JP2004328640A - バイアス電流生成回路、レーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器 - Google Patents
バイアス電流生成回路、レーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】レーザダイオードの温度依存性を十分に補償し、温度に依存しない光信号電力振幅を得ることを可能にするバイアス電流生成回路、このバイアス電流生成回路を有する半導体レーザ駆動回路及び光通信用送信器を提供する。
【解決手段】低電位側電流源回路ＬＣＳ１により温度に依存し抵抗Ｒ７に応じた電流を第１の電流供給端子から供給し、低電位側電流源回路ＬＣＳ２により温度に依存せず抵抗Ｒ９に応じた電流を第２の電流供給端子から供給し、高電位側電流源回路ＨＣＳ１により温度に依存せず抵抗Ｒ８に応じた電流を供給する第３の電流供給端子とが、カレントミラー回路の参照電流端子に接続されている。この参照電流端子に供給された電流に応じてバイアス電流が生成し、レーザダイオードに供給することで、レーザダイオードの発光効率の温度依存性が大きい場合であっても温度補償を十分に行うことができる。
【選択図】 図１
【解決手段】低電位側電流源回路ＬＣＳ１により温度に依存し抵抗Ｒ７に応じた電流を第１の電流供給端子から供給し、低電位側電流源回路ＬＣＳ２により温度に依存せず抵抗Ｒ９に応じた電流を第２の電流供給端子から供給し、高電位側電流源回路ＨＣＳ１により温度に依存せず抵抗Ｒ８に応じた電流を供給する第３の電流供給端子とが、カレントミラー回路の参照電流端子に接続されている。この参照電流端子に供給された電流に応じてバイアス電流が生成し、レーザダイオードに供給することで、レーザダイオードの発光効率の温度依存性が大きい場合であっても温度補償を十分に行うことができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バイアス電流生成回路、レーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザダイオードを駆動する回路は、シリアライザあるいはマルチプレクサとよばれる時間多重回路から出力された高速デジタル信号を増幅し、レーザダイオードを駆動するに必要な駆動電流を出力する。
【０００３】
ここで、レーザダイオード駆動回路は、単に高速信号を増幅するのみならず、温度に依存した駆動電流を供給することが要求される。
【０００４】
一般に、レーザダイオードは温度が上昇すると発光閾値電流が増加し、かつ発光効率が低下する。ここで、発光閾値電流とは、発光を開始する駆動電流の値であり、発光効率とは光出力信号電力振幅を駆動電流で微分した値である。
【０００５】
発光閾値電流の増加に対しては、レーザダイオード駆動回路内の高速信号処理用アンプとは別に設けられたバイアス電流発生回路の電流値を制御することによって対処する。その制御とは、レーザダイオードに近接して設けられたモニタ用フォトダイオードからの出力電流を受け、その値に応じてバイアス電流を調整するというものである。
【０００６】
このようなバイアス電流発生器で生成された直流電流は、レーザダイオードの平均発光電力を決定する。これをモニタ用フォトダイオードが検知し、その信号がバイアス電流発生器に戻されるという負帰還のパスにより、平均発光電力が温度に依存しないように制御することができる。
【０００７】
次に、レーザダイオードの温度上昇に伴う発光効率の低下を補償する手法について説明する。
【０００８】
図５に、レーザダイオードを駆動する駆動回路のうち、特に高速信号増幅部に対応する部分の構成を示す。この高速信号増幅部は、駆動電流制御部１と、差動出力部２と、ドライバ段として差動増幅器ＤＡ１００とを有する。
【０００９】
差動増幅器ＤＡ１００の正転入力端子ＩＮ＋及び反転入力端子ＩＮ−に１対の差動信号が入力し、このドライバ段を経て最終増幅段としての差動出力部２に入力され出力される。
【００１０】
この差動出力部２は、バイポーラトランジスタＱ２００及びＱ２０１を含む差動回路ＥＣＬ（Ｅｍｉｔｔｅｒ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｌｏｇｉｃ）として構成されているが、バイポーラトランジスタの替わりにＭＥＳＦＥＴやＭＯＳＦＥＴ等のＦＥＴトランジスタを用いて構成する場合もある。
【００１１】
差動出力部２は、抵抗Ｒ１００及びＲ１０１、差動対を成すバイポーラトランジスタＱ２０及びＱ２０１と、電流源トランジスタであるバイポーラトランジスタＱ２０２とを備える。
【００１２】
バイポーラトランジスタＱ２０２のベースに供給するバイアス電流は、駆動電流制御部１により制御される。尚、バイポーラトランジスタＱ２０２のエミッタは図中直接接地されているが、抵抗を介して接地されてもよい。
【００１３】
この駆動電流制御部１は、バイアス電流Ｉｂｉａｓを生成するバイアス電流生成回路ＢＧＣ１と、バイポーラトランジスタＱ１００、Ｑ１０１とを有し、差動出力部２のトランジスタＱ２０２とカレントミラー回路を形成している。
【００１４】
ここで、バイアス電流生成回路ＢＧＣ１が発生するバイアス電流Ｉｂｉａｓは、レーザダイオードの特性に対応できるように、温度が上昇すると所望の割合で上昇するように予め設定される必要がある。
【００１５】
従来のバイアス電流生成回路について、図６を用いて説明する。
【００１６】
このバイアス電流生成回路は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、ＮチャネルトランジスタＮ１、及びオペアンプＯＰ１を含むバンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣと、ＮチャネルトランジスタＮ３、オペアンプＯＰ４、外付け用端子ＰＡＤ１、外付け抵抗Ｒ７を含む低電位側定電流源回路ＬＣＳ１と、ＮチャネルトランジスタＮ４、オペアンプＯＰ５、外付け用端子ＰＡＤ２、外付け抵抗Ｒ９を含む低電位側定電流源回路ＬＣＳ２と、ＰチャネルトランジスタＰ２及びＰ３とを有するカレントミラー回路とを備える。
【００１７】
抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、ＮチャネルトランジスタＮ１、及びオペアンプＯＰ１を含む回路は、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣとして動作するように、各々の素子のパラメータが設定されている。
【００１８】
これにより、オペアンプＯＰ１の出力電位Ｖ２は、温度及び電源電圧Ｖｃｃに依存することなく約１．２Ｖを維持する。電位Ｖ２とは逆に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノードからは、絶対温度に比例した接点電位Ｖ１が生成される。この電位Ｖ１は、室温で電位Ｖ２の半分の値（約０．６Ｖ）となる。
【００１９】
ＮＰＮトランジスタＮ１は、電源投入時に一瞬ハイレベルになりその後速やかに接地電位Ｖｓｓになる起動信号Ｓｔａｒｔｕｐにより制御されるスタートアップ回路を構成し、電源投入直後にバンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣを所望の動作点に到達させるために設けられている。
【００２０】
バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣから生成された２つの電位Ｖ１、Ｖ２を参照電位とする２組の定電流源回路は、それぞれ電流Ｉ１、Ｉ２を生成する。
【００２１】
即ち、オペアンプＯＰ４、ＮＰＮトランジスタＮ３及び抵抗Ｒ７を備える第１の定電流源回路は電流Ｉ１（＝Ｖ１／Ｒ７）を生成し、オペアンプＯＰ５、ＮＰＮトランジスタＮ４及び抵抗Ｒ９を備える第２の定電流源回路は電流Ｉ２（＝Ｖ２／Ｒ９）を生成する。ここで抵抗Ｒ７及びＲ９は、外部端子ＰＡＤ１、ＰＡＤ２と接地電圧Ｖｓｓ端子との間にそれぞれ接続されており、レーザダイオード駆動回路を構成する半導体集積回路の外部に設けられるものであって、固定抵抗、可変抵抗、あるいは電子ボリュームＩＣ等により実現される。
【００２２】
電流Ｉ１と電流Ｉ２とが加算されて電流Ｉ３となり、これが２つのＰＭＯＳトランジスタＰ２及びＰ３で形成されたカレントミラー回路のリファレンス電流となる。これにより、ミラー電流としてＰＭＯＳトランジスタＰ３とＰＭＯＳトランジスタＰ２のゲート幅比（Ｍ）で増幅されたバイアス電流Ｉｂｉａｓが出力される。このバイアス電流Ｉｂｉａｓが、最終的に図５に示された駆動電流制御部１におけるバイアス電流発生回路ＢＧＣ１から出力されるバイアス電流Ｉｂｉａｓとなる。トランジスタＱ１００、Ｑ１０１、Ｑ１０２はカレントミラーを構成しており、差動出力部２のトランジスタＱ２０２のコレクタ電流はＱ２０２とＱ１０１のサイズ比にリファレンス電流Ｉｂｉａｓを乗じた値となる。この結果、レーザダイオード駆動電流振幅は、リファレンス電流Ｉｂｉａｓに比例したものとなる。
【００２３】
以上より、Ｉｂｉａｓは絶対温度をＴとすると、以下の式（１）で表される。
【００２４】
ここで、Ａ、Ｂは定数であり、それぞれ次のように表される。
Ａ＝（０．００４／Ｒ７）×Ｔ （２）
Ｂ＝１．２／Ｒ９ （３）
【００２５】
図７に、電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３のそれぞれの温度依存性の一例を示す。
【００２６】
抵抗値Ｒ７及びＲ９の値によって、電流Ｉ１と電流Ｉ２との比率を変化させることができる。電流Ｉ２の比率を高めるとバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度依存性が小さくなり、反対に電流Ｉ１の比率を高めるとバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度依存性が大きくなる。
【００２７】
このように、個々のレーザダイオードの発光効率の温度依存性に応じて、外部抵抗Ｒ７、Ｒ９の値を調整することにより、レーザダイオードの光出力振幅を温度に依らず一定にすることができる。
【００２８】
ところで、図６に示されたバイアス電流生成回路では、抵抗Ｒ９を無限大にした場合、即ち抵抗Ｒ９を取り除いた場合に、バイアス電流Ｉｂｉａｓは絶対零度でゼロとなり、温度に比例した特性を有することになる。
【００２９】
この時、ある温度Ｔｏにおけるバイアス電流Ｉｂｉａｓを基準にしたとすると、バイアス電流Ｉｂｉａｓの温度１度当りの上昇率は１／Ｔｏとなる。今、温度Ｔｏを室温（３００Ｋ）とすると、バイアス電流Ｉｂｉａｓの温度に対する変化率は１／３００≒３３３３ＰＰＭとなる。
【００３０】
一般に、レーザダイオードの発光効率の温度依存性は、３３３３ＰＰＭ以上に大きいものが多い。そのようなレーザダイオードに対しては、図６に示されたバイアス電流生成回路を有するレーザダイオード駆動回路では温度補償することができず、温度に依存しない光信号電力振幅を得ることができないという問題があった。
【００３１】
以下に、従来の電流制御技術を開示する文献を示す。
【００３２】
【特許文献１】
特開２０００−２４４２５０号公報
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来のバイアス電流生成回路では、レーザダイオードの発光効率の温度依存性に対して十分に温度補償を行うことができないという問題があった。
【００３４】
本発明は上記事情に鑑み、レーザダイオードの温度依存性を十分に補償し、温度に依存しない光信号電力振幅を得ることを可能にするバイアス電流生成回路、このバイアス電流生成回路を有するレーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明のバイアス電流生成回路は、
高電源電圧が入力される高電源電圧端子と低電源電圧が入力される低電源電圧端子とに接続され、温度に依存せず一定の第１の電圧を出力する第１の出力端子と、温度に応じて変化する第２の電圧を出力する第２の出力端子とを有するバンドギャップリファレンス回路と、
前記低電源電圧端子と第１の端子との間に接続された第１の抵抗と、前記第１の端子と第１の電流供給端子との間に接続された第１の電流経路とを含み、前記第２の電圧を参照電位とし、温度に依存し前記第１の抵抗に応じた第１の電流を前記第１の電流供給端子から出力する第１の低電位側定電流源回路と、
前記低電源電圧端子と第２の端子との間に接続された第２の抵抗と、前記第２の端子と第２の電流供給端子との間に接続された第２の電流経路とを含み、前記第１の電圧を参照電位とし、温度に依存せず前記第２の抵抗に応じた第２の電流を前記第２の電流供給端子から出力する第２の低電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第３の抵抗と、
前記第３の抵抗の他端と前記低電源電圧端子との間に接続され、前記第１の電圧を参照電位とし、温度に依存しない第３の電流を前記第３の抵抗に流す第３の低電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子と第３の端子との間に接続された第４の抵抗と、前記第３の端子と第３の電流供給端子との間に接続された第３の電流経路とを含み、前記第３の抵抗の他端における第３の電圧を参照電位とし、温度に依存せず前記第４の抵抗に応じた第４の電流を前記第３の電流供給端子から出力する高電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子に接続され前記高電源電圧を供給され、参照電流端子から供給された電流に応じてバイアス電流を生成するカレントミラー回路とを備え、
前記第１の電流供給端子と前記第２の電流供給端子と前記第３の電流供給端子とが前記参照電流端子に接続されていることを特徴とする。
【００３６】
ここで前記第１の低電位側定電流源回路は、
前記第２の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第１の端子に反転入力端子が接続された第１のオペアンプと、
前記第１の電流供給端子にドレインが接続され、前記第１のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第１の端子にソースが接続された第１のＮＭＯＳトランジスタとを有し、
前記第２の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第２の端子に反転入力端子が接続された第２のオペアンプと、
前記第２の電流供給端子にドレインが接続され、前記第２のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第２の端子にソースが接続された第２のＮＭＯＳトランジスタとを有し、
前記高電位側定電流源回路は、
前記第３の端子に反転入力端子が接続され、前記第３の抵抗の他端に正転入力端子が接続された第３のオペアンプと、
前記第３の端子にソースが接続され、前記第３のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第３の電流供給端子にドレインが接続された第１のＰＭＯＳトランジスタとを有するものであってよい。
【００３７】
ここで、第１、第２のＮＭＯＳトランジスタ、第１のＰＭＯＳトランジスタの替わりに、第１、第２のＮＰＮバイポーラトランジスタ、第１のＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００３８】
また前記第３の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続された第４のオペアンプと、
前記第３の抵抗の他端にドレインが接続され、前記第４のオペアンプの出力端子にゲートが接続された第３のＮＭＯＳトランジスタと、
前記第４のオペアンプの反転入力端子と、前記第３のＮＭＯＳトランジスタのソースとに一端が接続され、他端が前記低電源電圧端子に接続された第５の抵抗とを有し、
前記カレントミラー回路は、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲート及びドレインが接続された第２のＰＭＯＳトランジスタと、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲートが接続され、ソースから前記バイアス電流を出力する第３のＰＭＯＳトランジスタとを有するものであってよい。
【００３９】
ここで、第３のＮＭＯＳトランジスタ、第２、第３のＰＭＯＳトランジスタの替わりに、第３のＮＰＮバイポーラトランジスタ、第２、第３のＰＮＰバイポーラトランジスタを用いることもできる。
【００４０】
前記第１の抵抗、前記第２の抵抗及び前記第４の抵抗は、固定抵抗、可変抵抗、又は電子ボリュームＩＣのいずれかであってもよい。
【００４１】
本発明のレーザダイオード駆動回路は、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第６の抵抗と、
前記第６の抵抗の他端にコレクタが接続され、ベースに一方の差動入力信号が入力される第４のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第７の抵抗と、
前記第７の抵抗の他端にコレクタが接続され、ベースに他方の差動入力信号が入力される第５のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記第４及び第５のＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタにコレクタが接続され、電流入力端子にベースが接続され、エミッタが直接または第８の抵抗を介して接地された第６のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有し、
前記差動入力信号を入力されて差動増幅を行い、レーザダイオードを駆動するための駆動電流信号を前記第４及び第５のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタの少なくともいずれか一方から生成する差動出力部と、
請求項１乃至５のいずれかに記載の前記バイアス電流生成回路と、
前記バイアス電流生成回路が生成した前記バイアス電流を供給され、増幅して前記差動出力部の前記電流入力端子に供給する駆動電流制御部とを備えることを特徴とする。
【００４２】
また本発明の光通信用送信器は、
前記レーザダイオード駆動回路と、前記レーザダイオード駆動回路が生成した前記駆動電流信号を供給されるレーザダイオードとを備えることを特徴とする。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００４４】
本発明の一実施の形態によるバイアス電流生成回路の構成を図１に示す。
【００４５】
また、図２に示されたように、本発明の一実施の形態によるレーザダイオード駆動回路ＬＤＤＣは、図１に示されたバイアス電流生成回路ＢＧＣ１１を含む駆動電流制御部１１、ドライバ段ＣＰ１００、差動出力部２、電流源ＣＳを備えている。
【００４６】
さらに本発明の一実施の形態による光通信用送信器は、図２に示されたように、本実施の形態によるレーザダイオード駆動回路ＬＤＤＣと、レーザダイオードＬＤとを備え、さらに波形の歪み抑制のため抵抗Ｒ１１、容量Ｃ１及び抵抗Ｒ１２を含むＲＣフィルタＲＣＦ、抵抗Ｒｄ、チョークコイルＣＣを含んでいる。
【００４７】
図１に示された本実施の形態のバイアス電流生成回路は、図６に示された従来のバイアス電流生成回路の構成に、低電位側電流源回路ＬＣＳ３、高電位側電流源回路ＨＣＳ１が付加されたものとなっている。本実施の形態において、従来の要素と同一の要素には同一の番号を付して説明を省略する。
【００４８】
低電位側電流源回路ＬＣＳ３は、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣに含まれるオペアンプＯＰ１の出力端子から出力される電位Ｖ２を参照電位とし、正転入力端子に入力するオペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ６の一端にドレインが接続され、ソースがオペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続され、ゲートがオペアンプＯＰ２の出力端子に接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ２、トランジスタＮ２のソースと接地端子との間に接続された抵抗Ｒ５を有する。
【００４９】
この低電位側電流源回路ＬＣＳ３と、トランジスタＮ２のドレインに一端が接続され、電源電圧ＶＣＣ端子に他端が接続された抵抗Ｒ６とで、電圧Ｖ２を所望レベルだけシフトしてオペアンプＯＰ３の正転入力端子に参照電位Ｖ３として入力する電圧シフト回路ＶＳＣを構成する。
【００５０】
低電位側電流源回路ＬＣＳ３は、温度に依存しない電位Ｖ２を参照電位として与えられる。抵抗Ｒ６、トランジスタＮ２、抵抗Ｒ５を流れ、温度に依存しない電流をＩｘとすると、電流Ｉｘは以下の式（４）で表され、また電位Ｖ３は以下の式（５）で表される。
Ｉｘ＝Ｖ２／Ｒ５ （４）
Ｖ３＝ＶＣＣ−Ｒ６・Ｉｘ＝ＶＣＣ−（Ｒ６／Ｒ５）・Ｖ２ （５）
【００５１】
高電位側電流源回路ＨＣＳ１は、電源電圧ＶＣＣ端子と外部端子ＰＡＤ３との間に接続された抵抗Ｒ８、外部端子ＰＡＤ３に反転入力端子が接続され、トランジスタＮ２のドレインに正転入力端子が接続されたオペアンプＯＰ３、外部端子ＰＡＤ３にソースが接続され、ゲートがオペアンプＯＰ３の出力端子に接続され、ドレインが低電位側電流源回路ＬＣＳ１のトランジスタＮ３のドレインに接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ１を有する。
【００５２】
高電位側電流源回路ＨＣＳ１は、温度に依存しない参照電圧Ｖ３を供給されるので、トランジスタＰ１には温度に依存しない電流Ｉ４が流れる。この電流Ｉ４の値は、抵抗Ｒ８の抵抗値によって調整される。
【００５３】
このような構成を有する本実施の形態は、外部抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の有無によって次のように動作する。
【００５４】
（１）抵抗Ｒ７及びＲ８の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ９の抵抗値が有限であるとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは温度に依存することなく一定値を維持する。
（２）抵抗Ｒ８の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ７及びＲ８の抵抗値が有限のとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは絶対零度で有限の値を有し、温度に対して線形に増加する。
（３）抵抗Ｒ８及びＲ９の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ７の抵抗値が有限のとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは絶対零度でゼロとなり、温度に比例する。
（４）抵抗Ｒ９の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ８及びＲ９の抵抗値が有限のとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓはある有限な温度Ｔｔｈまでゼロを維持し、温度Ｔｔｈを超えると温度に対して線形に増加する。
【００５５】
上記（１）から（３）の特性は、図６に示された回路と同様であるが、本実施の形態はさらに上記（４）の特性を有する。図３のグラフに、上記（４）の特性を示す。
【００５６】
この図に示されたように、バイアス電流Ｉｂｉａｓのミラー元となるトランジスタＰ２に流れる電流Ｉ３は、Ｔｔｈ（約１２０Ｋ）までゼロであり、このＴｔｈを超えると温度に対して線形に増加する。
【００５７】
電流Ｉ４を生成する高電位側電流源回路ＨＣＳ１は、ある温度Ｔｔｈ以下の温度では定電流源として機能せず、電流Ｉ１と同じ値しか供給できないので、電流Ｉ３が負の電流になってしまうことはない。
【００５８】
ここで、閾値となる温度Ｔｔｈを上げるには抵抗比Ｒ８／Ｒ７の値を小さくすればよい。
【００５９】
ある温度Ｔ０におけるバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度１度当りの上昇率Ｒは、以下の式（６）で表される。
Ｒ＝１／（Ｔ０−Ｔｔｈ） （６）
【００６０】
よって、温度ＴｔｈをＴ０に近づけることにより、実質的に無制限にバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度変化を大きくすることができる。
【００６１】
このように本実施の形態によれば、外部に接続された抵抗Ｒ７、Ｒ８の値によって温度Ｔｔｈを自由に設定できるので、発光効率の温度依存性が大きいレーザダイオードに対しても、十分に温度補償を行うことができる。
【００６２】
即ち、発光効率の温度依存性が大きいレーザダイオードに対しても、温度に依存することなく光出力電力振幅を一定に維持することが可能である。
【００６３】
上述した実施の形態はいずれも一例であって、本発明を限定するものではなく、本発明の技術的範囲内において様々に変形することが可能である。
【００６４】
例えば、上記実施の形態では、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣに含まれる２つのＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２以外のトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴとしている。しかし、図４に示されたように、ＮＭＯＳトランジスタの替わりにＮＰＮバイポーラトランジスタを使用し、ＰＭＯＳトランジスタの替わりにＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００６５】
また、ＰＭＯＳトランジスタＰ２、Ｐ３から成るカレントミラー回路を、より高精度にカレントミラー動作をする他の回路に置き換えてもよい。また、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣも、図１、図２、図４に示された回路構成に限らず他の構成を有するものであってもよい。
【００６６】
【発明の効果】
本発明のバイアス電流発生回路は、温度に依存し第１の抵抗に応じた第１の電流を供給する第１の電流供給端子と、温度に依存せず第２の抵抗に応じた第２の電流を供給する第２の電流供給端子と、温度に依存せず第３の抵抗に応じた第４の電流を供給する第３の電流供給端子とがカレントミラー回路の参照電流端子に接続され、この参照電流端子から供給された電流に応じてバイアス電流を生成するものであり、本発明のレーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器は、このようなバイアス電流をレーザダイオードに供給することで、レーザダイオードの発光効率の温度依存性が大きい場合であっても温度補償を十分に行い、温度に依存することなく光出力電力振幅を一定にすることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるバイアス電流生成回路の構成を示す回路図。
【図２】同実施の形態によるバイアス電流生成回路を含むレーザダイオード駆動回路、光通信用送信器の構成を示す回路図。
【図３】同バイアス電流生成回路におけるバイアス電流の絶対温度に対する依存性を示すグラフ。
【図４】図１におけるＭＯＳトランジスタをバイポーラトランジスタに置き換えた場合の構成を示した回路図。
【図５】本発明のバイアス電流生成回路を用いることが可能なレーザダイオード駆動回路の構成を示す回路図。
【図６】従来のバイアス電流生成回路の構成を示す回路図。
【図７】同バイアス電流生成回路におけるバイアス電流の絶対温度に対する依存性を示すグラフ。
【符号の説明】
Ｒ１〜Ｒ９ 抵抗
Ｑ１、Ｑ２ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｎ１〜Ｎ４ ＮＭＯＳＦＥＴ
Ｐ１〜Ｐ３ ＰＭＯＳＦＥＴ
ＯＰ１〜ＯＰ５ オペアンプ
Ｖ１ バンドギャップリファレンス回路における温度に比例する出力電位
Ｖ２ バンドギャップリファレンス回路における温度に依存しない出力電位
ＯＵＴ＋、ＯＵＴ− オペアンプの差動出力端子
Ｖｃｃ 高電位電源電圧
ＰＡＤ１〜ＰＡＤ３ 外部抵抗接続用端子
Ｉ１〜Ｉ４、Ｉｂｉａｓ 電流
Ｓｔａｒｔｕｐ スタートアップ信号
ＶＳＣ 電圧シフト回路
ＬＣＳ１〜ＬＣＳ３ 低電位側定電流源回路
ＨＣＳ１ 高電位側定電流源回路
ＬＤ レーザダイオード
ＬＤＤＣ レーザダイオード駆動回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、バイアス電流生成回路、レーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザダイオードを駆動する回路は、シリアライザあるいはマルチプレクサとよばれる時間多重回路から出力された高速デジタル信号を増幅し、レーザダイオードを駆動するに必要な駆動電流を出力する。
【０００３】
ここで、レーザダイオード駆動回路は、単に高速信号を増幅するのみならず、温度に依存した駆動電流を供給することが要求される。
【０００４】
一般に、レーザダイオードは温度が上昇すると発光閾値電流が増加し、かつ発光効率が低下する。ここで、発光閾値電流とは、発光を開始する駆動電流の値であり、発光効率とは光出力信号電力振幅を駆動電流で微分した値である。
【０００５】
発光閾値電流の増加に対しては、レーザダイオード駆動回路内の高速信号処理用アンプとは別に設けられたバイアス電流発生回路の電流値を制御することによって対処する。その制御とは、レーザダイオードに近接して設けられたモニタ用フォトダイオードからの出力電流を受け、その値に応じてバイアス電流を調整するというものである。
【０００６】
このようなバイアス電流発生器で生成された直流電流は、レーザダイオードの平均発光電力を決定する。これをモニタ用フォトダイオードが検知し、その信号がバイアス電流発生器に戻されるという負帰還のパスにより、平均発光電力が温度に依存しないように制御することができる。
【０００７】
次に、レーザダイオードの温度上昇に伴う発光効率の低下を補償する手法について説明する。
【０００８】
図５に、レーザダイオードを駆動する駆動回路のうち、特に高速信号増幅部に対応する部分の構成を示す。この高速信号増幅部は、駆動電流制御部１と、差動出力部２と、ドライバ段として差動増幅器ＤＡ１００とを有する。
【０００９】
差動増幅器ＤＡ１００の正転入力端子ＩＮ＋及び反転入力端子ＩＮ−に１対の差動信号が入力し、このドライバ段を経て最終増幅段としての差動出力部２に入力され出力される。
【００１０】
この差動出力部２は、バイポーラトランジスタＱ２００及びＱ２０１を含む差動回路ＥＣＬ（Ｅｍｉｔｔｅｒ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｌｏｇｉｃ）として構成されているが、バイポーラトランジスタの替わりにＭＥＳＦＥＴやＭＯＳＦＥＴ等のＦＥＴトランジスタを用いて構成する場合もある。
【００１１】
差動出力部２は、抵抗Ｒ１００及びＲ１０１、差動対を成すバイポーラトランジスタＱ２０及びＱ２０１と、電流源トランジスタであるバイポーラトランジスタＱ２０２とを備える。
【００１２】
バイポーラトランジスタＱ２０２のベースに供給するバイアス電流は、駆動電流制御部１により制御される。尚、バイポーラトランジスタＱ２０２のエミッタは図中直接接地されているが、抵抗を介して接地されてもよい。
【００１３】
この駆動電流制御部１は、バイアス電流Ｉｂｉａｓを生成するバイアス電流生成回路ＢＧＣ１と、バイポーラトランジスタＱ１００、Ｑ１０１とを有し、差動出力部２のトランジスタＱ２０２とカレントミラー回路を形成している。
【００１４】
ここで、バイアス電流生成回路ＢＧＣ１が発生するバイアス電流Ｉｂｉａｓは、レーザダイオードの特性に対応できるように、温度が上昇すると所望の割合で上昇するように予め設定される必要がある。
【００１５】
従来のバイアス電流生成回路について、図６を用いて説明する。
【００１６】
このバイアス電流生成回路は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、ＮチャネルトランジスタＮ１、及びオペアンプＯＰ１を含むバンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣと、ＮチャネルトランジスタＮ３、オペアンプＯＰ４、外付け用端子ＰＡＤ１、外付け抵抗Ｒ７を含む低電位側定電流源回路ＬＣＳ１と、ＮチャネルトランジスタＮ４、オペアンプＯＰ５、外付け用端子ＰＡＤ２、外付け抵抗Ｒ９を含む低電位側定電流源回路ＬＣＳ２と、ＰチャネルトランジスタＰ２及びＰ３とを有するカレントミラー回路とを備える。
【００１７】
抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、ＮチャネルトランジスタＮ１、及びオペアンプＯＰ１を含む回路は、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣとして動作するように、各々の素子のパラメータが設定されている。
【００１８】
これにより、オペアンプＯＰ１の出力電位Ｖ２は、温度及び電源電圧Ｖｃｃに依存することなく約１．２Ｖを維持する。電位Ｖ２とは逆に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノードからは、絶対温度に比例した接点電位Ｖ１が生成される。この電位Ｖ１は、室温で電位Ｖ２の半分の値（約０．６Ｖ）となる。
【００１９】
ＮＰＮトランジスタＮ１は、電源投入時に一瞬ハイレベルになりその後速やかに接地電位Ｖｓｓになる起動信号Ｓｔａｒｔｕｐにより制御されるスタートアップ回路を構成し、電源投入直後にバンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣを所望の動作点に到達させるために設けられている。
【００２０】
バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣから生成された２つの電位Ｖ１、Ｖ２を参照電位とする２組の定電流源回路は、それぞれ電流Ｉ１、Ｉ２を生成する。
【００２１】
即ち、オペアンプＯＰ４、ＮＰＮトランジスタＮ３及び抵抗Ｒ７を備える第１の定電流源回路は電流Ｉ１（＝Ｖ１／Ｒ７）を生成し、オペアンプＯＰ５、ＮＰＮトランジスタＮ４及び抵抗Ｒ９を備える第２の定電流源回路は電流Ｉ２（＝Ｖ２／Ｒ９）を生成する。ここで抵抗Ｒ７及びＲ９は、外部端子ＰＡＤ１、ＰＡＤ２と接地電圧Ｖｓｓ端子との間にそれぞれ接続されており、レーザダイオード駆動回路を構成する半導体集積回路の外部に設けられるものであって、固定抵抗、可変抵抗、あるいは電子ボリュームＩＣ等により実現される。
【００２２】
電流Ｉ１と電流Ｉ２とが加算されて電流Ｉ３となり、これが２つのＰＭＯＳトランジスタＰ２及びＰ３で形成されたカレントミラー回路のリファレンス電流となる。これにより、ミラー電流としてＰＭＯＳトランジスタＰ３とＰＭＯＳトランジスタＰ２のゲート幅比（Ｍ）で増幅されたバイアス電流Ｉｂｉａｓが出力される。このバイアス電流Ｉｂｉａｓが、最終的に図５に示された駆動電流制御部１におけるバイアス電流発生回路ＢＧＣ１から出力されるバイアス電流Ｉｂｉａｓとなる。トランジスタＱ１００、Ｑ１０１、Ｑ１０２はカレントミラーを構成しており、差動出力部２のトランジスタＱ２０２のコレクタ電流はＱ２０２とＱ１０１のサイズ比にリファレンス電流Ｉｂｉａｓを乗じた値となる。この結果、レーザダイオード駆動電流振幅は、リファレンス電流Ｉｂｉａｓに比例したものとなる。
【００２３】
以上より、Ｉｂｉａｓは絶対温度をＴとすると、以下の式（１）で表される。
ここで、Ａ、Ｂは定数であり、それぞれ次のように表される。
Ａ＝（０．００４／Ｒ７）×Ｔ （２）
Ｂ＝１．２／Ｒ９ （３）
【００２５】
図７に、電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３のそれぞれの温度依存性の一例を示す。
【００２６】
抵抗値Ｒ７及びＲ９の値によって、電流Ｉ１と電流Ｉ２との比率を変化させることができる。電流Ｉ２の比率を高めるとバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度依存性が小さくなり、反対に電流Ｉ１の比率を高めるとバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度依存性が大きくなる。
【００２７】
このように、個々のレーザダイオードの発光効率の温度依存性に応じて、外部抵抗Ｒ７、Ｒ９の値を調整することにより、レーザダイオードの光出力振幅を温度に依らず一定にすることができる。
【００２８】
ところで、図６に示されたバイアス電流生成回路では、抵抗Ｒ９を無限大にした場合、即ち抵抗Ｒ９を取り除いた場合に、バイアス電流Ｉｂｉａｓは絶対零度でゼロとなり、温度に比例した特性を有することになる。
【００２９】
この時、ある温度Ｔｏにおけるバイアス電流Ｉｂｉａｓを基準にしたとすると、バイアス電流Ｉｂｉａｓの温度１度当りの上昇率は１／Ｔｏとなる。今、温度Ｔｏを室温（３００Ｋ）とすると、バイアス電流Ｉｂｉａｓの温度に対する変化率は１／３００≒３３３３ＰＰＭとなる。
【００３０】
一般に、レーザダイオードの発光効率の温度依存性は、３３３３ＰＰＭ以上に大きいものが多い。そのようなレーザダイオードに対しては、図６に示されたバイアス電流生成回路を有するレーザダイオード駆動回路では温度補償することができず、温度に依存しない光信号電力振幅を得ることができないという問題があった。
【００３１】
以下に、従来の電流制御技術を開示する文献を示す。
【００３２】
【特許文献１】
特開２０００−２４４２５０号公報
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来のバイアス電流生成回路では、レーザダイオードの発光効率の温度依存性に対して十分に温度補償を行うことができないという問題があった。
【００３４】
本発明は上記事情に鑑み、レーザダイオードの温度依存性を十分に補償し、温度に依存しない光信号電力振幅を得ることを可能にするバイアス電流生成回路、このバイアス電流生成回路を有するレーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明のバイアス電流生成回路は、
高電源電圧が入力される高電源電圧端子と低電源電圧が入力される低電源電圧端子とに接続され、温度に依存せず一定の第１の電圧を出力する第１の出力端子と、温度に応じて変化する第２の電圧を出力する第２の出力端子とを有するバンドギャップリファレンス回路と、
前記低電源電圧端子と第１の端子との間に接続された第１の抵抗と、前記第１の端子と第１の電流供給端子との間に接続された第１の電流経路とを含み、前記第２の電圧を参照電位とし、温度に依存し前記第１の抵抗に応じた第１の電流を前記第１の電流供給端子から出力する第１の低電位側定電流源回路と、
前記低電源電圧端子と第２の端子との間に接続された第２の抵抗と、前記第２の端子と第２の電流供給端子との間に接続された第２の電流経路とを含み、前記第１の電圧を参照電位とし、温度に依存せず前記第２の抵抗に応じた第２の電流を前記第２の電流供給端子から出力する第２の低電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第３の抵抗と、
前記第３の抵抗の他端と前記低電源電圧端子との間に接続され、前記第１の電圧を参照電位とし、温度に依存しない第３の電流を前記第３の抵抗に流す第３の低電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子と第３の端子との間に接続された第４の抵抗と、前記第３の端子と第３の電流供給端子との間に接続された第３の電流経路とを含み、前記第３の抵抗の他端における第３の電圧を参照電位とし、温度に依存せず前記第４の抵抗に応じた第４の電流を前記第３の電流供給端子から出力する高電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子に接続され前記高電源電圧を供給され、参照電流端子から供給された電流に応じてバイアス電流を生成するカレントミラー回路とを備え、
前記第１の電流供給端子と前記第２の電流供給端子と前記第３の電流供給端子とが前記参照電流端子に接続されていることを特徴とする。
【００３６】
ここで前記第１の低電位側定電流源回路は、
前記第２の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第１の端子に反転入力端子が接続された第１のオペアンプと、
前記第１の電流供給端子にドレインが接続され、前記第１のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第１の端子にソースが接続された第１のＮＭＯＳトランジスタとを有し、
前記第２の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第２の端子に反転入力端子が接続された第２のオペアンプと、
前記第２の電流供給端子にドレインが接続され、前記第２のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第２の端子にソースが接続された第２のＮＭＯＳトランジスタとを有し、
前記高電位側定電流源回路は、
前記第３の端子に反転入力端子が接続され、前記第３の抵抗の他端に正転入力端子が接続された第３のオペアンプと、
前記第３の端子にソースが接続され、前記第３のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第３の電流供給端子にドレインが接続された第１のＰＭＯＳトランジスタとを有するものであってよい。
【００３７】
ここで、第１、第２のＮＭＯＳトランジスタ、第１のＰＭＯＳトランジスタの替わりに、第１、第２のＮＰＮバイポーラトランジスタ、第１のＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００３８】
また前記第３の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続された第４のオペアンプと、
前記第３の抵抗の他端にドレインが接続され、前記第４のオペアンプの出力端子にゲートが接続された第３のＮＭＯＳトランジスタと、
前記第４のオペアンプの反転入力端子と、前記第３のＮＭＯＳトランジスタのソースとに一端が接続され、他端が前記低電源電圧端子に接続された第５の抵抗とを有し、
前記カレントミラー回路は、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲート及びドレインが接続された第２のＰＭＯＳトランジスタと、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲートが接続され、ソースから前記バイアス電流を出力する第３のＰＭＯＳトランジスタとを有するものであってよい。
【００３９】
ここで、第３のＮＭＯＳトランジスタ、第２、第３のＰＭＯＳトランジスタの替わりに、第３のＮＰＮバイポーラトランジスタ、第２、第３のＰＮＰバイポーラトランジスタを用いることもできる。
【００４０】
前記第１の抵抗、前記第２の抵抗及び前記第４の抵抗は、固定抵抗、可変抵抗、又は電子ボリュームＩＣのいずれかであってもよい。
【００４１】
本発明のレーザダイオード駆動回路は、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第６の抵抗と、
前記第６の抵抗の他端にコレクタが接続され、ベースに一方の差動入力信号が入力される第４のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第７の抵抗と、
前記第７の抵抗の他端にコレクタが接続され、ベースに他方の差動入力信号が入力される第５のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記第４及び第５のＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタにコレクタが接続され、電流入力端子にベースが接続され、エミッタが直接または第８の抵抗を介して接地された第６のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有し、
前記差動入力信号を入力されて差動増幅を行い、レーザダイオードを駆動するための駆動電流信号を前記第４及び第５のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタの少なくともいずれか一方から生成する差動出力部と、
請求項１乃至５のいずれかに記載の前記バイアス電流生成回路と、
前記バイアス電流生成回路が生成した前記バイアス電流を供給され、増幅して前記差動出力部の前記電流入力端子に供給する駆動電流制御部とを備えることを特徴とする。
【００４２】
また本発明の光通信用送信器は、
前記レーザダイオード駆動回路と、前記レーザダイオード駆動回路が生成した前記駆動電流信号を供給されるレーザダイオードとを備えることを特徴とする。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００４４】
本発明の一実施の形態によるバイアス電流生成回路の構成を図１に示す。
【００４５】
また、図２に示されたように、本発明の一実施の形態によるレーザダイオード駆動回路ＬＤＤＣは、図１に示されたバイアス電流生成回路ＢＧＣ１１を含む駆動電流制御部１１、ドライバ段ＣＰ１００、差動出力部２、電流源ＣＳを備えている。
【００４６】
さらに本発明の一実施の形態による光通信用送信器は、図２に示されたように、本実施の形態によるレーザダイオード駆動回路ＬＤＤＣと、レーザダイオードＬＤとを備え、さらに波形の歪み抑制のため抵抗Ｒ１１、容量Ｃ１及び抵抗Ｒ１２を含むＲＣフィルタＲＣＦ、抵抗Ｒｄ、チョークコイルＣＣを含んでいる。
【００４７】
図１に示された本実施の形態のバイアス電流生成回路は、図６に示された従来のバイアス電流生成回路の構成に、低電位側電流源回路ＬＣＳ３、高電位側電流源回路ＨＣＳ１が付加されたものとなっている。本実施の形態において、従来の要素と同一の要素には同一の番号を付して説明を省略する。
【００４８】
低電位側電流源回路ＬＣＳ３は、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣに含まれるオペアンプＯＰ１の出力端子から出力される電位Ｖ２を参照電位とし、正転入力端子に入力するオペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ６の一端にドレインが接続され、ソースがオペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続され、ゲートがオペアンプＯＰ２の出力端子に接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ２、トランジスタＮ２のソースと接地端子との間に接続された抵抗Ｒ５を有する。
【００４９】
この低電位側電流源回路ＬＣＳ３と、トランジスタＮ２のドレインに一端が接続され、電源電圧ＶＣＣ端子に他端が接続された抵抗Ｒ６とで、電圧Ｖ２を所望レベルだけシフトしてオペアンプＯＰ３の正転入力端子に参照電位Ｖ３として入力する電圧シフト回路ＶＳＣを構成する。
【００５０】
低電位側電流源回路ＬＣＳ３は、温度に依存しない電位Ｖ２を参照電位として与えられる。抵抗Ｒ６、トランジスタＮ２、抵抗Ｒ５を流れ、温度に依存しない電流をＩｘとすると、電流Ｉｘは以下の式（４）で表され、また電位Ｖ３は以下の式（５）で表される。
Ｉｘ＝Ｖ２／Ｒ５ （４）
Ｖ３＝ＶＣＣ−Ｒ６・Ｉｘ＝ＶＣＣ−（Ｒ６／Ｒ５）・Ｖ２ （５）
【００５１】
高電位側電流源回路ＨＣＳ１は、電源電圧ＶＣＣ端子と外部端子ＰＡＤ３との間に接続された抵抗Ｒ８、外部端子ＰＡＤ３に反転入力端子が接続され、トランジスタＮ２のドレインに正転入力端子が接続されたオペアンプＯＰ３、外部端子ＰＡＤ３にソースが接続され、ゲートがオペアンプＯＰ３の出力端子に接続され、ドレインが低電位側電流源回路ＬＣＳ１のトランジスタＮ３のドレインに接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ１を有する。
【００５２】
高電位側電流源回路ＨＣＳ１は、温度に依存しない参照電圧Ｖ３を供給されるので、トランジスタＰ１には温度に依存しない電流Ｉ４が流れる。この電流Ｉ４の値は、抵抗Ｒ８の抵抗値によって調整される。
【００５３】
このような構成を有する本実施の形態は、外部抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の有無によって次のように動作する。
【００５４】
（１）抵抗Ｒ７及びＲ８の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ９の抵抗値が有限であるとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは温度に依存することなく一定値を維持する。
（２）抵抗Ｒ８の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ７及びＲ８の抵抗値が有限のとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは絶対零度で有限の値を有し、温度に対して線形に増加する。
（３）抵抗Ｒ８及びＲ９の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ７の抵抗値が有限のとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは絶対零度でゼロとなり、温度に比例する。
（４）抵抗Ｒ９の抵抗値が無限大で、抵抗Ｒ８及びＲ９の抵抗値が有限のとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓはある有限な温度Ｔｔｈまでゼロを維持し、温度Ｔｔｈを超えると温度に対して線形に増加する。
【００５５】
上記（１）から（３）の特性は、図６に示された回路と同様であるが、本実施の形態はさらに上記（４）の特性を有する。図３のグラフに、上記（４）の特性を示す。
【００５６】
この図に示されたように、バイアス電流Ｉｂｉａｓのミラー元となるトランジスタＰ２に流れる電流Ｉ３は、Ｔｔｈ（約１２０Ｋ）までゼロであり、このＴｔｈを超えると温度に対して線形に増加する。
【００５７】
電流Ｉ４を生成する高電位側電流源回路ＨＣＳ１は、ある温度Ｔｔｈ以下の温度では定電流源として機能せず、電流Ｉ１と同じ値しか供給できないので、電流Ｉ３が負の電流になってしまうことはない。
【００５８】
ここで、閾値となる温度Ｔｔｈを上げるには抵抗比Ｒ８／Ｒ７の値を小さくすればよい。
【００５９】
ある温度Ｔ０におけるバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度１度当りの上昇率Ｒは、以下の式（６）で表される。
Ｒ＝１／（Ｔ０−Ｔｔｈ） （６）
【００６０】
よって、温度ＴｔｈをＴ０に近づけることにより、実質的に無制限にバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度変化を大きくすることができる。
【００６１】
このように本実施の形態によれば、外部に接続された抵抗Ｒ７、Ｒ８の値によって温度Ｔｔｈを自由に設定できるので、発光効率の温度依存性が大きいレーザダイオードに対しても、十分に温度補償を行うことができる。
【００６２】
即ち、発光効率の温度依存性が大きいレーザダイオードに対しても、温度に依存することなく光出力電力振幅を一定に維持することが可能である。
【００６３】
上述した実施の形態はいずれも一例であって、本発明を限定するものではなく、本発明の技術的範囲内において様々に変形することが可能である。
【００６４】
例えば、上記実施の形態では、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣに含まれる２つのＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２以外のトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴとしている。しかし、図４に示されたように、ＮＭＯＳトランジスタの替わりにＮＰＮバイポーラトランジスタを使用し、ＰＭＯＳトランジスタの替わりにＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００６５】
また、ＰＭＯＳトランジスタＰ２、Ｐ３から成るカレントミラー回路を、より高精度にカレントミラー動作をする他の回路に置き換えてもよい。また、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲＣも、図１、図２、図４に示された回路構成に限らず他の構成を有するものであってもよい。
【００６６】
【発明の効果】
本発明のバイアス電流発生回路は、温度に依存し第１の抵抗に応じた第１の電流を供給する第１の電流供給端子と、温度に依存せず第２の抵抗に応じた第２の電流を供給する第２の電流供給端子と、温度に依存せず第３の抵抗に応じた第４の電流を供給する第３の電流供給端子とがカレントミラー回路の参照電流端子に接続され、この参照電流端子から供給された電流に応じてバイアス電流を生成するものであり、本発明のレーザダイオード駆動回路及び光通信用送信器は、このようなバイアス電流をレーザダイオードに供給することで、レーザダイオードの発光効率の温度依存性が大きい場合であっても温度補償を十分に行い、温度に依存することなく光出力電力振幅を一定にすることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるバイアス電流生成回路の構成を示す回路図。
【図２】同実施の形態によるバイアス電流生成回路を含むレーザダイオード駆動回路、光通信用送信器の構成を示す回路図。
【図３】同バイアス電流生成回路におけるバイアス電流の絶対温度に対する依存性を示すグラフ。
【図４】図１におけるＭＯＳトランジスタをバイポーラトランジスタに置き換えた場合の構成を示した回路図。
【図５】本発明のバイアス電流生成回路を用いることが可能なレーザダイオード駆動回路の構成を示す回路図。
【図６】従来のバイアス電流生成回路の構成を示す回路図。
【図７】同バイアス電流生成回路におけるバイアス電流の絶対温度に対する依存性を示すグラフ。
【符号の説明】
Ｒ１〜Ｒ９ 抵抗
Ｑ１、Ｑ２ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｎ１〜Ｎ４ ＮＭＯＳＦＥＴ
Ｐ１〜Ｐ３ ＰＭＯＳＦＥＴ
ＯＰ１〜ＯＰ５ オペアンプ
Ｖ１ バンドギャップリファレンス回路における温度に比例する出力電位
Ｖ２ バンドギャップリファレンス回路における温度に依存しない出力電位
ＯＵＴ＋、ＯＵＴ− オペアンプの差動出力端子
Ｖｃｃ 高電位電源電圧
ＰＡＤ１〜ＰＡＤ３ 外部抵抗接続用端子
Ｉ１〜Ｉ４、Ｉｂｉａｓ 電流
Ｓｔａｒｔｕｐ スタートアップ信号
ＶＳＣ 電圧シフト回路
ＬＣＳ１〜ＬＣＳ３ 低電位側定電流源回路
ＨＣＳ１ 高電位側定電流源回路
ＬＤ レーザダイオード
ＬＤＤＣ レーザダイオード駆動回路
Claims (8)
- 高電源電圧が入力される高電源電圧端子と低電源電圧が入力される低電源電圧端子とに接続され、温度に依存せず一定の第１の電圧を出力する第１の出力端子と、温度に応じて変化する第２の電圧を出力する第２の出力端子とを有するバンドギャップリファレンス回路と、
前記低電源電圧端子と第１の端子との間に接続された第１の抵抗と、前記第１の端子と第１の電流供給端子との間に接続された第１の電流経路とを含み、前記第２の電圧を参照電位とし、温度に依存し前記第１の抵抗に応じた第１の電流を前記第１の電流供給端子から出力する第１の低電位側定電流源回路と、
前記低電源電圧端子と第２の端子との間に接続された第２の抵抗と、前記第２の端子と第２の電流供給端子との間に接続された第２の電流経路とを含み、前記第１の電圧を参照電位とし、温度に依存せず前記第２の抵抗に応じた第２の電流を前記第２の電流供給端子から出力する第２の低電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第３の抵抗と、
前記第３の抵抗の他端と前記低電源電圧端子との間に接続され、前記第１の電圧を参照電位とし、温度に依存しない第３の電流を前記第３の抵抗に流す第３の低電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子と第３の端子との間に接続された第４の抵抗と、前記第３の端子と第３の電流供給端子との間に接続された第３の電流経路とを含み、前記第３の抵抗の他端における第３の電圧を参照電位とし、温度に依存せず前記第４の抵抗に応じた第４の電流を前記第３の電流供給端子から出力する高電位側定電流源回路と、
前記高電源電圧端子に接続され前記高電源電圧を供給され、参照電流端子から供給された電流に応じてバイアス電流を生成するカレントミラー回路と、
を備え、
前記第１の電流供給端子と前記第２の電流供給端子と前記第３の電流供給端子とが前記参照電流端子に接続されていることを特徴とするバイアス電流生成回路。 - 前記第１の低電位側定電流源回路は、
前記第２の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第１の端子に反転入力端子が接続された第１のオペアンプと、
前記第１の電流供給端子にドレインが接続され、前記第１のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第１の端子にソースが接続された第１のＮＭＯＳトランジスタとを有し、
前記第２の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第２の端子に反転入力端子が接続された第２のオペアンプと、
前記第２の電流供給端子にドレインが接続され、前記第２のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第２の端子にソースが接続された第２のＮＭＯＳトランジスタとを有し、
前記高電位側定電流源回路は、
前記第３の端子に反転入力端子が接続され、前記第３の抵抗の他端に正転入力端子が接続された第３のオペアンプと、
前記第３の端子にソースが接続され、前記第３のオペアンプの出力端子にゲートが接続され、前記第３の電流供給端子にドレインが接続された第１のＰＭＯＳトランジスタとを有することを特徴とする請求項１記載のバイアス電流生成回路。 - 前記第１の低電位側定電流源回路は、
前記第２の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第１の端子に反転入力端子が接続された第１のオペアンプと、
前記第１の電流供給端子にコレクタが接続され、前記第１のオペアンプの出力端子にベースが接続され、前記第１の端子にエミッタが接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有し、
前記第２の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続され、前記第２の端子に反転入力端子が接続された第２のオペアンプと、
前記第２の電流供給端子にコレクタが接続され、前記第２のオペアンプの出力端子にベースが接続され、前記第２の端子にエミッタが接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有し、
前記高電位側定電流源回路は、
前記第３の端子に反転入力端子が接続され、前記第３の抵抗の他端に正転入力端子が接続された第３のオペアンプと、
前記第３の端子にエミッタが接続され、前記第３のオペアンプの出力端子にベースが接続され、前記第３の電流供給端子にコレクタが接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有することを特徴とする請求項１記載のバイアス電流生成回路。 - 前記第３の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続された第４のオペアンプと、
前記第３の抵抗の他端にドレインが接続され、前記第４のオペアンプの出力端子にゲートが接続された第３のＮＭＯＳトランジスタと、
前記第４のオペアンプの反転入力端子と、前記第３のＮＭＯＳトランジスタのソースとに一端が接続され、他端が前記低電源電圧端子に接続された第５の抵抗とを有し、
前記カレントミラー回路は、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲート及びドレインが接続された第２のＰＭＯＳトランジスタと、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲートが接続され、ソースから前記バイアス電流を出力する第３のＰＭＯＳトランジスタとを有することを特徴とする請求項１又は２記載のバイアス電流生成回路。 - 前記第３の低電位側定電流源回路は、
前記第１の出力端子に正転入力端子が接続された第４のオペアンプと、
前記第３の抵抗の他端にコレクタが接続され、前記第４のオペアンプの出力端子にベースが接続された第３のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記第４のオペアンプの反転入力端子と、前記第３のＮＭＯＳトランジスタのエミッタとに一端が接続され、他端が前記低電源電圧端子に接続された第５の抵抗とを有し、
前記カレントミラー回路は、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲート及びドレインが接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタと、
前記高電源電圧端子にソースが接続され、前記参照電流端子にゲートが接続され、ソースから前記バイアス電流を出力する第３のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有することを特徴とする請求項１又は３記載のバイアス電流生成回路。 - 前記第１の抵抗、前記第２の抵抗及び前記第４の抵抗は、固定抵抗、可変抵抗、又は電子ボリュームＩＣのいずれかであることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のバイアス電流生成回路。
- 前記高電源電圧端子に一端が接続された第６の抵抗と、
前記第６の抵抗の他端にコレクタが接続され、ベースに一方の差動入力信号が入力される第４のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記高電源電圧端子に一端が接続された第７の抵抗と、
前記第７の抵抗の他端にコレクタが接続され、ベースに他方の差動入力信号が入力される第５のＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記第４及び第５のＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタにコレクタが接続され、電流入力端子にベースが接続され、エミッタが直接または第８の抵抗を介して接地された第６のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有し、
前記差動入力信号を入力されて差動増幅を行い、レーザダイオードを駆動するための駆動電流信号を前記第４及び第５のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタの少なくともいずれか一方から生成する差動出力部と、
請求項１乃至５のいずれかに記載の前記バイアス電流生成回路と、
前記バイアス電流生成回路が生成した前記バイアス電流を供給され、増幅して前記差動出力部の前記電流入力端子に供給する駆動電流制御部と、
を備えることを特徴とするレーザダイオード駆動回路。 - 請求項７記載の前記レーザダイオード駆動回路と、
前記レーザダイオード駆動回路が生成した前記駆動電流信号を供給されるレーザダイオードと、
を備えることを特徴とする光通信用送信器。
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| DE102007031902B4 (de) * | 2007-07-09 | 2013-02-28 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Arbeitsstromgenerator mit vorbestimmten Temperaturkoeffizienten und Verfahren zur Erzeugung eines Arbeitstrom mit vorbestimmtem Ternperaturkoeffizienten |
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| US5774013A (en) * | 1995-11-30 | 1998-06-30 | Rockwell Semiconductor Systems, Inc. | Dual source for constant and PTAT current |
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| US6891357B2 (en) * | 2003-04-17 | 2005-05-10 | International Business Machines Corporation | Reference current generation system and method |
-
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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