイズが発生し易いという問題を生ずる。特にエンジン運転状態が過渡状態にある場合には上記問題が顕著であった。
【０００８】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、新規な手法により素子抵抗を精度良く検出し、さらにその検出時間を短縮することができる酸素濃度センサの素子抵抗検出方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサに印加した電圧を、所定の時定数を持たせて同センサの素子抵抗を検出するための電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出するようにしている。
【００１０】
つまり、素子抵抗検出時において、酸素濃度センサに印加する電圧を所定の時定数を持った波形にて変化させることにより急峻な電流ピークの発生が抑制できる。その結果、正確なセンサ電流値を計測することができ、ひいては、酸素濃度センサの素子抵抗を精度良く検出することが可能となる。この場合、請求項２に記載したように、酸素濃度の検出途中において素子抵抗を検出するための電圧変化を単発的に行わせることにより、素子抵抗検出に要する時間が短縮化される。これは例えば電圧変化の１波形にて電流の変化を計測し、その計測結果から素子抵抗が検出できることを意味する。
【００１１】
また、酸素濃度センサへの印加電圧を単発的に切り換えて素子抵抗を検出することにより、酸素濃度の検出精度に悪影響を及ぼすことはなく、例えば車載エンジンに適用した場合の過渡運転状態下においても排気ガス中の酸素濃度（空燃比）の検出精度を高レベルのまま維持できる。また、既述した特公平４−２４６５７号公報の交流インピーダンス法では、連続する交流成分の平均値から素子抵抗を検出するため、エンジンの過渡運転状態下においてその時々の素子抵抗を個々に検出することは不可能であったが、本発明では個々の波形から素子抵抗を検出できるため上記のような不都合を招くことはない。
【００１２】
請求項３に記載した発明では、素子抵抗の検出に際し、素子抵抗（インピーダンス）の周波数特性が一定となる範囲の任意の周波数に対して、該周波数に対応する時定数を持たせた電圧をセンサに印加するようにしている。より具体的には、請求項４に記載したように、素子抵抗の検出に際し、電圧変化の時定数が１５９μｓ以下となるように設定している。この１５９μｓの時定数は、カットオフ周波数を１ｋＨｚ以上に設定することと同意である。これは、ジルコニア等の固体電解質を用いた限界電流式酸素濃度センサや積層型酸素濃度センサのインピーダンス特性が電圧の周波数１ｋＨｚ以上の領域で安定するためである。なお、より安定した特性を得るには、時定数を３２μｓ〜５３μｓの範囲（周波数＝３ｋＨｚ〜５ｋＨｚの範囲）に限定するのが望ましい。
【００１３】
また、素子抵抗の検出に際しては、請求項５に記載したように、酸素濃度検出のためにセンサに印加している電圧に対して電圧を正負いずれか片側に変化させ、その際の電圧変化とそれに伴う電流変化とから素子抵抗を検出する方法、或いは、請求項６に記載したように、酸素濃度検出のためにセンサに印加している電圧に対して電圧を正負両側に変化させ、その際の正負いずれか片側への電圧変化とそれに伴う電流変化とから素子抵抗を検出する方法がある。
【００１４】
請求項７に記載の発明では、酸素濃度センサの出力電流が電流検出可能域（以下、本明細書の記載では、これをダイナミックレンジと呼ぶこととする）内における所定値以上の時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、出力電流が前記所定値以下の時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにしている。
【００１５】
つまり、前記請求項５や請求項６で記述したように、正負いずれか片側への電圧変化とそれに伴なう電流変化とからセンサの素子抵抗を検出する場合、ダイナミックレンジから外れる方向に電圧を変化させたのでは、出力電流に誤差が生じ、素子抵抗を正確に検出することができない。これに対して上記構成によれば、ダイナミックレンジから外れることなくセンサの出力電流が検出でき、素子抵抗を正確に検出することができる。
【００１６】
ここで望ましくは、請求項８に記載したように、電流検出可能域（ダイナミックレンジ）内で酸素濃度センサの出力電流を判定する所定値を、当該電流検出可能域内における略中央値に設定するとよい（例えば、図１７及び図１８中のＩｐｏのように設定するとよい）。
【００１７】
さらに、一般には空燃比センサとして使用されるこの種の酸素濃度センサ（限界電流式酸素濃度センサや積層型酸素濃度センサ）では、印加電圧とそれに対応する出力電流とが略比例関係を有し、且つ空燃比がリーンであれば正側に、空燃比がリッチであれば負側に電流値が変化する（限界電流式酸素濃度センサの場合には、図３の特性線Ｌ１参照）。そこで、請求項９に記載した発明では、空燃比がリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、空燃比がリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにしている。この場合、予め設定されている検出回路のダイナミックレンジ内において、当該レンジ内側への電流変化を用いて素子抵抗を検出することになり、レンジ外への電流変化を検出してその精度を悪化させることはない。また、ダイナミックレンジを最小限に設定することができるという効果もある（設計上、ダイナミックレンジを狭い領域で設定でき、検出回路を高精度化できる）。
【００１８】
また、請求項１０に記載の発明では、素子抵抗の検出に際し、酸素濃度検出のためにセンサに印加している電圧に対して電圧を正負両側に変化させ、その際の正負両側の電圧変化とそれに伴う電流変化とから素子抵抗を検出するようにしている。この場合、上記請求項５や請求項６に記載の発明に比べてより一層の検出誤差軽減を図ることができる。
【００１９】
さらに、請求項１１に記載の発明では、素子抵抗の検出に際してセンサへの印加電圧を正負両側に変化させる場合において、センサ素子内を移動する電荷量が正負いずれの変化時にも略同一量となるように電圧波形を設定している。かかる場合、素子抵抗の検出が終了した際においてセンサ電流の収束を早めることができるという効果が得られる。
【００２０】
請求項１２に記載の発明では、酸素濃度センサの素子抵抗を検出する時の電圧変化量を、前回検出時の素子抵抗値の大きさに応じて設定するようにしている。つまり、例えば酸素濃度センサの素子温が低い場合（素子内部抵抗が大きい場合）には、電圧変化量を固定にしたままでセンサ出力電流を得ようとすると、その電流変化は微小値となり、素子抵抗の検出誤差を生じ易い。しかし、上記構成によれば上記のような不都合が解消される。具体的には、例えばセンサ素子温が低い場合には、電圧変化量を大きくするように修正すればよい。
【００２１】
請求項１３に記載の発明では、酸素濃度センサの素子抵抗を検出する時と、当該センサにより酸素濃度を検出する時とにおいて、前記酸素濃度センサに印加される電圧変化の時定数を切り替えるようにしている。即ち、既述してきたように、所定の時定数を持たせて電圧を変化させる場合、その時定数を固定したまま酸素濃度（空燃比）を検出しようとすると、酸素濃度（空燃比）の急変時において濃度検出のため電圧変化量が所望の値に制御できず、酸素濃度の真値が検出できないという問題が生ずる。そこで、本発明では、素子抵抗検出時と酸素濃度検出時とで電圧変化の時定数を変更するようにしている。このとき望ましくは、請求項１５に記載したように、酸素濃度検出時は、素子抵抗検出時よりも前記電圧変化の時定数を大きな値とするとよい。
【００２２】
請求項１３の具体的手法として、請求項１４に記載の発明では、酸素濃度センサの固体電解質層に接続される一対の端子にそれぞれ電圧変化の時定数が異なる２つの電圧印加手段を接続し、素子抵抗検出時と酸素濃度検出時とで前記２つの電圧印加手段を選択的に用いるようにしている。この場合、例えばスイッチ手段を設け当該スイッチのＯＮ／ＯＦＦにより時定数を変化させる場合（例えば、ＣＲ回路の抵抗値やコンデンサ容量を変化させる場合等）と比較して、スイッチのＯＮ抵抗やスイッチング時のノイズによる検出誤差を生じることはない。
【００２３】
また、請求項１６に記載の発明では、前記所定の時定数を持った電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記酸素濃度センサの素子抵抗を検出する第１の検出法と、前記酸素濃度センサへ電圧を供給する回路を瞬断し、該瞬断する前後の電圧及び電流変化の比から素子抵抗を検出する第２の検出法とを、前記センサの出力電流に応じて選択的に切り替えて実施するようにしている。
【００２４】
つまり、酸素濃度センサの電流検出域にダイナミックレンジが設定されている場合、ダイナミックレンジの最大値付近及び最小値付近では、既述のような電圧変化による素子抵抗検出法（第１の検出法）を用いると検出誤差が生じ易い。そこで、本請求項の発明では、酸素濃度センサの電圧供給回路を瞬断し、該瞬断する前後の電圧及び電流変化の比から素子抵抗を検出する、第２の検出法を併用する。この第２の検出法とは、回路瞬断時においてセンサの固体電解質層（例えばジルコニア素子）の内外両側の酸素分圧差に応じて発生する起電力出力を用いる手法であり、回路瞬断時にセンサ起電力が出力されることと、センサ出力電流が「０ｍＡ」になることとからその電圧変化及び電流変化が求められ素子抵抗が検出できる。この場合、センサ出力電流とダイナミックレンジとの関係に応じて前記第１及び第２の検出法を選択的に用いることにより、いかなる電流検出領域でも素子抵抗検出が可能となる。
【００２５】
請求項１６に記載の発明の具体的な手段として、請求項１７に記載の発明では、酸素濃度センサによる電流検出可能域（ダイナミックレンジ）内に少なくとも１つの判定値を設け、当該センサの出力電流が前記判定値よりも理論空燃比（ストイキ）側にある場合には前記第１の検出法を用い、それ以外の場合は前記第２の検出法を用いるようにしている。つまり、第２の検出法のように、回路瞬断時における起電力出力から電圧変化と電流変化とを検出する場合、理論空燃比付近では電流値変化が微小となり、素子抵抗の検出精度が悪化するおそれがある。これに対して上記構成によれば、理論空燃比付近で第１の検出法を優先的に用いることにより、検出精度を維持することができる。
【００２６】
因みに、ダイナミックレンジの中心値が理論空燃比に略一致する場合には、センサの出力電流が前記判定値よりも中央側にある時に前記第１の検出法を用い、それ以外の時に前記第２の検出法を用いるように構成してもよい。即ち、同ダイナミックレンジの最大値付近又は最小値付近では、その外側に電圧を変化させたのでは出力電流を正確に検出することはできない（このことは、前記請求項７〜９で記載した問題点と同意である）。そこで、同ダイナミックレンジ内において、判定値よりも中央側では電圧変化による手法（第１の検出法）により素子抵抗を検出する。また、第１の検出法による素子抵抗検出が困難となる領域（前記判定値の外側領域）では、第２の検出法に切り替えて素子抵抗を検出する。この場合、より広い電流検出領域で正確な素子抵抗検出が実現できることとなる。
【００２７】
このとき、請求項１８に記載したように、酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値を電流検出可能域（ダイナミックレンジ）の僅かに内側に設けたり、請求項１９に記載したように、同じく判定値を電流検出可能域（ダイナミックレンジ）の最大値よりも僅かに小さい所定値と、同電流検出可能域（ダイナミックレンジ）の最小値よりも僅かに大きい所定値としたりすることが望ましく、かかる場合には、第１の検出法の適用範囲をより広い範囲で確保することができる。
【００２８】
なお、上記請求項１７の記載と多少重複するが、ダイナミックレンジが電流値＝０ｍＡを跨ぐように設定され、抵抗検出直前の出力電流が少なくとも０ｍＡ付近である場合には、前記第１の検出法により素子抵抗を検出した方がよいことを重ねて記載しておく。これは、既述した通り第２の検出法では、回路瞬断前の電流値と０ｍＡとの差から電流変化を検出するため、電流変化量が微小値になり、検出誤差が生じ易くなるからである。
【００２９】
ところで、前記第１の検出法により検出される素子抵抗の特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗の特性とは、若干相違している場合があり、かかる場合において、両方の検出法を連続的に切り替えると、各検出法による素子抵抗検出値が不連続な数値となる。このとき、例えば検出された素子抵抗に基づいてセンサのヒータ制御等を実施する場合において、前記不連続な検出結果に起因して素子温が安定しないという問題が生じる。
【００３０】
そこで、請求項２０に記載の発明では、酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値に所定幅を持たせ、前記センサの出力電流が前記判定値の所定幅内にあれば、前記第１の検出法と前記第２の検出法とを共に実施し、両検出法による検出結果に基づいて素子抵抗を求めるようにしている。
【００３１】
請求項２０の発明の具体的な手段として、請求項２１に記載した発明では、前記第１の検出法による検出結果と前記第２の検出法による検出結果との比から補正係数を求め、その補正係数を用いて前記いずれかの検出法により検出された素子抵抗値を補正するようにしている。
【００３２】
また、請求項２２に記載の発明では、前記第１の検出法により検出される素子抵抗特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗特性とを予め求めておき、この両方の素子抵抗特性に基づいて前記第１の検出法による検出結果若しくは前記第２の検出法による検出結果のいずれかを補正するようにしている。
【００３３】
以上請求項２０〜２２の発明によれば、第１の検出法により検出される素子抵抗の特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗の特性とが相違していても、両検出法による検出結果の検出誤差が吸収され、その不連続性が解消できる。その結果、素子抵抗によるヒータ制御時にも素子温を安定状態で制御できることとなる。上記発明は、センサ個体間のバラツキや、耐久劣化等が生じた場合の補正手段としても有効である。
【００３４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を空燃比検出装置に具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。なお、本実施の形態における空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。以下の記載では、空燃比センサを用いた空燃比（Ａ／Ｆ）の検出手順、並びに同センサの交流特性を用いた素子抵抗検出手順を詳細に説明する。
【００３５】
図１は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。図１において、空燃比検出装置は酸素濃度センサとしての限界電流式空燃比センサ（以下、Ａ／Ｆセンサという）３０を備え、このＡ／Ｆセンサ３０は、エンジン１０のエンジン本体１１から延びる排気管１２に取り付けられている。Ａ／Ｆセンサ３０は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）２０から指令される電圧の印加に伴い、排気ガス中の酸素濃度に比例したリニアな空燃比検出信号を出力する。マイコン２０は、各種演算処理を実行するための周知のＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等により構成され、所定の制御プログラムに従い後述するバイアス制御回路４０及びヒータ制御回路２５を制御する。
【００３６】
図２は、Ａ／Ｆセンサ３０の概略を示す断面である。図２において、Ａ／Ｆセンサ３０は前記排気管１２の内部に向けて突設されており、同センサ３０は大別して、カバー３１、センサ本体３２及びヒータ３３から構成されている。カバー３１は断面コ字状をなし、その周壁にはカバー内外を連通する多数の小孔３１ａが形成されている。センサ本体３２は空燃比リーン領域における酸素濃度、若しくは空燃比リッチ領域における未燃ガス（ＣＯ，ＨＣ，Ｈ2 等）濃度に対応する限界電流を発生する。
【００３７】
センサ本体３２の構成について詳述する。センサ本体３２において、断面カップ状に形成された固体電解質層３４の外表面には、排気ガス側電極層３６が固着され、内表面には大気側電極層３７が固着されている。また、排気ガス側電極層３６の外側には、プラズマ溶射法等により拡散抵抗層３５が形成されている。固体電解質層３４は、ＺｒＯ2 、ＨｆＯ2 、ＴｈＯ2 、Ｂｉ2 Ｏ3 等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ2 Ｏ3 、Ｙｂ2 Ｏ3 等を安定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼結体からなり、拡散抵抗層３５は、アルミナ、マグネシャ、ケイ石質、スピネル、ムライト等の耐熱性無機物質からなる。排気ガス側電極層３６及び大気側電極層３７は共に、白金等の触媒活性の高い貴金属からなりその表面には多孔質の化学メッキ等が施されている。なお、排気ガス側電極層３６の面積及び厚さは、１０〜１００ｍｍ^2（平方ミリメートル）及び０．５〜２．０μｍ程度となっており、一方、大気側電極層３７の面積及び厚さは、１０ｍｍ^2（平方ミリメートル）以上及び０．５〜２．０μｍ程度となっている。
【００３８】
ヒータ３３は大気側電極層３７内に収容されており、その発熱エネルギによりセンサ本体３２（大気側電極層３７、固体電極質層３４、排気ガス側電極層３６及び拡散抵抗層３５）を加熱する。ヒータ３３は、センサ本体３２を活性化するに十分な発熱容量を有している。
【００３９】
上記構成のＡ／Ｆセンサ３０において、センサ本体３２は理論空燃比点よりリーン領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、酸素濃度に対応する限界電流は、排気ガス側電極層３６の面積、拡散抵抗層３５の厚さ、気孔率及び平均孔径により決定される。また、センサ本体３２は酸素濃度を直線的特性にて検出し得るものであるが、このセンサ本体３２を活性化するのに約６００℃以上の高温が必要とされると共に、同センサ本体３２の活性温度範囲が狭いため、エンジン１０の排気ガスのみによる加熱では活性領域を制御できない。そのため、本実施の形態では、ヒータ３３の加熱制御によりセンサ本体３２を活性化温度域にまで加熱する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の領域では、未燃ガスである一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ本体３２はＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。
【００４０】
センサ本体３２の電圧−電流特性について図３を用いて説明する。図３によれば、Ａ／Ｆセンサ３０の検出Ａ／Ｆに比例するセンサ本体３２の固体電解質層３４への流入電流と、同固体電解質層３４への印加電圧とがリニアな特性を有することが分かる。かかる場合、電圧軸Ｖに平行な直線部分がセンサ本体３２の限界電流を特定するものであって、この限界電流（センサ電流）の増減はＡ／Ｆの増減（即ち、リーン・リッチ）に対応している。つまり、Ａ／Ｆがリーン側になるほど限界電流は増大し、Ａ／Ｆがリッチ側になるほど限界電流は減少する。
【００４１】
また、この電圧−電流特性において電圧軸Ｖに平行な直線部分よりも小さい電圧域は抵抗支配域となっており、その抵抗支配域における一次直線部分の傾きは、センサ本体３２における固体電解質層３４の内部抵抗（これを素子抵抗という）により特定される。この素子抵抗は温度変化に伴い変化するため、センサ本体３２の温度が低下すると素子抵抗の増大により上記傾きが小さくなる。
【００４２】
一方、図１において、Ａ／Ｆセンサ３０に電圧を印加するためのバイアス指令信号（デジタル信号）Ｖｒはマイコン２０からＤ／Ａ変換器２１に入力され、同Ｄ／Ａ変換器２１にてアナログ信号Ｖｂに変換された後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２に入力される。そして、ＬＰＦ２２にてアナログ信号Ｖｂの高周波成分が除去された出力電圧Ｖｃは、Ａ／Ｆの検出電圧又は素子抵抗の検出電圧のいずれかをＡ／Ｆセンサ３０に印加するためのバイアス制御回路４０に入力される。このとき、Ａ／Ｆ検出用時には、前記図３の特性線Ｌ１を用いてその時のＡ／Ｆに対応した印加電圧Ｖｐが設定されるのに対し、素子抵抗検出時には、所定周波数信号よりなる単発的で且つ所定の時定数を持った電圧が印加される。
【００４３】
また、バイアス制御回路４０は、Ａ／Ｆセンサ３０への電圧の印加に伴い流れる電流値を電流検出回路５０にて検出し、当該電流検出回路５０にて検出された電流値のアナログ信号はＡ／Ｄ変換器２３を介してマイコン２０に入力される。バイアス制御回路４０の詳細な構成については後述する。Ａ／Ｆセンサ３０に付設されたヒータ３３は、ヒータ制御回路２５によりその作動が制御される。つまり、ヒータ制御回路２５は、Ａ／Ｆセンサ３０の素子温やヒータ温度に応じてバッテリ電源（図示しない）からヒータ３３に供給される電力をデューティ制御し、ヒータ３３の加熱制御を行う。
【００４４】
ここで、素子抵抗検出時にＡ／Ｆセンサ３０に印加される指令電圧の詳細を説明する。つまり、マイコン２０は、デジタル信号としてのバイアス指令信号Ｖｒを出力するが、このバイアス指令信号ＶｒはＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２を通過する際において、単発的で且つ所定の時定数を持った電圧（アナログ信号）に変換される。図４は、素子抵抗検出時におけるＤ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂと、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃとについてその信号波形の一例を示す。この場合、Ｄ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂは、時間ｔ１でその直前の印加電圧Ｖｐ（Ａ／Ｆ検出電圧）に対して「ΔＶ」だけ高い電圧値に切り換えられ、時間ｔ２でｔ１〜ｔ２の期間よりも短い、微少時間だけ前記印加電圧Ｖｐよりも低い電圧値に切り換えられる。そして、時間ｔ３で元の印加電圧Ｖｐに戻される。一方、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃは、所定の時定数を持たせることにより高周波成分が除去されたなまし信号となっている。
【００４５】
また、本実施の形態で言う所定の時定数を持った電圧とは単発的な周波数成分を含む信号であるが、以下のようにしてその周波数が決定される。
図５はＡ／Ｆセンサ３０の等価回路である。この等価回路において、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子の界面における粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵抗と電極界面容量である。
【００４６】
図６は、上記図５の如く表されるＡ／Ｆセンサ３０の複素インピーダンス特性を示す。同図において、横軸の「Ｚreal」は複素インピーダンスの実数部を、縦軸の「Ｚimaginary 」は虚数部を示しており、このとき、インピーダンスＺＡＣは、
ＺＡＣ＝Ｚreal＋ｊ・Ｚimaginary
にて表される。また、図６のＡ点は周波数１ｋＨｚでのインピーダンス特性を示しており、それより低周波であるとＡ点よりも右の特性となり、高周波であるとＡ点よりも左の特性となる。即ち、１ｋＨｚ付近ではＲｇとＲｉの合計値がインピーダンスとして検出されることとなる。
【００４７】
図７は、前記図６について横軸を周波数ｆに、縦軸をインピーダンスＺＡＣに変換したものである。同図７によれば、周波数１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚではインピーダンスＺＡＣが所定値（Ｒｇ＋Ｒｉ）に収束しているのが分かる。また、１０ＭＨｚ付近よりもさらに高周波側ではインピーダンスＺＡＣは減少し、前記（Ｒｇ＋Ｒｉ）よりも小さい所定値（Ｒｇ）に収束する。このことから、インピーダンスＺＡＣを安定した状態で精度良く検出するためには、同インピーダンスＺＡＣが周波数ｆによらず一定値となる１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ付近が望ましいことがわかる。本実施の形態では、周波数を１ｋＨｚとし、その波形の立ち上がり（前記図４の時間ｔ１〜ｔ２）を得るべく、ＬＰＦ２２により１５９μｓ程度の時定数を設定している。ここで、時定数の下限（周波数の上限）は、Ｄ／Ａ変換器２１やＡ／Ｄ変換器２３の処理能力によって制限されるだけであり、高速な回路を使うことにより時定数の下限を拡大させることができる。
【００４８】
こうした理由からＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧の切り換えに時には、マイコン２０は１ｋＨｚ程度の周波数成分を含むデジタル信号を出力し、そのデジタル信号はＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２の通過に際し、所定の時定数（１５９μｓ程度）が有する信号に変換される。なお、マイコン２０から出力される指令信号は矩形信号であるため、信号生成も容易に実現できる。
【００４９】
他方で、素子抵抗の検出電圧を再びＡ／Ｆの検出電圧に復帰させる際においてその電圧を直接、元の電圧に切り換えるようにすると、上記Ｃｉ，Ｃｆに蓄えられる電荷の影響からセンサ電流は電圧の復帰直後においてピーク電流を発生し、結果として元の電流値に収束するまでの時間が長くなる。そこで、本実施の形態では、素子抵抗の検出電圧を元の電圧に復帰させる際に、先の電圧変化時（前記図４の時間ｔ１〜ｔ２）とは逆方向の電圧を短時間印加して（前記図４の時間ｔ２〜ｔ３）、前記Ｃｉ，Ｃｆにおける電荷の放電を短時間で終了させ、センサ電流の安定時間をより短縮化するようにしている。この場合、印加電圧を片側に変化させた際にセンサ素子内を移動する電荷量と、同印加電圧を逆側に変化させた際にセンサ素子内を移動する電荷量とが一致するように電圧値が制御されるのが望ましく、そのためには印加電圧の変化に際して正負両側に相似形の電圧波形を与えるようにしてもよい。
【００５０】
次に、バイアス制御回路４０の構成を図８の電気回路図を用いて説明する。図８において、バイアス制御回路４０は大別して、基準電圧回路４４と、第１の電圧供給回路４５と、第２の電圧供給回路４７と、電流検出回路５０とを有する。基準電圧回路４４は、定電圧Ｖｃｃを分圧抵抗４４ａ，４４ｂにより分圧して一定の基準電圧Ｖａを生成する。
【００５１】
第１の電圧供給回路４５は電圧フォロア回路にて構成され、基準電圧回路４４の基準電圧Ｖａと同じ電圧ＶａをＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子４２に供給する（この端子４２は、前記図２の大気側電極層３７に接続される端子である）。より具体的には、正側入力端子が各分圧抵抗４４ａ，４４ｂの分圧点に接続されると共に負側入力端子がＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子に接続された演算増幅器４５ａと、演算増幅器４５ａの出力端子に一端が接続された抵抗４５ｂと、この抵抗４５ｂの他端にそれぞれベースが接続されたＮＰＮトランジスタ４５ｃ及びＰＮＰトランジスタ４５ｄとにより構成されている。ＮＰＮトランジスタ４５ｃのコレクタは定電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは電流検出回路５０を構成する電流検出抵抗５０ａを介してＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４５ｄのエミッタはＮＰＮトランジスタ４５ｃのエミッタに接続され、コレクタはアースされている。
【００５２】
第２の電圧供給回路４７も同様に電圧フォロア回路にて構成され、前記ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃと同じ電圧ＶｃをＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子４１に供給する（この端子４１は、前記図２の排気ガス側電極層３６に接続される端子４１である）。より具体的には、正側入力端子が前記ＬＰＦ２２の出力に接続されると共に負側入力端子がＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に接続された演算増幅器４７ａと、演算増幅器４７ａの出力端子に一端が接続された抵抗４７ｂと、この抵抗４７ｂの他端にそれぞれベースが接続されたＮＰＮトランジスタ４７ｃ及びＰＮＰトランジスタ４７ｄとにより構成されている。ＮＰＮトランジスタ４７ｃのコレクタは定電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは抵抗４７ｅを介してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４７ｄのエミッタはＮＰＮトランジスタ４７ｃのエミッタに接続され、コレクタはアースされている。
【００５３】
上記構成により、Ａ／Ｆセンサ３０の一方の端子には常時一定電圧Ｖａが供給される。そして、ＬＰＦ２２を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に一定電圧Ｖａよりも低い電圧Ｖｃが供給されると、当該Ａ／Ｆセンサ３０が正バイアスされる。また、ＬＰＦ２２を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に一定電圧Ｖａよりも高い電圧Ｖｃが供給されると、当該Ａ／Ｆセンサ３０が負バイアスされることになる。
【００５４】
次に、上記の如く構成される空燃比検出装置の作用を説明する。
図９は、本実施の形態における制御ルーチンを示すフローチャートであり、同ルーチンはマイコン２０への電力供給開始に伴い起動される。同図において、マイコン２０は、先ずステップ１００で前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔ１が経過したか否かを判別する。ここで、所定時間Ｔ１は、Ａ／Ｆの検出周期に相当する時間であって、例えば、Ｔ１＝２〜４ｍｓ程度に設定されるのが適当である。そして、前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔ１が経過していれば、マイコン２０はステップ１００を肯定判別してステップ１１０に進む。マイコン２０は、ステップ１１０で電流検出回路５０により検出されたセンサ電流Ｉｐ（限界電流値）を読み込むと共に、予めマイコン２０内のＲＯＭに記憶されている特性マップを用いてその時のセンサ電流Ｉｐに対応するエンジン１０のＡ／Ｆを検出する。このとき、マイコン２０は、図３の特性線Ｌ１を用いてその時のＡ／Ｆ検出結果に応じた印加電圧ＶｐをＡ／Ｆセンサ３０に印加しておく。
【００５５】
また、マイコン２０は、続くステップ１２０で前回の素子抵抗検出時から所定時間Ｔ２が経過したか否かを判別する。ここで、所定時間Ｔ２は、素子抵抗の検出周期に相当する時間であって、例えばエンジン運転状態に応じて選択的に設定される。本実施の形態では、Ａ／Ｆの変化が比較的小さい通常時（エンジンの定常運転時）にはＴ２＝２ｓ（秒）に、Ａ／Ｆの急変時（エンジンの過渡運転時）にはＴ２＝１２８ｍｓ（ミリ秒）に、というように設定される。そして、ステップ１２０が否定判別されれば、上記の如く所定時間Ｔ１の経過毎にＡ／Ｆが検出され、ステップ１２０が肯定判別されれば、ステップ１３０で素子抵抗が検出される。素子抵抗検出処理を図１０のサブルーチンを用いて説明する。
【００５６】
図１０において、マイコン２０は、先ずステップ１３１で現時点でのＡ／Ｆがリッチであるかリーンであるかを判別する。Ａ／Ｆ＝リーンであれば、マイコン２０は、ステップ１３２でそれまでの印加電圧Ｖｐ（Ａ／Ｆ検出電圧）に対して負側→正側の順に電圧を変化させ、Ａ／Ｆ＝リッチであれば、ステップ１３３でそれまでの印加電圧Ｖｐに対して正側→負側の順に電圧を変化させる（バイアス指令信号Ｖｒを操作する）。
【００５７】
そして、印加電圧の切り換え後において、マイコン２０は、ステップ１３４で電圧変化量ΔＶと電流検出回路５０により検出されたセンサ電流の変化量ΔＩとを読み取る。また、マイコン２０は、続くステップ１３５でΔＶ，ΔＩを用いて素子抵抗Ｒを算出し（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）、その後元のメインルーチンに戻る。
【００５８】
図１１の（ａ），（ｂ）は、Ａ／Ｆセンサ３０に印加される電圧（ＬＰＦ２２通過後の出力電圧Ｖｃ）の波形と、その電圧の印加に伴って流れるセンサ電流の波形とを示す。即ち、Ａ／Ｆがリーンの場合（Ａ／Ｆ＝１８の場合）、図１１の（ａ）に示すようにＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧が電圧変化量ΔＶだけ負側の電圧に切り換えられ、この電圧変化に対応する負側への電流変化が変化量ΔＩとして検出される。なお、図中の印加電圧＝ａ〔Ｖ〕，センサ電流＝ｂ〔Ａ〕は、図３の点ａ，ｂに相当する。また、Ａ／Ｆがリッチの場合（Ａ／Ｆ＝１３の場合）、図１１の（ｂ）に示すように、Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧が電圧変化量ΔＶだけ正側の電圧に切り換えられ、この電圧変化に対応する正側への電流変化が変化量ΔＩとして検出される。なお、図中の印加電圧＝ｃ〔Ｖ〕，センサ電流＝ｄ〔Ａ〕は、図３の点ｃ，ｄに相当する。
【００５９】
この場合、リーンであれば負側への電圧変化、リッチであれば正側への電圧変化からセンサ電流が求められるため、当該センサ電流が電流検出回路５０のダイナミックレンジ（図３参照）を超えることはない。
【００６０】
一方、上記の如く求められる素子抵抗Ｒは、素子温に対して図１２に示す関係を有する。即ち、素子温が小さくなるほど、素子抵抗Ｒが飛躍的に大きくなる関係を有する。同図において、素子抵抗Ｒ＝９０ΩはＡ／Ｆセンサ３０がある程度活性化している温度６００°に対応し、素子抵抗Ｒ＝３０ΩはＡ／Ｆセンサ３０が十分に活性化している温度７００℃に対応する。そして、ヒータ制御に際しては、前記算出した素子抵抗ＲとＡ／Ｆセンサ３０が十分に活性化していると思われる目標抵抗値（例えば３０Ω）との偏差をなくすために必要なヒータ３３の通電量が求められ、その通電がデューティ制御される。即ち、素子温フィードバック制御が実施される。
【００６１】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（ａ）本実施の形態では、Ａ／Ｆを検出するためにＡ／Ｆセンサ３０に印加した電圧を、所定の時定数を持たせて素子抵抗の検出電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とからＡ／Ｆセンサ３０の素子抵抗を検出するようにした。つまり、本構成によれば、素子抵抗の検出電圧への切り換え時において、従来の課題であった急峻な電流ピークの発生が抑制できる。その結果、正確なセンサ電流値を計測することができ、ひいては、Ａ／Ｆセンサ３０の素子抵抗を精度良く検出することが可能となる。この場合、Ａ／Ｆの検出途中において単発的な交流電圧により素子抵抗の検出を行うようにしたため、検出に要する時間が短縮化される。また、Ａ／Ｆの検出精度に悪影響を及ぼすことはなく、エンジンの過渡運転状態下においてもＡ／Ｆの検出精度を高レベルのまま維持できる。
【００６２】
（ｂ）本実施の形態では、特に、素子抵抗検出時における電圧変化のカットオフ周波数が１ｋＨｚ以上となるような時定数（１５９μｓ以下の時定数）を与えるようにした。これにより、Ａ／Ｆセンサ３０の周波数特性が安定する（既述した図７参照）。なお、より安定した特性を得るには、時定数を３２μｓ〜５３μｓの範囲（周波数＝３ｋＨｚ〜５ｋＨｚの範囲）に限定するのが望ましい。
【００６３】
（ｃ）本実施の形態では、ＬＰＦ２２を用いて所定の時定数を有する交流信号をＡ／Ｆセンサ３０に印加させるようにした。そのため、より簡便な構成にて所望の目的を達成することができる。この場合、マイコン２０は、矩形波状のデジタル信号を生成するのみであるため、その高負荷な演算処理が要求されるものではない。従って、より実現性の高い空燃比検出装置を提供できることとなる。
【００６４】
（ｄ）また、本実施の形態では、Ａ／Ｆがリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、Ａ／Ｆがリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにした。この場合、予め設定されている電流検出回路５０のダイナミックレンジの内側への電流変化を用いて素子抵抗を検出することになり、レンジ外への電流変化を検出してその精度を悪化させることはない。また、ダイナミックレンジを最小限に設定することができるという効果もある（設計上、ダイナミックレンジを狭い領域で設定でき、回路を高精度化できる）。
【００６５】
（ｅ）Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧を正負両側に変化させた時にセンサ素子内を移動する電荷量がいずれの変化時にも同一量となるように、電圧波形を設定した。そのため、素子抵抗の検出終了時におけるセンサ電流の収束を早めることができる。
【００６６】
（ｆ）そして、上記のように素子抵抗を精度良く検出することが可能となれば、その検出結果を用いたＡ／Ｆセンサ３０の活性化制御（ヒータ３３の通電制御）が精度良く実現できる。また、素子抵抗の検出結果を用いた劣化度合の判定にも有効に適用できる。
【００６７】
なお、素子抵抗検出時において印加電圧を変化させる形態は図１３〜１５に示す如く変更することもできる。
図１３に示す形態では、上記実施の形態と同様に、素子抵抗検出時における印加電圧を正負両側に変化させたものであるが、電圧の変化量ΔＶ，電流の変化量ΔＩを計測する箇所を最初の波形から２番目の波形に変更している。このとき、図１３の（ａ）に示すように、Ａ／Ｆがリーンの場合（Ａ／Ｆ＝１８の場合）には、その時までの印加電圧（Ａ／Ｆの検出電圧）に対して正側→負側の順に電圧を変化させ、負側に変化した電圧の変化量ΔＶ及び電流の変化量ΔＩから素子抵抗を算出する。また、図１３の（ｂ）に示すように、Ａ／Ｆ＝リッチの場合（Ａ／Ｆ＝１３の場合）、その時までの印加電圧に対して負側→正側の順に電圧を変化させ、正側に変化した電圧の変化量ΔＶ及び電流の変化量ΔＩから素子抵抗を算出する。
【００６８】
また、図１４に示す形態では、印加電圧を正負いずれか片側にのみ変化させ、その時の電圧の変化量ΔＶ，電流の変化量ΔＩを計測するようにしている。この場合にも上記の各形態と同様に、Ａ／Ｆがリーンであれば印加電圧を負側に変化させ、その電圧変化に対応する電流の変化量から素子抵抗を検出する（図１４の（ａ））。また、Ａ／Ｆがリッチであれば印加電圧を正側に変化させ、その電圧変化に対応する電流の変化量から素子抵抗を検出する（図１４の（ｂ））。なお、かかる場合には、センサ電流が元の限界電流値に収束するまでの時間が幾分長くなるが、素子抵抗の検出精度は同等に保たれる。
【００６９】
上記図１３，１４の形態では、上記第１の実施の形態と同様に、Ａ／Ｆがリーンであれば負側に変化するセンサ電流を計測すると共に、Ａ／Ｆがリッチであれば正側に変化するセンサ電流を計測するようにしたため、当該センサ電流を電流検出回路５０のダイナミックレンジ内にて精度良く計測することができる。また、当初の設計時においてダイナミックレンジを最小限に設定することが可能となる。
【００７０】
さらに、図１５に示す形態では、印加電圧を正負両側に変化させ、その時の最大値と最小値との差から電圧の変化量ΔＶ，電流の変化量ΔＩを計測するようにしている。この場合、上記の各形態と比較して素子抵抗の検出精度が最良となるが、ダイナミックレンジを予め大きく設計しておく必要がある。なお、かかる場合において、印加電圧を変化させる順序に関しては如何なるＡ／Ｆ時にも正負いずれ側が先であってもよく、図１５の（ａ），（ｂ）のうちいずれか一方の形態が用いられる。
【００７１】
次に、本発明の第２〜第６の実施の形態を説明する。但し、以下の各実施の形態の構成において、上述した第１の実施の形態と同等であるものについてはその説明を簡略化する。そして、以下には第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００７２】
（第２の実施の形態）
以下に、本発明の請求項７及び８を具体化した第２の実施の形態について、図１６〜図１８を用いて説明する。
【００７３】
上記第１の実施の形態では、一義的にＡ／Ｆがリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、Ａ／Ｆがリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにしていた。しかし、予め設定されている電流検出回路５０のダイナミックレンジは、ストイキ（理論空燃比）を中心に設定されるとは限らない。そこで、本実施の形態では、ダイナミックレンジ内の任意の所定電流値を基準として、印加電圧の正負変化の順序を決定するようにしている。
【００７４】
図１６は、本実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャートであり、同フローは上記第１の実施の形態における図１０のフローの一部を変更したものである。つまり、図１６のフローでは、前記１０のステップ１３１に代えて、ステップ２３１の処理を実施する。具体的には、マイコン２０は、ステップ２３１で前記図９のステップ１１０で検出したセンサ電流（限界電流値）Ｉｐと、ダイナミックレンジ内の所定の基準値Ｉｐｏとを比較判定する。この場合、Ｉｐ≧Ｉｐｏであれば、マイコン２０はステップ１３２に進み、印加電圧Ｖｐを負側→正側の順に変化させる。また、Ｉｐ＜Ｉｐｏであれば、マイコン２０はステップ１３３に進み、印加電圧Ｖｐを正側→負側の順に変化させる。他の処理は、既述の図１０と同じなのでここではその説明を省略する。
【００７５】
ここで、基準値Ｉｐｏは、ダイナミックレンジ内の中心値近傍であればよく、例えば図１７及び図１８に示すように設定される。かかる場合、図１７に示すように、Ａ／Ｆをリッチからリーンまで検出できるようにダイナミックレンジを設定すれば、基準値Ｉｐｏは０ｍＡ付近（ストイキ近傍）となる。また、図１８に示すように、Ａ／Ｆのリーン領域のみを検出するようにダイナミックレンジを設定すれば、基準値ＩｐｏはＡ／Ｆ＝２０程度に相当する数ｍＡとなる。
【００７６】
本第２の実施の形態によれば、常にダイナミックレンジから外れることなくＡ／Ｆセンサ３０の出力電流Ｉｐが検出でき、ひいては素子抵抗Ｒを正確に検出することができることとなる。この場合、ダイナミックレンジがストイキを中心に設定されていない場合（図１８のような場合）であっても、素子抵抗Ｒの検出精度が低下するといった不都合を生じることもない。
【００７７】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の請求項１２を具体化した第３の実施の形態について、図１９及び図２０を用いて説明する。
【００７８】
要するに、上記各実施の形態では、所定の時定数を持たせて素子抵抗検出時における印加電圧Ｖｐを変化させる旨を記載したが、その時の電圧振幅ΔＶは固定であった（また、従来技術としての特公平４−２４６５７号公報では、電圧振幅ΔＶの上限値が記述してあるのみであった）。従って、例えばＡ／Ｆセンサ３０の素子温が低下した場合等において、電圧振幅ΔＶが固定値のままであると、電圧印加時における限界電流値の変化量ΔＩが微小になり、結果として素子抵抗Ｒの検出誤差が生じ、検出精度が悪化するおそれが生じる。
【００７９】
この理由を図２０を用いて説明する。なお、図２０の（ａ）は、Ａ／Ｆセンサ３０の素子温が比較的高い場合の電圧−電流特性を示し（素子温＝約７００℃）、同図の（ｂ）は素子温が比較的低い場合の電圧−電流特性を示す（素子温＝約６００℃）。
【００８０】
図２０の（ａ），（ｂ）を比較すれば、（ｂ）では抵抗支配域（電圧軸Ｖに平行な直線部分よりも小さい電圧域）の一次直線部分の傾きが（ａ）よりも小さく、これは（ｂ）の方が素子内部抵抗（図中のＲｉ）が大きいことを意味する。従って、（ａ），（ｂ）共に同じ電圧振幅ΔＶで印加電圧を変化させた場合、（ａ）ではΔＩの電流出力が得られるのに対し、（ｂ）ではΔＩの約半分のΔＩ’の電流出力しか得られない。この場合、電流出力の検出誤差を招き、ひいては素子抵抗の検出精度が悪化する問題が生ずるおそれがあった。
【００８１】
そこで、本実施の形態では、素子温が比較的低い場合にも（即ち、図のＲｉが大きい場合にも）、素子温が高い場合と同等の電流出力を得るべく、電圧振幅ΔＶを素子抵抗Ｒに応じて可変に設定することを特徴とする。図２０では、同図（ｂ）の場合において電圧振幅をΔＶ’（ΔＶ’＞ΔＶ）とすることにより、同図（ａ）のΔＩと同等の電流出力が得られることとなる。
【００８２】
図１９は、本実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャートである。同フローは上記第２の実施の形態における図１６のフローの一部を変更したものであり、図１６のフローにステップ２３０の処理を追加している。つまり、図１９のフローにおいて、マイコン２０は、先ず最初にステップ２３０で所定の比例係数ｋと前回処理時に検出された素子抵抗Ｒとを乗算して電圧振幅ΔＶを算出する（ΔＶ＝ｋ・Ｒ）。そして、このステップ２３０で算出された電圧振幅ΔＶは、後続のステップ１３２，１３３において印加電圧Ｖｐを変化させる際に用いられることとなる。なお、図１９において、ステップ２３１，１３２〜１３５の処理は既述の通りであり、ここではその説明を省略する。
【００８３】
ここで、比例係数ｋは以下の概念により予め設定されている定数である。即ち、素子抵抗Ｒの検出精度をよくするためには、比例定数ｋを大きくすればする程良いと考えられる。しかし、ΔＩが電流検出のダイナミックレンジを越えるとΔＩを正確に検出できないので、ΔＩがダイナミックレンジの１／２を超えてはならず、望ましくはΔＩがダイナミックレンジの１／４程度となるように設定されるとよい。
【００８４】
本第３の実施の形態によれば、素子抵抗検出時に変化する電圧ΔＶを、前回の素子抵抗Ｒが大きければ大きくする方向に変化させるようにした。そのため、例えばセンサ素子温が低い場合（素子内部抵抗が大きい場合）でも、電流変化量ΔＩが減少してしまうのが抑制され、素子抵抗Ｒの検出精度が悪化するという不都合が解消できる。
【００８５】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の請求項１３〜１５を具体化した第４の実施の形態について、図２１〜図２９を用いて説明する。
【００８６】
上記各実施の形態では前述した図１に示すように、Ａ／Ｆセンサ３０に電圧を印加するためのバイアス指令信号Ｖｒを必ずＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２に通している。ところが、このＬＰＦ２２の時定数は既述したようにセンサ素子の内部抵抗を測定するのに適した値となっている。そのため、このＬＰＦ２２の時定数を用いたままＡ／Ｆ検出すると、Ａ／Ｆの検出誤差が大きくなる場合がある。Ａ／Ｆの検出誤差が生じる理由を図２１を用いて説明する。
【００８７】
図２１は、Ａ／Ｆ検出時の印加電圧Ｖｐと、その時のセンサ電流Ｉｐとの推移を示しており、同図ではＡ／Ｆはリッチ側からリーン側へと変化している。つまり、Ｖｐ，Ｉｐの各動作点は、限界電流域を追従するために前記図３の直線（特性線）Ｌ１を右上に移動しており、印加電圧Ｖｐは図２１の時間Ｔａ間隔で徐々に大きくなっている。なお、同図には、前記図１のＤ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂを破線で示し、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃ、即ちＡ／Ｆセンサ３０に直接印加される電圧を実線で示している。この場合、センサ電流Ｉｐは、破線で示す限界電流の真値よりも大きい方向にずれを生じる。これは、前述の図５、図６及び図７で説明したＡ／Ｆセンサ３０の周波数特性によるもので、現在のＬＰＦ２２の時定数によってずれ量が決定される。
【００８８】
そして、こうしたＡ／Ｆの変化時において、印加電圧Ｖｐを切り替えた直後のセンサ電流Ｉｐ、即ち図２１中の点（●）からＡ／Ｆを検出する場合には、センサ電流Ｉｐは限界電流の真値に近い値であるのでＡ／Ｆの検出誤差は生じない。しかし、印加電圧Ｖｐが変更される時間Ｔａよりも短い周期でＡ／Ｆを検出する場合には、センサ電流Ｉｐは真値から大きくずれた点（○）となる。その結果、Ａ／Ｆの検出誤差が生じることとなる。
【００８９】
そこで、本実施の形態では上記問題に鑑み、Ａ／Ｆを検出するときは素子抵抗Ｒを検出するときよりも大きい時定数のＬＰＦに切り替えることにより、図２１で見られたＡ／Ｆの検出誤差を小さくするものである。
【００９０】
ここで、ＬＰＦの時定数を大きくするとＡ／Ｆの検出誤差か小さくなる理由を以下に説明する。つまり、ＬＰＦの時定数を大きくするということは、Ａ／Ｆセンサ３０の印加電圧変化の周波数を小さくすることである。そして、電圧印加の周波数を小さくすると、図２３に示す通りインピ−ダンスＺＡＣが大きくなり、ＺＡＣが大きくなれば、印加電圧を変化させたときの電流変化が小さくなる。よって、図２１のように限界電流の真値からのずれ量も図２２に示すように小さくなり、Ａ／Ｆの検出誤差も低減できる。なお、図２３の点Ａ（ｆ＝１ｋＨｚ）は、素子抵抗検出時に好適なＬＰＦの時定数に相当するカットオフ周波数を示し、点Ｂ（周波数ｆ＝１０Ｈｚ）は、Ａ／Ｆ検出時に好適なＬＰＦの時定数に相当するカットオフ周波数を示している。
【００９１】
以上のことから、前記図１におけるＬＰＦ２２の時定数を素子抵抗検出時とＡ／Ｆ検出時とで変更すればよいこととなり、その簡易的な構成として、ＬＦＰ２２を図２４に示すように構成することが考えられる。つまり、図２４では、スイッチ２６を使用してＬＰＦ２２の抵抗値をＲ１又はＲ２（但し、Ｒ１＞Ｒ２）のいずれかに切り替え、時定数を変更するようにしている。より具体的には、Ａ／Ｆ検出時には、図示の状態として時定数を大きくし、素子抵抗検出時にはスイッチ２６を切り替えて時定数を小さくする。なお、コンデンサ容量値を変化させて時定数を変更することも可能である。
【００９２】
しかし、上記図２４の構成を採用するとスイッチ２６のＯＮ，ＯＦＦ時に発生するノイズや、スイッチ２６のＯＮ抵抗による時定数のバラツキ等に起因して、Ａ／Ｆ又は素子抵抗を精度良く検出することが困難になるおそれがある。従って、本実施の形態では、下記の図２５に示すようにスイッチを用いない回路構成を具体化する。
【００９３】
図２５は、第１の実施の形態における図１に相当する構成図である。図１との主な相違点は、図２５では、２つのＬＰＦ２２ａ及び２２ｂと、２つのＤ／Ａ変換器２１ａ，２１ｂを設けた点である。ここで重要なのは、ＬＰＦ２２ａは、既述した図１のＬＰＦ２２と同程度の時定数を有するのに対し、ＬＰＦ２２ｂは、ＬＰＦ２２ａよりも大きな時定数を有することである。なお、本実施の形態では、ＬＰＦ２２ａ，２２ｂが請求項記載の電圧印加手段を構成している。
【００９４】
この場合、マイコン２０は素子抵抗Ｒを検出するための第１のバイアス指令信号Ｖｒ１と、Ａ／Ｆを検出するための第２のバイアス指令信号Ｖｒ２を出力し、これらバイアス指令信号Ｖｒ１，Ｖｒ２はそれぞれＤ／Ａ変換器２１ａ，２１ｂに入力される。そして、バイアス指令信号Ｖｒ１，Ｖｒ２はＤ／Ａ変換器２１ａ，２１ｂでアナログ信号Ｖｂ１，Ｖｂ２に変換されると共に、ＬＰＦ２２ａ，２２ｂでアナログ信号の高周波成分が除去された後、出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２としてバイアス制御回路４０に入力される。そして、出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は、バイアス制御回路４０で電流増幅され、Ａ／Ｆセンサ３０の大気側及び排気ガス側のそれぞれの電極に接続された端子に印加される。
【００９５】
図２６は、本実施の形態におけるバイアス制御回路４０の構成を示す電気回路図である。第１の実施の形態（前記図８）との相違点は、第１の電圧供給回路４５の演算増幅器４５ａに固定電圧を入力するための基準電圧回路４４を削除し、同演算増幅器４５ａの正側入力端子に本実施の形態で新たに追加したＬＰＦ２２ｂからの出力電圧Ｖｃ２を入力するようにしたことである。そして、その出力電圧Ｖｃ２がＡ／Ｆセンサ３０の端子４２（大気側電極層３７に接続される端子）に印加される。
【００９６】
次に、本実施の形態におけるマイコン２０の動作を図２７，図２８のフローチャートを用いて説明する。
図２７のフローは、前記図９のステップ１１０の詳細を示す限界電流（Ａ／Ｆ値）検出サブルーチンである。図２７において、マイコン２０は、先ずステップ１１１で図２６の電流検出回路５０の検出結果からＡ／Ｆセンサ３０に流れる限界電流値Ｉｐを検出する。次に、マイコン２０は、ステップ１１２で前回、印加電圧Ｖｐを変更してから所定時間Ｔ３が経過したか否かを判別する。つまり、所定時間Ｔ３は、Ａ／Ｆ検出時の電圧切り替えタイミングの間隔であり、Ａ／Ｆ検出間隔の所定時間Ｔ１（前記図９参照）以上であればよく、２〜１０ｍｓの値が適当である。
【００９７】
この場合、所定時間Ｔ３が経過しておらずステップ１１２が否定判別されると、ＣＰＵ３１はそのまま本ルーチンを終了し、所定時間Ｔ３が経過しておりステップ１１２が肯定判別されるとステップ１１３へ進む。
【００９８】
ＣＰＵ３１は、ステップ１１３では前回処理時に検出した素子抵抗Ｒと限界電流値ＩｐとからＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧Ｖｐを決定する（Ｖｐ＝Ｒ・Ｉｐ＋Ｖｅ）。なお、ステップ１１３中の数式は前記図３における直線Ｌ１を表し、Ｖｅは直線Ｌ１のＶ軸切片で限界電流域の中心付近の０．４Ｖ程度の値に予め設定されている。
【００９９】
次に、ＣＰＵ３１は、ステップ１１４で印加電圧Ｖｐを実際にＡ／Ｆセンサ３０へ印加するのだが、このときバイアス制御回路４０に与える指令値は、Ａ／Ｆセンサ３０の端子４２に接続されたＬＦＰ２２ｂ側の第２のバイアス指令値Ｖｒ２とする。すると、実際にＡ／Ｆセンサ３０に印加される電圧はＬＰＦ２２ｂの時定数で高周波成分が除去される。このとき、ＬＰＦ２２ａ側の第１のバイアス指令値Ｖｒ１は所定値に固定されていればよい。
【０１００】
ここで、ＬＰＦ２２ｂの時定数の決定法を以下に述べる。時定数はＡ／Ｆ検出精度を良くするためには大きければ大きいほどよい。しかし、大きすぎれば別の問題が生じてくる。即ち、ＬＰＦ２２ｂ時定数がある程度よりも大きいと、Ａ／Ｆセンサ３０に印加される電圧が急激な限界電流値Ｉｐの変化に対して追従できなくなる。すると、Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧Ｖｐは前記図３の直線Ｌ１から大きくずれてしまう。また、さらに時定数が大きくなると印加電圧Ｖｐが限界電流域から外れてしまい、正確な限界電流値Ｉｐ、即ちＡ／Ｆが検出できなくなる。よって、Ａ／Ｆ検出精度と限界電流値Ｉｐへの追従性を考慮して、図２３に示すようにＬＰＦ２２ｂの時定数はカットオフ周波数を１０Ｈｚ程度に相当する値が望ましい。
【０１０１】
図２８は、前記第２の実施の形態における図１６の素子抵抗検出サブルーチンに相当するフローチャートである。図２８のフローの動作は、前記図１６と基本的には同一であるが、特にステップ１３２，１３３で変化させる指令値が第１のバイアス指令値Ｖｒ１であることを強調している。この場合、実際にＡ／Ｆセンサ３０に印加される電圧はＬＰＦ２２ａで高周波成分を除去された電圧となる。ＬＰＦ２２ａの時定数は、前記第１の実施の形態と同程度であって、ＬＰＦ２２ｂのそれよりも小さな数値となっている。
【０１０２】
以上の動作を図２９のタイミングチャートを用いて説明する。
図２９中の上段の波形はマイコン２０からの２つの指令電圧の差（Ｖｒ１−Ｖｒ２）であり、中段の波形が実際にＡ／Ｆセンサ３０へ印加される電圧波形である。また、下段の波形がセンサ電流波形である。センサ電流波形上の点（●）が図２７のステップ１１１で検出される限界電流値Ｉｐであり、センサ電圧波形とセンサ電流波形の両方にある点（□）が図２８のステップ１３４で検出されるΔＶとΔＩである。なお、既述したように、所定時間Ｔ１の間隔で限界電流値Ｉｐが検出され、所定時間Ｔ２の間隔で素子抵抗Ｒ（＝ΔＶ／ΔＩ）さ検出される。さらに、所定時間Ｔ３の間隔でＡ／Ｆ検出時のセンサ電圧指令値（第２のバイアス指令信号Ｖｒ２）が切り替えられるようになっている。
【０１０３】
また、図示の如く途中の時刻で排気ガスがリーン側へ変化しているため、センサ電流（限界電流値Ｉｐ）が図示の如く上昇方向に変化し、それに伴って指令電圧（Ｖｒ１−Ｖｒ２）も上昇方向変化している。
【０１０４】
この場合、Ａ／Ｆ検出時と素子抵抗検出時では、指令電圧の高周波成分を除去するためのＬＰＦの時定数が切り替えられているので、センサ電圧の指令電圧に対する応答性か異なり、限界電流値ＩｐやΔＶ，ΔＩが精度良く検出されるのが分かる。
【０１０５】
なお、上記空燃比制御装置では、Ａ／Ｆ検出時にはＡ／Ｆセンサ３０の端子４２に電圧印加するための第２のバイアス指令信号Ｖｒ２を出力し、素子抵抗検出時には端子４１に電圧印加するための第１のバイアス指令信号Ｖｒ１を出力したが、この構成に限定されるものではなく、要は、Ａ／Ｆ検出時には、素子抵抗検出時よりも時定数の大きな電圧変化を与えるような構成であればよい。
【０１０６】
本第４の実施の形態によれば、上記各実施の形態と同様に、素子抵抗Ｒを精度良く検出することができ、本発明の目的を達せられるのは勿論のこと、その他に、以下に示す付加的効果が得られる。
【０１０７】
（イ）本実施の形態では、素子抵抗検出時とＡ／Ｆ検出時とにおいて、Ａ／Ｆセンサ３０に印加される電圧変化の時定数を切り替え、後者の場合にはその時定数を大きくするようにした。その結果、Ａ／Ｆ検出用の印加電圧Ｖｐを切り替える周期よりも短い周期でＡ／Ｆを検出する場合にも（図２９中のＴ１＜Ｔ３のような場合）、Ａ／Ｆセンサ３０の限界電流値Ｉｐの誤差をなくし、Ａ／Ｆの検出精度低下を抑制することができる。
【０１０８】
（ロ）また、Ａ／Ｆセンサ３０の固体電解質層３４に接続される一対の端子４１，４２にそれぞれ電圧変化の時定数が異なる２つのＬＰＦ２２ａ，２２ｂを接続し、素子抵抗検出時とＡ／Ｆ検出時とで前記２つのＬＰＦ２２ａ，２２ｂを選択的に用いるようにした。この場合、例えばスイッチ手段を設け当該スイッチのＯＮ／ＯＦＦにより時定数を変化させる場合と比較して、スイッチのＯＮ抵抗やスイッチング時のノイズによる検出誤差を生じることはなく、検出精度の悪化を防止することができる。
【０１０９】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の請求項１６〜２２を具体化した第５の実施の形態について、図３０〜図４０を用いて説明する。
【０１１０】
先ず、本実施の形態の動作原理の要旨を図３０及び図３１を用いて以下に述べる。印加電圧Ｖｐを変化させその時の電流変化ΔＩを検出するという、上記実施の形態の方法では、ダイナミックレンジの最大値或いは最小値付近で電流変化ΔＩが検出できなくなり、結果として素子抵抗Ｒの誤検出を招くおそれがある。つまり、図３０の（ａ）に示すように、Ａ／Ｆがダイナミックレンジの最小値付近にある場合、その最小値を跨ぐようにしてΔＶを生じさせると同図の（ｂ）に示すようにΔＩが検出不可域に入ってしまい、素子抵抗Ｒが検出できなくなる（なお、こうした問題は、前記第１，第２の実施の形態で説明したように、その時のＡ／Ｆ又はセンサ電流Ｉｐに応じて電圧変化の方向を制御することにより、ある程度は解消されており、本実施の形態はその代替案でもある）。
【０１１１】
そこで、上記問題に対し本実施の形態では、ダイナミックレンジの最大値或いは最小値付近のΔＩの検出手法として、Ａ／Ｆセンサ３０の電圧印加状態から電圧を瞬断させ、その電圧瞬断時におけるセンサ起電力出力と電流変化とを用いて素子抵抗Ｒを検出する。そして、この検出手法と前述の電圧変化による素子抵抗検出手法とを併用することでダイナミックレンジの全範囲で素子抵抗Ｒを精度良く検出するものである。
【０１１２】
Ａ／Ｆセンサ３０の起電力出力を用いた素子抵抗Ｒの検出法について以下に述べる。図３１はこの方法の動作原理を示した図である。Ａ／Ｆ検出時において、Ａ／Ｆセンサ３０には電圧Ｖｐが印加されており、その時のセンサ電流（限界電流値）はＩｐである。そして、素子抵抗検出時には、センサ電流Ｉｐが流れる回路（Ａ／Ｆセンサ３０の電圧供給回路）の一部を瞬間的に遮断する。すると、センサ電流Ｉｐは瞬時に０ｍＡとなり、Ａ／Ｆセンサ３０は固体電解質層の内外両側の酸素分圧差に応じた起電力Ｖｅを出力する。この時の電圧変化ΔＶ（＝Ｖｅ−Ｖｐ）と電流変化ΔＩとの比により素子抵抗Ｒｅ（ここでは、電圧変化による素子抵抗Ｒと区別して「Ｒｅ」と記載する）が検出でき、こうして検出された素子抵抗Ｒｅは電圧変化により検出される素子抵抗Ｒとほぼ同じ値となる（Ｒｅ≒Ｒ）。
【０１１３】
回路瞬断により検出される素子抵抗Ｒｅと、電圧変化により検出される素子抵抗Ｒとが一致する理由について、Ａ／Ｆセンサ３０の等価回路である前記図５を用いて説明する。Ａ／Ｆ検出時は定常状態であるので電流はＲｇ，Ｒｉ，Ｒｆを通っている。その状態で回路を瞬断、即ち電流を強制的に流れないようにすると、Ｒｇは直流抵抗であるので瞬間的に電位差はなくなり、また、Ｒｉも図６及び図７を使った説明から時定数が小さいのでＣｉに溜まった電荷が瞬間的にＲｉを通り放電され電位差がなくなる。従って、回路を瞬断した前後の電圧変化と電流変化の比はＲｇとＲｉの和となり、結果として、回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅは電圧変化により検出された素子抵抗Ｒと同じ値となる。
【０１１４】
ところが、実際のＡ／Ｆセンサ３０は、完全に前記図５の等価回路と一致するものではない。そのため、図３２に示すように、電圧変化により検出された素子抵抗Ｒと回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅとは完全に一致せず、幾分かの誤差が生ずる。そうすると、両方の検出法を切り替える際において素子抵抗の検出値に不連続な部分が生じ、例えば素子抵抗（即ち素子温）を一定にするヒータ制御を実施する場合、その不連続部分で素子温が安定しないといった不都合な面が出てくる。
【０１１５】
そこで、本実施の形態では、素子抵抗検出の不連続性をなくすために、所定幅の電流域では電圧変化による素子抵抗検出法と回路瞬断による素子抵抗検出法とを両方共に実施すると共に、両検出法による素子抵抗の誤差に基づいて補正係数ｋａを算出するようにしている。そして、この補正係数ｋａを用いて回路瞬断による素子抵抗Ｒｅを補正するようにしている。
【０１１６】
一方で、限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジの範囲外にあるときは前記いずれの検出法でも正確な素子抵抗が検出はできない。しかし、この場合においても回路瞬断による検出法であれば、多少の誤差があるとしても検出可能となる。即ち、図３３は限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジの範囲外にある場合のＡ／Ｆセンサ３０のＶ−Ｉ特性であり、（ａ）は電圧変化による素子抵抗（Ｒ）検出時の特性を示し、（ｂ）は回路瞬断による素子抵抗（Ｒｅ）検出時の特性を示している。なお、各図中、素子抵抗Ｒ，Ｒｅの真値は破線で示している。
【０１１７】
同図３３によれば、（ａ）の素子抵抗検出法では電流変化ΔＩが全く検出できなくなる（ΔＩ＝０）。従って、素子抵抗が変化してもその変化を全く検出できないこととなる。これに対して、（ｂ）の素子抵抗検出法では検出電流が必ず０ｍＡとなるためΔＩが概算でき、素子抵抗の変化を検出することが可能となる。そのため、例えば素子抵抗が一定となるようにＡ／Ｆセンサ３０のヒータ制御を行なっていても、電圧瞬断による素子抵抗検出法を用いれば限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジの範囲外となってもヒータの制御不能という最悪な事態が回避できる。
【０１１８】
次に、上記のような動作原理に基づいて具体化された本実施の形態の具体的構成について説明する。
図３４は、本実施の形態における空燃比検出装置の全体構成図である。前記第１の実施の形態における図１の構成との相違点は、マイコン２０からバイアス回路４０に対し回路を瞬断するためのスイッチＯＮ，ＯＦＦする信号を出力することである。
【０１１９】
また、図３５は、バイアス制御回路４０の構成である。前記第１の実施の形態における図８の構成との相違点は、第１の電圧供給回路４５内の抵抗４５ｂとトランジスタ４５ｃ，４５ｄのべースとの間にアナログスイッチ５１を追加したことである。このスイッチ５１はマイコン２０からのスイッチＯＮ，ＯＦＦ信号により動作する。そして、スイッチ５１がＯＦＦされると、トランジスタ４５ｃ，４５ｄが両方共にＯＦＦされるのため、両トランジスタ４５ｃ，４５ｄのエミッタ端子はハイ・インピーダンスとなり、センサ端子４２へ繋がる回路が瞬断されたことと同じ状態になる。
【０１２０】
次いで、本実施の形態におけるマイコン２０の動作を図３６，図３７，図３８のフローチャートを用いて説明する。図３６は、メインルーチンである前記図９のステップ１３０のサブルーチンを示し、図３７と図３８は図３６中のステップ１４０と１５０のサブルーチンを示す。
【０１２１】
さて、図３６のルーチンがスタートすると、マイコン２０は、先ずステップ２３１で前回検出した限界電流値ｌｐに基づいて、いずれの素子抵抗検出方法を用いるかを選択する。ここで、素子抵抗検出法の選択肢は３つあり、一つ目は電圧変化による素子抵抗検出法のみを実施する場合、２つ目は回路瞬断による素子抵抗検出法のみを実施する場合、３つ目は前記両方の素子抵抗検出法を共に実施する場合である。
【０１２２】
即ち、本実施の形態では、図３９のＶ−Ｉ特性図に示すようにダイナミックレンジの最小値近傍にＩｐ０＜Ｉｐｌの関係を有する２つの判定値を設定しており、ｌｐ＞ｌｐ０であれば電圧変化による素子抵抗検出を実施し、Ｉｐ＜Ｉｐ１であれば回路瞬断による素子抵抗検出を実施するようにしている。この場合、Ｉｐ０≦Ｉｐ≦Ｉｐ１となる範囲は、電圧変化による素子抵抗検出と回路瞬断による素子抵抗検出とが共に実施される領域となっている。
【０１２３】
従って、図３６のステップ２３１において、Ｉｐ＞Ｉｐ１の旨が判定されると、マイコン２０はステップ１４０に進み、印加電圧変化による素子抵抗Ｒの検出処理のみを実行する。つまり、ステップ１４０では、図３７に示すように、ステップ１４１〜１４３において前記第１の実施の形態における図１０のステップ１３２，１３４，１３５と同じ動作をして素子抵抗Ｒを検出する（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）。
【０１２４】
また、Ｉｐ＜Ｉｐ０の旨が判定されると、マイコン２０はステップ１５０に進み、今回導入した回路瞬断による素子抵抗Ｒｅの検出処理のみを実行する。この回路瞬断による素子抵抗Ｒｅの検出ルーチンを図３８に示す。つまり、図３８では、マイコン２０は、先ずステップ１５１で前記図３５のスイッチ５１をＯＦＦし、第１の電圧供給回路４５を瞬断する。また、マイコン２０は、続くステップ１５２で回路瞬断により生じるＡ／Ｆセンサ３０の起電力Ｅｏ（図３５中ではＶａとＶｃとの差）を検出する。
【０１２５】
その後、マイコン２０は、ステップ１５３でスイッチ５１をＯＮに戻し、続くステップ１５４で前記検出した起電力Ｅｏと、先に検出した限界電流値Ｉｐと、電圧瞬断前の印加電圧Ｖｐとから素子抵抗Ｒｅを算出する（Ｒｅ＝（Ｖｐ−Ｅｏ）／Ｉｐ）。
【０１２６】
その後、マイコン２０は図３６のステップ２３２に進み、電圧変化により検出された素子抵抗Ｒと回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅとの不連続性を解消するための補正係数ｋａを用いて前記ステップ１５０で求めた素子抵抗Ｒｅを補正し、それにより素子抵抗Ｒを算出する（Ｒ＝ｋａ・Ｒｅ）。なお、この補正係数ｋａは、限界電流値ＩｐがＩｐ０〜Ｉｐ１の範囲内にある時に算出される数値である。
【０１２７】
限界電流値ＩｐがＩｐ０〜Ｉｐ１の範囲内にある時の処理を既述する。つまり、前記ステップ２３１でＩｐ０≦Ｉｐ≦Ｉｐ１の旨が判定されると、マイコン２０は、ステップ１４０で印加電圧変化による素子抵抗Ｒの検出処理（図３７の処理）を実施すると共に、続くステップ１５０で回路瞬断による素子抵抗Ｒｅの検出処理（図３８の処理）を実施する。そして、マイコン２０は、ステップ２３３で素子抵抗Ｒ，Ｒｅの比から補正係数ｋａを決定する（ｋａ＝Ｒ／Ｒｅ）。この補正係数ｋａは、前述したステップ２３２で用いられる。
【０１２８】
上記図３６のルーチンでは、ステップ１４０（図３７のルーチン）における素子抵抗Ｒの検出法が請求項記載の「第１の検出法」に相当し、ステップ１５０（図３８のルーチン）における素子抵抗Ｒｅの検出法が請求項記載の「第２の検出法」に相当する。
【０１２９】
なお、上記図３６のルーチンにおける判定値Ｉｐ０，Ｉｐｌは、ダイナミックレンジ内の最小値から０ｍＡ間であれば任意に設定してよい。但し、電圧変化による素子抵抗検出法ではダイナミックレンジ内の最小値付近で検出精度が悪く、一方、回路瞬断による素子抵抗検出法では０ｍＡ付近で検出精度が悪くなるため、１〜２ｍＡ以上の余裕を取った方がよい。
【０１３０】
本第５の実施の形態によれば、上記各実施の形態と同様に、素子抵抗Ｒを精度良く検出することができ、本発明の目的を達せられるのは勿論のこと、その他に、以下に示す付加的効果が得られる。
【０１３１】
（イ）本実施の形態では、電圧変化による素子抵抗検出法（第１の検出法）と、回路瞬断
による素子抵抗検出法（第２の検出法）とを、Ａ／Ｆセンサ３０の限界電流値Ｉｐに応じて選択的に切り替えるようにした。具体的には、電圧変化による素子抵抗検出法では誤差が生じ易いダイナミックレンジの最小値付近では、回路瞬断による素子抵抗検出法を用い、逆に、回路瞬断による素子抵抗検出法では誤差が生じ易い、０ｍＡ付近では、電圧変化による素子抵抗検出法を用いるようにした。その結果、いかなる電流検出領域でも精度良く素子抵抗を検出することが可能となる。
【０１３２】
（ロ）また、上記２つの素子抵抗検出法を切り替える判定値をダイナミックレンジ内の最小値付近（又は最大値付近でも可）に設定した。そのため、より広い電流検出領域で電圧変化による素子抵抗検出法が適用でき、本発明の特徴的な構成部分（電圧変化に時定数を持たせた構成）をより広域で活用することができる。
【０１３３】
（ハ）Ａ／Ｆセンサ３０の限界電流値Ｉｐを判定するための判定値に所定幅（Ｉｐ０〜Ｉｐ１）を持たせ、前記センサ３０の限界電流値Ｉｐが前記判定値の所定幅内にあれば、前記２つの素子抵抗検出法を共に実施するようにした。そして、両検出法による検出結果の比から補正係数ｋａを求め、その補正係数ｋａを用いて回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅを補正するようにした。
【０１３４】
そのため、電圧変化による素子抵抗検出法により検出された素子抵抗Ｒの特性と、回路瞬断による素子抵抗検出法により検出された素子抵抗Ｒｅの特性とが相違していても、両検出法による検出結果の検出誤差が吸収され、その不連続性が解消できる。その結果、素子抵抗Ｒによるヒータ制御時にも素子温を安定状態で制御できることとなる。上記実施の形態は、センサ個体間のバラツキや、耐久劣化等が生じた場合の補正手段としても有効である。
【０１３５】
一方、本実施の形態は、次の形態にて具体化することができる。
上記図３６のルーチンでは、限界電流値ＩｐがＩｐ０〜Ｉｐ１の範囲内にある場合において、ステップ１４０，１５０の処理を共に実施し、それらから求められたＲとＲｅとから補正係数ｋａを算出したが、Ａ／Ｆセンサ３０のＲ−Ｒｅ特性を予め測定しておき、その特性に基づいて補正係数ｋａを関数式又はマップにて求めておいてもよい。また、補正係数ｋａを用いなくとも、両補正係数の特性に基づいていずれかの素子抵抗を補正するようにしてもよい。具体的には、ＲとＲｅとが前記図３２のような関係を有することが予め判っている場合、同図において、回路瞬断による素子抵抗値である「Ｒｅ１」から印加電圧変化による素子抵抗値である「Ｒ１」を求めればよい。
【０１３６】
また、本実施の形態では、電圧変化による素子抵抗Ｒの検出処理について、印加電圧Ｖｐを負側→正側の順で変化させた時の変化電流ΔＩを求め、そのΔＩに基づいて素子抵抗Ｒを検出していたが、勿論、印加電圧Ｖｐを正側→負側の順で変化させて素子抵抗Ｒを検出することも可能である。かかる場合には、前記図３６のステップ２３１におけるＩｐ０とＩｐ１によるＩｐ判定を、図３９でＶ軸を対称にした位置関係で行えばよい。
【０１３７】
また、限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジを越えた場合、電圧変化による素子抵抗検出法では回路瞬断による素子抵抗検出法と比べて検出精度が悪く、さらに限界電流値Ｉｐが例えばリーン側に大きく外れると、素子抵抗変化の検出が不可能となってしまう。それを防ぐためには図４０に示すように、限界電流値Ｉｐの判定値であるＩｐ０とＩｐｌ、Ｉｐ０’とＩｐ１’を正負両方に設ければよい。この場合、図４０のように限界電流値Ｉｐがの０ｍＡに近い範囲のときは電圧変化による素子抵抗検出を行い、ダイナミックレンジの最大値又は最小値に近い範囲のときは回路瞬断による素子抵抗検出を行うようにすればよい。
【０１３８】
なお、電圧変化により検出される素子抵抗Ｒと、回路瞬断により検出される素子抵抗Ｒｅとが補正が不要なほど誤差が小さい場合や、ＲとＲｅとの誤差を考慮せずに簡略化する場合には、Ｉｐ０＝Ｉｐ１として、両検出を同時に行う部分を削除してもよい。この場合、前記図３６のフローで用いた補正係数ｋａも不要となる。
【０１３９】
（第６の実施の形態）
次に、本発明における第６の実施の形態を図４１〜図４５を用いて説明する。つまり、上記各実施の形態ではコップ型Ａ／Ｆセンサ３０を用いて空燃比検出装置を構成し、同センサ３０への電圧の印加に伴い流れる限界電流からＡ／Ｆを検出するようにしていたが、本実施の形態では、同Ａ／Ｆセンサ３０に代えて積層型Ａ／Ｆセンサを用いて空燃比検出装置を構成する。以下、積層型Ａ／Ｆセンサの構成及びその特性を図面を用いて説明する。
【０１４０】
図４１は積層型Ａ／Ｆセンサ６０の構成を示す断面図である。積層型Ａ／Ｆセンサ６０は、ジルコニアからなる２層の固体電解質層６１，６２を有しており、これら各々は一般にポンピングセル（固体電解質層６１），センシングセル（固体電解質層６２）と称される。固体電解質層６１の下方には酸素濃度測定室としての拡散ギャップ６３が設けられ、他方、固体電解質層６２の下方には大気圧室としての空気ダクト６４が設けられている。固体電解質層６１にはピンホール６５が形成されており、このピンホール６５を介して排気ガスが拡散ギャップ６３内に導入されるようになっている。なお、図中の符号６６はセンサ６０を加熱するためのヒータである。
【０１４１】
固体電解質層６１（ポンピングセル）の上下面には白金電極６７，６８が取り付けられ、固体電解質層６２（センシングセル）の上下面には白金電極６９，７０が取り付けられている。電極６７には端子７１が、電極６８，６９には端子７２が、電極７０には端子７３が、それぞれ接続されている。
【０１４２】
この積層型Ａ／Ｆセンサ６０の動作原理を以下に説明する。図４２は端子７２，７３間に発生するセンサ起電力Ｖｓの特性を示すグラフである。このとき、センサ起電力Ｖｓは下記の（１）式に示すように拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖと空気ダクト６４内の酸素濃度（大気中の酸素濃度に等しい）Ｐｏとにより決定される。
【０１４３】
【数１】
但し、同式において、Ｒは気体定数、Ｔは絶対温度、Ｆはファラデーの定数である。
【０１４４】
また、拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖは、通常は排気ガスの酸素濃度ＰＡに等しくなっている。従って、Ａ／Ｆがリッチになり排気ガス中の酸素濃度ＰＡが減少すると拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖも減少し、センサ起電力Ｖｓは増加する。逆にリーンになると拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖは増加するためセンサ起電力Ｖｓは減少する。そして、このセンサ起電力Ｖｓは端子７３にて検出される。
【０１４５】
また、端子７１に電圧Ｖｐを印加し、ポンピング電流Ｉｐを流すことにより、固体電解質層６１内を酸素イオンが通過し、拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖを自由に制御することができる。以上の原理により、センサ起電力Ｖｓを検出し、その値が一定となるように端子７１への印加電圧Ｖｐを制御すれば、ポンピング電流Ｉｐから排気ガスの酸素濃度、即ちＡ／Ｆを検出することができる。
【０１４６】
つまり、センサ起電力Ｖｓを一定に制御するには、拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖを常に一定の酸素濃度Ｐｖｏにしなければならず、そのためには、排気ガス中の酸素濃度ＰＡとＰｖｏの差分に相当する酸素量を供給するする必要がある。このとき、ＰＡとＰｖｏの差分に相当する酸素供給量はポンピング電流Ｉｐの大きさにより決定される。従って、ポンピング電流Ｉｐから排気ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）が検出できる。そして、図４２に示すように、Ａ／Ｆ＝１４．７（ストイキ，但しエンジンにより若干異なる）の時のセンサ起電力Ｖｓを所定値（Ｖｓ＝０．４５Ｖ）になるように制御すれば、ポンピング電流ＩｐとＡ／Ｆの特性は、図４３に示すようにＡ／Ｆ＝１４．７でＩｐ＝０ｍＡとなる特性が得られる。図４３の特性図では、Ａ／Ｆがリーンになれば正側のポンピング電流Ｉｐが流れ、Ａ／Ｆがリッチになれば負側のポンピング電流Ｉｐが流れるようになっている。
【０１４７】
図４４は、本実施の形態におけるバイアス制御回路４０の構成を示す電気回路図である。以下にはコップ型センサを使った実施の形態と相違する部分のみを説明する。
【０１４８】
積層型Ａ／Ｆセンサ６０からは素子印加電圧用の端子７１，７２（前記図８の端子４１，４２に相当）以外にもう一つ別の起電力検出用の端子７３が設けられている。かかる場合、端子７３からセンサ起電力Ｖｓを検出し、オペアンプ７５で同センサ起電力Ｖｓと基準電圧Ｖｓｏとを比較する共にその比較結果を増幅して出力する。また、増幅した信号を第２の電圧供給回路４７に入力し、ＬＰＦ２２からの信号との差をとる。つまり、コップ型センサを使用した第１の実施の形態と比較すれば、第２の電圧供給回路４７がボルテージフォロア回路から差動増幅回路に変更されている。
【０１４９】
この回路において、オペアンプ７５での比較用基準電圧Ｖｓｏは以下の通りに調整される。つまり、本実施の形態では、Ａ／Ｆ＝１４．７の場合にＩｐ＝０ｍＡとなるように調整される。換言すれば、Ａ／Ｆ＝１４．７では、端子７１の電圧は端子７２と同じ電圧Ｖａにならなければならず、ＬＰＦ２２の出力でＡ／Ｆを検出するときの電圧をＶｐとすると、オペアンプ７５の出力Ｖｘが（Ｖｐ−Ｖａ）になるように比較用基準電圧Ｖｓｏが調整される。
【０１５０】
この回路を構成することにより、排気ガスがリッチになると端子７３のセンサ起電力Ｖｓが増加し、オペアンプ７５の出力は増加する。すると、第２の電圧供給回路４７の出力Ｖｃは減少し、端子７１に印加される電圧は減少する。これにより、ポンピング電流Ｉｐは前記図４１で示している方向と逆の方向に流れ（マイナスのポンピング電流Ｉｐが流れる）、酸素が拡散ギャップ６３内に供給される。逆にリーンになると、プラスのポンピング電流Ｉｐが流れる共に、拡散ギャップ６３内の酸素がくみ出される。
【０１５１】
そして、上記の如く構成される本実施の形態の空燃比検出装置では、上記第１の実施の形態と同様の手順で積層型Ａ／Ｆセンサ６０の素子抵抗が検出される。その概略を図４５のタイミイングチャートを用いて説明する。なお、図４５は、Ａ／Ｆがリーンの場合においてＡ／Ｆセンサ６０に印加される電圧（ＬＰＦ２２の出力）と、その印加電圧に伴って流れるセンサ電流（ポンピング電流Ｉｐ）との推移を示す。
【０１５２】
要するに、素子抵抗検出時において、印加電圧はＬＰＦ２２を通過することにより所定の時定数を持った信号として積層型Ａ／Ｆセンサ６０に印加される。このとき、印加電圧はその時のＡ／Ｆ検出用の電圧に対して正負両側に変化する。そして、Ａ／Ｆがリーンであるため、負側への電圧の変化量ΔＶと、同じく負側への電流の変化量ΔＩとから素子抵抗Ｒが検出される（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）。負側の計測値を用いる理由は、第１の実施の形態と同様であり、Ａ／Ｆセンサ６０のダイナミックレンジを最小限に設定可能にするためである。この素子抵抗Ｒの検出処理は、所定周期Ｔ４毎に実施される（Ｔ４は、固定値であっても、又はエンジン運転状態に応じた可変値であってもよい）。図示はしないが、Ａ／Ｆがリッチの際には、正側への電圧の変化量ΔＶと、同じく正側への電流の変化量ΔＩとから素子抵抗Ｒが検出される。
【０１５３】
以上第６の実施の形態によれば、上記各実施の形態と同様の効果が得ることができ、結果として素子抵抗を精度良く検出して本発明の目的を達成することができる。
【０１５４】
なお、本発明は、上記各実施の形態に限定されず以下に示す形態にて具体化できる。
（１）上記第１の実施の形態では、図１０の素子抵抗検出処理において、その時のＡ／Ｆがリッチであるかリーンであるかに応じて印加電圧を切り換える順序（正負の順序）を切り換えるようにしたが、Ａ／Ｆに関係なくこの順序を固定としてもよい。かかる場合、常に正側→負側の順、或いは負側→正側の順に印加電圧を切り換えるようになるが、電圧の変化量ΔＶ及び電流の変化量ΔＩを計測する方向は、Ａ／Ｆがリーンの場合には負側へのΔＶ，ΔＩを計測し、Ａ／Ｆがリッチの場合には正側へのΔＶ，ΔＩを計測するようにするのが望ましい。このことは、第６の実施の形態における積層型Ａ／Ｆセンサ６０の場合にも同様である。
【０１５５】
（２）上記第２〜第５の実施の形態について、第６の実施の形態にて記載した積層型センサを用いて具体化してもよい。かかる場合にも、既述した通りの作用及び効果が得られる。
【０１５６】
（３）上記第５の実施の形態において、ダイナミックレンジ内の最大値又は最小値付近に電圧変化による素子抵抗検出法（第１の検出法）と回路瞬断による素子抵抗検出法（第２の検出法）とを使い分けるための第１の判定値を設けると共に、それよりもダイナミックレンジの中心側において第２の判定値を設け、この第２の判定値では、電圧変化による素子抵抗検出法の電圧変化方法を使い分けるようにしてもよい。つまり、第２の判定値を境として、当該判定値よりも外側では片側（ダイナミックレンジの内側）への電圧変化による電流変化から素子抵抗を検出し、第２の判定値よりも内側では正負両側への電圧変化による電流変化から素子抵抗を検出する。この場合、ダイナミックレンジの中心部ほど、素子抵抗の検出精度が向上する。なお、各検出法の使い分けによる検出値の不連続性をなくすため、例えばダイナミックレンジ中心部の検出結果を基準に各検出値を補正するようにしてもよい。
【０１５７】
（４）上記第６の実施の形態で記載した積層型センサを用いる場合において、第１の実施の形態で他の形態（図１３〜図１５）として記載したように印加電圧の波形を変更したり、ΔＶ，ΔＩの計測箇所を変更したりすることも可能である。
【０１５８】
（５）上記実施の形態では、車載エンジンの排気ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）を検出するＡ／Ｆセンサとして本発明を適用したが、本発明の適用範囲は自動車用Ａ／Ｆセンサに限定されるものではなく、これ以外にも適用範囲を拡大することも可能である。例えば可燃性ガス（メタンガス、エタンガス等）中の酸素濃度を検出する酸素濃度センサとして具体化することも可能である。
【０１５９】
（６）上記実施の形態では、マイコン２０から出力される矩形状の信号に対して所定の時定数を持たせることにより擬似的な正弦波に変換し、その信号を素子抵抗検出に用いたが、マイコン２０にて正弦波信号を生成し、その信号を用いて素子抵抗を検出するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２】Ａ／Ｆセンサの詳細な構成を示す断面図。
【図３】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性を示すグラフ。
【図４】Ｄ／Ａ変換器の出力電圧及びＬＰＦの出力電圧を示す波系図。
【図５】Ａ／Ｆセンサの等価電気回路図。
【図６】Ａ／Ｆ検出用の電圧をＡ／Ｆセンサに印加した状態で交流入力電圧の周波数に対するインピーダンスの軌跡を示すグラフ。
【図７】交流入力電圧の周波数と交流インピーダンスとの関係を示すグラフ。
【図８】第１の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図９】メインルーチンを示すフローチャート。
【図１０】第１の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図１１】Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１２】素子温と素子抵抗との関係を示すグラフ。
【図１３】第１の実施の形態の変形例として、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１４】第１の実施の形態の変形例として、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１５】第１の実施の形態の変形例として、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１６】第２の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図１７】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性とダイナミックレンジとの関係を示す図。
【図１８】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性とダイナミックレンジとの関係を示す図。
【図１９】第３の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図２０】第３の実施の形態における解決課題を説明するための電圧−電流特性図。
【図２１】印加電圧とセンサ電流との推移を示し、第４の実施の形態における解決課題を説明するタイムチャート。
【図２２】印加電圧とセンサ電流との推移を示すタイムチャート。
【図２３】交流入力電圧の周波数と交流インピーダンスとの関係を示すグラフ。
【図２４】第４の実施の形態における構成の特徴部分を簡易的に示す電気回路図。
【図２５】第４の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２６】第４の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図２７】第４の実施の形態における限界電流検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図２８】第４の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図２９】第４の実施の形態における作用をより具体的に示すタイムチャート。
【図３０】電圧変化による素子抵抗検出法における電圧−電流特性図と、電圧Ｖ，電流Ｉの波形図。
【図３１】回路瞬断による素子抵抗検出法における電圧−電流特性図と、電圧Ｖ，電流Ｉの波形図。
【図３２】電圧変化により検出された素子抵抗Ｒの特性と、回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅの特性との関係を示す図。
【図３３】電圧変化による素子抵抗検出法と、回路瞬断による素子抵抗検出法とを比較するための図。
【図３４】第５の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図３５】第５の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図３６】第５の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図３７】素子抵抗Ｒの検出ルーチンを示すフローチャート。
【図３８】素子抵抗Ｒｅの検出ルーチンを示すフローチャート。
【図３９】電圧変化による素子抵抗検出法を用いる電流域と、回路瞬断による素子抵抗検出法を用いる電流域とを示す電圧−電流特性図。
【図４０】電圧変化による素子抵抗検出法を用いる電流域と、回路瞬断による素子抵抗検出法を用いる電流域とを示す電圧−電流特性図。
【図４１】第６の実施の形態にて用いられる積層型Ａ／Ｆセンサの詳細な構成を示す断面図。
【図４２】積層型Ａ／Ｆセンサのセンサ起電力とＡ／Ｆとの関係を示すグラフ。
【図４３】積層型Ａ／Ｆセンサのポンピング電流とＡ／Ｆとの関係を示すグラフ。
【図４４】第６の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図４５】第６の実施の形態における電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図４６】従来技術における素子抵抗検出手順を説明するための電圧変化及び電流変化を示す波形図。
【符号の説明】
１０…エンジン（４気筒ディーゼルエンジン）、２０…マイコン（マイクロコンピュータ）、２２ａ，２２ｂ…電圧印加手段を構成するＬＰＦ、３０…酸素濃度センサとしての限界電流式Ａ／Ｆセンサ（コップ型Ａ／Ｆセンサ）、３４…固体電解質層、４０…バイアス制御回路、４１，４２…端子、６０…酸素濃度センサとしての積層型Ａ／Ｆセンサ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車載用エンジンの排気ガス中の酸素濃度を検出するための酸素濃度センサに係るものであって、当該酸素濃度センサの電圧電流の周波数特性を用いて素子抵抗を検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の車載用エンジンの空燃比制御においては、例えば制御精度を高めるといった要望やリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応すべく、エンジンに吸入される混合気の空燃比（排気ガス中の酸素濃度）を広域に且つリニアに検出するリニア式空燃比センサ（酸素濃度センサ）が具体化されている。このような空燃比センサにおいて、その検出精度を維持するには同センサを活性状態に保つことが不可欠であり、一般にはセンサに付設されたヒータを通電制御することにより当該センサ素子を加熱して活性状態を維持するようにしている。
【０００３】
ところで、かかるヒータの通電制御においては、センサ素子の温度（素子温）を検出してその素子温が所望の活性化温度（例えば約７００℃）になるようにフィードバック制御を実施する技術が従来より開示されている。この場合、その時々の素子温を検出するには、素子に温度センサを付設しその検出結果から導き出すことも考えられるが、それでは温度センサを付加したりすることからコスト高となる。そこで、センサ素子の抵抗（素子抵抗）が素子温に対して所定の対応関係を有することを利用して素子抵抗を検出し、その検出された素子抵抗から素子温を導き出すことが提案されている。なお、素子抵抗の検出結果は、例えばセンサの劣化度合を判定すること等にも用いられる。
【０００４】
図４６は、従来より用いられている素子抵抗検出手順を説明するためのタイムチャートであり、これは限界電流式酸素濃度センサをエンジン制御用の空燃比センサとして用いる事例を示す。即ち、図４６の時間ｔ１１以前においては空燃比検出のための所定電圧（正の印加電圧Ｖpos ）がセンサ素子に印加され、その印加電圧Ｖpos に対応して出力されるセンサ電流Ｉpos から空燃比が求められる。また、時間ｔ１１〜ｔ１２では素子抵抗検出のための負の印加電圧Ｖneg が印加され、その時のセンサ電流Ｉneg が検出される。そして、負の印加電圧Ｖneg をその時のセンサ電流Ｉneg で除算することにより素子抵抗ＺＤＣが求められる（ＺＤＣ＝Ｖneg ／Ｉneg ）。上記手法は、一般的に空燃比センサの直流特性を用いた素子抵抗の検出法として知られている。
【０００５】
また、上記従来技術は直流電圧をセンサ素子に印加して素子抵抗（直流インピーダンス）を検出するものであるが、これに対して特公平４−２４６５７号公報には交流電圧をセンサ素子に印加して素子抵抗（交流インピーダンス）を検出する技術が開示されている。かかる技術では、空燃比センサに交流を連続的に印加し、センサ出力をＬＰＦ（ローパスフィルタ）に通して空燃比を検出すると共に、同じくセンサ出力をＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を通した後に平均化して交流インピーダンスを検出するようにしている。上記手法は、一般的に空燃比センサの交流特性を用いた素子抵抗の検出法として知られている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記いずれの従来技術においても、以下の如く問題を招く。
つまり、上述した直流インピーダンス法によれば、矩形波の負の印加電圧Ｖneg を印加した際のセンサ電流Ｉneg が図示の如く急峻に変動してしまい、精度良くセンサのピーク電流を検出することができず、センサ電流が安定するまで待たなければならないという問題を招く。このため、空燃比が検出できない期間が発生する。また、矩形電圧を印加した時のピーク電流が検出できないという問題は、交流特性を用いた素子抵抗の検出法においても起こりうる問題であった。
【０００７】
また、後者の交流インピーダンス法（特公平４−２４６５７号公報）によれば、センサ出力をＬＰＦに通して空燃比を検出するため、空燃比出力に位相遅れが発生すると共に、空燃比出力に交流ノイズが発生し易いという問題を生ずる。特にエンジン運転状態が過渡状態にある場合には上記問題が顕著であった。
【０００８】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、新規な手法により素子抵抗を精度良く検出し、さらにその検出時間を短縮することができる酸素濃度センサの素子抵抗検出方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、酸素濃度を検出するために酸素濃度センサに印加した電圧を、所定の時定数を持たせて同センサの素子抵抗を検出するための電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出するようにしている。
【００１０】
つまり、素子抵抗検出時において、酸素濃度センサに印加する電圧を所定の時定数を持った波形にて変化させることにより急峻な電流ピークの発生が抑制できる。その結果、正確なセンサ電流値を計測することができ、ひいては、酸素濃度センサの素子抵抗を精度良く検出することが可能となる。この場合、請求項２に記載したように、酸素濃度の検出途中において素子抵抗を検出するための電圧変化を単発的に行わせることにより、素子抵抗検出に要する時間が短縮化される。これは例えば電圧変化の１波形にて電流の変化を計測し、その計測結果から素子抵抗が検出できることを意味する。
【００１１】
また、酸素濃度センサへの印加電圧を単発的に切り換えて素子抵抗を検出することにより、酸素濃度の検出精度に悪影響を及ぼすことはなく、例えば車載エンジンに適用した場合の過渡運転状態下においても排気ガス中の酸素濃度（空燃比）の検出精度を高レベルのまま維持できる。また、既述した特公平４−２４６５７号公報の交流インピーダンス法では、連続する交流成分の平均値から素子抵抗を検出するため、エンジンの過渡運転状態下においてその時々の素子抵抗を個々に検出することは不可能であったが、本発明では個々の波形から素子抵抗を検出できるため上記のような不都合を招くことはない。
【００１２】
請求項３に記載した発明では、素子抵抗の検出に際し、素子抵抗（インピーダンス）の周波数特性が一定となる範囲の任意の周波数に対して、該周波数に対応する時定数を持たせた電圧をセンサに印加するようにしている。より具体的には、請求項４に記載したように、素子抵抗の検出に際し、電圧変化の時定数が１５９μｓ以下となるように設定している。この１５９μｓの時定数は、カットオフ周波数を１ｋＨｚ以上に設定することと同意である。これは、ジルコニア等の固体電解質を用いた限界電流式酸素濃度センサや積層型酸素濃度センサのインピーダンス特性が電圧の周波数１ｋＨｚ以上の領域で安定するためである。なお、より安定した特性を得るには、時定数を３２μｓ〜５３μｓの範囲（周波数＝３ｋＨｚ〜５ｋＨｚの範囲）に限定するのが望ましい。
【００１３】
また、素子抵抗の検出に際しては、請求項５に記載したように、酸素濃度検出のためにセンサに印加している電圧に対して電圧を正負いずれか片側に変化させ、その際の電圧変化とそれに伴う電流変化とから素子抵抗を検出する方法、或いは、請求項６に記載したように、酸素濃度検出のためにセンサに印加している電圧に対して電圧を正負両側に変化させ、その際の正負いずれか片側への電圧変化とそれに伴う電流変化とから素子抵抗を検出する方法がある。
【００１４】
請求項７に記載の発明では、酸素濃度センサの出力電流が電流検出可能域（以下、本明細書の記載では、これをダイナミックレンジと呼ぶこととする）内における所定値以上の時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、出力電流が前記所定値以下の時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにしている。
【００１５】
つまり、前記請求項５や請求項６で記述したように、正負いずれか片側への電圧変化とそれに伴なう電流変化とからセンサの素子抵抗を検出する場合、ダイナミックレンジから外れる方向に電圧を変化させたのでは、出力電流に誤差が生じ、素子抵抗を正確に検出することができない。これに対して上記構成によれば、ダイナミックレンジから外れることなくセンサの出力電流が検出でき、素子抵抗を正確に検出することができる。
【００１６】
ここで望ましくは、請求項８に記載したように、電流検出可能域（ダイナミックレンジ）内で酸素濃度センサの出力電流を判定する所定値を、当該電流検出可能域内における略中央値に設定するとよい（例えば、図１７及び図１８中のＩｐｏのように設定するとよい）。
【００１７】
さらに、一般には空燃比センサとして使用されるこの種の酸素濃度センサ（限界電流式酸素濃度センサや積層型酸素濃度センサ）では、印加電圧とそれに対応する出力電流とが略比例関係を有し、且つ空燃比がリーンであれば正側に、空燃比がリッチであれば負側に電流値が変化する（限界電流式酸素濃度センサの場合には、図３の特性線Ｌ１参照）。そこで、請求項９に記載した発明では、空燃比がリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、空燃比がリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにしている。この場合、予め設定されている検出回路のダイナミックレンジ内において、当該レンジ内側への電流変化を用いて素子抵抗を検出することになり、レンジ外への電流変化を検出してその精度を悪化させることはない。また、ダイナミックレンジを最小限に設定することができるという効果もある（設計上、ダイナミックレンジを狭い領域で設定でき、検出回路を高精度化できる）。
【００１８】
また、請求項１０に記載の発明では、素子抵抗の検出に際し、酸素濃度検出のためにセンサに印加している電圧に対して電圧を正負両側に変化させ、その際の正負両側の電圧変化とそれに伴う電流変化とから素子抵抗を検出するようにしている。この場合、上記請求項５や請求項６に記載の発明に比べてより一層の検出誤差軽減を図ることができる。
【００１９】
さらに、請求項１１に記載の発明では、素子抵抗の検出に際してセンサへの印加電圧を正負両側に変化させる場合において、センサ素子内を移動する電荷量が正負いずれの変化時にも略同一量となるように電圧波形を設定している。かかる場合、素子抵抗の検出が終了した際においてセンサ電流の収束を早めることができるという効果が得られる。
【００２０】
請求項１２に記載の発明では、酸素濃度センサの素子抵抗を検出する時の電圧変化量を、前回検出時の素子抵抗値の大きさに応じて設定するようにしている。つまり、例えば酸素濃度センサの素子温が低い場合（素子内部抵抗が大きい場合）には、電圧変化量を固定にしたままでセンサ出力電流を得ようとすると、その電流変化は微小値となり、素子抵抗の検出誤差を生じ易い。しかし、上記構成によれば上記のような不都合が解消される。具体的には、例えばセンサ素子温が低い場合には、電圧変化量を大きくするように修正すればよい。
【００２１】
請求項１３に記載の発明では、酸素濃度センサの素子抵抗を検出する時と、当該センサにより酸素濃度を検出する時とにおいて、前記酸素濃度センサに印加される電圧変化の時定数を切り替えるようにしている。即ち、既述してきたように、所定の時定数を持たせて電圧を変化させる場合、その時定数を固定したまま酸素濃度（空燃比）を検出しようとすると、酸素濃度（空燃比）の急変時において濃度検出のため電圧変化量が所望の値に制御できず、酸素濃度の真値が検出できないという問題が生ずる。そこで、本発明では、素子抵抗検出時と酸素濃度検出時とで電圧変化の時定数を変更するようにしている。このとき望ましくは、請求項１５に記載したように、酸素濃度検出時は、素子抵抗検出時よりも前記電圧変化の時定数を大きな値とするとよい。
【００２２】
請求項１３の具体的手法として、請求項１４に記載の発明では、酸素濃度センサの固体電解質層に接続される一対の端子にそれぞれ電圧変化の時定数が異なる２つの電圧印加手段を接続し、素子抵抗検出時と酸素濃度検出時とで前記２つの電圧印加手段を選択的に用いるようにしている。この場合、例えばスイッチ手段を設け当該スイッチのＯＮ／ＯＦＦにより時定数を変化させる場合（例えば、ＣＲ回路の抵抗値やコンデンサ容量を変化させる場合等）と比較して、スイッチのＯＮ抵抗やスイッチング時のノイズによる検出誤差を生じることはない。
【００２３】
また、請求項１６に記載の発明では、前記所定の時定数を持った電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記酸素濃度センサの素子抵抗を検出する第１の検出法と、前記酸素濃度センサへ電圧を供給する回路を瞬断し、該瞬断する前後の電圧及び電流変化の比から素子抵抗を検出する第２の検出法とを、前記センサの出力電流に応じて選択的に切り替えて実施するようにしている。
【００２４】
つまり、酸素濃度センサの電流検出域にダイナミックレンジが設定されている場合、ダイナミックレンジの最大値付近及び最小値付近では、既述のような電圧変化による素子抵抗検出法（第１の検出法）を用いると検出誤差が生じ易い。そこで、本請求項の発明では、酸素濃度センサの電圧供給回路を瞬断し、該瞬断する前後の電圧及び電流変化の比から素子抵抗を検出する、第２の検出法を併用する。この第２の検出法とは、回路瞬断時においてセンサの固体電解質層（例えばジルコニア素子）の内外両側の酸素分圧差に応じて発生する起電力出力を用いる手法であり、回路瞬断時にセンサ起電力が出力されることと、センサ出力電流が「０ｍＡ」になることとからその電圧変化及び電流変化が求められ素子抵抗が検出できる。この場合、センサ出力電流とダイナミックレンジとの関係に応じて前記第１及び第２の検出法を選択的に用いることにより、いかなる電流検出領域でも素子抵抗検出が可能となる。
【００２５】
請求項１６に記載の発明の具体的な手段として、請求項１７に記載の発明では、酸素濃度センサによる電流検出可能域（ダイナミックレンジ）内に少なくとも１つの判定値を設け、当該センサの出力電流が前記判定値よりも理論空燃比（ストイキ）側にある場合には前記第１の検出法を用い、それ以外の場合は前記第２の検出法を用いるようにしている。つまり、第２の検出法のように、回路瞬断時における起電力出力から電圧変化と電流変化とを検出する場合、理論空燃比付近では電流値変化が微小となり、素子抵抗の検出精度が悪化するおそれがある。これに対して上記構成によれば、理論空燃比付近で第１の検出法を優先的に用いることにより、検出精度を維持することができる。
【００２６】
因みに、ダイナミックレンジの中心値が理論空燃比に略一致する場合には、センサの出力電流が前記判定値よりも中央側にある時に前記第１の検出法を用い、それ以外の時に前記第２の検出法を用いるように構成してもよい。即ち、同ダイナミックレンジの最大値付近又は最小値付近では、その外側に電圧を変化させたのでは出力電流を正確に検出することはできない（このことは、前記請求項７〜９で記載した問題点と同意である）。そこで、同ダイナミックレンジ内において、判定値よりも中央側では電圧変化による手法（第１の検出法）により素子抵抗を検出する。また、第１の検出法による素子抵抗検出が困難となる領域（前記判定値の外側領域）では、第２の検出法に切り替えて素子抵抗を検出する。この場合、より広い電流検出領域で正確な素子抵抗検出が実現できることとなる。
【００２７】
このとき、請求項１８に記載したように、酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値を電流検出可能域（ダイナミックレンジ）の僅かに内側に設けたり、請求項１９に記載したように、同じく判定値を電流検出可能域（ダイナミックレンジ）の最大値よりも僅かに小さい所定値と、同電流検出可能域（ダイナミックレンジ）の最小値よりも僅かに大きい所定値としたりすることが望ましく、かかる場合には、第１の検出法の適用範囲をより広い範囲で確保することができる。
【００２８】
なお、上記請求項１７の記載と多少重複するが、ダイナミックレンジが電流値＝０ｍＡを跨ぐように設定され、抵抗検出直前の出力電流が少なくとも０ｍＡ付近である場合には、前記第１の検出法により素子抵抗を検出した方がよいことを重ねて記載しておく。これは、既述した通り第２の検出法では、回路瞬断前の電流値と０ｍＡとの差から電流変化を検出するため、電流変化量が微小値になり、検出誤差が生じ易くなるからである。
【００２９】
ところで、前記第１の検出法により検出される素子抵抗の特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗の特性とは、若干相違している場合があり、かかる場合において、両方の検出法を連続的に切り替えると、各検出法による素子抵抗検出値が不連続な数値となる。このとき、例えば検出された素子抵抗に基づいてセンサのヒータ制御等を実施する場合において、前記不連続な検出結果に起因して素子温が安定しないという問題が生じる。
【００３０】
そこで、請求項２０に記載の発明では、酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値に所定幅を持たせ、前記センサの出力電流が前記判定値の所定幅内にあれば、前記第１の検出法と前記第２の検出法とを共に実施し、両検出法による検出結果に基づいて素子抵抗を求めるようにしている。
【００３１】
請求項２０の発明の具体的な手段として、請求項２１に記載した発明では、前記第１の検出法による検出結果と前記第２の検出法による検出結果との比から補正係数を求め、その補正係数を用いて前記いずれかの検出法により検出された素子抵抗値を補正するようにしている。
【００３２】
また、請求項２２に記載の発明では、前記第１の検出法により検出される素子抵抗特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗特性とを予め求めておき、この両方の素子抵抗特性に基づいて前記第１の検出法による検出結果若しくは前記第２の検出法による検出結果のいずれかを補正するようにしている。
【００３３】
以上請求項２０〜２２の発明によれば、第１の検出法により検出される素子抵抗の特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗の特性とが相違していても、両検出法による検出結果の検出誤差が吸収され、その不連続性が解消できる。その結果、素子抵抗によるヒータ制御時にも素子温を安定状態で制御できることとなる。上記発明は、センサ個体間のバラツキや、耐久劣化等が生じた場合の補正手段としても有効である。
【００３４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を空燃比検出装置に具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。なお、本実施の形態における空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。以下の記載では、空燃比センサを用いた空燃比（Ａ／Ｆ）の検出手順、並びに同センサの交流特性を用いた素子抵抗検出手順を詳細に説明する。
【００３５】
図１は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。図１において、空燃比検出装置は酸素濃度センサとしての限界電流式空燃比センサ（以下、Ａ／Ｆセンサという）３０を備え、このＡ／Ｆセンサ３０は、エンジン１０のエンジン本体１１から延びる排気管１２に取り付けられている。Ａ／Ｆセンサ３０は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）２０から指令される電圧の印加に伴い、排気ガス中の酸素濃度に比例したリニアな空燃比検出信号を出力する。マイコン２０は、各種演算処理を実行するための周知のＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等により構成され、所定の制御プログラムに従い後述するバイアス制御回路４０及びヒータ制御回路２５を制御する。
【００３６】
図２は、Ａ／Ｆセンサ３０の概略を示す断面である。図２において、Ａ／Ｆセンサ３０は前記排気管１２の内部に向けて突設されており、同センサ３０は大別して、カバー３１、センサ本体３２及びヒータ３３から構成されている。カバー３１は断面コ字状をなし、その周壁にはカバー内外を連通する多数の小孔３１ａが形成されている。センサ本体３２は空燃比リーン領域における酸素濃度、若しくは空燃比リッチ領域における未燃ガス（ＣＯ，ＨＣ，Ｈ2 等）濃度に対応する限界電流を発生する。
【００３７】
センサ本体３２の構成について詳述する。センサ本体３２において、断面カップ状に形成された固体電解質層３４の外表面には、排気ガス側電極層３６が固着され、内表面には大気側電極層３７が固着されている。また、排気ガス側電極層３６の外側には、プラズマ溶射法等により拡散抵抗層３５が形成されている。固体電解質層３４は、ＺｒＯ2 、ＨｆＯ2 、ＴｈＯ2 、Ｂｉ2 Ｏ3 等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ2 Ｏ3 、Ｙｂ2 Ｏ3 等を安定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼結体からなり、拡散抵抗層３５は、アルミナ、マグネシャ、ケイ石質、スピネル、ムライト等の耐熱性無機物質からなる。排気ガス側電極層３６及び大気側電極層３７は共に、白金等の触媒活性の高い貴金属からなりその表面には多孔質の化学メッキ等が施されている。なお、排気ガス側電極層３６の面積及び厚さは、１０〜１００ｍｍ^2（平方ミリメートル）及び０．５〜２．０μｍ程度となっており、一方、大気側電極層３７の面積及び厚さは、１０ｍｍ^2（平方ミリメートル）以上及び０．５〜２．０μｍ程度となっている。
【００３８】
ヒータ３３は大気側電極層３７内に収容されており、その発熱エネルギによりセンサ本体３２（大気側電極層３７、固体電極質層３４、排気ガス側電極層３６及び拡散抵抗層３５）を加熱する。ヒータ３３は、センサ本体３２を活性化するに十分な発熱容量を有している。
【００３９】
上記構成のＡ／Ｆセンサ３０において、センサ本体３２は理論空燃比点よりリーン領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、酸素濃度に対応する限界電流は、排気ガス側電極層３６の面積、拡散抵抗層３５の厚さ、気孔率及び平均孔径により決定される。また、センサ本体３２は酸素濃度を直線的特性にて検出し得るものであるが、このセンサ本体３２を活性化するのに約６００℃以上の高温が必要とされると共に、同センサ本体３２の活性温度範囲が狭いため、エンジン１０の排気ガスのみによる加熱では活性領域を制御できない。そのため、本実施の形態では、ヒータ３３の加熱制御によりセンサ本体３２を活性化温度域にまで加熱する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の領域では、未燃ガスである一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ本体３２はＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。
【００４０】
センサ本体３２の電圧−電流特性について図３を用いて説明する。図３によれば、Ａ／Ｆセンサ３０の検出Ａ／Ｆに比例するセンサ本体３２の固体電解質層３４への流入電流と、同固体電解質層３４への印加電圧とがリニアな特性を有することが分かる。かかる場合、電圧軸Ｖに平行な直線部分がセンサ本体３２の限界電流を特定するものであって、この限界電流（センサ電流）の増減はＡ／Ｆの増減（即ち、リーン・リッチ）に対応している。つまり、Ａ／Ｆがリーン側になるほど限界電流は増大し、Ａ／Ｆがリッチ側になるほど限界電流は減少する。
【００４１】
また、この電圧−電流特性において電圧軸Ｖに平行な直線部分よりも小さい電圧域は抵抗支配域となっており、その抵抗支配域における一次直線部分の傾きは、センサ本体３２における固体電解質層３４の内部抵抗（これを素子抵抗という）により特定される。この素子抵抗は温度変化に伴い変化するため、センサ本体３２の温度が低下すると素子抵抗の増大により上記傾きが小さくなる。
【００４２】
一方、図１において、Ａ／Ｆセンサ３０に電圧を印加するためのバイアス指令信号（デジタル信号）Ｖｒはマイコン２０からＤ／Ａ変換器２１に入力され、同Ｄ／Ａ変換器２１にてアナログ信号Ｖｂに変換された後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２に入力される。そして、ＬＰＦ２２にてアナログ信号Ｖｂの高周波成分が除去された出力電圧Ｖｃは、Ａ／Ｆの検出電圧又は素子抵抗の検出電圧のいずれかをＡ／Ｆセンサ３０に印加するためのバイアス制御回路４０に入力される。このとき、Ａ／Ｆ検出用時には、前記図３の特性線Ｌ１を用いてその時のＡ／Ｆに対応した印加電圧Ｖｐが設定されるのに対し、素子抵抗検出時には、所定周波数信号よりなる単発的で且つ所定の時定数を持った電圧が印加される。
【００４３】
また、バイアス制御回路４０は、Ａ／Ｆセンサ３０への電圧の印加に伴い流れる電流値を電流検出回路５０にて検出し、当該電流検出回路５０にて検出された電流値のアナログ信号はＡ／Ｄ変換器２３を介してマイコン２０に入力される。バイアス制御回路４０の詳細な構成については後述する。Ａ／Ｆセンサ３０に付設されたヒータ３３は、ヒータ制御回路２５によりその作動が制御される。つまり、ヒータ制御回路２５は、Ａ／Ｆセンサ３０の素子温やヒータ温度に応じてバッテリ電源（図示しない）からヒータ３３に供給される電力をデューティ制御し、ヒータ３３の加熱制御を行う。
【００４４】
ここで、素子抵抗検出時にＡ／Ｆセンサ３０に印加される指令電圧の詳細を説明する。つまり、マイコン２０は、デジタル信号としてのバイアス指令信号Ｖｒを出力するが、このバイアス指令信号ＶｒはＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２を通過する際において、単発的で且つ所定の時定数を持った電圧（アナログ信号）に変換される。図４は、素子抵抗検出時におけるＤ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂと、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃとについてその信号波形の一例を示す。この場合、Ｄ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂは、時間ｔ１でその直前の印加電圧Ｖｐ（Ａ／Ｆ検出電圧）に対して「ΔＶ」だけ高い電圧値に切り換えられ、時間ｔ２でｔ１〜ｔ２の期間よりも短い、微少時間だけ前記印加電圧Ｖｐよりも低い電圧値に切り換えられる。そして、時間ｔ３で元の印加電圧Ｖｐに戻される。一方、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃは、所定の時定数を持たせることにより高周波成分が除去されたなまし信号となっている。
【００４５】
また、本実施の形態で言う所定の時定数を持った電圧とは単発的な周波数成分を含む信号であるが、以下のようにしてその周波数が決定される。
図５はＡ／Ｆセンサ３０の等価回路である。この等価回路において、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子の界面における粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵抗と電極界面容量である。
【００４６】
図６は、上記図５の如く表されるＡ／Ｆセンサ３０の複素インピーダンス特性を示す。同図において、横軸の「Ｚreal」は複素インピーダンスの実数部を、縦軸の「Ｚimaginary 」は虚数部を示しており、このとき、インピーダンスＺＡＣは、
ＺＡＣ＝Ｚreal＋ｊ・Ｚimaginary
にて表される。また、図６のＡ点は周波数１ｋＨｚでのインピーダンス特性を示しており、それより低周波であるとＡ点よりも右の特性となり、高周波であるとＡ点よりも左の特性となる。即ち、１ｋＨｚ付近ではＲｇとＲｉの合計値がインピーダンスとして検出されることとなる。
【００４７】
図７は、前記図６について横軸を周波数ｆに、縦軸をインピーダンスＺＡＣに変換したものである。同図７によれば、周波数１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚではインピーダンスＺＡＣが所定値（Ｒｇ＋Ｒｉ）に収束しているのが分かる。また、１０ＭＨｚ付近よりもさらに高周波側ではインピーダンスＺＡＣは減少し、前記（Ｒｇ＋Ｒｉ）よりも小さい所定値（Ｒｇ）に収束する。このことから、インピーダンスＺＡＣを安定した状態で精度良く検出するためには、同インピーダンスＺＡＣが周波数ｆによらず一定値となる１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ付近が望ましいことがわかる。本実施の形態では、周波数を１ｋＨｚとし、その波形の立ち上がり（前記図４の時間ｔ１〜ｔ２）を得るべく、ＬＰＦ２２により１５９μｓ程度の時定数を設定している。ここで、時定数の下限（周波数の上限）は、Ｄ／Ａ変換器２１やＡ／Ｄ変換器２３の処理能力によって制限されるだけであり、高速な回路を使うことにより時定数の下限を拡大させることができる。
【００４８】
こうした理由からＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧の切り換えに時には、マイコン２０は１ｋＨｚ程度の周波数成分を含むデジタル信号を出力し、そのデジタル信号はＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２の通過に際し、所定の時定数（１５９μｓ程度）が有する信号に変換される。なお、マイコン２０から出力される指令信号は矩形信号であるため、信号生成も容易に実現できる。
【００４９】
他方で、素子抵抗の検出電圧を再びＡ／Ｆの検出電圧に復帰させる際においてその電圧を直接、元の電圧に切り換えるようにすると、上記Ｃｉ，Ｃｆに蓄えられる電荷の影響からセンサ電流は電圧の復帰直後においてピーク電流を発生し、結果として元の電流値に収束するまでの時間が長くなる。そこで、本実施の形態では、素子抵抗の検出電圧を元の電圧に復帰させる際に、先の電圧変化時（前記図４の時間ｔ１〜ｔ２）とは逆方向の電圧を短時間印加して（前記図４の時間ｔ２〜ｔ３）、前記Ｃｉ，Ｃｆにおける電荷の放電を短時間で終了させ、センサ電流の安定時間をより短縮化するようにしている。この場合、印加電圧を片側に変化させた際にセンサ素子内を移動する電荷量と、同印加電圧を逆側に変化させた際にセンサ素子内を移動する電荷量とが一致するように電圧値が制御されるのが望ましく、そのためには印加電圧の変化に際して正負両側に相似形の電圧波形を与えるようにしてもよい。
【００５０】
次に、バイアス制御回路４０の構成を図８の電気回路図を用いて説明する。図８において、バイアス制御回路４０は大別して、基準電圧回路４４と、第１の電圧供給回路４５と、第２の電圧供給回路４７と、電流検出回路５０とを有する。基準電圧回路４４は、定電圧Ｖｃｃを分圧抵抗４４ａ，４４ｂにより分圧して一定の基準電圧Ｖａを生成する。
【００５１】
第１の電圧供給回路４５は電圧フォロア回路にて構成され、基準電圧回路４４の基準電圧Ｖａと同じ電圧ＶａをＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子４２に供給する（この端子４２は、前記図２の大気側電極層３７に接続される端子である）。より具体的には、正側入力端子が各分圧抵抗４４ａ，４４ｂの分圧点に接続されると共に負側入力端子がＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子に接続された演算増幅器４５ａと、演算増幅器４５ａの出力端子に一端が接続された抵抗４５ｂと、この抵抗４５ｂの他端にそれぞれベースが接続されたＮＰＮトランジスタ４５ｃ及びＰＮＰトランジスタ４５ｄとにより構成されている。ＮＰＮトランジスタ４５ｃのコレクタは定電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは電流検出回路５０を構成する電流検出抵抗５０ａを介してＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４５ｄのエミッタはＮＰＮトランジスタ４５ｃのエミッタに接続され、コレクタはアースされている。
【００５２】
第２の電圧供給回路４７も同様に電圧フォロア回路にて構成され、前記ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃと同じ電圧ＶｃをＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子４１に供給する（この端子４１は、前記図２の排気ガス側電極層３６に接続される端子４１である）。より具体的には、正側入力端子が前記ＬＰＦ２２の出力に接続されると共に負側入力端子がＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に接続された演算増幅器４７ａと、演算増幅器４７ａの出力端子に一端が接続された抵抗４７ｂと、この抵抗４７ｂの他端にそれぞれベースが接続されたＮＰＮトランジスタ４７ｃ及びＰＮＰトランジスタ４７ｄとにより構成されている。ＮＰＮトランジスタ４７ｃのコレクタは定電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは抵抗４７ｅを介してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４７ｄのエミッタはＮＰＮトランジスタ４７ｃのエミッタに接続され、コレクタはアースされている。
【００５３】
上記構成により、Ａ／Ｆセンサ３０の一方の端子には常時一定電圧Ｖａが供給される。そして、ＬＰＦ２２を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に一定電圧Ｖａよりも低い電圧Ｖｃが供給されると、当該Ａ／Ｆセンサ３０が正バイアスされる。また、ＬＰＦ２２を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子に一定電圧Ｖａよりも高い電圧Ｖｃが供給されると、当該Ａ／Ｆセンサ３０が負バイアスされることになる。
【００５４】
次に、上記の如く構成される空燃比検出装置の作用を説明する。
図９は、本実施の形態における制御ルーチンを示すフローチャートであり、同ルーチンはマイコン２０への電力供給開始に伴い起動される。同図において、マイコン２０は、先ずステップ１００で前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔ１が経過したか否かを判別する。ここで、所定時間Ｔ１は、Ａ／Ｆの検出周期に相当する時間であって、例えば、Ｔ１＝２〜４ｍｓ程度に設定されるのが適当である。そして、前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔ１が経過していれば、マイコン２０はステップ１００を肯定判別してステップ１１０に進む。マイコン２０は、ステップ１１０で電流検出回路５０により検出されたセンサ電流Ｉｐ（限界電流値）を読み込むと共に、予めマイコン２０内のＲＯＭに記憶されている特性マップを用いてその時のセンサ電流Ｉｐに対応するエンジン１０のＡ／Ｆを検出する。このとき、マイコン２０は、図３の特性線Ｌ１を用いてその時のＡ／Ｆ検出結果に応じた印加電圧ＶｐをＡ／Ｆセンサ３０に印加しておく。
【００５５】
また、マイコン２０は、続くステップ１２０で前回の素子抵抗検出時から所定時間Ｔ２が経過したか否かを判別する。ここで、所定時間Ｔ２は、素子抵抗の検出周期に相当する時間であって、例えばエンジン運転状態に応じて選択的に設定される。本実施の形態では、Ａ／Ｆの変化が比較的小さい通常時（エンジンの定常運転時）にはＴ２＝２ｓ（秒）に、Ａ／Ｆの急変時（エンジンの過渡運転時）にはＴ２＝１２８ｍｓ（ミリ秒）に、というように設定される。そして、ステップ１２０が否定判別されれば、上記の如く所定時間Ｔ１の経過毎にＡ／Ｆが検出され、ステップ１２０が肯定判別されれば、ステップ１３０で素子抵抗が検出される。素子抵抗検出処理を図１０のサブルーチンを用いて説明する。
【００５６】
図１０において、マイコン２０は、先ずステップ１３１で現時点でのＡ／Ｆがリッチであるかリーンであるかを判別する。Ａ／Ｆ＝リーンであれば、マイコン２０は、ステップ１３２でそれまでの印加電圧Ｖｐ（Ａ／Ｆ検出電圧）に対して負側→正側の順に電圧を変化させ、Ａ／Ｆ＝リッチであれば、ステップ１３３でそれまでの印加電圧Ｖｐに対して正側→負側の順に電圧を変化させる（バイアス指令信号Ｖｒを操作する）。
【００５７】
そして、印加電圧の切り換え後において、マイコン２０は、ステップ１３４で電圧変化量ΔＶと電流検出回路５０により検出されたセンサ電流の変化量ΔＩとを読み取る。また、マイコン２０は、続くステップ１３５でΔＶ，ΔＩを用いて素子抵抗Ｒを算出し（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）、その後元のメインルーチンに戻る。
【００５８】
図１１の（ａ），（ｂ）は、Ａ／Ｆセンサ３０に印加される電圧（ＬＰＦ２２通過後の出力電圧Ｖｃ）の波形と、その電圧の印加に伴って流れるセンサ電流の波形とを示す。即ち、Ａ／Ｆがリーンの場合（Ａ／Ｆ＝１８の場合）、図１１の（ａ）に示すようにＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧が電圧変化量ΔＶだけ負側の電圧に切り換えられ、この電圧変化に対応する負側への電流変化が変化量ΔＩとして検出される。なお、図中の印加電圧＝ａ〔Ｖ〕，センサ電流＝ｂ〔Ａ〕は、図３の点ａ，ｂに相当する。また、Ａ／Ｆがリッチの場合（Ａ／Ｆ＝１３の場合）、図１１の（ｂ）に示すように、Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧が電圧変化量ΔＶだけ正側の電圧に切り換えられ、この電圧変化に対応する正側への電流変化が変化量ΔＩとして検出される。なお、図中の印加電圧＝ｃ〔Ｖ〕，センサ電流＝ｄ〔Ａ〕は、図３の点ｃ，ｄに相当する。
【００５９】
この場合、リーンであれば負側への電圧変化、リッチであれば正側への電圧変化からセンサ電流が求められるため、当該センサ電流が電流検出回路５０のダイナミックレンジ（図３参照）を超えることはない。
【００６０】
一方、上記の如く求められる素子抵抗Ｒは、素子温に対して図１２に示す関係を有する。即ち、素子温が小さくなるほど、素子抵抗Ｒが飛躍的に大きくなる関係を有する。同図において、素子抵抗Ｒ＝９０ΩはＡ／Ｆセンサ３０がある程度活性化している温度６００°に対応し、素子抵抗Ｒ＝３０ΩはＡ／Ｆセンサ３０が十分に活性化している温度７００℃に対応する。そして、ヒータ制御に際しては、前記算出した素子抵抗ＲとＡ／Ｆセンサ３０が十分に活性化していると思われる目標抵抗値（例えば３０Ω）との偏差をなくすために必要なヒータ３３の通電量が求められ、その通電がデューティ制御される。即ち、素子温フィードバック制御が実施される。
【００６１】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（ａ）本実施の形態では、Ａ／Ｆを検出するためにＡ／Ｆセンサ３０に印加した電圧を、所定の時定数を持たせて素子抵抗の検出電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とからＡ／Ｆセンサ３０の素子抵抗を検出するようにした。つまり、本構成によれば、素子抵抗の検出電圧への切り換え時において、従来の課題であった急峻な電流ピークの発生が抑制できる。その結果、正確なセンサ電流値を計測することができ、ひいては、Ａ／Ｆセンサ３０の素子抵抗を精度良く検出することが可能となる。この場合、Ａ／Ｆの検出途中において単発的な交流電圧により素子抵抗の検出を行うようにしたため、検出に要する時間が短縮化される。また、Ａ／Ｆの検出精度に悪影響を及ぼすことはなく、エンジンの過渡運転状態下においてもＡ／Ｆの検出精度を高レベルのまま維持できる。
【００６２】
（ｂ）本実施の形態では、特に、素子抵抗検出時における電圧変化のカットオフ周波数が１ｋＨｚ以上となるような時定数（１５９μｓ以下の時定数）を与えるようにした。これにより、Ａ／Ｆセンサ３０の周波数特性が安定する（既述した図７参照）。なお、より安定した特性を得るには、時定数を３２μｓ〜５３μｓの範囲（周波数＝３ｋＨｚ〜５ｋＨｚの範囲）に限定するのが望ましい。
【００６３】
（ｃ）本実施の形態では、ＬＰＦ２２を用いて所定の時定数を有する交流信号をＡ／Ｆセンサ３０に印加させるようにした。そのため、より簡便な構成にて所望の目的を達成することができる。この場合、マイコン２０は、矩形波状のデジタル信号を生成するのみであるため、その高負荷な演算処理が要求されるものではない。従って、より実現性の高い空燃比検出装置を提供できることとなる。
【００６４】
（ｄ）また、本実施の形態では、Ａ／Ｆがリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、Ａ／Ｆがリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにした。この場合、予め設定されている電流検出回路５０のダイナミックレンジの内側への電流変化を用いて素子抵抗を検出することになり、レンジ外への電流変化を検出してその精度を悪化させることはない。また、ダイナミックレンジを最小限に設定することができるという効果もある（設計上、ダイナミックレンジを狭い領域で設定でき、回路を高精度化できる）。
【００６５】
（ｅ）Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧を正負両側に変化させた時にセンサ素子内を移動する電荷量がいずれの変化時にも同一量となるように、電圧波形を設定した。そのため、素子抵抗の検出終了時におけるセンサ電流の収束を早めることができる。
【００６６】
（ｆ）そして、上記のように素子抵抗を精度良く検出することが可能となれば、その検出結果を用いたＡ／Ｆセンサ３０の活性化制御（ヒータ３３の通電制御）が精度良く実現できる。また、素子抵抗の検出結果を用いた劣化度合の判定にも有効に適用できる。
【００６７】
なお、素子抵抗検出時において印加電圧を変化させる形態は図１３〜１５に示す如く変更することもできる。
図１３に示す形態では、上記実施の形態と同様に、素子抵抗検出時における印加電圧を正負両側に変化させたものであるが、電圧の変化量ΔＶ，電流の変化量ΔＩを計測する箇所を最初の波形から２番目の波形に変更している。このとき、図１３の（ａ）に示すように、Ａ／Ｆがリーンの場合（Ａ／Ｆ＝１８の場合）には、その時までの印加電圧（Ａ／Ｆの検出電圧）に対して正側→負側の順に電圧を変化させ、負側に変化した電圧の変化量ΔＶ及び電流の変化量ΔＩから素子抵抗を算出する。また、図１３の（ｂ）に示すように、Ａ／Ｆ＝リッチの場合（Ａ／Ｆ＝１３の場合）、その時までの印加電圧に対して負側→正側の順に電圧を変化させ、正側に変化した電圧の変化量ΔＶ及び電流の変化量ΔＩから素子抵抗を算出する。
【００６８】
また、図１４に示す形態では、印加電圧を正負いずれか片側にのみ変化させ、その時の電圧の変化量ΔＶ，電流の変化量ΔＩを計測するようにしている。この場合にも上記の各形態と同様に、Ａ／Ｆがリーンであれば印加電圧を負側に変化させ、その電圧変化に対応する電流の変化量から素子抵抗を検出する（図１４の（ａ））。また、Ａ／Ｆがリッチであれば印加電圧を正側に変化させ、その電圧変化に対応する電流の変化量から素子抵抗を検出する（図１４の（ｂ））。なお、かかる場合には、センサ電流が元の限界電流値に収束するまでの時間が幾分長くなるが、素子抵抗の検出精度は同等に保たれる。
【００６９】
上記図１３，１４の形態では、上記第１の実施の形態と同様に、Ａ／Ｆがリーンであれば負側に変化するセンサ電流を計測すると共に、Ａ／Ｆがリッチであれば正側に変化するセンサ電流を計測するようにしたため、当該センサ電流を電流検出回路５０のダイナミックレンジ内にて精度良く計測することができる。また、当初の設計時においてダイナミックレンジを最小限に設定することが可能となる。
【００７０】
さらに、図１５に示す形態では、印加電圧を正負両側に変化させ、その時の最大値と最小値との差から電圧の変化量ΔＶ，電流の変化量ΔＩを計測するようにしている。この場合、上記の各形態と比較して素子抵抗の検出精度が最良となるが、ダイナミックレンジを予め大きく設計しておく必要がある。なお、かかる場合において、印加電圧を変化させる順序に関しては如何なるＡ／Ｆ時にも正負いずれ側が先であってもよく、図１５の（ａ），（ｂ）のうちいずれか一方の形態が用いられる。
【００７１】
次に、本発明の第２〜第６の実施の形態を説明する。但し、以下の各実施の形態の構成において、上述した第１の実施の形態と同等であるものについてはその説明を簡略化する。そして、以下には第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００７２】
（第２の実施の形態）
以下に、本発明の請求項７及び８を具体化した第２の実施の形態について、図１６〜図１８を用いて説明する。
【００７３】
上記第１の実施の形態では、一義的にＡ／Ｆがリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、Ａ／Ｆがリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出するようにしていた。しかし、予め設定されている電流検出回路５０のダイナミックレンジは、ストイキ（理論空燃比）を中心に設定されるとは限らない。そこで、本実施の形態では、ダイナミックレンジ内の任意の所定電流値を基準として、印加電圧の正負変化の順序を決定するようにしている。
【００７４】
図１６は、本実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャートであり、同フローは上記第１の実施の形態における図１０のフローの一部を変更したものである。つまり、図１６のフローでは、前記１０のステップ１３１に代えて、ステップ２３１の処理を実施する。具体的には、マイコン２０は、ステップ２３１で前記図９のステップ１１０で検出したセンサ電流（限界電流値）Ｉｐと、ダイナミックレンジ内の所定の基準値Ｉｐｏとを比較判定する。この場合、Ｉｐ≧Ｉｐｏであれば、マイコン２０はステップ１３２に進み、印加電圧Ｖｐを負側→正側の順に変化させる。また、Ｉｐ＜Ｉｐｏであれば、マイコン２０はステップ１３３に進み、印加電圧Ｖｐを正側→負側の順に変化させる。他の処理は、既述の図１０と同じなのでここではその説明を省略する。
【００７５】
ここで、基準値Ｉｐｏは、ダイナミックレンジ内の中心値近傍であればよく、例えば図１７及び図１８に示すように設定される。かかる場合、図１７に示すように、Ａ／Ｆをリッチからリーンまで検出できるようにダイナミックレンジを設定すれば、基準値Ｉｐｏは０ｍＡ付近（ストイキ近傍）となる。また、図１８に示すように、Ａ／Ｆのリーン領域のみを検出するようにダイナミックレンジを設定すれば、基準値ＩｐｏはＡ／Ｆ＝２０程度に相当する数ｍＡとなる。
【００７６】
本第２の実施の形態によれば、常にダイナミックレンジから外れることなくＡ／Ｆセンサ３０の出力電流Ｉｐが検出でき、ひいては素子抵抗Ｒを正確に検出することができることとなる。この場合、ダイナミックレンジがストイキを中心に設定されていない場合（図１８のような場合）であっても、素子抵抗Ｒの検出精度が低下するといった不都合を生じることもない。
【００７７】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の請求項１２を具体化した第３の実施の形態について、図１９及び図２０を用いて説明する。
【００７８】
要するに、上記各実施の形態では、所定の時定数を持たせて素子抵抗検出時における印加電圧Ｖｐを変化させる旨を記載したが、その時の電圧振幅ΔＶは固定であった（また、従来技術としての特公平４−２４６５７号公報では、電圧振幅ΔＶの上限値が記述してあるのみであった）。従って、例えばＡ／Ｆセンサ３０の素子温が低下した場合等において、電圧振幅ΔＶが固定値のままであると、電圧印加時における限界電流値の変化量ΔＩが微小になり、結果として素子抵抗Ｒの検出誤差が生じ、検出精度が悪化するおそれが生じる。
【００７９】
この理由を図２０を用いて説明する。なお、図２０の（ａ）は、Ａ／Ｆセンサ３０の素子温が比較的高い場合の電圧−電流特性を示し（素子温＝約７００℃）、同図の（ｂ）は素子温が比較的低い場合の電圧−電流特性を示す（素子温＝約６００℃）。
【００８０】
図２０の（ａ），（ｂ）を比較すれば、（ｂ）では抵抗支配域（電圧軸Ｖに平行な直線部分よりも小さい電圧域）の一次直線部分の傾きが（ａ）よりも小さく、これは（ｂ）の方が素子内部抵抗（図中のＲｉ）が大きいことを意味する。従って、（ａ），（ｂ）共に同じ電圧振幅ΔＶで印加電圧を変化させた場合、（ａ）ではΔＩの電流出力が得られるのに対し、（ｂ）ではΔＩの約半分のΔＩ’の電流出力しか得られない。この場合、電流出力の検出誤差を招き、ひいては素子抵抗の検出精度が悪化する問題が生ずるおそれがあった。
【００８１】
そこで、本実施の形態では、素子温が比較的低い場合にも（即ち、図のＲｉが大きい場合にも）、素子温が高い場合と同等の電流出力を得るべく、電圧振幅ΔＶを素子抵抗Ｒに応じて可変に設定することを特徴とする。図２０では、同図（ｂ）の場合において電圧振幅をΔＶ’（ΔＶ’＞ΔＶ）とすることにより、同図（ａ）のΔＩと同等の電流出力が得られることとなる。
【００８２】
図１９は、本実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャートである。同フローは上記第２の実施の形態における図１６のフローの一部を変更したものであり、図１６のフローにステップ２３０の処理を追加している。つまり、図１９のフローにおいて、マイコン２０は、先ず最初にステップ２３０で所定の比例係数ｋと前回処理時に検出された素子抵抗Ｒとを乗算して電圧振幅ΔＶを算出する（ΔＶ＝ｋ・Ｒ）。そして、このステップ２３０で算出された電圧振幅ΔＶは、後続のステップ１３２，１３３において印加電圧Ｖｐを変化させる際に用いられることとなる。なお、図１９において、ステップ２３１，１３２〜１３５の処理は既述の通りであり、ここではその説明を省略する。
【００８３】
ここで、比例係数ｋは以下の概念により予め設定されている定数である。即ち、素子抵抗Ｒの検出精度をよくするためには、比例定数ｋを大きくすればする程良いと考えられる。しかし、ΔＩが電流検出のダイナミックレンジを越えるとΔＩを正確に検出できないので、ΔＩがダイナミックレンジの１／２を超えてはならず、望ましくはΔＩがダイナミックレンジの１／４程度となるように設定されるとよい。
【００８４】
本第３の実施の形態によれば、素子抵抗検出時に変化する電圧ΔＶを、前回の素子抵抗Ｒが大きければ大きくする方向に変化させるようにした。そのため、例えばセンサ素子温が低い場合（素子内部抵抗が大きい場合）でも、電流変化量ΔＩが減少してしまうのが抑制され、素子抵抗Ｒの検出精度が悪化するという不都合が解消できる。
【００８５】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の請求項１３〜１５を具体化した第４の実施の形態について、図２１〜図２９を用いて説明する。
【００８６】
上記各実施の形態では前述した図１に示すように、Ａ／Ｆセンサ３０に電圧を印加するためのバイアス指令信号Ｖｒを必ずＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２に通している。ところが、このＬＰＦ２２の時定数は既述したようにセンサ素子の内部抵抗を測定するのに適した値となっている。そのため、このＬＰＦ２２の時定数を用いたままＡ／Ｆ検出すると、Ａ／Ｆの検出誤差が大きくなる場合がある。Ａ／Ｆの検出誤差が生じる理由を図２１を用いて説明する。
【００８７】
図２１は、Ａ／Ｆ検出時の印加電圧Ｖｐと、その時のセンサ電流Ｉｐとの推移を示しており、同図ではＡ／Ｆはリッチ側からリーン側へと変化している。つまり、Ｖｐ，Ｉｐの各動作点は、限界電流域を追従するために前記図３の直線（特性線）Ｌ１を右上に移動しており、印加電圧Ｖｐは図２１の時間Ｔａ間隔で徐々に大きくなっている。なお、同図には、前記図１のＤ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂを破線で示し、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃ、即ちＡ／Ｆセンサ３０に直接印加される電圧を実線で示している。この場合、センサ電流Ｉｐは、破線で示す限界電流の真値よりも大きい方向にずれを生じる。これは、前述の図５、図６及び図７で説明したＡ／Ｆセンサ３０の周波数特性によるもので、現在のＬＰＦ２２の時定数によってずれ量が決定される。
【００８８】
そして、こうしたＡ／Ｆの変化時において、印加電圧Ｖｐを切り替えた直後のセンサ電流Ｉｐ、即ち図２１中の点（●）からＡ／Ｆを検出する場合には、センサ電流Ｉｐは限界電流の真値に近い値であるのでＡ／Ｆの検出誤差は生じない。しかし、印加電圧Ｖｐが変更される時間Ｔａよりも短い周期でＡ／Ｆを検出する場合には、センサ電流Ｉｐは真値から大きくずれた点（○）となる。その結果、Ａ／Ｆの検出誤差が生じることとなる。
【００８９】
そこで、本実施の形態では上記問題に鑑み、Ａ／Ｆを検出するときは素子抵抗Ｒを検出するときよりも大きい時定数のＬＰＦに切り替えることにより、図２１で見られたＡ／Ｆの検出誤差を小さくするものである。
【００９０】
ここで、ＬＰＦの時定数を大きくするとＡ／Ｆの検出誤差か小さくなる理由を以下に説明する。つまり、ＬＰＦの時定数を大きくするということは、Ａ／Ｆセンサ３０の印加電圧変化の周波数を小さくすることである。そして、電圧印加の周波数を小さくすると、図２３に示す通りインピ−ダンスＺＡＣが大きくなり、ＺＡＣが大きくなれば、印加電圧を変化させたときの電流変化が小さくなる。よって、図２１のように限界電流の真値からのずれ量も図２２に示すように小さくなり、Ａ／Ｆの検出誤差も低減できる。なお、図２３の点Ａ（ｆ＝１ｋＨｚ）は、素子抵抗検出時に好適なＬＰＦの時定数に相当するカットオフ周波数を示し、点Ｂ（周波数ｆ＝１０Ｈｚ）は、Ａ／Ｆ検出時に好適なＬＰＦの時定数に相当するカットオフ周波数を示している。
【００９１】
以上のことから、前記図１におけるＬＰＦ２２の時定数を素子抵抗検出時とＡ／Ｆ検出時とで変更すればよいこととなり、その簡易的な構成として、ＬＦＰ２２を図２４に示すように構成することが考えられる。つまり、図２４では、スイッチ２６を使用してＬＰＦ２２の抵抗値をＲ１又はＲ２（但し、Ｒ１＞Ｒ２）のいずれかに切り替え、時定数を変更するようにしている。より具体的には、Ａ／Ｆ検出時には、図示の状態として時定数を大きくし、素子抵抗検出時にはスイッチ２６を切り替えて時定数を小さくする。なお、コンデンサ容量値を変化させて時定数を変更することも可能である。
【００９２】
しかし、上記図２４の構成を採用するとスイッチ２６のＯＮ，ＯＦＦ時に発生するノイズや、スイッチ２６のＯＮ抵抗による時定数のバラツキ等に起因して、Ａ／Ｆ又は素子抵抗を精度良く検出することが困難になるおそれがある。従って、本実施の形態では、下記の図２５に示すようにスイッチを用いない回路構成を具体化する。
【００９３】
図２５は、第１の実施の形態における図１に相当する構成図である。図１との主な相違点は、図２５では、２つのＬＰＦ２２ａ及び２２ｂと、２つのＤ／Ａ変換器２１ａ，２１ｂを設けた点である。ここで重要なのは、ＬＰＦ２２ａは、既述した図１のＬＰＦ２２と同程度の時定数を有するのに対し、ＬＰＦ２２ｂは、ＬＰＦ２２ａよりも大きな時定数を有することである。なお、本実施の形態では、ＬＰＦ２２ａ，２２ｂが請求項記載の電圧印加手段を構成している。
【００９４】
この場合、マイコン２０は素子抵抗Ｒを検出するための第１のバイアス指令信号Ｖｒ１と、Ａ／Ｆを検出するための第２のバイアス指令信号Ｖｒ２を出力し、これらバイアス指令信号Ｖｒ１，Ｖｒ２はそれぞれＤ／Ａ変換器２１ａ，２１ｂに入力される。そして、バイアス指令信号Ｖｒ１，Ｖｒ２はＤ／Ａ変換器２１ａ，２１ｂでアナログ信号Ｖｂ１，Ｖｂ２に変換されると共に、ＬＰＦ２２ａ，２２ｂでアナログ信号の高周波成分が除去された後、出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２としてバイアス制御回路４０に入力される。そして、出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は、バイアス制御回路４０で電流増幅され、Ａ／Ｆセンサ３０の大気側及び排気ガス側のそれぞれの電極に接続された端子に印加される。
【００９５】
図２６は、本実施の形態におけるバイアス制御回路４０の構成を示す電気回路図である。第１の実施の形態（前記図８）との相違点は、第１の電圧供給回路４５の演算増幅器４５ａに固定電圧を入力するための基準電圧回路４４を削除し、同演算増幅器４５ａの正側入力端子に本実施の形態で新たに追加したＬＰＦ２２ｂからの出力電圧Ｖｃ２を入力するようにしたことである。そして、その出力電圧Ｖｃ２がＡ／Ｆセンサ３０の端子４２（大気側電極層３７に接続される端子）に印加される。
【００９６】
次に、本実施の形態におけるマイコン２０の動作を図２７，図２８のフローチャートを用いて説明する。
図２７のフローは、前記図９のステップ１１０の詳細を示す限界電流（Ａ／Ｆ値）検出サブルーチンである。図２７において、マイコン２０は、先ずステップ１１１で図２６の電流検出回路５０の検出結果からＡ／Ｆセンサ３０に流れる限界電流値Ｉｐを検出する。次に、マイコン２０は、ステップ１１２で前回、印加電圧Ｖｐを変更してから所定時間Ｔ３が経過したか否かを判別する。つまり、所定時間Ｔ３は、Ａ／Ｆ検出時の電圧切り替えタイミングの間隔であり、Ａ／Ｆ検出間隔の所定時間Ｔ１（前記図９参照）以上であればよく、２〜１０ｍｓの値が適当である。
【００９７】
この場合、所定時間Ｔ３が経過しておらずステップ１１２が否定判別されると、ＣＰＵ３１はそのまま本ルーチンを終了し、所定時間Ｔ３が経過しておりステップ１１２が肯定判別されるとステップ１１３へ進む。
【００９８】
ＣＰＵ３１は、ステップ１１３では前回処理時に検出した素子抵抗Ｒと限界電流値ＩｐとからＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧Ｖｐを決定する（Ｖｐ＝Ｒ・Ｉｐ＋Ｖｅ）。なお、ステップ１１３中の数式は前記図３における直線Ｌ１を表し、Ｖｅは直線Ｌ１のＶ軸切片で限界電流域の中心付近の０．４Ｖ程度の値に予め設定されている。
【００９９】
次に、ＣＰＵ３１は、ステップ１１４で印加電圧Ｖｐを実際にＡ／Ｆセンサ３０へ印加するのだが、このときバイアス制御回路４０に与える指令値は、Ａ／Ｆセンサ３０の端子４２に接続されたＬＦＰ２２ｂ側の第２のバイアス指令値Ｖｒ２とする。すると、実際にＡ／Ｆセンサ３０に印加される電圧はＬＰＦ２２ｂの時定数で高周波成分が除去される。このとき、ＬＰＦ２２ａ側の第１のバイアス指令値Ｖｒ１は所定値に固定されていればよい。
【０１００】
ここで、ＬＰＦ２２ｂの時定数の決定法を以下に述べる。時定数はＡ／Ｆ検出精度を良くするためには大きければ大きいほどよい。しかし、大きすぎれば別の問題が生じてくる。即ち、ＬＰＦ２２ｂ時定数がある程度よりも大きいと、Ａ／Ｆセンサ３０に印加される電圧が急激な限界電流値Ｉｐの変化に対して追従できなくなる。すると、Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧Ｖｐは前記図３の直線Ｌ１から大きくずれてしまう。また、さらに時定数が大きくなると印加電圧Ｖｐが限界電流域から外れてしまい、正確な限界電流値Ｉｐ、即ちＡ／Ｆが検出できなくなる。よって、Ａ／Ｆ検出精度と限界電流値Ｉｐへの追従性を考慮して、図２３に示すようにＬＰＦ２２ｂの時定数はカットオフ周波数を１０Ｈｚ程度に相当する値が望ましい。
【０１０１】
図２８は、前記第２の実施の形態における図１６の素子抵抗検出サブルーチンに相当するフローチャートである。図２８のフローの動作は、前記図１６と基本的には同一であるが、特にステップ１３２，１３３で変化させる指令値が第１のバイアス指令値Ｖｒ１であることを強調している。この場合、実際にＡ／Ｆセンサ３０に印加される電圧はＬＰＦ２２ａで高周波成分を除去された電圧となる。ＬＰＦ２２ａの時定数は、前記第１の実施の形態と同程度であって、ＬＰＦ２２ｂのそれよりも小さな数値となっている。
【０１０２】
以上の動作を図２９のタイミングチャートを用いて説明する。
図２９中の上段の波形はマイコン２０からの２つの指令電圧の差（Ｖｒ１−Ｖｒ２）であり、中段の波形が実際にＡ／Ｆセンサ３０へ印加される電圧波形である。また、下段の波形がセンサ電流波形である。センサ電流波形上の点（●）が図２７のステップ１１１で検出される限界電流値Ｉｐであり、センサ電圧波形とセンサ電流波形の両方にある点（□）が図２８のステップ１３４で検出されるΔＶとΔＩである。なお、既述したように、所定時間Ｔ１の間隔で限界電流値Ｉｐが検出され、所定時間Ｔ２の間隔で素子抵抗Ｒ（＝ΔＶ／ΔＩ）さ検出される。さらに、所定時間Ｔ３の間隔でＡ／Ｆ検出時のセンサ電圧指令値（第２のバイアス指令信号Ｖｒ２）が切り替えられるようになっている。
【０１０３】
また、図示の如く途中の時刻で排気ガスがリーン側へ変化しているため、センサ電流（限界電流値Ｉｐ）が図示の如く上昇方向に変化し、それに伴って指令電圧（Ｖｒ１−Ｖｒ２）も上昇方向変化している。
【０１０４】
この場合、Ａ／Ｆ検出時と素子抵抗検出時では、指令電圧の高周波成分を除去するためのＬＰＦの時定数が切り替えられているので、センサ電圧の指令電圧に対する応答性か異なり、限界電流値ＩｐやΔＶ，ΔＩが精度良く検出されるのが分かる。
【０１０５】
なお、上記空燃比制御装置では、Ａ／Ｆ検出時にはＡ／Ｆセンサ３０の端子４２に電圧印加するための第２のバイアス指令信号Ｖｒ２を出力し、素子抵抗検出時には端子４１に電圧印加するための第１のバイアス指令信号Ｖｒ１を出力したが、この構成に限定されるものではなく、要は、Ａ／Ｆ検出時には、素子抵抗検出時よりも時定数の大きな電圧変化を与えるような構成であればよい。
【０１０６】
本第４の実施の形態によれば、上記各実施の形態と同様に、素子抵抗Ｒを精度良く検出することができ、本発明の目的を達せられるのは勿論のこと、その他に、以下に示す付加的効果が得られる。
【０１０７】
（イ）本実施の形態では、素子抵抗検出時とＡ／Ｆ検出時とにおいて、Ａ／Ｆセンサ３０に印加される電圧変化の時定数を切り替え、後者の場合にはその時定数を大きくするようにした。その結果、Ａ／Ｆ検出用の印加電圧Ｖｐを切り替える周期よりも短い周期でＡ／Ｆを検出する場合にも（図２９中のＴ１＜Ｔ３のような場合）、Ａ／Ｆセンサ３０の限界電流値Ｉｐの誤差をなくし、Ａ／Ｆの検出精度低下を抑制することができる。
【０１０８】
（ロ）また、Ａ／Ｆセンサ３０の固体電解質層３４に接続される一対の端子４１，４２にそれぞれ電圧変化の時定数が異なる２つのＬＰＦ２２ａ，２２ｂを接続し、素子抵抗検出時とＡ／Ｆ検出時とで前記２つのＬＰＦ２２ａ，２２ｂを選択的に用いるようにした。この場合、例えばスイッチ手段を設け当該スイッチのＯＮ／ＯＦＦにより時定数を変化させる場合と比較して、スイッチのＯＮ抵抗やスイッチング時のノイズによる検出誤差を生じることはなく、検出精度の悪化を防止することができる。
【０１０９】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の請求項１６〜２２を具体化した第５の実施の形態について、図３０〜図４０を用いて説明する。
【０１１０】
先ず、本実施の形態の動作原理の要旨を図３０及び図３１を用いて以下に述べる。印加電圧Ｖｐを変化させその時の電流変化ΔＩを検出するという、上記実施の形態の方法では、ダイナミックレンジの最大値或いは最小値付近で電流変化ΔＩが検出できなくなり、結果として素子抵抗Ｒの誤検出を招くおそれがある。つまり、図３０の（ａ）に示すように、Ａ／Ｆがダイナミックレンジの最小値付近にある場合、その最小値を跨ぐようにしてΔＶを生じさせると同図の（ｂ）に示すようにΔＩが検出不可域に入ってしまい、素子抵抗Ｒが検出できなくなる（なお、こうした問題は、前記第１，第２の実施の形態で説明したように、その時のＡ／Ｆ又はセンサ電流Ｉｐに応じて電圧変化の方向を制御することにより、ある程度は解消されており、本実施の形態はその代替案でもある）。
【０１１１】
そこで、上記問題に対し本実施の形態では、ダイナミックレンジの最大値或いは最小値付近のΔＩの検出手法として、Ａ／Ｆセンサ３０の電圧印加状態から電圧を瞬断させ、その電圧瞬断時におけるセンサ起電力出力と電流変化とを用いて素子抵抗Ｒを検出する。そして、この検出手法と前述の電圧変化による素子抵抗検出手法とを併用することでダイナミックレンジの全範囲で素子抵抗Ｒを精度良く検出するものである。
【０１１２】
Ａ／Ｆセンサ３０の起電力出力を用いた素子抵抗Ｒの検出法について以下に述べる。図３１はこの方法の動作原理を示した図である。Ａ／Ｆ検出時において、Ａ／Ｆセンサ３０には電圧Ｖｐが印加されており、その時のセンサ電流（限界電流値）はＩｐである。そして、素子抵抗検出時には、センサ電流Ｉｐが流れる回路（Ａ／Ｆセンサ３０の電圧供給回路）の一部を瞬間的に遮断する。すると、センサ電流Ｉｐは瞬時に０ｍＡとなり、Ａ／Ｆセンサ３０は固体電解質層の内外両側の酸素分圧差に応じた起電力Ｖｅを出力する。この時の電圧変化ΔＶ（＝Ｖｅ−Ｖｐ）と電流変化ΔＩとの比により素子抵抗Ｒｅ（ここでは、電圧変化による素子抵抗Ｒと区別して「Ｒｅ」と記載する）が検出でき、こうして検出された素子抵抗Ｒｅは電圧変化により検出される素子抵抗Ｒとほぼ同じ値となる（Ｒｅ≒Ｒ）。
【０１１３】
回路瞬断により検出される素子抵抗Ｒｅと、電圧変化により検出される素子抵抗Ｒとが一致する理由について、Ａ／Ｆセンサ３０の等価回路である前記図５を用いて説明する。Ａ／Ｆ検出時は定常状態であるので電流はＲｇ，Ｒｉ，Ｒｆを通っている。その状態で回路を瞬断、即ち電流を強制的に流れないようにすると、Ｒｇは直流抵抗であるので瞬間的に電位差はなくなり、また、Ｒｉも図６及び図７を使った説明から時定数が小さいのでＣｉに溜まった電荷が瞬間的にＲｉを通り放電され電位差がなくなる。従って、回路を瞬断した前後の電圧変化と電流変化の比はＲｇとＲｉの和となり、結果として、回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅは電圧変化により検出された素子抵抗Ｒと同じ値となる。
【０１１４】
ところが、実際のＡ／Ｆセンサ３０は、完全に前記図５の等価回路と一致するものではない。そのため、図３２に示すように、電圧変化により検出された素子抵抗Ｒと回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅとは完全に一致せず、幾分かの誤差が生ずる。そうすると、両方の検出法を切り替える際において素子抵抗の検出値に不連続な部分が生じ、例えば素子抵抗（即ち素子温）を一定にするヒータ制御を実施する場合、その不連続部分で素子温が安定しないといった不都合な面が出てくる。
【０１１５】
そこで、本実施の形態では、素子抵抗検出の不連続性をなくすために、所定幅の電流域では電圧変化による素子抵抗検出法と回路瞬断による素子抵抗検出法とを両方共に実施すると共に、両検出法による素子抵抗の誤差に基づいて補正係数ｋａを算出するようにしている。そして、この補正係数ｋａを用いて回路瞬断による素子抵抗Ｒｅを補正するようにしている。
【０１１６】
一方で、限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジの範囲外にあるときは前記いずれの検出法でも正確な素子抵抗が検出はできない。しかし、この場合においても回路瞬断による検出法であれば、多少の誤差があるとしても検出可能となる。即ち、図３３は限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジの範囲外にある場合のＡ／Ｆセンサ３０のＶ−Ｉ特性であり、（ａ）は電圧変化による素子抵抗（Ｒ）検出時の特性を示し、（ｂ）は回路瞬断による素子抵抗（Ｒｅ）検出時の特性を示している。なお、各図中、素子抵抗Ｒ，Ｒｅの真値は破線で示している。
【０１１７】
同図３３によれば、（ａ）の素子抵抗検出法では電流変化ΔＩが全く検出できなくなる（ΔＩ＝０）。従って、素子抵抗が変化してもその変化を全く検出できないこととなる。これに対して、（ｂ）の素子抵抗検出法では検出電流が必ず０ｍＡとなるためΔＩが概算でき、素子抵抗の変化を検出することが可能となる。そのため、例えば素子抵抗が一定となるようにＡ／Ｆセンサ３０のヒータ制御を行なっていても、電圧瞬断による素子抵抗検出法を用いれば限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジの範囲外となってもヒータの制御不能という最悪な事態が回避できる。
【０１１８】
次に、上記のような動作原理に基づいて具体化された本実施の形態の具体的構成について説明する。
図３４は、本実施の形態における空燃比検出装置の全体構成図である。前記第１の実施の形態における図１の構成との相違点は、マイコン２０からバイアス回路４０に対し回路を瞬断するためのスイッチＯＮ，ＯＦＦする信号を出力することである。
【０１１９】
また、図３５は、バイアス制御回路４０の構成である。前記第１の実施の形態における図８の構成との相違点は、第１の電圧供給回路４５内の抵抗４５ｂとトランジスタ４５ｃ，４５ｄのべースとの間にアナログスイッチ５１を追加したことである。このスイッチ５１はマイコン２０からのスイッチＯＮ，ＯＦＦ信号により動作する。そして、スイッチ５１がＯＦＦされると、トランジスタ４５ｃ，４５ｄが両方共にＯＦＦされるのため、両トランジスタ４５ｃ，４５ｄのエミッタ端子はハイ・インピーダンスとなり、センサ端子４２へ繋がる回路が瞬断されたことと同じ状態になる。
【０１２０】
次いで、本実施の形態におけるマイコン２０の動作を図３６，図３７，図３８のフローチャートを用いて説明する。図３６は、メインルーチンである前記図９のステップ１３０のサブルーチンを示し、図３７と図３８は図３６中のステップ１４０と１５０のサブルーチンを示す。
【０１２１】
さて、図３６のルーチンがスタートすると、マイコン２０は、先ずステップ２３１で前回検出した限界電流値ｌｐに基づいて、いずれの素子抵抗検出方法を用いるかを選択する。ここで、素子抵抗検出法の選択肢は３つあり、一つ目は電圧変化による素子抵抗検出法のみを実施する場合、２つ目は回路瞬断による素子抵抗検出法のみを実施する場合、３つ目は前記両方の素子抵抗検出法を共に実施する場合である。
【０１２２】
即ち、本実施の形態では、図３９のＶ−Ｉ特性図に示すようにダイナミックレンジの最小値近傍にＩｐ０＜Ｉｐｌの関係を有する２つの判定値を設定しており、ｌｐ＞ｌｐ０であれば電圧変化による素子抵抗検出を実施し、Ｉｐ＜Ｉｐ１であれば回路瞬断による素子抵抗検出を実施するようにしている。この場合、Ｉｐ０≦Ｉｐ≦Ｉｐ１となる範囲は、電圧変化による素子抵抗検出と回路瞬断による素子抵抗検出とが共に実施される領域となっている。
【０１２３】
従って、図３６のステップ２３１において、Ｉｐ＞Ｉｐ１の旨が判定されると、マイコン２０はステップ１４０に進み、印加電圧変化による素子抵抗Ｒの検出処理のみを実行する。つまり、ステップ１４０では、図３７に示すように、ステップ１４１〜１４３において前記第１の実施の形態における図１０のステップ１３２，１３４，１３５と同じ動作をして素子抵抗Ｒを検出する（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）。
【０１２４】
また、Ｉｐ＜Ｉｐ０の旨が判定されると、マイコン２０はステップ１５０に進み、今回導入した回路瞬断による素子抵抗Ｒｅの検出処理のみを実行する。この回路瞬断による素子抵抗Ｒｅの検出ルーチンを図３８に示す。つまり、図３８では、マイコン２０は、先ずステップ１５１で前記図３５のスイッチ５１をＯＦＦし、第１の電圧供給回路４５を瞬断する。また、マイコン２０は、続くステップ１５２で回路瞬断により生じるＡ／Ｆセンサ３０の起電力Ｅｏ（図３５中ではＶａとＶｃとの差）を検出する。
【０１２５】
その後、マイコン２０は、ステップ１５３でスイッチ５１をＯＮに戻し、続くステップ１５４で前記検出した起電力Ｅｏと、先に検出した限界電流値Ｉｐと、電圧瞬断前の印加電圧Ｖｐとから素子抵抗Ｒｅを算出する（Ｒｅ＝（Ｖｐ−Ｅｏ）／Ｉｐ）。
【０１２６】
その後、マイコン２０は図３６のステップ２３２に進み、電圧変化により検出された素子抵抗Ｒと回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅとの不連続性を解消するための補正係数ｋａを用いて前記ステップ１５０で求めた素子抵抗Ｒｅを補正し、それにより素子抵抗Ｒを算出する（Ｒ＝ｋａ・Ｒｅ）。なお、この補正係数ｋａは、限界電流値ＩｐがＩｐ０〜Ｉｐ１の範囲内にある時に算出される数値である。
【０１２７】
限界電流値ＩｐがＩｐ０〜Ｉｐ１の範囲内にある時の処理を既述する。つまり、前記ステップ２３１でＩｐ０≦Ｉｐ≦Ｉｐ１の旨が判定されると、マイコン２０は、ステップ１４０で印加電圧変化による素子抵抗Ｒの検出処理（図３７の処理）を実施すると共に、続くステップ１５０で回路瞬断による素子抵抗Ｒｅの検出処理（図３８の処理）を実施する。そして、マイコン２０は、ステップ２３３で素子抵抗Ｒ，Ｒｅの比から補正係数ｋａを決定する（ｋａ＝Ｒ／Ｒｅ）。この補正係数ｋａは、前述したステップ２３２で用いられる。
【０１２８】
上記図３６のルーチンでは、ステップ１４０（図３７のルーチン）における素子抵抗Ｒの検出法が請求項記載の「第１の検出法」に相当し、ステップ１５０（図３８のルーチン）における素子抵抗Ｒｅの検出法が請求項記載の「第２の検出法」に相当する。
【０１２９】
なお、上記図３６のルーチンにおける判定値Ｉｐ０，Ｉｐｌは、ダイナミックレンジ内の最小値から０ｍＡ間であれば任意に設定してよい。但し、電圧変化による素子抵抗検出法ではダイナミックレンジ内の最小値付近で検出精度が悪く、一方、回路瞬断による素子抵抗検出法では０ｍＡ付近で検出精度が悪くなるため、１〜２ｍＡ以上の余裕を取った方がよい。
【０１３０】
本第５の実施の形態によれば、上記各実施の形態と同様に、素子抵抗Ｒを精度良く検出することができ、本発明の目的を達せられるのは勿論のこと、その他に、以下に示す付加的効果が得られる。
【０１３１】
（イ）本実施の形態では、電圧変化による素子抵抗検出法（第１の検出法）と、回路瞬断
による素子抵抗検出法（第２の検出法）とを、Ａ／Ｆセンサ３０の限界電流値Ｉｐに応じて選択的に切り替えるようにした。具体的には、電圧変化による素子抵抗検出法では誤差が生じ易いダイナミックレンジの最小値付近では、回路瞬断による素子抵抗検出法を用い、逆に、回路瞬断による素子抵抗検出法では誤差が生じ易い、０ｍＡ付近では、電圧変化による素子抵抗検出法を用いるようにした。その結果、いかなる電流検出領域でも精度良く素子抵抗を検出することが可能となる。
【０１３２】
（ロ）また、上記２つの素子抵抗検出法を切り替える判定値をダイナミックレンジ内の最小値付近（又は最大値付近でも可）に設定した。そのため、より広い電流検出領域で電圧変化による素子抵抗検出法が適用でき、本発明の特徴的な構成部分（電圧変化に時定数を持たせた構成）をより広域で活用することができる。
【０１３３】
（ハ）Ａ／Ｆセンサ３０の限界電流値Ｉｐを判定するための判定値に所定幅（Ｉｐ０〜Ｉｐ１）を持たせ、前記センサ３０の限界電流値Ｉｐが前記判定値の所定幅内にあれば、前記２つの素子抵抗検出法を共に実施するようにした。そして、両検出法による検出結果の比から補正係数ｋａを求め、その補正係数ｋａを用いて回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅを補正するようにした。
【０１３４】
そのため、電圧変化による素子抵抗検出法により検出された素子抵抗Ｒの特性と、回路瞬断による素子抵抗検出法により検出された素子抵抗Ｒｅの特性とが相違していても、両検出法による検出結果の検出誤差が吸収され、その不連続性が解消できる。その結果、素子抵抗Ｒによるヒータ制御時にも素子温を安定状態で制御できることとなる。上記実施の形態は、センサ個体間のバラツキや、耐久劣化等が生じた場合の補正手段としても有効である。
【０１３５】
一方、本実施の形態は、次の形態にて具体化することができる。
上記図３６のルーチンでは、限界電流値ＩｐがＩｐ０〜Ｉｐ１の範囲内にある場合において、ステップ１４０，１５０の処理を共に実施し、それらから求められたＲとＲｅとから補正係数ｋａを算出したが、Ａ／Ｆセンサ３０のＲ−Ｒｅ特性を予め測定しておき、その特性に基づいて補正係数ｋａを関数式又はマップにて求めておいてもよい。また、補正係数ｋａを用いなくとも、両補正係数の特性に基づいていずれかの素子抵抗を補正するようにしてもよい。具体的には、ＲとＲｅとが前記図３２のような関係を有することが予め判っている場合、同図において、回路瞬断による素子抵抗値である「Ｒｅ１」から印加電圧変化による素子抵抗値である「Ｒ１」を求めればよい。
【０１３６】
また、本実施の形態では、電圧変化による素子抵抗Ｒの検出処理について、印加電圧Ｖｐを負側→正側の順で変化させた時の変化電流ΔＩを求め、そのΔＩに基づいて素子抵抗Ｒを検出していたが、勿論、印加電圧Ｖｐを正側→負側の順で変化させて素子抵抗Ｒを検出することも可能である。かかる場合には、前記図３６のステップ２３１におけるＩｐ０とＩｐ１によるＩｐ判定を、図３９でＶ軸を対称にした位置関係で行えばよい。
【０１３７】
また、限界電流値Ｉｐがダイナミックレンジを越えた場合、電圧変化による素子抵抗検出法では回路瞬断による素子抵抗検出法と比べて検出精度が悪く、さらに限界電流値Ｉｐが例えばリーン側に大きく外れると、素子抵抗変化の検出が不可能となってしまう。それを防ぐためには図４０に示すように、限界電流値Ｉｐの判定値であるＩｐ０とＩｐｌ、Ｉｐ０’とＩｐ１’を正負両方に設ければよい。この場合、図４０のように限界電流値Ｉｐがの０ｍＡに近い範囲のときは電圧変化による素子抵抗検出を行い、ダイナミックレンジの最大値又は最小値に近い範囲のときは回路瞬断による素子抵抗検出を行うようにすればよい。
【０１３８】
なお、電圧変化により検出される素子抵抗Ｒと、回路瞬断により検出される素子抵抗Ｒｅとが補正が不要なほど誤差が小さい場合や、ＲとＲｅとの誤差を考慮せずに簡略化する場合には、Ｉｐ０＝Ｉｐ１として、両検出を同時に行う部分を削除してもよい。この場合、前記図３６のフローで用いた補正係数ｋａも不要となる。
【０１３９】
（第６の実施の形態）
次に、本発明における第６の実施の形態を図４１〜図４５を用いて説明する。つまり、上記各実施の形態ではコップ型Ａ／Ｆセンサ３０を用いて空燃比検出装置を構成し、同センサ３０への電圧の印加に伴い流れる限界電流からＡ／Ｆを検出するようにしていたが、本実施の形態では、同Ａ／Ｆセンサ３０に代えて積層型Ａ／Ｆセンサを用いて空燃比検出装置を構成する。以下、積層型Ａ／Ｆセンサの構成及びその特性を図面を用いて説明する。
【０１４０】
図４１は積層型Ａ／Ｆセンサ６０の構成を示す断面図である。積層型Ａ／Ｆセンサ６０は、ジルコニアからなる２層の固体電解質層６１，６２を有しており、これら各々は一般にポンピングセル（固体電解質層６１），センシングセル（固体電解質層６２）と称される。固体電解質層６１の下方には酸素濃度測定室としての拡散ギャップ６３が設けられ、他方、固体電解質層６２の下方には大気圧室としての空気ダクト６４が設けられている。固体電解質層６１にはピンホール６５が形成されており、このピンホール６５を介して排気ガスが拡散ギャップ６３内に導入されるようになっている。なお、図中の符号６６はセンサ６０を加熱するためのヒータである。
【０１４１】
固体電解質層６１（ポンピングセル）の上下面には白金電極６７，６８が取り付けられ、固体電解質層６２（センシングセル）の上下面には白金電極６９，７０が取り付けられている。電極６７には端子７１が、電極６８，６９には端子７２が、電極７０には端子７３が、それぞれ接続されている。
【０１４２】
この積層型Ａ／Ｆセンサ６０の動作原理を以下に説明する。図４２は端子７２，７３間に発生するセンサ起電力Ｖｓの特性を示すグラフである。このとき、センサ起電力Ｖｓは下記の（１）式に示すように拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖと空気ダクト６４内の酸素濃度（大気中の酸素濃度に等しい）Ｐｏとにより決定される。
【０１４３】
【数１】
【０１４４】
また、拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖは、通常は排気ガスの酸素濃度ＰＡに等しくなっている。従って、Ａ／Ｆがリッチになり排気ガス中の酸素濃度ＰＡが減少すると拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖも減少し、センサ起電力Ｖｓは増加する。逆にリーンになると拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖは増加するためセンサ起電力Ｖｓは減少する。そして、このセンサ起電力Ｖｓは端子７３にて検出される。
【０１４５】
また、端子７１に電圧Ｖｐを印加し、ポンピング電流Ｉｐを流すことにより、固体電解質層６１内を酸素イオンが通過し、拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖを自由に制御することができる。以上の原理により、センサ起電力Ｖｓを検出し、その値が一定となるように端子７１への印加電圧Ｖｐを制御すれば、ポンピング電流Ｉｐから排気ガスの酸素濃度、即ちＡ／Ｆを検出することができる。
【０１４６】
つまり、センサ起電力Ｖｓを一定に制御するには、拡散ギャップ６３内の酸素濃度Ｐｖを常に一定の酸素濃度Ｐｖｏにしなければならず、そのためには、排気ガス中の酸素濃度ＰＡとＰｖｏの差分に相当する酸素量を供給するする必要がある。このとき、ＰＡとＰｖｏの差分に相当する酸素供給量はポンピング電流Ｉｐの大きさにより決定される。従って、ポンピング電流Ｉｐから排気ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）が検出できる。そして、図４２に示すように、Ａ／Ｆ＝１４．７（ストイキ，但しエンジンにより若干異なる）の時のセンサ起電力Ｖｓを所定値（Ｖｓ＝０．４５Ｖ）になるように制御すれば、ポンピング電流ＩｐとＡ／Ｆの特性は、図４３に示すようにＡ／Ｆ＝１４．７でＩｐ＝０ｍＡとなる特性が得られる。図４３の特性図では、Ａ／Ｆがリーンになれば正側のポンピング電流Ｉｐが流れ、Ａ／Ｆがリッチになれば負側のポンピング電流Ｉｐが流れるようになっている。
【０１４７】
図４４は、本実施の形態におけるバイアス制御回路４０の構成を示す電気回路図である。以下にはコップ型センサを使った実施の形態と相違する部分のみを説明する。
【０１４８】
積層型Ａ／Ｆセンサ６０からは素子印加電圧用の端子７１，７２（前記図８の端子４１，４２に相当）以外にもう一つ別の起電力検出用の端子７３が設けられている。かかる場合、端子７３からセンサ起電力Ｖｓを検出し、オペアンプ７５で同センサ起電力Ｖｓと基準電圧Ｖｓｏとを比較する共にその比較結果を増幅して出力する。また、増幅した信号を第２の電圧供給回路４７に入力し、ＬＰＦ２２からの信号との差をとる。つまり、コップ型センサを使用した第１の実施の形態と比較すれば、第２の電圧供給回路４７がボルテージフォロア回路から差動増幅回路に変更されている。
【０１４９】
この回路において、オペアンプ７５での比較用基準電圧Ｖｓｏは以下の通りに調整される。つまり、本実施の形態では、Ａ／Ｆ＝１４．７の場合にＩｐ＝０ｍＡとなるように調整される。換言すれば、Ａ／Ｆ＝１４．７では、端子７１の電圧は端子７２と同じ電圧Ｖａにならなければならず、ＬＰＦ２２の出力でＡ／Ｆを検出するときの電圧をＶｐとすると、オペアンプ７５の出力Ｖｘが（Ｖｐ−Ｖａ）になるように比較用基準電圧Ｖｓｏが調整される。
【０１５０】
この回路を構成することにより、排気ガスがリッチになると端子７３のセンサ起電力Ｖｓが増加し、オペアンプ７５の出力は増加する。すると、第２の電圧供給回路４７の出力Ｖｃは減少し、端子７１に印加される電圧は減少する。これにより、ポンピング電流Ｉｐは前記図４１で示している方向と逆の方向に流れ（マイナスのポンピング電流Ｉｐが流れる）、酸素が拡散ギャップ６３内に供給される。逆にリーンになると、プラスのポンピング電流Ｉｐが流れる共に、拡散ギャップ６３内の酸素がくみ出される。
【０１５１】
そして、上記の如く構成される本実施の形態の空燃比検出装置では、上記第１の実施の形態と同様の手順で積層型Ａ／Ｆセンサ６０の素子抵抗が検出される。その概略を図４５のタイミイングチャートを用いて説明する。なお、図４５は、Ａ／Ｆがリーンの場合においてＡ／Ｆセンサ６０に印加される電圧（ＬＰＦ２２の出力）と、その印加電圧に伴って流れるセンサ電流（ポンピング電流Ｉｐ）との推移を示す。
【０１５２】
要するに、素子抵抗検出時において、印加電圧はＬＰＦ２２を通過することにより所定の時定数を持った信号として積層型Ａ／Ｆセンサ６０に印加される。このとき、印加電圧はその時のＡ／Ｆ検出用の電圧に対して正負両側に変化する。そして、Ａ／Ｆがリーンであるため、負側への電圧の変化量ΔＶと、同じく負側への電流の変化量ΔＩとから素子抵抗Ｒが検出される（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）。負側の計測値を用いる理由は、第１の実施の形態と同様であり、Ａ／Ｆセンサ６０のダイナミックレンジを最小限に設定可能にするためである。この素子抵抗Ｒの検出処理は、所定周期Ｔ４毎に実施される（Ｔ４は、固定値であっても、又はエンジン運転状態に応じた可変値であってもよい）。図示はしないが、Ａ／Ｆがリッチの際には、正側への電圧の変化量ΔＶと、同じく正側への電流の変化量ΔＩとから素子抵抗Ｒが検出される。
【０１５３】
以上第６の実施の形態によれば、上記各実施の形態と同様の効果が得ることができ、結果として素子抵抗を精度良く検出して本発明の目的を達成することができる。
【０１５４】
なお、本発明は、上記各実施の形態に限定されず以下に示す形態にて具体化できる。
（１）上記第１の実施の形態では、図１０の素子抵抗検出処理において、その時のＡ／Ｆがリッチであるかリーンであるかに応じて印加電圧を切り換える順序（正負の順序）を切り換えるようにしたが、Ａ／Ｆに関係なくこの順序を固定としてもよい。かかる場合、常に正側→負側の順、或いは負側→正側の順に印加電圧を切り換えるようになるが、電圧の変化量ΔＶ及び電流の変化量ΔＩを計測する方向は、Ａ／Ｆがリーンの場合には負側へのΔＶ，ΔＩを計測し、Ａ／Ｆがリッチの場合には正側へのΔＶ，ΔＩを計測するようにするのが望ましい。このことは、第６の実施の形態における積層型Ａ／Ｆセンサ６０の場合にも同様である。
【０１５５】
（２）上記第２〜第５の実施の形態について、第６の実施の形態にて記載した積層型センサを用いて具体化してもよい。かかる場合にも、既述した通りの作用及び効果が得られる。
【０１５６】
（３）上記第５の実施の形態において、ダイナミックレンジ内の最大値又は最小値付近に電圧変化による素子抵抗検出法（第１の検出法）と回路瞬断による素子抵抗検出法（第２の検出法）とを使い分けるための第１の判定値を設けると共に、それよりもダイナミックレンジの中心側において第２の判定値を設け、この第２の判定値では、電圧変化による素子抵抗検出法の電圧変化方法を使い分けるようにしてもよい。つまり、第２の判定値を境として、当該判定値よりも外側では片側（ダイナミックレンジの内側）への電圧変化による電流変化から素子抵抗を検出し、第２の判定値よりも内側では正負両側への電圧変化による電流変化から素子抵抗を検出する。この場合、ダイナミックレンジの中心部ほど、素子抵抗の検出精度が向上する。なお、各検出法の使い分けによる検出値の不連続性をなくすため、例えばダイナミックレンジ中心部の検出結果を基準に各検出値を補正するようにしてもよい。
【０１５７】
（４）上記第６の実施の形態で記載した積層型センサを用いる場合において、第１の実施の形態で他の形態（図１３〜図１５）として記載したように印加電圧の波形を変更したり、ΔＶ，ΔＩの計測箇所を変更したりすることも可能である。
【０１５８】
（５）上記実施の形態では、車載エンジンの排気ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）を検出するＡ／Ｆセンサとして本発明を適用したが、本発明の適用範囲は自動車用Ａ／Ｆセンサに限定されるものではなく、これ以外にも適用範囲を拡大することも可能である。例えば可燃性ガス（メタンガス、エタンガス等）中の酸素濃度を検出する酸素濃度センサとして具体化することも可能である。
【０１５９】
（６）上記実施の形態では、マイコン２０から出力される矩形状の信号に対して所定の時定数を持たせることにより擬似的な正弦波に変換し、その信号を素子抵抗検出に用いたが、マイコン２０にて正弦波信号を生成し、その信号を用いて素子抵抗を検出するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２】Ａ／Ｆセンサの詳細な構成を示す断面図。
【図３】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性を示すグラフ。
【図４】Ｄ／Ａ変換器の出力電圧及びＬＰＦの出力電圧を示す波系図。
【図５】Ａ／Ｆセンサの等価電気回路図。
【図６】Ａ／Ｆ検出用の電圧をＡ／Ｆセンサに印加した状態で交流入力電圧の周波数に対するインピーダンスの軌跡を示すグラフ。
【図７】交流入力電圧の周波数と交流インピーダンスとの関係を示すグラフ。
【図８】第１の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図９】メインルーチンを示すフローチャート。
【図１０】第１の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図１１】Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１２】素子温と素子抵抗との関係を示すグラフ。
【図１３】第１の実施の形態の変形例として、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１４】第１の実施の形態の変形例として、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１５】第１の実施の形態の変形例として、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図１６】第２の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図１７】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性とダイナミックレンジとの関係を示す図。
【図１８】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性とダイナミックレンジとの関係を示す図。
【図１９】第３の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図２０】第３の実施の形態における解決課題を説明するための電圧−電流特性図。
【図２１】印加電圧とセンサ電流との推移を示し、第４の実施の形態における解決課題を説明するタイムチャート。
【図２２】印加電圧とセンサ電流との推移を示すタイムチャート。
【図２３】交流入力電圧の周波数と交流インピーダンスとの関係を示すグラフ。
【図２４】第４の実施の形態における構成の特徴部分を簡易的に示す電気回路図。
【図２５】第４の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２６】第４の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図２７】第４の実施の形態における限界電流検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図２８】第４の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図２９】第４の実施の形態における作用をより具体的に示すタイムチャート。
【図３０】電圧変化による素子抵抗検出法における電圧−電流特性図と、電圧Ｖ，電流Ｉの波形図。
【図３１】回路瞬断による素子抵抗検出法における電圧−電流特性図と、電圧Ｖ，電流Ｉの波形図。
【図３２】電圧変化により検出された素子抵抗Ｒの特性と、回路瞬断により検出された素子抵抗Ｒｅの特性との関係を示す図。
【図３３】電圧変化による素子抵抗検出法と、回路瞬断による素子抵抗検出法とを比較するための図。
【図３４】第５の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図３５】第５の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図３６】第５の実施の形態における素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図３７】素子抵抗Ｒの検出ルーチンを示すフローチャート。
【図３８】素子抵抗Ｒｅの検出ルーチンを示すフローチャート。
【図３９】電圧変化による素子抵抗検出法を用いる電流域と、回路瞬断による素子抵抗検出法を用いる電流域とを示す電圧−電流特性図。
【図４０】電圧変化による素子抵抗検出法を用いる電流域と、回路瞬断による素子抵抗検出法を用いる電流域とを示す電圧−電流特性図。
【図４１】第６の実施の形態にて用いられる積層型Ａ／Ｆセンサの詳細な構成を示す断面図。
【図４２】積層型Ａ／Ｆセンサのセンサ起電力とＡ／Ｆとの関係を示すグラフ。
【図４３】積層型Ａ／Ｆセンサのポンピング電流とＡ／Ｆとの関係を示すグラフ。
【図４４】第６の実施の形態におけるバイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図４５】第６の実施の形態における電圧変化とそれに伴う電流変化とを示す波形図。
【図４６】従来技術における素子抵抗検出手順を説明するための電圧変化及び電流変化を示す波形図。
【符号の説明】
１０…エンジン（４気筒ディーゼルエンジン）、２０…マイコン（マイクロコンピュータ）、２２ａ，２２ｂ…電圧印加手段を構成するＬＰＦ、３０…酸素濃度センサとしての限界電流式Ａ／Ｆセンサ（コップ型Ａ／Ｆセンサ）、３４…固体電解質層、４０…バイアス制御回路、４１，４２…端子、６０…酸素濃度センサとしての積層型Ａ／Ｆセンサ。
Claims (22)
- 電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流信号を出力する酸素濃度センサにおいて、
酸素濃度を検出するために前記酸素濃度センサに印加した電圧を、所定の時定数を持たせて同センサの素子抵抗を検出するための電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出するようにしたことを特徴とする酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 酸素濃度の検出途中において、前記素子抵抗を検出するための電圧変化を単発的に行わせる請求項１に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記素子抵抗の検出に際し、素子抵抗の周波数特性が一定となる範囲の任意の周波数に対して、該周波数に対応する時定数を持たせた電圧をセンサに印加する請求項１又は２に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記素子抵抗の検出に際し、電圧変化の時定数が略１５９μｓ以下となる請求項３に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 酸素濃度検出のために前記センサに印加している電圧に対して電圧を正負いずれか片側に変化させ、その際の電圧変化とそれに伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出する請求項１〜４のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 酸素濃度検出のために前記センサに印加している電圧に対して電圧を正負両側に変化させ、その際の正負いずれか片側への電圧変化とそれに伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出する請求項１〜４のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記酸素濃度センサの出力電流が電流検出可能域内における所定値以上の時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、出力電流が前記所定値以下の時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出する請求項５又は６に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 請求項７に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記電流検出可能域内で前記酸素濃度センサの出力電流を判定する所定値が、当該電流検出可能域内における略中央値に設定されている酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 前記酸素濃度センサは更に可燃性ガス濃度を検出し、印加電圧とそれに対応する出力電流とが略比例関係を有し、且つ空燃比がリーンであれば正側に、空燃比がリッチであれば負側に電流値を変化させる空燃比センサであって、
空燃比がリーンの時は負側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出し、空燃比がリッチの時は正側への印加電圧に伴う電流変化から素子抵抗を検出する請求項５又は６に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 酸素濃度検出のために前記センサに印加している電圧に対して電圧を正負両側に変化させ、その際の正負両側への電圧変化とそれに伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出する請求項１〜４のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 正負両側へ電圧を変化させる時に、センサ素子内を移動する電荷量がいずれの変化時にも略同一量となるように電圧波形を設定する請求項１０に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記酸素濃度センサの素子抵抗を検出する時の電圧変化量を、前回検出時の素子抵抗値の大きさに応じて設定する請求項１〜１１のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記酸素濃度センサの素子抵抗を検出する時と、当該センサにより酸素濃度を検出する時とでは、前記酸素濃度センサに印加される電圧変化の時定数を切り替えるようにした請求項１〜１２のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記酸素濃度センサの固体電解質層に接続される一対の端子にそれぞれ電圧変化の時定数が異なる２つの電圧印加手段を接続し、素子抵抗検出時と酸素濃度検出時とで前記２つの電圧印加手段を選択的に用いるようにした請求項１３に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 酸素濃度検出時は、素子抵抗検出時よりも前記電圧変化の時定数を大きな値とする請求項１３又は１４に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 前記所定の時定数を持った電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記酸素濃度センサの素子抵抗を検出する第１の検出法と、前記酸素濃度センサへ電圧を供給する回路を瞬断し、該瞬断する前後の電圧及び電流変化の比から素子抵抗を検出する第２の検出法とを、前記センサの出力電流に応じて選択的に切り替えて実施する請求項１〜６，９〜１５のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
- 請求項１６に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記酸素濃度センサによる電流検出可能域内に少なくとも１つの判定値を設け、当該センサの出力電流が前記判定値よりも理論空燃比側にある場合には前記第１の検出法を用い、それ以外の場合は前記第２の検出法を用いる酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 請求項１７に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値は、電流検出可能域の僅かに内側に設けられている酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 請求項１７に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値は、電流検出可能域の最大値よりも僅かに小さい所定値と、同じく電流検出可能域の最小値よりも僅かに大きい所定値とからなる酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 請求項１７〜１９のいずれかに記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記酸素濃度センサの出力電流を判定するための前記判定値に所定幅を持たせ、前記センサの出力電流が前記判定値の所定幅内にあれば、前記第１の検出法と前記第２の検出法とを共に実施し、両検出法による検出結果に基づいて素子抵抗を求める酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 請求項２０に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記第１の検出法による検出結果と前記第２の検出法による検出結果との比から補正係数を求め、その補正係数を用いて前記いずれかの検出法により検出された素子抵抗値を補正する酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。 - 請求項１６に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記第１の検出法により検出される素子抵抗特性と、前記第２の検出法により検出される素子抵抗特性とを予め求めておき、この両方の素子抵抗特性に基づいて前記第１の検出法による検出結果若しくは前記第２の検出法による検出結果のいずれかを補正する酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
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