JP3647468B2

JP3647468B2 - 定電流およびｐｔａｔ電流のためのデュアル源

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Publication number: JP3647468B2
Application number: JP52050797A
Authority: JP
Inventors: グロウ，ジョン・ビィ
Original assignee: スカイワークス・ソリューションズ・インコーポレイテッド
Priority date: 1995-11-30
Filing date: 1996-11-12
Publication date: 2005-05-11
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: WO1997020262A1; JP2001517334A; US5774013A

Description

技術分野
本発明はアナログ電子回路に関し、より特定的に制御電流を電子装置に供給するための電流源に関する。
背景技術
電子回路によっては、一定の電流出力を維持するために調整される電流源を有することが望ましいまたは必要である。たとえば、アナログ信号処理集積回路において、アナログ−デジタル変換器およびデジタル−アナログ変換器のようなデータコンバータ回路は、負荷または温度の変化に伴って変化しない固定電流基準を必要とする。固定電流基準に何らかの変化があれば、データ変換処理は不正確なものとなる。このような定電流源を与えるために現在使われている回路の１つが図１に示されている。図１において、従来のバイアスサーボネットワークが提供する定電流源は、基準バンドギャップ電圧V_bgに等しい、抵抗器30に係る電圧を保つために、演算増幅器20でバイポーラトランジスタ10を駆動する。正確な量の出力電流を設定するためには、抵抗器30は精密に制御されなければならない。しかし、集積回路に製造されている抵抗器はその製造処理における変動により、15−20％の精度以上には制御できない。したがって、電流出力レベルを正確に設定するためには、抵抗器30は外部抵抗器でなければならない。または、代替的に、抵抗器30はレーザトリミングされなければならない。外部抵抗器はより大きなスペースを必要とし、さらに別々の処理で取付けられなければならないのでその分労力が必要である。同様に、抵抗器をトリミングすることは経費および時間がかかる。
温度が変化しても一定である電流源の要件の他に、温度によって回路内に起こる変化を補償する電流源を必要とする回路もある。たとえば、バイポーラ増幅器が用いられているアナログ信号処理集積回路は、絶対温度に比例する（PTAT）電流源と呼ばれる電流源で典型的にバイアスされる。PTAT電流源はその名前のとおり、温度の変化に比例してその電流出力を変化させる。バイポーラ増幅器は典型的にはゲインg_mR_Lを有し、ここでR_Lは負荷抵抗であり、g_mは（qI_c）／（kT）に等しく、ｑ＝1.6×10^-19クローン（すなわち電荷）、I_cはソース電流であり、ｋ＝1.38×10^-23ジュール/K（すなわちボルツマン定数）、およびＴは℃での電流温度である。周囲温度の変化による増幅器のコンポーネントの性能における変動は、電流源によって供給される電流に起こる変化によって補償される。図２は従来のPTAT電流源を示す。バンドギャップ電圧基準V_bgが用いられて基準電圧を生成し、これがバイポーラトランジスタ50のベースに与えられる。トランジスタは抵抗器60によってバイアスされて、基準電圧に比例する電流を維持する。図１に示される源のような温度に依存しない電流源の場合、精密な電流出力を有するためには、抵抗器60は精密抵抗器でなければならない。
さらに、同じ集積回路内において１つ以上の定電流源および１つ以上のPTAT電流源を設けなければならない場合がしばしばある。たとえば、アナログ信号処理集積回路は典型的に異なるクラスの回路を含み得る：（１）バイポーラ増幅器；（２）CMOS増幅器；（３）電力増幅器；および（４）データ変換回路。バイポーラ増幅器は、出力電流と周囲温度との間に知られている第１の関係を有するPTAT電流源を必要とする。出力電流と周囲温度との間に知られている第２の関係を有する第２のPTAT電流回路が電流をCMOS増幅器に供給するのに必要である。電力増幅器が一定の出力電力を達成するために、定電流源が必要である。さらに、データ変換回路は、温度、処理の変動、ならびに供給電圧の変動および変化に依存しない固定基準を必要とする。
バンドギャップ基準電圧V_bgは図３に示されるような従来のバンドギャップ基準回路によって与えられ、この回路は２対のバイポーラトランジスタQ₁、Q₂、Q₃、およびQ₄を含む。一方の対Q₁およびQ₂において、一方のバイポーラトランジスタQ₂は好ましくは他方のQ₁より実質的に大きい。２つのトランジスタQ₁およびQ₂の大きさが異なることにより、各トランジスタ内に等しい電流が流れても異なる電流密度をもたらす。等しい電流の流れを備えた異なる電流密度は、各トランジスタのベースからエミッタにかかる電圧降下V_be1、V_be2において差異をもたらす。より大きいトランジスタQ₂のエミッタおよび接地の間に接続される抵抗器R₆は抵抗をもたらし、その抵抗により電圧Δv_beが下がる。さらなる抵抗器R₅がQ₂のコレクタに結合される。バンドギャップ基準電圧は以下のようになる：
V_bg＝V_be2＋Δv_be（R₅＋R₆）/R₆
したがって、基準は温度に依存しないよう設計することができる。ただし、V_be1の温度係数はΔv_beの温度係数をキャンセルしなければならない。これはR₅の値を設定することによってスケーリングすることができる。
さらに、定電流源を発生するのに用いられるPTAT基準電圧は、同じ２つのトランジスタおよび各々同じ抵抗を用いたバンドギャップ基準回路によって典型的に与えられる。さらに、第３の抵抗器がQ₄のエミッタに結合されている。PTAT基準電圧V_PTATはQ₄のエミッタで得られる。PTAT基準電圧は以下に等しい。
V_PTAT＝V_be2＋Δv_be（R₄＋R₅＋R₆）/R₆
したがって、抵抗器R₄、R₅、およびR₆の各々を互いに対して所望の値に設定することにより、温度によるV_PTATの変化は所望の値に設定することができ、それによりPTAT電流が供給される回路における温度変化を正しく補償するPTAT電流源となる。
図１の定電流源回路および図２のPTAT電流源回路を図３の基準電圧回路とともに用いることにより、合理的に優れた電流源をもたらす。しかし、各電流源が独立しているのなら、従来のアナログ信号処理集積回路は各電流源に対して少なくとも１つの外部または内部抵抗を必要とする。このような抵抗の各々は電流レベルを十分な精度に設定するためにはレーザトリミングされるまたは較正されなければならない。外部抵抗器は集積された抵抗器と比べて比較的大きく、取付けるのにさらなる労力を必要とする。
したがって、１つの外部またはレーザトリミングされた抵抗器だけで、１つ以上の定電流源および１つ以上のPTAT電流源をもたらすことができる電流源を提供することが望ましい。本発明はこのような電流源を提供する。
発明の開示
本発明は、PTAT電流源および定電流源の両方をもたらし、さらに１つの精密外部抵抗またはレーザトリミングされた抵抗のみを要する多目的電流源である。
本発明に従って、PTAT定電流回路は、一方入力がV_PTAT基準電圧に結合され、他方入力がV_bgスケーリング回路に結合される差動増幅器を含む。代替的に、他方入力はV_bgに直接結合されてもよい。差動増幅器のテール電流は、V_bgに基づく関連する定電流の電流レベルで一定に保たれる。したがって、PTAT電流源から出力される電流量は、抵抗値よりも、定電流源の電流およびV_PTAT対V_bgの比率に依存する。スケーリング回路を適切に設定することにより、周囲温度が25℃である場合にPTAT電流源の差動増幅器の出力脚を流れる電流は、差動増幅器を流れるテール電流の半分に等しく、したがって定電流源の電流出力の半分である。PTAT電流源はスケーリング回路において抵抗のみを必要とするので、これらスケーリング回路抵抗器の各々の値は互いに対してのみ制御する必要があり、PTAT電流源内で精密な抵抗は必要ない。
本発明の好ましい実施例の詳細は添付の図面および以下の記載に示される。本発明の詳細を知れば、当業者にとって種々のさらなる変形および変更が自明となる。
【図面の簡単な説明】
本発明の目的、利点および特徴は添付の図面と関連して、以下の詳細な説明によって理解しやすくなるだろう。
図１は従来の定電流源回路を示す図である。
図２は従来のPTAT電流源を示す図である。
図３は従来のバンドギャップ電圧基準回路を示す図である。
図４は本発明の一実施例に係る、多目的電流源回路を示す図である。
図５は温度、V_be1、V_be2、およびΔv_be間の関係を示す。
図６は電流源の代替の実施例を示し、カレントミラー回路がＮチャネルFETのソースに結合されて、図４に示されるような電流吸込みではなく、電流源を与える。
図７は本発明の実施例を示し、異なる温度特性を有するさらなるPTAT電圧を生成するためにさらなる抵抗が用いられている。
図面における同じ参照番号および符号は同じエレメントを示す。
本発明を実施するための最良モード
本明細書において、好ましくは実施例および例示は本発明を限定するのではなく、模範例であると考えられるべきである。
全体的考察
本発明は、温度に依存しない１つ以上の電流源（以降「定」電流源と呼ぶ）および温度に依存する１つ以上の電流源（以降「PTAT」電流源と呼ぶ）を与えることができる電流源である。複数の定電流源およびPTAT電流源の電圧レベルを正確に設定するために１つの精密抵抗が必要である。
図４は本発明の一実施例に従って、多目的電流源回路100を示す。図４の回路は、バンドギャップ基準回路101、定電流制御回路103、およびPTAT電流制御回路105を含む。本発明の中心は、PTAT電流制御回路への定電流回路の結合およびPTAT電流制御回路のアーキテクチャにある。バンドギャップ基準回路101は本質的に従来のものであり、本発明の動作を完全に理解するために詳細に説明する。
バンドギャップ基準回路101は定電流制御回路103に定電流基準電圧またはバンドギャップ基準電圧V_bgを与え、PTAT電流制御回路105にPTAT基準電圧V_PTATを与える。V_bgおよびV_PTATはバンドギャップ電圧降下の和から得られ、この降下は３端子バンドギャップ素子の第１の端子と第２の端子との間、たとえば２つのバイポーラトランジスタQ₁およびQ₂のベースおよびエミッタの間に起こる。バイポーラトランジスのベースおよびエミッタ間に起こる電圧降下は３つの要因に影響される：（１）装置が動作している周囲温度、（２）トランジスタの物理的寸法、および（３）エミッタから出力される電流量。トランジスタの物理的寸法および流れる電流量の組合せにより、電流密度が決定される。同じ周囲温度で動作する、同じ電流密度を有するトランジスタは、ベースおよびエミッタ間に等しい電圧降下を有する。電流密度が大きければ大きいほど電圧降下は大きくなる。
本発明の好ましい実施例において、Q₂はQ₁の８倍である。したがって、Q₁およびQ₂に同じ量の電流が流れる場合、Q₂のバンドギャップ内の電流密度はQ₁のバンドギャップ内の電流密度の８分の１である。これにより、Q₁のベース・エミッタ接合にかかる電圧V_be1より小さい電圧V_be2がQ₂のベース・エミッタ接合にかかる。この差は以下の態様においてV_bgおよびV_PTATを生成するのに用いられる。
Q₁およびQ₂の各コレクタは抵抗器R₈およびR₉ならびにR₄およびR₅のような２つの直列接続抵抗素子に結合される。各直列抵抗器の対は別のバイポーラトランジスタ対Q₃およびQ₄のエミッタに結合される。トランジスタQ₃およびQ₄はカレントミラー構成においてベースおよびコレクタが結合されて、Q₃およびQ₄の両方に同じ量の電流が流れるようにする。したがって、同じ量の電流がカレントミラーの各脚に流れる。すなわち、同じ電流量がトランジスタ対Q₈およびQ₉ならびにR₄およびR₅、さらにQ₁およびQ₂のコレクタおよびエミッタに流れる。抵抗R₆はQ₁およびQ₂のエミッタの間に結合される。Q₁のエミッタは接地される（すなわち、電源の負のポートに接続）。したがって、電圧V_be1およびV_be2の間の差Δv_beはR₆で下がる。
電圧V_bgはR₄およびR₅間の接続点から得られる。したがって：
V_bg＝V_be2＋Δv_be［（R₅＋R₆）/R₆］式１
これは以下により理解することができる：
V_bg＝V_ce2＋I_bg（R₆＋R₅）式２
ここで、I_bgはQ₂を流れる電流である。
本発明の好ましい実施例において、それぞれの対R₈およびR₉ならにR₄およびR₅の値は等しい。したがって、Q₁およびQ₂のコレクタでの電圧は等しくなければならない。
したがって：
V_be1＝V_ce2＋Δv_be 式３
さらに、前に述べたように以下となる：
Δv_be＝V_be1−V_be2 式４
V_ce2を解くために式４を式３に代入する：
V_ce2＝V_be2 式５
式５を式２に代入すると次のようになる：
V_bg＝V_be2＋I_bg（R₆＋R₅）式６
さらに次のようになる：
I_bg＝Δv_be/R₆ 式７
式７を式５に代入すると、式１となる。
本発明の好ましい実施例において、V_be1に対する温度の影響はΔv_beの温度の影響によって補償されるようQ₁およびQ₂の大きさが選択される。図５は温度、V_be1、V_be2、およびΔv_be間の関係を示す。温度が上がると、V_be1およびV_be2の両方が下がることがわかる。しかし、V_be1はV_be2より小さい割合で下がる。したがって、Δv_beの変化はそのまま温度に比例する。すなわち、温度が上がると、Δv_beも増加する。したがって、Q₁およびQ₂の大きさならびにR₅およびR₆の相対的大きさを正しく選択することにより、Δv_beへの温度の影響はV_be2に対する温度の影響をちょうど相殺する。ファクタ［（R₅＋R₆）/R₆］は、V_bgの全体の値に対するΔv_beが有する影響を増加させる。したがって、Δv_beへの温度の影響がV_be2に対する温度の影響ほど大きくなくても、ファクタ（R₅＋R₆）/R₆］はその影響をキャンセルさせる重みを有する。各抵抗器R₄、R₅およびR₆の値は互いに対してのみ重要であることに注意しなければならない。したがって、処理の変動は本回路の精度に影響しない。
図４に示されるように、抵抗R₅に抵抗R₄が結合され、V_PTATが生成される負荷に対してさらなる抵抗を与える。したがって、以下のことが明らかである：
V_PTAT＝V_be2＋Δv_be［（R₄＋R₅＋R₆）/R₆］
式にR₄を加えることにより、V_PTATへのΔv_beの影響が大きくなり、したがってΔv_beの影響がV_be2の影響より顕著となる。したがって、V_PTATは温度と直接比例する（すなわち、温度が上がると増加する）。V_PTATおよび温度間の関係は、R₅およびR₆に対するR₄の値の関数である。
バンドギャップ基準回路101から出力されるV_bgは定電流制御回路103の入力に結合される。定電流制御回路103は入力演算増幅器OP₁を含む。V_bgはOP₁の非反転入力端子に結合される。OP₁の出力はＮチャネル電界効果トランジスタ（FET）N₁のゲートに結合される。N₁のドレインはＰチャネルFET P₁のドレインに結合され、このトランジスタはカレントミラー構成において他の３つのＰチャネルFETのP₂−P₄に結合される。すなわち、P₂−P₄にゲートは互いに結合され、ソースは互いに結合される。したがって、１つを流れる電流と同じ量の電流が他のすべてで流れなければならない。負荷抵抗R₁はN₁のソースに結合される。抵抗R₂はP₂のドレインに結合され、これはOP₁の反転入力である。したがって、OP₁は非反転入力での電圧を維持するために、P₂−P₄を含むカレントミラーを駆動しようとするが、これはV_bgと等しい（すなわち非反転入力に結合されている）。P₄を流れる電流は定電流制御回路103から出力される電流であると考えられる。この電流は、温度に依存しない電流源を必要とする素子の源として用いることができる。当業者にとって、R₂の値を精密に制御することにより、この出力電流は精密に制御できることは理解できる。他の抵抗器の各々は互いに対してのみ制御されればよい。たとえば、R₄の抵抗はR₅およびR₆の値に対してのみ制御する必要がある。したがって、R₄への処理変動の影響は他の抵抗器の各々と同じである。したがって、出力電流はR₄−R₆の抵抗に影響する処理変動に影響されない。当業者は集積回路内における抵抗の相対的値は非常に精密に制御できることは理解できる。しかし、抵抗の絶対値を制御するのはより困難である。
前に述べたように、本発明の核は、PTAT電流制御回路105への定電流制御回路103の結合にある。P3を流れる電流はPTAT電流制御回路105に結合され、Ｎチャネル素子N₂を介して定電流制御回路103をPTAT電流制御回路105に結合する。Ｎチャネル素子N₂は差動増幅器のテール電流を設定するカレントミラーの半分である。たとえば、図４に示される本発明の実施例において、２つのＮチャネルFETのN₄およびN₅は差動増幅器として構成される。これらの２つのFETを流れる電流の和は、N₂およびN₆を含むカレントミラーによって一定に保持される。さらなる脚をP₃からN₂間、またはN₂からN₆間に加えてもよい。
さらに、バンドギャップ基準回路101からのV_PTAT電圧およびV_bg電圧出力がPTAT電流制御回路105に結合される。電圧V_PTATは差動増幅器の第１の入力（すなわち、N₅のゲート）に結合される。電圧V_bgはスケーリング回路に結合され、１つの実施例においてこれは図４に示されるように第２の差動増幅器OP₂を含む。スケーリング回路の出力は差動増幅器の第２の入力に結合される。スケーリング回路はN₆を流れる電流の量がN₄を流れるように、したがってN₅を流れるよう調整する手段を提供する。
電圧V_bgは差動増幅器OP₂の非反転入力端子に結合される。OP₂の出力は、２つの抵抗R₃およびR₇を流れる電流を設定するＮチャネルFETのN₃を駆動する。R₃およびR₇間の接続点はOP₂の反転入力に結合される。したがって、R₃およびR₇を流れる電流はOP₂によって、R₇にかかる電圧が一定のままとなるようなレベルで保持される。抵抗器R₃の相対的値を抵抗器R₇に対して設定することにより、N₄のゲートに与えられる電圧は好ましくは特定の周囲動作温度で起こる電圧V_PTATに等しく設定される。図４に示されるスケーリング回路では、N₄のゲートに出力されるスケーリング回路からの電圧はバンドギャップ基準電圧V_bgより大きい。しかし、代替の実施例では、差動増幅器の入力に与えられる電圧は、（１＋R₃/R₇）V_bgに等しくかつ差動増幅器から所望の電流出力を与えるどのような電圧でもあり得る。R₃またはR₇の絶対値に対立するものとして、R₃対R₇の比率はN₄のゲートの電圧を決定するので、処理の変動はN₄のゲートでの電圧が設定できる精度に影響しないことは当業者にとって明らかである。
本発明の１つの実施例において、OP₂はV_bgをスケーリングして25℃でのV_PTATと整合するようにする。したがって、25℃では、N₂を流れる電流の約半分が差動対のFETの各々を流れる。本発明の１つの実施例に従って、PTAT電流制御回路105の出力はN₅を介して電流吸込みとして取られる。代替的に、図６に示されるように、カレントミラー回路をN₅のソースに結合することにより電流源を設けることができる。温度が上がるにつれ、V_bgは一定のままであり、V_PTATは増加し、さらなるテール電流はN₅を通って進む。この進行は線形であり、V_PTATの変化ならびにN₄およびN₅の素子特性にのみ依存する。素子N₅を流れる電流は絶対温度に比例し、P₃を流れる定電流と非常に関連していることがわかる。
概要
本発明は１つの精密抵抗（すなわち、図４に示される実施例におけるR₂）のみを必要とする、PTAT電流源および温度に依存しない定電流源の両方を提供することは当業者にとって明らかである。バンドギャップ基準回路101によってさらなるPTAT電圧およびバンドギャップ電圧を生成して、さらなるPTAT電流制御回路または定電流制御回路に与えてさらなる電流源を生成することができる。たとえば、図７に示されるように、さらなる抵抗R₄を用いて異なる温度特性（すなわち温度および電圧間の関係）を有するさらなるPTAT電圧を生成することができる。このようなさらなるPTAT電圧は、図４に示される回路と本質的に同一であるさらなるPTAT電流制御回路に与えることができる。抵抗器R₃およびR₇の比率を変えることにより、差動増幅器の各部分を流れる相対的電流量を変化させて、他のPTAT電流源と独立した動作温度で差動増幅器をバイアスすることができる。すなわち、差動増幅器への第２の入力は、実質的にはいかなる動作温度でも差動増幅器の各脚に等しい電流が流れるよう設定できる。
本発明のいくつかの実施例が記載されている。しかし、本発明の精神および範囲から逸脱することなくさまざまな変形ができることは理解される。たとえば、本発明の差動増幅器は２つの入力の各々に与えられる電圧の比率に比例した出力電流を出力することができ、かつ差動増幅器を流れる総電流が調整された電流に等しい差動型増幅器であり得る。さらに、スケーリング回路はバンドギャップ基準電圧V_bgに基づく有用な範囲の電圧レベルをもたらすことができる分圧回路であり得る。さらに、本発明はバイポーラトランジスタおよび電界効果トランジスタを用いて実現されるよう記載されているが、これらの素子の代わりに広い範囲の能動素子を用いることができる。たとえば、MOSFET、真空管などを用いることができる。さらに、上記で示しかつ記載した抵抗器の代わりに、抵抗を与えるものならどのような素子を用いることもできる。さらに、本発明の抵抗器は巻線抵抗器、炭素複合抵抗器、炭素膜抵抗器、基板に生成される集積回路抵抗器などのようないかなる抵抗素子であってもよい。したがって、本発明は特定の示された実施例に限定されるのではなく、添付の請求の範囲によってのみ限定されることは理解されるべきである。

Claims

絶対温度に比例する（PTAT）電流源であって、
ａ）温度に依存しない電圧出力および温度に依存する電圧出力を有する基準電圧回路と、
ｂ）温度に依存しない電圧出力に結合され、温度に依存しない電流出力を有する、温度に依存しない電流源と、
ｃ）温度に依存する電流制御回路とを含み、前記温度に依存する電流制御回路は
１）少なくとも２つの脚を有するカレントミラーを含み、前記第１の脚は温度に依存しない電流源からの出力に結合され、カレントミラーの各脚は温度に依存しない電流源から出力される電流と同じ量を運び、
２）前記カレントミラーの第２の脚が差動増幅器からのテール電流を吸込むよう、カレントミラーの第２の脚に結合される差動増幅器を含み、差動入力の第１の入力は温度に依存する電圧出力に結合され、差動入力の第２の入力は温度に依存しない電圧出力に結合され、
前記差動増幅器は温度に依存する電圧出力に比例し、かつ温度に依存しない電圧出力によって設定される電流吸込みを与える、PTAT電流源。
絶対温度に比例する（PTAT）電流源であって、
ａ温度に依存しない電圧出力および温度に依存する電圧出力を有する基準電圧回路と、
ｂ温度に依存しない電圧出力に結合され、温度に依存しない電流出力を有する、温度に依存しない電流源と、
ｃ温度に依存する電流制御回路とを含み、前記温度に依存する電流制御回路は
i. 出力、非反転入力、および反転入力を有する演算増幅器を含み、非反転入力は温度に依存しない電圧出力に結合され、
ii. 少なくとも２つの脚を有するカレントミラーを含み、第１の脚は温度に依存しない電流源からの出力に結合され、カレントミラーの各脚は温度に依存しない電流源から出力される電流と同じ量の電流を運び、
iii. 前記演算増幅器に結合されかつその出力に応答する電流制御素子と、
iv. 前記電流制御素子を通る電流は直列接続２端子抵抗素子への接続の各々において接地に対して電圧を生成するよう、前記電流制御素子の一方端に結合される複数個の直列接続２端子抵抗素子を含み、このような接続の１つで生成された電圧は演算増幅器の反転入力に与えられて、演算増幅器が温度に依存しない電圧出力に比例する、直列接続２端子抵抗を通る電流を維持させ、さらに
v. 前記カレントミラーの第２の脚は差動増幅器からのテール電流を吸込むよう、カレントミラーの第２の脚に結合される差動増幅器を含み、差動入力の第１の入力は温度に依存する電圧出力に結合され、差動入力の第２の入力は直列接続２端子抵抗素子に結合され、少なくとも１つの抵抗への接続において接地に対して生成された電圧が第２の差動入力に与えられるようにし、
前記差動増幅器は温度に依存する電圧出力に比例し、かつ温度に依存しない電圧出力にスケーリングされる電流吸込みを与える、PTAT電流源。
前記電圧基準回路は、
ａ）第１および第２の端子間に電圧V_be1を有する第１の３端子バンドギャップ素子を含み、第１の端子は第３の端子に結合され、
ｂ）第１および第２の端子間に電圧V_be2を有する第２の３端子バンドギャップ素子を含み、第１のバンドギャップ素子の第１の端子は第２のバンドギャップ素子の第１の端子に結合され、各バンドギャップ素子の第２の端子から同じ量の電流が流れ出して、V_be2がV_be1より小さいよう、第２のバンドギャップ素子の大きさが定められ、
ｃ）第１の２端子抵抗素子を含み、その第１の端子は前記第１のバンドギャップ素子の第２の端子に結合され、第２の端子は前記第２のバンドギャップ素子の第２の端子に結合され、
ｄ）第１の２端子負荷抵抗素子を含み、その第１の端子は前記第２のバンドギャップ素子の第３の端子に結合され、
ｅ）第２の２端子負荷抵抗素子を含み、その第１の端子は第１の負荷抵抗素子の第２の端子に結合され、温度に依存しない電圧出力を与え、第２の端子は温度に依存する電圧出力を与え、
ｆ）第３の２端子負荷抵抗素子を含み、その第１の端子は前記第２のバンドギャップ素子の第１の端子および第３の端子に結合され、さらに
ｇ）２出力カレントミラーを含み、その出力端子の各々は本質的に等しい出力電流を与え、その第１の出力端子は第２の負荷抵抗素子の第２の端子に結合され、その第２の出力端子は第３の負荷抵抗素子の第２の端子に結合される、請求項２に記載のPTAT電流源。
前記第１および第２の３端子バンドギャップ素子の各々はバイポーラトランジスタであり、各バイポーラトランジスタの第１の端子はベースであり、第２の端子はエミッタであり、第３の端子はコレクタである、請求項３に記載のPTAT電流源。
前記カレントミラーは第２のバイポーラトランジスタに結合されるベースおよびコレクタの第１のバイポーラトランジスタを含み、各バイポーラトランジスタのエミッタはカレントミラーからの出力端子である、請求項４に記載のPTAT電流源。
２端子抵抗素子の各々は抵抗器である、請求項４に記載のPTAT電流源。
素子の各々は集積回路基板上に製造される、請求項３に記載のPTAT電流源。
前記基準電圧回路は、
a. 第１および第２の端子間にある電圧であって、少なくとも（ｉ）素子の物理的寸法、（ii）素子の第２の端子から流れ出す電流による素子の電流密度、および（iii）素子が動作している周囲温度に依存する電圧を有する第１の３端子素子と、
b. 前記第１の３端子素子に類似した第２の３端子素子とを含み、その第１の端子は第１の３端子素子の第１の端子に結合され、第２の３端子素子は所定の温度でかつ第２の端子から所定の電流が流れている時の第１および第２の端子間の電圧が、所定の温度で動作しかつ第２の端子から所定の電流が流れ出している第１の３端子素子の第１および第２の端子間の電圧より小さいよう大きさが定められ、
c. 素子を介して流れる電流量と素子の２つの端子間に生成される電圧電位との間に予測され得る関係を有する２端子素子を含み、前記２端子素子は第１の３端子素子の第２の端子と第２の３端子素子の第２の端子との間に結合され、前記第１の３端子素子の第１の端子から第２の端子間の電圧と前記第２の３端子素子の第１の端子から第２の端子への電圧との電圧の差は前記２端子素子の前記２つの端子間で生成される差分電圧であり、さらに
d. 前記第２の３端子素子の第３の端子に結合され、温度に依存しない電圧出力および少なくとも１つの温度に依存する電圧出力を生成する、複数個の直列接続コンポーネントを含み、
前記温度に依存しない電流制御回路は
e. 出力、非反転入力、および反転入力を有する第２の演算増幅器を含み、第２の演算増幅器の非反転入力は温度に依存しない電圧出力に結合され、
f. 少なくとも２つの脚を有する第２のカレントミラーと、
g. 前記第２の演算増幅器に結合されかつその出力に応答する、第２の電流制御素子と、
h. 前記第２のカレントミラーの第１の脚に直列な２端子負荷抵抗とを含み、負荷抵抗器の第１の端子は非反転第２の演算増幅器に結合されて前記２端子負荷抵抗を通る一定の電流を維持し、
前記第２のカレントミラーの第２の脚は電流出力を与える、請求項２に記載のPTAT電流源。
請求項２に記載のPTAT電流源であって、温度に依存しない電流制御回路をさらに含み、これは
a. 出力、非反転入力、および反転入力を有する第２の演算増幅器を含み、非反転入力は温度に依存しない電圧出力に結合され、
b. 少なくとも２つの脚を有する第２のカレントミラーを含み、
c. 前記第２の演算増幅器に結合され、その出力に応答する第２の電流制御素子を含み、さらに
d. 前記第２のカレントミラーの第１の脚に直列の２端子負荷抵抗を含み、前記負荷抵抗の第１の端子は前記第２の演算増幅器の反転入力に結合されて前記２端子負荷抵抗を介して定電流を維持する、PTAT電流源。