JP3549726B2 - 位相追従装置 - Google Patents
位相追従装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3549726B2 JP3549726B2 JP11536598A JP11536598A JP3549726B2 JP 3549726 B2 JP3549726 B2 JP 3549726B2 JP 11536598 A JP11536598 A JP 11536598A JP 11536598 A JP11536598 A JP 11536598A JP 3549726 B2 JP3549726 B2 JP 3549726B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- signal
- difference
- periodic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周期的情報に位相を追従させて上記情報の位相または周波数（または速度）を検出するのに用いられる位相追従装置（ＰＬＬ：Phase Locked Loop 装置）の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位相追従装置としては、例えば、特公昭６０―３７７１１号公報の第２図に開示されたものから、電圧制御発信器ＶＦ及びカウンタを積分器に置き換えた図１９に示すＰＬＬがある。同図において、複数の第１の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθ、上記複数の第１の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθと乗算をする複数の第２の周期的関数ｃｏｓθ’，ｓｉｎθ’を出力する複数の周期的関数発生手段３５ａ，３５ｂと、上記乗算をする複数の乗算手段３１ａ，３１ｂと、上記乗算手段の出力の和差演算をする和差演算手段３２と、上記和差演算手段３２の出力εを所定伝達関数で伝達する伝達手段３３と、少なくとも上記伝達手段３３の出力を積分する積分手段３４と、上記積分手段３４の出力を上記周期的関数発生手段３５ａ，３５ｂに入力する入力手段とからなり、積分手段３４の出力θ’を位相情報として取り出すものである。
【０００３】
上記従来の位相追従装置においては、和差演算手段３２の出力εはｋｓｉｎ（θ−θ’）（ここにｋは比例係数）で表され、この出力εが適当な伝達関数（例えば比例係数）を通して伝達され、この後積分手段３４で積分されて出力位相情報θ’を出力し、さらに、複数の周期的関数発生手段３５ａ，３５ｂにより複数の周期的関数ｃｏｓθ’，ｓｉｎθ’を出力し、これらの出力が上記乗算をする複数の乗算手段３１ａ，３１ｂにより上記複数の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθと乗算されて上記和差演算手段３２に与えられる。この時、上記和差演算手段の出力εは上記のごとくｋｓｉｎ（θ−θ’）で表される。
したがって、（θ−θ’）がゼロのときεがゼロとなるように作用する結果、θ’がθに追従する。即ち、ＰＬＬとして働く。ただし、入力としては二相の信号が必要である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１９に示す、この従来例においては、上記和差演算手段の出力εは上記複数の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθの振幅Ｖα，Ｖβに比例する。したがって、それらの振幅が速度や周波数や検出対象の回路状態（例えば電源系統や電力系統の事故）などにより、変化すると応答特性が変動するという問題があった。また、交流電源系統や電力系統においてはしばしば事故が発生し、交流電圧が不平衡になり、被検出電源系統から検出してくる複数の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθ自体の位相が狂うという問題があった。
また、Ｖα，Ｖβの振幅が不平衡になると、上記和差演算手段の出力εに２倍周波の脈動が現れ、位相出力θ’にも２倍周波の脈動が現れるという問題があった。
また、単相入力では連続位相追従装置として作用できないという問題があった。
また、位相追従対象の周期的関数における位相差と図１９に示す乗算対象の各周期的関数における位相差とが異なりそのままでは確実な位相追従動作が得られないという問題があった。
【０００５】
本発明の位相追従装置は、上記従来の位相追従装置の問題の内の一つの問題または複数の問題を解決するためになされたものであり、
第１の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧不平衡に対する耐性を向上することである。
第２の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象が単相でも働くように改善することである。
第３の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧不平衡に対する耐性を向上するとともに、演算を簡略化することである。
第４の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧不平衡に対する耐性と電圧変動に対する耐性とを向上することである。
第５の目的は、図１９に示した従来例の特長である連続検出特性の改善性、即ち倍周波脈動の軽減特性を踏襲し、併せて、第１ないし第４の目的を具現化することである。
第６の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧変動に対する耐性を向上することを目的とする。
第７の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象における位相差とＰＬＬでの乗算対象における位相差との差異による不具合を解消することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記 対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号の１相分を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の１相分の位相をシフトすることにより互いに位相の異なる複数の信号を生成する位相シフト手段を設け、この位相シフト手段により生成された位相の異なる信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたものである。
【０００７】
請求項２に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の振幅を単位化する単位化手段を設け、上記単位化した正相分信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたものである。
【０００８】
請求項３に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記第１の周期的関数を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号とし、上記第２の周期的関数を互いに上記α度の整数倍の位相差を有する信号とし、
上記信号源の信号を加工処理して生成された信号が互いにφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する場合、上記互いにφ度の整数倍の位相差を有する信号を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号に変更する位相変更手段を設け、この位相変更手段の出力信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１の位相追従装置の構成を示す図である。同図において、１は信号源である位相追従対象Ｘの正相分を生成する正相分演算手段で、２は位相追従（ＰＬＬ：Phase Locked Loop)手段である。この位相追従手段２としては、前述の図１９に示す従来の位相追従装置を用いてもよく、さらに後述の図８，１０，１６，１８に示す位相追従手段が用いられる。
正相分演算手段１の周期的関数入力Ｘおよび出力Ｖｐは、それぞれ(１)式または(２)式で示される。ここで、正相分演算手段１の周期的関数入力Ｘは、位相追従手段２が同期させるべき信号源Ｘ，ひいては位相追従すべき信号源Ｘであり、以下単に入力Ｘと呼ぶ。入力Ｘが図２に示すベクトル関係の三相の場合は(１)式で示され、入力Ｘが図３に示されるベクトル関係の直角二相の場合は(２)式で示される。
Ｘ＝〔Ｖa，Ｖb，Ｖc〕T， Ｖp＝〔Ｖpa，Ｖpb，Ｖpc〕T ・・・（１）
Ｘ＝〔Ｖα，Ｖβ〕T， Ｖp＝〔Ｖp α，Ｖp β〕T ・・・（２）
次に、正相分演算手段１の動作について説明する。まず、正相分演算手段１の入力Ｘが三相の場合について説明する。
【００１０】
一般に、対称座標法によると、非対称三相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと対称成分である零相分Ｖｏ、正相分Ｖｐ、逆相分Ｖｎとの関係は（３）、（４）式で表される。
【００１１】
【数１】
【００１２】
従って、（４）式より、正相分Ｖｐによる各相電圧のみ書き出すと（６）式となる。
【００１３】
【数２】
【００１４】
（６）式に（３）式のＶｐを代入すると次の（７）式が導かれる。
【００１５】
【数３】
【００１６】
入力Ｘが三相の場合、正相分演算手段１はこの（７）式の演算を行う。なお、上式のａ、ａ２は、それぞれ（５）式で示されるベクトルオペレータ（ベクトル回転手段）である。
位相追従手段２の入力信号としては、正相分演算手段１の出力Ｖp（Ｖpa，Ｖpb，Ｖpc）の内の少なくとも二つを用いればよく、実際上は式(７)の内の任意の二行分の演算を行えばよい。この場合、任意の二行分の演算の出力がＹであり、これを位相追従手段２へ入力する第１の周期的関数とする。他の一行分の演算の出力はＹ’で、これは使用しないか、または他の利用目的に使うものである。
正相分演算手段１の入力Ｘが二相の場合は、式(８)に示す演算を行う。この式において、β軸は、図３に示すようにα軸に対して９０°位相が進む方向に極性を取っている。
【００１７】
【数４】
【００１８】
ここにｊ、−ｊは、ベクトル回転手段で、それぞれ電気角を９０°回転させるベクトルオペレータである。
【００１９】
ここで、演算対象である正相分の概念の拡大について考える。即ち、上記従来の対称座標法では、正弦波交流のベクトルについてのみ定義されているので、非正弦波についても適用できる概念に拡大する。
ベクトルオペレータを交流理論のごとく定常状態のみで使える複素数でなく、一般波形の位相シフタ、即ち無駄時間要素を用いて表す。この場合、単位の大きさと基準位相をもつ基本波形を単位ベクトルと見なし、相似波形をもち大きさと位相が異なる該波形のベクトルを極座標概念のベクトルとして扱える。即ち、周波数成分が同一位相関係で同一量含まれる交流周期的関数について考えることができる。
【００２０】
上記任意な波形のオペレータとして下記時間遅れ要素を用いる。但し、周期的関数の周期をＴとする。
任意時間遅れ要素 ：ｅｘｐ（−τｓ）
任意時間進み要素 ：−ｅｘｐ（−τｓ）
１／４周期遅れ要素 ：ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
１／４周期進み要素 ：−ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
任意位相遅れ要素 ：ｅｘｐ（−（θ／２π）Ｔｓ）
任意位相進み要素 ：−ｅｘｐ（−（θ／２π）Ｔｓ）
【００２１】
以上により、正弦波で扱われていた、ｊ、−ｊに変えて次のように表せる。
ｊ：−ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
−ｊ：ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
同様に、ａ、ａ２に変えて次のように表せる。
ａ ：ｅｘｐ（−（２／３）Ｔｓ）＝−ｅｘｐ（−（１／６）Ｔｓ）
ａ２：ｅｘｐ（−（１／３）Ｔｓ）
以上のオペレータを用いれば、任意な波形について、三相、二相を問わず正相分を導ける。
【００２２】
以下、いたずらに任意波形にすることによる理解や構成の煩わしさを避けるため、正弦波をベースにして述べるが、上記位相シフタ・時間遅れ進み演算を行えば正相分の概念を任意な波形に適用できる。即ち、以下に述べるｊ、−ｊ、ａ、ａ２の扱いに関してｊ：−ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）、−ｊ：ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）、ａ ：−ｅｘｐ（−（１／６）Ｔｓ）、ａ２：ｅｘｐ（−（１／３）Ｔｓ）で置き換える変形をすれば任意波形に対応する構成が導ける。
【００２３】
前記式（７）や式（８）で示される演算に用いうるベクトルオペレータの具体例を、図４に示す。
同図において、（ａ）は−ｊの演算、すなわち電気角を９０°遅らせる（移相シフトさせる）オペレータを示し、周期的関数の周期Ｔの１／４だけ位相をずらせる無駄時間遅れ演算を示す。この操作は、ディジタルプロセッサではメモリーに信号を蓄積しておいてＴ／４だけ経過してから出力することにより簡単に実行できる。
同図（ｂ）はｊの演算、すなわち電気角を９０°進ませる（移相シフトさせる）オペレータで、前記（ａ）の符号反転により実現できる。
同図（ｃ）はベクトルオペレータａを示し、比例分と時間遅れ分との和差により実行できることを示す。
同図（ｄ）はベクトルオペレータａ2を示し、これも、比例分と時間遅れ分との和差により実行できることを示す。
【００２４】
同図（ｅ）もベクトルオペレータａを示し、Ｔ／６の時間遅れ演算後、符号を反転することにより実行できることを示す。
同図（ｆ）もベクトルオペレータａ2を示し、Ｔ／３の時間遅れ演算により実行できることを示す。
同図（ｇ）は−ｊの演算、すなわち電気角を９０°遅らせる（移相シフトさせる）オペレータを示し、ゲインが入力の電気角周波数ωに比例する積分演算により実現できることをを示す。
同図（ｈ）はｊの演算すなわち電気角を９０°進ませる（移相シフトさせる）オペレータを示し、符号反転とゲインが入力の電気角周波数ωに比例する積分演算とにより実現できることを示す。
同図（ｉ）もベクトルオペレータａを示し、一次遅れ演算により６０°位相を遅らせた後、符号反転して実行できることを示す。
同図（ｊ）もベクトルオペレータａ2を示し、二次遅れ演算により１２０°位相を遅らせて実行できることを示す。
【００２５】
以上により、得られた正相分Ｙは、三相分全部の正相信号Ｖpa，Ｖpb，Ｖpcを用いる場合は、後述の図１６に示す位相追従手段の３つの入力に代えて入力すればよい。三相中二相分の正相信号Ｖpa，Ｖpb、又はＶpb，Ｖpc、又はＶpc，Ｖpaを用いる場合は後述の図８に示す位相追従手段に入力すればよい。式(８)と図４のオペレータにより二相式で実行する場合は、二相分の正相信号Ｖp α，Ｖp βを前述の図１９の位相追従手段に入力すればよい。これらにより、三相式でも二相式でもいずれの場合も、入力Ｘの正相分に追従する位相追従装置が得られることになる。
【００２６】
以上の説明のごとく、本実施の形態の位相追従装置においては、入力Ｘの正相分Ｙを、第１の周期的関数として位相追従手段（ＰＬＬ手段）２の乗算手段に入力するようにしたので、入力Ｘに不平衡が生じても入力Ｘの逆相分や零相分による悪影響を受けなくなる。したがって、入力Ｘの不平衡、即ち被検出対象（ＰＬＬの位相追従対象）の電圧不平衡に対する耐性が向上するという効果が得られる。
また、入力Ｘが一相や二相だけになっても、式(７)に従い、図４の要素で正相分を演算して複数相（複数行）の正相分信号ＶpまたはＹが得られるので、正常に位相追従手段が働く効果が得られる。
【００２７】
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２の位相追従装置の構成を示す図である。同図において、１’は入力Ｘから正相分の内の一相分のＶpxを出力すべく演算する正相分演算手段であり、式(７)または式(８)のいずれかの一行分に相当する。３は上記一相分の出力Ｖpxを受けて位相をシフトさせ、複数の正相分情報Ｖpを生成して出力する位相シフト手段、即ちベクトルオペレーション手段である。２は前記実施の形態１と同様の位相追従手段（ＰＬＬ手段）である。この実施の形態２は、後述する式(９)又は式(１０)又は式(１１)により一相分の正相分から二〜三相の正相分を導く方式に対応しており、正相分演算手段１’と位相シフト手段３とで構成されている。なお、図中単線（１本の線）で示される入出力は一相分の入出力を示している。
【００２８】
入力Ｘが三相の場合、一相分の正相分ＶpxはＶpa，Ｖpb，Ｖpcのいずれかで、それぞれの場合、位相シフト手段３はそれぞれ式(９)、式(１０)、式(１１)のいずれかの演算を行う。
【００２９】
【数５】
【００３０】
この時、式(９)、式(１０)、式(１１)の内少なくとも一つの式の二行分の演算をして、２行分の出力Ｙを得ればよい。
【００３１】
入力Ｘが二相の場合、一相分の正相分ＶpxはＶp α，Ｖp βのいずれかで、それぞれの場合、位相シフト手段３はそれぞれ式（１２）、式（１３）のいずれかの演算を行う。
【００３２】
【数６】
【００３３】
上記位相シフト手段３の演算には、前記図４で説明した演算要素を用いることができる。また、位相追従手段２には、前記実施の形態１と同様に、図１９，後述する図８，図１０，図１６，図１８の位相追従手段を使用できる。以下、後述の図６，図７に示す実施の形態においても図１９，図８，図１０，図１６，図１８の位相追従手段を使用できる。
【００３４】
以上の説明のごとく、本実施の形態の位相追従装置においては、入力Ｘから正相分演算手段１によりＶpxを出力し、位相シフト手段３によりＶpxから複数の正相分情報Ｖp、即ちＹを導き、これらＹを、第１の周期的関数として位相追従手段（ＰＬＬ手段）２の乗算手段に入力するようにしたので、入力Ｘに不平衡が生じても、入力Ｘの逆相分や零相分による悪影響を受けなくなる。したがって、入力Ｘの不平衡に対する耐性が向上するという効果が得られる。また、入力Ｘが一相や二相だけになっても、正相分を演算して複数相のＶpまたはＹに復元されるので、正常に位相追従手段が働く効果が得られる。さらに、正相分演算手段の出力が一つで済むので、この演算が簡単になるという効果が得られる。
【００３５】
さらに、元々の信号源Ｘが単相の場合に、この単相信号ｘを上記一相の正相分Ｖpxに代えて位相シフト手段３に入力すれば、単相信号源から位相差を持つ複数の周期的関数入力を導くことができる。即ち、多相でなく単相信号源でも、位相シフト手段３等の移相手段を設け、単相の信号から複数の位相の異なる信号を作ることにより、位相差を持つ複数の周期的関数入力を必要とする乗算式による連続式位相追従装置を正常に働かせることができる効果がある。
【００３６】
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３の位相追従装置の構成を示す図である。同図において、４は正相分Ｖpの絶対値｜Ｖp｜を演算して、これを出力する絶対値演算手段である。この絶対値｜Ｖp｜は正相分Ｖpの各成分の自乗の和の平方根を計算することにより導くことができる。５は割り算（除算）手段で、位相追従手段２に使用する正相分Ｙの各成分を上記絶対値｜Ｖp｜で割り、振幅が単位化された正相分の情報Ｙuを出力する。この出力Ｙuが位相追従手段２に入力される。
【００３７】
この実施の形態３においては、単位化手段を構成する絶対値演算手段４と割り算手段５とを用い、振幅が単位化された正相分の情報Ｙuを出力し、これを第１の周期的関数として位相追従手段２の乗算手段に入力するようにしているので、位相追従手段２への入力Ｙuの振幅は元の入力Ｘの振幅の変動に対して殆ど変化しなくなる。特に、正相分演算手段１をも用いると、元の入力Ｘの振幅の変動に対しても、また、不平衡時の入力Ｘの絶対値の変動に対しても、どちらに対しても、位相追従手段２の入力Ｙuの振幅が全く変化しなくなる。この理由は、Ｖpが正相分であるから、Ｖpが平衡三相信号または平衡二相信号になっているので、これらの絶対値は変動しないからである。したがって、割り算後のＹuも平衡三相または平衡二相を保ち、かつその振幅が変わらなくなる。これらの結果、位相追従手段２の応答特性が極めて安定になる。
以上のごとく、位相追従手段２の入力Ｙuが単位化され、入力Ｘの振幅の変動に対する耐性が向上するという効果が得られる。
【００３８】
実施の形態４．
図７は本発明の実施の形態４の位相追従装置の構成を示す図である。本発明の実施の形態４は、図５に示した実施の形態２の構成に図６に示した実施の形態３の構成を適用したものである。
絶対値演算手段４と割り算手段５とを用いているので、実施の形態３と同様、位相追従手段２の入力Ｙuの振幅は元の入力Ｘの振幅の変動に対して変化しなくなり、位相追従手段の応答特性が安定になる。位相追従手段２の入力Ｙuが単位化され、入力Ｘの振幅の変動に対する耐性が向上する効果が得られる。加えて、位相シフト手段３を設けているので、実施の形態２と同様、正相分演算手段１’の出力が一つで済むので、この演算が簡単になるという効果が得られる。
以上では、多相入力の場合についての説明であったが、単相入力、即ち単相の信号源の場合にも適用できる。この場合、正相分の一相分Ｖpxと見なすことにより、換言すれば振幅の変わる単相信号ｘをＶpxに代えて入力することにより適用が可能となる。
【００３９】
図８は本発明に係わる位相追従手段２の構成を示すブロック線図である。同図において、２１ａ，２１ｂはそれぞれ乗算手段、２２は和差演算手段、２３は適宜な伝達関数で伝達する伝達手段、２４は第２の和差演算手段、２５は積分演算手段、望ましくはリセット手段Ｒｅｓｅｔを持つ積分手段、２６ａ，２６ｂはそれぞれ周期的関数発生手段である。リセット手段は毎周期基準点（例えば０°）に引き戻し、積分器出力が有限の範囲で動作できるようにするものである。
【００４０】
第１の周期的関数入力ｆ1(θ)，ｆ1(θ＋α)及び周期的関数発生手段２６ａ，２６ｂからの第２の周期的関数ｆ2(θ’)，ｆ2(θ’＋α)はそれぞれｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)で表せる周期的関数情報または周期的関数であって、周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)は三角関数、方形波関数、Ｎレベルステップ波形の周期的関数、Ｎ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数などである。Ｎ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数は、Ｎレベルステップ波形の周期的関数を積分して得られる。ｘは周期的関数の信号の位相θまたはこれに変わり得る時間ｔである。
【００４１】
周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)が三角関数の場合は、和差演算手段の出力εは式(１４)で示される。即ち、第１の周期的関数入力ｆ1(θ)，ｆ1(θ＋α)が三角関数波形の入力で、周期的関数発生手段２６ａ，２６ｂを三角関数発生手段とした場合は、和差演算手段２２の出力εがｋｓｉｎ（θ−θ’）で与えられ、位相差（θ−θ’）に対して連続的に作用する。したがって、位相追従作用が連続的に行われ、脈動が軽減される効果がある。また、周波数や変分周波数を導出する場合、その脈動が軽減される効果がある。
また、周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)が方形波の場合は、図９の波形図に示すように、ｆ1(θ)，ｆ2(θ’＋α)およびｆ1(θ＋α)，ｆ2(θ’)が図９(ａ)ないし(ｄ)で表され、各乗算手段２１ａ，２１ｂの出力がそれぞれ図９(ａ)と(ｂ)の積および図９(ｃ)と(ｄ)の積である図９(ｅ)(ｆ)で示される。このため、和差演算手段の出力は図９(ｅ)から(ｆ)を引いた図９(ｇ)のようになる。すなわち、入力位相θと出力位相θ’との差δに相当する時間帯に出力εが現れ、その和差出力εの平均値は入力位相θと出力位相θ’との差δに比例することになる。
【００４２】
【数７】
【００４３】
従って、和差出力εの平均値に応答させて位相を追従させるようにフィルタ機能をもつ伝達手段２３と積分演算手段２５とを定めれば、位相追従手段２が構成できる。すなわち、積分演算手段２５と伝達手段２３とをあわせて、倍周波の脈動を抑制するフィルタを用いればよい。
【００４４】
周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)がＮレベルステップ波形の周期的関数またはＮ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数の場合、前記三角関数の場合と上記方形波関数の場合との中間的な和差出力εが得られ、必要なフィルタ機能は方形波関数の場合より緩和される。特に、Ｎレベルステップ波形の周期的関数を積分して得られるＮ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数を採用すれば、三角関数の場合と近似できる良好な（和差出力εの脈動が小さい）特性が得られる。
【００４５】
図８において、第二の和差演算手段２４を設け、被検出入力Ｘの動作代表周波数ω0を伝達手段２３の出力に加え、この第２の和差演算手段２４の出力を積分演算手段２５の入力に加えれば、上記周波数ω0が動作開始時の初期周波数になる。ω0は例えば基本周波数であればよい。これらにより、この実施の形態の位相追従手段２では、動作開始時の同期引き込み特性が改善される。特に、倍周波脈動を抑えるためにループゲインを低くし、応答速度が低い条件でも同期引き込み特性が改善される。
【００４６】
さらに、伝達手段２３の出力を導出する手段を設ければ変分周波数Δωを取り出すことができる。また、第２の和差演算手段２４の出力または積分演算手段２５の入力を導出する手段を設ければ、周波数ωを取り出すことができる。これらは、入力Ｘに関わる周波数や速度の制御に利用できる。
【００４７】
図１０は本発明に係わる位相追従手段２の他の構成例を示すもので、伝達手段２３から積分演算手段２５までの部分変形例を示す。この変形例においては、積分演算手段２５の分子を２π倍している。即ち、比例ゲイン２πを積分演算手段２５の入力側または出力側に挿入したのと同等である。この場合、第２の和差演算手段２４には基本周波数ｆ0を加える。これらにより、第２の和差演算手段２４の出力から、周波数ｆを取り出すことができる。また、伝達手段２３の出力からΔｆを取り出すことができる。これらも、入力Ｘに関わる周波数や速度の制御に利用できる。
【００４８】
実施の形態５．
つぎに、入力Ｘの電圧変動に対する耐性を改善する他の実施の形態について説明する。
図１１（ａ）は入力Ｘの電圧変動に対する耐性を改善する本発明の実施の形態５の位相追従装置の構成を示す図である。本実施の形態においては、位相追従手段２に入力する前に波形整形手段６を設けている。波形整形手段６へは、振幅が変動する入力Ｘ、または正相分演算のみ行い振幅は変動する図１または図５に示す位相追従手段２への入力Ｙと同等のものを入力する。
【００４９】
波形整形手段６は複数の入力の波形を整形する複数の波形整形器を備えている。この個々の波形整形器の実施例を図１１の（ｂ）〜（ｅ）に示す。同図（ｂ）は±１の符号に判別するコンパレータで、方形波に整形するものである。同図（ｃ）はリミッタで、方形波または台形波、即ちＮ点折れ線近似波形に近い波形に整形するものである。同図（ｄ）（ｅ）はそれぞれコンパレータで、レベルが１とゼロ、またはゼロと−１の波形に整形するものである。
【００５０】
以上の波形整形器を用いて、波形整形した波形Ｙuは振幅が単位化されている。本実施の形態の位相追従装置においては、この振幅が単位化されたＹuを第１の周期的関数として位相追従手段２の乗算手段に入力するので、被追従入力ＸやＹの振幅の変動に影響されなくなる。即ち、入力Ｘの電圧変動に対する耐性が向上する効果が得られる。この他、波形整形後、ＡＣフィルタを通して基本成分を取り出し、これを位相追従手段２へ入力しても良い。
【００５１】
以上に説明した各実施の形態の考え方を適用すると、多数のバラエティに富んだ各種実施形態が可能である。次に、前記実施の形態を適用した詳細な一実施形態を示す。
実施の形態６．
図１２は本発明の実施の形態６の位相追従装置であって、前記図６の実施の形態３に基づく三相入力の場合の詳細な構成を示す図である。同図において、正相分演算手段１としては前記式(７)と前記図４（ｃ）（ｄ）を用い、絶対値演算手段４としては自乗の和に適正な係数（２／３）を掛けた後平方根を取る方法を採用し、位相追従手段２としては前記図８の位相追従手段を採用し、式(１４)のαを三相の位相差（２π／３）に選び、伝達手段２３が比例積分（ＰＩ）制御手段と一次遅れフィルタから成る例を示している。簡単にする場合、伝達手段２３は比例ゲインのみでも良い。５ａ、５ｂは割り算手段である。三角マークにＩと記入したものは積分演算手段２５である。
この実施の形態において、前記図６に示す実施の形態３の作用効果が得られることは言うまでもない。また、前記図８の位相追従手段を採用しているので、それらの作用効果も得られることも言うまでもない。
【００５２】
図１３に図１２に示す本発明の実施の形態６のシミュレーション結果を示す。同図（ａ）は、ｔ＝２００(ｍｓ)の時点で、三相入力の位相がそれぞれ８０°変化した場合を示す。この位相変化に対して、基準位相に対する位相差の応答は同図（ｂ）に示すように、良好な応答が得られていることが解る。この応答速度は位相追従手段２の伝達手段２３のゲインにより自由に変えることができる。図示しないが、三相がバラバラに位相が変化した場合でも、各相の位相変化に各相の電圧が重みづけされた位相に応答することになる。ここに、各相の電圧が重みとして加重されるためであり、各相が同一電圧であれば各相の位相のほぼ平均値に応答する。
【００５３】
実施の形態７．
図１４は本発明の実施の形態７の位相追従装置であって、前記図６の実施の形態３に基づく二相入力の場合の詳細な構成を示すブロック線図である。同図において、正相分演算手段１としては前記式（８）と前記図４の（ａ）（ｂ）を用い、絶対値演算手段４としては自乗の和の平方根を取っている。割り算手段５は通常の割り算でよい。位相追従手段２としては、前記図８および式(１４)において位相差αをπ／２（９０°）に定めたものを採用している。位相追従手段２の他の部分は前記図１２の場合と同じである。前記図１２と比較してわかるように、演算の構成が簡単になるという特長が得られる。その他、前記図６に示す実施の形態３の作用効果が得られることは言うまでもない。また、前記図８の位相追従手段２を採用しているので、それらの作用効果も得られることも言うまでもない。
【００５４】
なお、図１４の構成に加えて、図１５に示す三相二相変換手段７を設け、三つの周期的関数入力Ｖa，Ｖb，Ｖcを二つの周期的関数Ｖα，Ｖβとして取り出し、これを正相分演算手段１に入力することにより、三相の場合にも使用できる。この三相二相変換手段７ではそのブロック中に示したマトリクスの後ろから入力ベクトル［Ｖa，Ｖb，Ｖc］を掛ける演算によりＶα，Ｖβが容易に得られる。
【００５５】
上記実施の形態においては、位相追従手段２として、二つの乗算手段を用いた例を示したが、三つ以上の乗算器を用い、三つ以上の周期的関数を入力させて、位相差に対応したエラーεを算出し、これに基づいて同様に位相追従手段２を構成できる。
この例として、図１６に三つの乗算手段２１ａ，２１ｂ，２１ｃを用いた三相の場合を示す。三相では図１２のＶbpを単位化したＶbpsも有効な入力とできる。乗算手段２１ａの出力は式(１５)のように表され、同様にして乗算手段２１ａ，２１ｂ，２１ｃ三つの出力の和を取ると、式(１６)が得られる。このように三つの乗算手段を用い、三相の周期的関数を入力させることにより、三相中の各相の入力の変動に対する応答特性が均一・均質にできる効果がある。
【００５６】
【数８】
【００５７】
以上の詳細な実施の形態の他、数式や部分要素の実施の形態で述べた多数の組み合わせが可能で、且つ変形も可能である。
【００５８】
実施の形態８．
図１７は本発明の実施の形態８の位相追従装置の構成を示すブロック線図である。ここでは、正相分演算手段１で生成する周期的関数における位相差と位相追従手段２で乗算対象とする関数である、第１および第２の周期的関数における位相差とが異なる場合を扱っている。
【００５９】
即ち、前者の正相分演算手段１は、前記図１５に一例を示す三相二相変換手段７のα−β軸電圧Ｖα、Ｖβから同α−β座標上の正相分Ｖｐα、Ｖｐβを演算し、更に、この正相分Ｖｐα、Ｖｐβから絶対値演算手段４および割り算（除算）手段５を用いて、単位化された正相分Ｖｐαｓ、Ｖｐβｓを導出している。
また、後者の位相追従手段２では、前記（１４）式で説明した、任意な位相差αをもつ２つの三角関数Ｖｙａ、Ｖｙｂを第１の周期的関数として乗算手段２１ａ、２１ｂに入力する。
そして、この２者間の位相差の相異による不具合を解消するため位相変更手段８を新たに設けている。
【００６０】
以下、任意な位相差αが６０度の整数倍の場合について、位相変更手段８による演算内容の具体例を列挙する。
（１）α＝６０度の場合
（ケース１ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝（１／２）Ｖｐαｓ＋（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース１ｂ）
Ｖｙａ＝（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝Ｖｐβｓ
（２）α＝−６０度の場合
（ケース２ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝（１／２）Ｖｐαｓ−（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース２ｂ）
Ｖｙａ＝−（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−Ｖｐβｓ
（３）α＝１２０度の場合
（ケース３ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−（１／２）Ｖｐαｓ＋（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース３ｂ）
Ｖｙａ＝−（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝Ｖｐβｓ
（４）α＝−１２０度の場合
（ケース４ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−（１／２）Ｖｐαｓ−（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース４ｂ）
Ｖｙａ＝（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−Ｖｐβｓ
【００６１】
以上では、互いに９０度の位相差を有する正相分入力ベクトルＶｐαｓ、Ｖｐβｓを、位相変更手段８によって互いに６０度の整数倍の位相差を有する正相分信号Ｖｙａ、Ｖｙｂに変更する場合について説明したが、一般に、互いに任意のφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する三角関数を、乗算手段２１ａ、２１ｂに入力される互いに任意のα度の整数倍の位相差を有する三角関数に変更することができる。従って、この位相変更手段８を設けることにより、同じ位相追従手段２で任意な位相差の三角関数への位相追従動作が可能になる。
勿論、既述した位相シフタ、即ち無駄時間要素を用いることにより、この位相変更の方式は、三角関数に限らず、任意波形の周期的関数を扱うものにも適用することができる。
【００６２】
実施の形態９．
図１８は本発明の実施の形態９に係り、特にその位相追従手段２の変形例を示す。同図において、積分手段２５は電圧制御発信手段（電圧制御可変周波数発信器ＶＣＯ、Ｖ／Ｆコンバータ）２５１およびカウンタ２５２からなる。電圧制御発信手段は周波数入力ωに比例したパルス周波数のパルスを発生する。カウンタ２５２は上記パルスを計数してカウント値をディジタル信号で出力する。この時、カウンタでカウントした値は入力ωの積分値、即ち位相θに対応する値をもつので、これを出力すれば良いこととなる。
【００６３】
他方、周期的関数発生手段２６ａ、２６ｂはリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）２６１ａ、２６１ｂおよびディジタル／アナログコンバータ（Ｄ／Ａ）２６２ａ、２６２ｂからなる。ＲＯＭ２６１は位相信号に相当するディジタル量（カウント値）に対応する数値を出力し、この入出力関係を所定の周期的関数、即ち三角関数に定めておく。この時、前記任意な位相差αはＲＯＭの入出力関係の書き込みデータにより自由に設定できる。さらに、ＲＯＭのディジタル出力はＤ／Ａコンバータによりアナログ量に変換され、乗算手段２１ａ、２１ｂへ入力される。これらの結果、前述の通り、位相追従手段として作用する。
【００６４】
この実施の形態においては、カウンタの特性として３６０度と０度との間の切り替わりに際して、正確高精度に周期動作させ得る特長がある。これに対して、アナログ積分器では３６０度から０度に戻すリセット動作において、細かい誤差を生じやすい問題があった。また、電圧制御発信手段やカウンタから他の制御に利用するクロック信号Ｃｓ１またはＣｓ２を取り出せる特長もある。これらは、周波数逓倍器を通して、ディジタルプロセッサやマイクロプロセッサ用クロック信号を発生させたり、ディジタル演算上の同期信号を生成するのにも使用できる効果がある。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号の１相分を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の１相分の位相をシフトすることにより互いに位相の異なる複数の信号を生成する位相シフト手段を設け、この位相シフト手段により生成された位相の異なる信号を第１の周期的関数として乗算手段へ入力するようにしたので、入力の不平衡、即ち被検出対象の電圧不平衡に対する耐性が向上するとともに、正相分の演算に際して、１相の正相分のみ演算すればよいので、正相分演算が簡単化されるという効果が得られる。
【００６６】
請求項２に係る位相追従装置は、同装置において、信号源の正相分信号を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の振幅を単位化する単位化手段を設け、上記単位化し た正相分信号を第１の周期的関数として乗算手段へ入力するようにしたので、位相追従装置が同期させるべき信号源の逆相分や零相分が除去されて、これら逆相分や零相分による悪影響を除去することができるとともに、同期させるべき信号源の振幅変動による悪影響を除去することができる。したがって、入力の不平衡及び振幅変動に対する耐性が向上するという効果が得られる。即ち、被検出対象の電圧不平衡及び電圧変動に対する耐性を向上することができる。
【００６７】
請求項３に係る位相追従装置は、同装置において、上記第１の周期的関数を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号とし、上記第２の周期的関数を互いに上記α度の整数倍の位相差を有する信号とし、
上記信号源の信号を加工処理して生成された信号が互いにφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する場合、上記互いにφ度の整数倍の位相差を有する信号を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号に変更する位相変更手段を設け、この位相変更手段の出力信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたので、信号源側の周期的関数における各関数の位相差が、乗算対象の第１および第２の周期的関数における各関数の位相差と異なる場合にも確実な位相追従動作が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の位相追従装置の構成を示す図である。
【図２】三相ベクトルの代表例を示す図である。
【図３】二相ベクトルの代表例を示す図である。
【図４】本発明に係わるベクトルオペレータまた移相手段に用いうる演算要素を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態２の位相追従装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態３の位相追従装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態４の位相追従装置の構成を示す図である。
【図８】本発明に係わる位相追従手段の一例の構成を示す図である。
【図９】図８に示す位相追従手段の作用の一例を説明する動作波形図である。
【図１０】本発明に係わる位相追従手段の他の例の構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態５の位相追従装置の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態６の位相追従装置の一例を詳細に示すブロック線図である。
【図１３】本発明の実施の形態６に係わるシミュレーション結果を示す動作波形図である。
【図１４】本発明の実施の形態７の位相追従装置の一例を詳細に示すブロック線図である。
【図１５】本発明の二相式の実施方法に係わる三相二相変換手段の構成を示す原理図である。
【図１６】本発明に係わる位相追従手段のさらに他の例の構成を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態８の位相追従装置の一例を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態９の位相追従装置の一例を示す図である。
【図１９】従来例の位相追従装置を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１，１’ 正相分演算手段、２ 位相追従手段、３ 位相シフト手段、
４ 絶対値演算手段、５，５ａ，５ｂ 割り算手段、６ 波形整形手段、
７ 三相二相変換手段、８ 位相変更手段、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ 乗算手段、
２２ 和差演算手段、２３ 伝達手段、２４ 第２の和差演算手段、
２５ 積分演算手段、２６ａ，２６ｂ 周期的関数発生手段。
【発明の属する技術分野】
本発明は周期的情報に位相を追従させて上記情報の位相または周波数（または速度）を検出するのに用いられる位相追従装置（ＰＬＬ：Phase Locked Loop 装置）の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位相追従装置としては、例えば、特公昭６０―３７７１１号公報の第２図に開示されたものから、電圧制御発信器ＶＦ及びカウンタを積分器に置き換えた図１９に示すＰＬＬがある。同図において、複数の第１の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθ、上記複数の第１の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθと乗算をする複数の第２の周期的関数ｃｏｓθ’，ｓｉｎθ’を出力する複数の周期的関数発生手段３５ａ，３５ｂと、上記乗算をする複数の乗算手段３１ａ，３１ｂと、上記乗算手段の出力の和差演算をする和差演算手段３２と、上記和差演算手段３２の出力εを所定伝達関数で伝達する伝達手段３３と、少なくとも上記伝達手段３３の出力を積分する積分手段３４と、上記積分手段３４の出力を上記周期的関数発生手段３５ａ，３５ｂに入力する入力手段とからなり、積分手段３４の出力θ’を位相情報として取り出すものである。
【０００３】
上記従来の位相追従装置においては、和差演算手段３２の出力εはｋｓｉｎ（θ−θ’）（ここにｋは比例係数）で表され、この出力εが適当な伝達関数（例えば比例係数）を通して伝達され、この後積分手段３４で積分されて出力位相情報θ’を出力し、さらに、複数の周期的関数発生手段３５ａ，３５ｂにより複数の周期的関数ｃｏｓθ’，ｓｉｎθ’を出力し、これらの出力が上記乗算をする複数の乗算手段３１ａ，３１ｂにより上記複数の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθと乗算されて上記和差演算手段３２に与えられる。この時、上記和差演算手段の出力εは上記のごとくｋｓｉｎ（θ−θ’）で表される。
したがって、（θ−θ’）がゼロのときεがゼロとなるように作用する結果、θ’がθに追従する。即ち、ＰＬＬとして働く。ただし、入力としては二相の信号が必要である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１９に示す、この従来例においては、上記和差演算手段の出力εは上記複数の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθの振幅Ｖα，Ｖβに比例する。したがって、それらの振幅が速度や周波数や検出対象の回路状態（例えば電源系統や電力系統の事故）などにより、変化すると応答特性が変動するという問題があった。また、交流電源系統や電力系統においてはしばしば事故が発生し、交流電圧が不平衡になり、被検出電源系統から検出してくる複数の周期的関数入力Ｖαsinθ，Ｖβcosθ自体の位相が狂うという問題があった。
また、Ｖα，Ｖβの振幅が不平衡になると、上記和差演算手段の出力εに２倍周波の脈動が現れ、位相出力θ’にも２倍周波の脈動が現れるという問題があった。
また、単相入力では連続位相追従装置として作用できないという問題があった。
また、位相追従対象の周期的関数における位相差と図１９に示す乗算対象の各周期的関数における位相差とが異なりそのままでは確実な位相追従動作が得られないという問題があった。
【０００５】
本発明の位相追従装置は、上記従来の位相追従装置の問題の内の一つの問題または複数の問題を解決するためになされたものであり、
第１の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧不平衡に対する耐性を向上することである。
第２の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象が単相でも働くように改善することである。
第３の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧不平衡に対する耐性を向上するとともに、演算を簡略化することである。
第４の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧不平衡に対する耐性と電圧変動に対する耐性とを向上することである。
第５の目的は、図１９に示した従来例の特長である連続検出特性の改善性、即ち倍周波脈動の軽減特性を踏襲し、併せて、第１ないし第４の目的を具現化することである。
第６の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象の電圧変動に対する耐性を向上することを目的とする。
第７の目的は、被検出対象、即ちＰＬＬの位相追従対象における位相差とＰＬＬでの乗算対象における位相差との差異による不具合を解消することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記 対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号の１相分を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の１相分の位相をシフトすることにより互いに位相の異なる複数の信号を生成する位相シフト手段を設け、この位相シフト手段により生成された位相の異なる信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたものである。
【０００７】
請求項２に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の振幅を単位化する単位化手段を設け、上記単位化した正相分信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたものである。
【０００８】
請求項３に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記第１の周期的関数を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号とし、上記第２の周期的関数を互いに上記α度の整数倍の位相差を有する信号とし、
上記信号源の信号を加工処理して生成された信号が互いにφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する場合、上記互いにφ度の整数倍の位相差を有する信号を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号に変更する位相変更手段を設け、この位相変更手段の出力信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１の位相追従装置の構成を示す図である。同図において、１は信号源である位相追従対象Ｘの正相分を生成する正相分演算手段で、２は位相追従（ＰＬＬ：Phase Locked Loop)手段である。この位相追従手段２としては、前述の図１９に示す従来の位相追従装置を用いてもよく、さらに後述の図８，１０，１６，１８に示す位相追従手段が用いられる。
正相分演算手段１の周期的関数入力Ｘおよび出力Ｖｐは、それぞれ(１)式または(２)式で示される。ここで、正相分演算手段１の周期的関数入力Ｘは、位相追従手段２が同期させるべき信号源Ｘ，ひいては位相追従すべき信号源Ｘであり、以下単に入力Ｘと呼ぶ。入力Ｘが図２に示すベクトル関係の三相の場合は(１)式で示され、入力Ｘが図３に示されるベクトル関係の直角二相の場合は(２)式で示される。
Ｘ＝〔Ｖa，Ｖb，Ｖc〕T， Ｖp＝〔Ｖpa，Ｖpb，Ｖpc〕T ・・・（１）
Ｘ＝〔Ｖα，Ｖβ〕T， Ｖp＝〔Ｖp α，Ｖp β〕T ・・・（２）
次に、正相分演算手段１の動作について説明する。まず、正相分演算手段１の入力Ｘが三相の場合について説明する。
【００１０】
一般に、対称座標法によると、非対称三相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと対称成分である零相分Ｖｏ、正相分Ｖｐ、逆相分Ｖｎとの関係は（３）、（４）式で表される。
【００１１】
【数１】
従って、（４）式より、正相分Ｖｐによる各相電圧のみ書き出すと（６）式となる。
【００１３】
【数２】
（６）式に（３）式のＶｐを代入すると次の（７）式が導かれる。
【００１５】
【数３】
入力Ｘが三相の場合、正相分演算手段１はこの（７）式の演算を行う。なお、上式のａ、ａ２は、それぞれ（５）式で示されるベクトルオペレータ（ベクトル回転手段）である。
位相追従手段２の入力信号としては、正相分演算手段１の出力Ｖp（Ｖpa，Ｖpb，Ｖpc）の内の少なくとも二つを用いればよく、実際上は式(７)の内の任意の二行分の演算を行えばよい。この場合、任意の二行分の演算の出力がＹであり、これを位相追従手段２へ入力する第１の周期的関数とする。他の一行分の演算の出力はＹ’で、これは使用しないか、または他の利用目的に使うものである。
正相分演算手段１の入力Ｘが二相の場合は、式(８)に示す演算を行う。この式において、β軸は、図３に示すようにα軸に対して９０°位相が進む方向に極性を取っている。
【００１７】
【数４】
ここにｊ、−ｊは、ベクトル回転手段で、それぞれ電気角を９０°回転させるベクトルオペレータである。
【００１９】
ここで、演算対象である正相分の概念の拡大について考える。即ち、上記従来の対称座標法では、正弦波交流のベクトルについてのみ定義されているので、非正弦波についても適用できる概念に拡大する。
ベクトルオペレータを交流理論のごとく定常状態のみで使える複素数でなく、一般波形の位相シフタ、即ち無駄時間要素を用いて表す。この場合、単位の大きさと基準位相をもつ基本波形を単位ベクトルと見なし、相似波形をもち大きさと位相が異なる該波形のベクトルを極座標概念のベクトルとして扱える。即ち、周波数成分が同一位相関係で同一量含まれる交流周期的関数について考えることができる。
【００２０】
上記任意な波形のオペレータとして下記時間遅れ要素を用いる。但し、周期的関数の周期をＴとする。
任意時間遅れ要素 ：ｅｘｐ（−τｓ）
任意時間進み要素 ：−ｅｘｐ（−τｓ）
１／４周期遅れ要素 ：ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
１／４周期進み要素 ：−ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
任意位相遅れ要素 ：ｅｘｐ（−（θ／２π）Ｔｓ）
任意位相進み要素 ：−ｅｘｐ（−（θ／２π）Ｔｓ）
【００２１】
以上により、正弦波で扱われていた、ｊ、−ｊに変えて次のように表せる。
ｊ：−ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
−ｊ：ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）
同様に、ａ、ａ２に変えて次のように表せる。
ａ ：ｅｘｐ（−（２／３）Ｔｓ）＝−ｅｘｐ（−（１／６）Ｔｓ）
ａ２：ｅｘｐ（−（１／３）Ｔｓ）
以上のオペレータを用いれば、任意な波形について、三相、二相を問わず正相分を導ける。
【００２２】
以下、いたずらに任意波形にすることによる理解や構成の煩わしさを避けるため、正弦波をベースにして述べるが、上記位相シフタ・時間遅れ進み演算を行えば正相分の概念を任意な波形に適用できる。即ち、以下に述べるｊ、−ｊ、ａ、ａ２の扱いに関してｊ：−ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）、−ｊ：ｅｘｐ（−Ｔｓ／４）、ａ ：−ｅｘｐ（−（１／６）Ｔｓ）、ａ２：ｅｘｐ（−（１／３）Ｔｓ）で置き換える変形をすれば任意波形に対応する構成が導ける。
【００２３】
前記式（７）や式（８）で示される演算に用いうるベクトルオペレータの具体例を、図４に示す。
同図において、（ａ）は−ｊの演算、すなわち電気角を９０°遅らせる（移相シフトさせる）オペレータを示し、周期的関数の周期Ｔの１／４だけ位相をずらせる無駄時間遅れ演算を示す。この操作は、ディジタルプロセッサではメモリーに信号を蓄積しておいてＴ／４だけ経過してから出力することにより簡単に実行できる。
同図（ｂ）はｊの演算、すなわち電気角を９０°進ませる（移相シフトさせる）オペレータで、前記（ａ）の符号反転により実現できる。
同図（ｃ）はベクトルオペレータａを示し、比例分と時間遅れ分との和差により実行できることを示す。
同図（ｄ）はベクトルオペレータａ2を示し、これも、比例分と時間遅れ分との和差により実行できることを示す。
【００２４】
同図（ｅ）もベクトルオペレータａを示し、Ｔ／６の時間遅れ演算後、符号を反転することにより実行できることを示す。
同図（ｆ）もベクトルオペレータａ2を示し、Ｔ／３の時間遅れ演算により実行できることを示す。
同図（ｇ）は−ｊの演算、すなわち電気角を９０°遅らせる（移相シフトさせる）オペレータを示し、ゲインが入力の電気角周波数ωに比例する積分演算により実現できることをを示す。
同図（ｈ）はｊの演算すなわち電気角を９０°進ませる（移相シフトさせる）オペレータを示し、符号反転とゲインが入力の電気角周波数ωに比例する積分演算とにより実現できることを示す。
同図（ｉ）もベクトルオペレータａを示し、一次遅れ演算により６０°位相を遅らせた後、符号反転して実行できることを示す。
同図（ｊ）もベクトルオペレータａ2を示し、二次遅れ演算により１２０°位相を遅らせて実行できることを示す。
【００２５】
以上により、得られた正相分Ｙは、三相分全部の正相信号Ｖpa，Ｖpb，Ｖpcを用いる場合は、後述の図１６に示す位相追従手段の３つの入力に代えて入力すればよい。三相中二相分の正相信号Ｖpa，Ｖpb、又はＶpb，Ｖpc、又はＶpc，Ｖpaを用いる場合は後述の図８に示す位相追従手段に入力すればよい。式(８)と図４のオペレータにより二相式で実行する場合は、二相分の正相信号Ｖp α，Ｖp βを前述の図１９の位相追従手段に入力すればよい。これらにより、三相式でも二相式でもいずれの場合も、入力Ｘの正相分に追従する位相追従装置が得られることになる。
【００２６】
以上の説明のごとく、本実施の形態の位相追従装置においては、入力Ｘの正相分Ｙを、第１の周期的関数として位相追従手段（ＰＬＬ手段）２の乗算手段に入力するようにしたので、入力Ｘに不平衡が生じても入力Ｘの逆相分や零相分による悪影響を受けなくなる。したがって、入力Ｘの不平衡、即ち被検出対象（ＰＬＬの位相追従対象）の電圧不平衡に対する耐性が向上するという効果が得られる。
また、入力Ｘが一相や二相だけになっても、式(７)に従い、図４の要素で正相分を演算して複数相（複数行）の正相分信号ＶpまたはＹが得られるので、正常に位相追従手段が働く効果が得られる。
【００２７】
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２の位相追従装置の構成を示す図である。同図において、１’は入力Ｘから正相分の内の一相分のＶpxを出力すべく演算する正相分演算手段であり、式(７)または式(８)のいずれかの一行分に相当する。３は上記一相分の出力Ｖpxを受けて位相をシフトさせ、複数の正相分情報Ｖpを生成して出力する位相シフト手段、即ちベクトルオペレーション手段である。２は前記実施の形態１と同様の位相追従手段（ＰＬＬ手段）である。この実施の形態２は、後述する式(９)又は式(１０)又は式(１１)により一相分の正相分から二〜三相の正相分を導く方式に対応しており、正相分演算手段１’と位相シフト手段３とで構成されている。なお、図中単線（１本の線）で示される入出力は一相分の入出力を示している。
【００２８】
入力Ｘが三相の場合、一相分の正相分ＶpxはＶpa，Ｖpb，Ｖpcのいずれかで、それぞれの場合、位相シフト手段３はそれぞれ式(９)、式(１０)、式(１１)のいずれかの演算を行う。
【００２９】
【数５】
この時、式(９)、式(１０)、式(１１)の内少なくとも一つの式の二行分の演算をして、２行分の出力Ｙを得ればよい。
【００３１】
入力Ｘが二相の場合、一相分の正相分ＶpxはＶp α，Ｖp βのいずれかで、それぞれの場合、位相シフト手段３はそれぞれ式（１２）、式（１３）のいずれかの演算を行う。
【００３２】
【数６】
上記位相シフト手段３の演算には、前記図４で説明した演算要素を用いることができる。また、位相追従手段２には、前記実施の形態１と同様に、図１９，後述する図８，図１０，図１６，図１８の位相追従手段を使用できる。以下、後述の図６，図７に示す実施の形態においても図１９，図８，図１０，図１６，図１８の位相追従手段を使用できる。
【００３４】
以上の説明のごとく、本実施の形態の位相追従装置においては、入力Ｘから正相分演算手段１によりＶpxを出力し、位相シフト手段３によりＶpxから複数の正相分情報Ｖp、即ちＹを導き、これらＹを、第１の周期的関数として位相追従手段（ＰＬＬ手段）２の乗算手段に入力するようにしたので、入力Ｘに不平衡が生じても、入力Ｘの逆相分や零相分による悪影響を受けなくなる。したがって、入力Ｘの不平衡に対する耐性が向上するという効果が得られる。また、入力Ｘが一相や二相だけになっても、正相分を演算して複数相のＶpまたはＹに復元されるので、正常に位相追従手段が働く効果が得られる。さらに、正相分演算手段の出力が一つで済むので、この演算が簡単になるという効果が得られる。
【００３５】
さらに、元々の信号源Ｘが単相の場合に、この単相信号ｘを上記一相の正相分Ｖpxに代えて位相シフト手段３に入力すれば、単相信号源から位相差を持つ複数の周期的関数入力を導くことができる。即ち、多相でなく単相信号源でも、位相シフト手段３等の移相手段を設け、単相の信号から複数の位相の異なる信号を作ることにより、位相差を持つ複数の周期的関数入力を必要とする乗算式による連続式位相追従装置を正常に働かせることができる効果がある。
【００３６】
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３の位相追従装置の構成を示す図である。同図において、４は正相分Ｖpの絶対値｜Ｖp｜を演算して、これを出力する絶対値演算手段である。この絶対値｜Ｖp｜は正相分Ｖpの各成分の自乗の和の平方根を計算することにより導くことができる。５は割り算（除算）手段で、位相追従手段２に使用する正相分Ｙの各成分を上記絶対値｜Ｖp｜で割り、振幅が単位化された正相分の情報Ｙuを出力する。この出力Ｙuが位相追従手段２に入力される。
【００３７】
この実施の形態３においては、単位化手段を構成する絶対値演算手段４と割り算手段５とを用い、振幅が単位化された正相分の情報Ｙuを出力し、これを第１の周期的関数として位相追従手段２の乗算手段に入力するようにしているので、位相追従手段２への入力Ｙuの振幅は元の入力Ｘの振幅の変動に対して殆ど変化しなくなる。特に、正相分演算手段１をも用いると、元の入力Ｘの振幅の変動に対しても、また、不平衡時の入力Ｘの絶対値の変動に対しても、どちらに対しても、位相追従手段２の入力Ｙuの振幅が全く変化しなくなる。この理由は、Ｖpが正相分であるから、Ｖpが平衡三相信号または平衡二相信号になっているので、これらの絶対値は変動しないからである。したがって、割り算後のＹuも平衡三相または平衡二相を保ち、かつその振幅が変わらなくなる。これらの結果、位相追従手段２の応答特性が極めて安定になる。
以上のごとく、位相追従手段２の入力Ｙuが単位化され、入力Ｘの振幅の変動に対する耐性が向上するという効果が得られる。
【００３８】
実施の形態４．
図７は本発明の実施の形態４の位相追従装置の構成を示す図である。本発明の実施の形態４は、図５に示した実施の形態２の構成に図６に示した実施の形態３の構成を適用したものである。
絶対値演算手段４と割り算手段５とを用いているので、実施の形態３と同様、位相追従手段２の入力Ｙuの振幅は元の入力Ｘの振幅の変動に対して変化しなくなり、位相追従手段の応答特性が安定になる。位相追従手段２の入力Ｙuが単位化され、入力Ｘの振幅の変動に対する耐性が向上する効果が得られる。加えて、位相シフト手段３を設けているので、実施の形態２と同様、正相分演算手段１’の出力が一つで済むので、この演算が簡単になるという効果が得られる。
以上では、多相入力の場合についての説明であったが、単相入力、即ち単相の信号源の場合にも適用できる。この場合、正相分の一相分Ｖpxと見なすことにより、換言すれば振幅の変わる単相信号ｘをＶpxに代えて入力することにより適用が可能となる。
【００３９】
図８は本発明に係わる位相追従手段２の構成を示すブロック線図である。同図において、２１ａ，２１ｂはそれぞれ乗算手段、２２は和差演算手段、２３は適宜な伝達関数で伝達する伝達手段、２４は第２の和差演算手段、２５は積分演算手段、望ましくはリセット手段Ｒｅｓｅｔを持つ積分手段、２６ａ，２６ｂはそれぞれ周期的関数発生手段である。リセット手段は毎周期基準点（例えば０°）に引き戻し、積分器出力が有限の範囲で動作できるようにするものである。
【００４０】
第１の周期的関数入力ｆ1(θ)，ｆ1(θ＋α)及び周期的関数発生手段２６ａ，２６ｂからの第２の周期的関数ｆ2(θ’)，ｆ2(θ’＋α)はそれぞれｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)で表せる周期的関数情報または周期的関数であって、周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)は三角関数、方形波関数、Ｎレベルステップ波形の周期的関数、Ｎ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数などである。Ｎ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数は、Ｎレベルステップ波形の周期的関数を積分して得られる。ｘは周期的関数の信号の位相θまたはこれに変わり得る時間ｔである。
【００４１】
周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)が三角関数の場合は、和差演算手段の出力εは式(１４)で示される。即ち、第１の周期的関数入力ｆ1(θ)，ｆ1(θ＋α)が三角関数波形の入力で、周期的関数発生手段２６ａ，２６ｂを三角関数発生手段とした場合は、和差演算手段２２の出力εがｋｓｉｎ（θ−θ’）で与えられ、位相差（θ−θ’）に対して連続的に作用する。したがって、位相追従作用が連続的に行われ、脈動が軽減される効果がある。また、周波数や変分周波数を導出する場合、その脈動が軽減される効果がある。
また、周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)が方形波の場合は、図９の波形図に示すように、ｆ1(θ)，ｆ2(θ’＋α)およびｆ1(θ＋α)，ｆ2(θ’)が図９(ａ)ないし(ｄ)で表され、各乗算手段２１ａ，２１ｂの出力がそれぞれ図９(ａ)と(ｂ)の積および図９(ｃ)と(ｄ)の積である図９(ｅ)(ｆ)で示される。このため、和差演算手段の出力は図９(ｅ)から(ｆ)を引いた図９(ｇ)のようになる。すなわち、入力位相θと出力位相θ’との差δに相当する時間帯に出力εが現れ、その和差出力εの平均値は入力位相θと出力位相θ’との差δに比例することになる。
【００４２】
【数７】
従って、和差出力εの平均値に応答させて位相を追従させるようにフィルタ機能をもつ伝達手段２３と積分演算手段２５とを定めれば、位相追従手段２が構成できる。すなわち、積分演算手段２５と伝達手段２３とをあわせて、倍周波の脈動を抑制するフィルタを用いればよい。
【００４４】
周期的関数ｆ1(ｘ)，ｆ2(ｘ)がＮレベルステップ波形の周期的関数またはＮ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数の場合、前記三角関数の場合と上記方形波関数の場合との中間的な和差出力εが得られ、必要なフィルタ機能は方形波関数の場合より緩和される。特に、Ｎレベルステップ波形の周期的関数を積分して得られるＮ点の折点をもつ折れ線近似の波形をもつ周期的関数を採用すれば、三角関数の場合と近似できる良好な（和差出力εの脈動が小さい）特性が得られる。
【００４５】
図８において、第二の和差演算手段２４を設け、被検出入力Ｘの動作代表周波数ω0を伝達手段２３の出力に加え、この第２の和差演算手段２４の出力を積分演算手段２５の入力に加えれば、上記周波数ω0が動作開始時の初期周波数になる。ω0は例えば基本周波数であればよい。これらにより、この実施の形態の位相追従手段２では、動作開始時の同期引き込み特性が改善される。特に、倍周波脈動を抑えるためにループゲインを低くし、応答速度が低い条件でも同期引き込み特性が改善される。
【００４６】
さらに、伝達手段２３の出力を導出する手段を設ければ変分周波数Δωを取り出すことができる。また、第２の和差演算手段２４の出力または積分演算手段２５の入力を導出する手段を設ければ、周波数ωを取り出すことができる。これらは、入力Ｘに関わる周波数や速度の制御に利用できる。
【００４７】
図１０は本発明に係わる位相追従手段２の他の構成例を示すもので、伝達手段２３から積分演算手段２５までの部分変形例を示す。この変形例においては、積分演算手段２５の分子を２π倍している。即ち、比例ゲイン２πを積分演算手段２５の入力側または出力側に挿入したのと同等である。この場合、第２の和差演算手段２４には基本周波数ｆ0を加える。これらにより、第２の和差演算手段２４の出力から、周波数ｆを取り出すことができる。また、伝達手段２３の出力からΔｆを取り出すことができる。これらも、入力Ｘに関わる周波数や速度の制御に利用できる。
【００４８】
実施の形態５．
つぎに、入力Ｘの電圧変動に対する耐性を改善する他の実施の形態について説明する。
図１１（ａ）は入力Ｘの電圧変動に対する耐性を改善する本発明の実施の形態５の位相追従装置の構成を示す図である。本実施の形態においては、位相追従手段２に入力する前に波形整形手段６を設けている。波形整形手段６へは、振幅が変動する入力Ｘ、または正相分演算のみ行い振幅は変動する図１または図５に示す位相追従手段２への入力Ｙと同等のものを入力する。
【００４９】
波形整形手段６は複数の入力の波形を整形する複数の波形整形器を備えている。この個々の波形整形器の実施例を図１１の（ｂ）〜（ｅ）に示す。同図（ｂ）は±１の符号に判別するコンパレータで、方形波に整形するものである。同図（ｃ）はリミッタで、方形波または台形波、即ちＮ点折れ線近似波形に近い波形に整形するものである。同図（ｄ）（ｅ）はそれぞれコンパレータで、レベルが１とゼロ、またはゼロと−１の波形に整形するものである。
【００５０】
以上の波形整形器を用いて、波形整形した波形Ｙuは振幅が単位化されている。本実施の形態の位相追従装置においては、この振幅が単位化されたＹuを第１の周期的関数として位相追従手段２の乗算手段に入力するので、被追従入力ＸやＹの振幅の変動に影響されなくなる。即ち、入力Ｘの電圧変動に対する耐性が向上する効果が得られる。この他、波形整形後、ＡＣフィルタを通して基本成分を取り出し、これを位相追従手段２へ入力しても良い。
【００５１】
以上に説明した各実施の形態の考え方を適用すると、多数のバラエティに富んだ各種実施形態が可能である。次に、前記実施の形態を適用した詳細な一実施形態を示す。
実施の形態６．
図１２は本発明の実施の形態６の位相追従装置であって、前記図６の実施の形態３に基づく三相入力の場合の詳細な構成を示す図である。同図において、正相分演算手段１としては前記式(７)と前記図４（ｃ）（ｄ）を用い、絶対値演算手段４としては自乗の和に適正な係数（２／３）を掛けた後平方根を取る方法を採用し、位相追従手段２としては前記図８の位相追従手段を採用し、式(１４)のαを三相の位相差（２π／３）に選び、伝達手段２３が比例積分（ＰＩ）制御手段と一次遅れフィルタから成る例を示している。簡単にする場合、伝達手段２３は比例ゲインのみでも良い。５ａ、５ｂは割り算手段である。三角マークにＩと記入したものは積分演算手段２５である。
この実施の形態において、前記図６に示す実施の形態３の作用効果が得られることは言うまでもない。また、前記図８の位相追従手段を採用しているので、それらの作用効果も得られることも言うまでもない。
【００５２】
図１３に図１２に示す本発明の実施の形態６のシミュレーション結果を示す。同図（ａ）は、ｔ＝２００(ｍｓ)の時点で、三相入力の位相がそれぞれ８０°変化した場合を示す。この位相変化に対して、基準位相に対する位相差の応答は同図（ｂ）に示すように、良好な応答が得られていることが解る。この応答速度は位相追従手段２の伝達手段２３のゲインにより自由に変えることができる。図示しないが、三相がバラバラに位相が変化した場合でも、各相の位相変化に各相の電圧が重みづけされた位相に応答することになる。ここに、各相の電圧が重みとして加重されるためであり、各相が同一電圧であれば各相の位相のほぼ平均値に応答する。
【００５３】
実施の形態７．
図１４は本発明の実施の形態７の位相追従装置であって、前記図６の実施の形態３に基づく二相入力の場合の詳細な構成を示すブロック線図である。同図において、正相分演算手段１としては前記式（８）と前記図４の（ａ）（ｂ）を用い、絶対値演算手段４としては自乗の和の平方根を取っている。割り算手段５は通常の割り算でよい。位相追従手段２としては、前記図８および式(１４)において位相差αをπ／２（９０°）に定めたものを採用している。位相追従手段２の他の部分は前記図１２の場合と同じである。前記図１２と比較してわかるように、演算の構成が簡単になるという特長が得られる。その他、前記図６に示す実施の形態３の作用効果が得られることは言うまでもない。また、前記図８の位相追従手段２を採用しているので、それらの作用効果も得られることも言うまでもない。
【００５４】
なお、図１４の構成に加えて、図１５に示す三相二相変換手段７を設け、三つの周期的関数入力Ｖa，Ｖb，Ｖcを二つの周期的関数Ｖα，Ｖβとして取り出し、これを正相分演算手段１に入力することにより、三相の場合にも使用できる。この三相二相変換手段７ではそのブロック中に示したマトリクスの後ろから入力ベクトル［Ｖa，Ｖb，Ｖc］を掛ける演算によりＶα，Ｖβが容易に得られる。
【００５５】
上記実施の形態においては、位相追従手段２として、二つの乗算手段を用いた例を示したが、三つ以上の乗算器を用い、三つ以上の周期的関数を入力させて、位相差に対応したエラーεを算出し、これに基づいて同様に位相追従手段２を構成できる。
この例として、図１６に三つの乗算手段２１ａ，２１ｂ，２１ｃを用いた三相の場合を示す。三相では図１２のＶbpを単位化したＶbpsも有効な入力とできる。乗算手段２１ａの出力は式(１５)のように表され、同様にして乗算手段２１ａ，２１ｂ，２１ｃ三つの出力の和を取ると、式(１６)が得られる。このように三つの乗算手段を用い、三相の周期的関数を入力させることにより、三相中の各相の入力の変動に対する応答特性が均一・均質にできる効果がある。
【００５６】
【数８】
以上の詳細な実施の形態の他、数式や部分要素の実施の形態で述べた多数の組み合わせが可能で、且つ変形も可能である。
【００５８】
実施の形態８．
図１７は本発明の実施の形態８の位相追従装置の構成を示すブロック線図である。ここでは、正相分演算手段１で生成する周期的関数における位相差と位相追従手段２で乗算対象とする関数である、第１および第２の周期的関数における位相差とが異なる場合を扱っている。
【００５９】
即ち、前者の正相分演算手段１は、前記図１５に一例を示す三相二相変換手段７のα−β軸電圧Ｖα、Ｖβから同α−β座標上の正相分Ｖｐα、Ｖｐβを演算し、更に、この正相分Ｖｐα、Ｖｐβから絶対値演算手段４および割り算（除算）手段５を用いて、単位化された正相分Ｖｐαｓ、Ｖｐβｓを導出している。
また、後者の位相追従手段２では、前記（１４）式で説明した、任意な位相差αをもつ２つの三角関数Ｖｙａ、Ｖｙｂを第１の周期的関数として乗算手段２１ａ、２１ｂに入力する。
そして、この２者間の位相差の相異による不具合を解消するため位相変更手段８を新たに設けている。
【００６０】
以下、任意な位相差αが６０度の整数倍の場合について、位相変更手段８による演算内容の具体例を列挙する。
（１）α＝６０度の場合
（ケース１ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝（１／２）Ｖｐαｓ＋（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース１ｂ）
Ｖｙａ＝（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝Ｖｐβｓ
（２）α＝−６０度の場合
（ケース２ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝（１／２）Ｖｐαｓ−（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース２ｂ）
Ｖｙａ＝−（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−Ｖｐβｓ
（３）α＝１２０度の場合
（ケース３ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−（１／２）Ｖｐαｓ＋（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース３ｂ）
Ｖｙａ＝−（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝Ｖｐβｓ
（４）α＝−１２０度の場合
（ケース４ａ）
Ｖｙａ＝Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−（１／２）Ｖｐαｓ−（√３／２）Ｖｐβｓ
（ケース４ｂ）
Ｖｙａ＝（１／２）Ｖｐβｓ＋（√３／２）Ｖｐαｓ
Ｖｙｂ＝−Ｖｐβｓ
【００６１】
以上では、互いに９０度の位相差を有する正相分入力ベクトルＶｐαｓ、Ｖｐβｓを、位相変更手段８によって互いに６０度の整数倍の位相差を有する正相分信号Ｖｙａ、Ｖｙｂに変更する場合について説明したが、一般に、互いに任意のφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する三角関数を、乗算手段２１ａ、２１ｂに入力される互いに任意のα度の整数倍の位相差を有する三角関数に変更することができる。従って、この位相変更手段８を設けることにより、同じ位相追従手段２で任意な位相差の三角関数への位相追従動作が可能になる。
勿論、既述した位相シフタ、即ち無駄時間要素を用いることにより、この位相変更の方式は、三角関数に限らず、任意波形の周期的関数を扱うものにも適用することができる。
【００６２】
実施の形態９．
図１８は本発明の実施の形態９に係り、特にその位相追従手段２の変形例を示す。同図において、積分手段２５は電圧制御発信手段（電圧制御可変周波数発信器ＶＣＯ、Ｖ／Ｆコンバータ）２５１およびカウンタ２５２からなる。電圧制御発信手段は周波数入力ωに比例したパルス周波数のパルスを発生する。カウンタ２５２は上記パルスを計数してカウント値をディジタル信号で出力する。この時、カウンタでカウントした値は入力ωの積分値、即ち位相θに対応する値をもつので、これを出力すれば良いこととなる。
【００６３】
他方、周期的関数発生手段２６ａ、２６ｂはリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）２６１ａ、２６１ｂおよびディジタル／アナログコンバータ（Ｄ／Ａ）２６２ａ、２６２ｂからなる。ＲＯＭ２６１は位相信号に相当するディジタル量（カウント値）に対応する数値を出力し、この入出力関係を所定の周期的関数、即ち三角関数に定めておく。この時、前記任意な位相差αはＲＯＭの入出力関係の書き込みデータにより自由に設定できる。さらに、ＲＯＭのディジタル出力はＤ／Ａコンバータによりアナログ量に変換され、乗算手段２１ａ、２１ｂへ入力される。これらの結果、前述の通り、位相追従手段として作用する。
【００６４】
この実施の形態においては、カウンタの特性として３６０度と０度との間の切り替わりに際して、正確高精度に周期動作させ得る特長がある。これに対して、アナログ積分器では３６０度から０度に戻すリセット動作において、細かい誤差を生じやすい問題があった。また、電圧制御発信手段やカウンタから他の制御に利用するクロック信号Ｃｓ１またはＣｓ２を取り出せる特長もある。これらは、周波数逓倍器を通して、ディジタルプロセッサやマイクロプロセッサ用クロック信号を発生させたり、ディジタル演算上の同期信号を生成するのにも使用できる効果がある。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に係る位相追従装置は、出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号の１相分を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の１相分の位相をシフトすることにより互いに位相の異なる複数の信号を生成する位相シフト手段を設け、この位相シフト手段により生成された位相の異なる信号を第１の周期的関数として乗算手段へ入力するようにしたので、入力の不平衡、即ち被検出対象の電圧不平衡に対する耐性が向上するとともに、正相分の演算に際して、１相の正相分のみ演算すればよいので、正相分演算が簡単化されるという効果が得られる。
【００６６】
請求項２に係る位相追従装置は、同装置において、信号源の正相分信号を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の振幅を単位化する単位化手段を設け、上記単位化し た正相分信号を第１の周期的関数として乗算手段へ入力するようにしたので、位相追従装置が同期させるべき信号源の逆相分や零相分が除去されて、これら逆相分や零相分による悪影響を除去することができるとともに、同期させるべき信号源の振幅変動による悪影響を除去することができる。したがって、入力の不平衡及び振幅変動に対する耐性が向上するという効果が得られる。即ち、被検出対象の電圧不平衡及び電圧変動に対する耐性を向上することができる。
【００６７】
請求項３に係る位相追従装置は、同装置において、上記第１の周期的関数を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号とし、上記第２の周期的関数を互いに上記α度の整数倍の位相差を有する信号とし、
上記信号源の信号を加工処理して生成された信号が互いにφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する場合、上記互いにφ度の整数倍の位相差を有する信号を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号に変更する位相変更手段を設け、この位相変更手段の出力信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたので、信号源側の周期的関数における各関数の位相差が、乗算対象の第１および第２の周期的関数における各関数の位相差と異なる場合にも確実な位相追従動作が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の位相追従装置の構成を示す図である。
【図２】三相ベクトルの代表例を示す図である。
【図３】二相ベクトルの代表例を示す図である。
【図４】本発明に係わるベクトルオペレータまた移相手段に用いうる演算要素を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態２の位相追従装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態３の位相追従装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態４の位相追従装置の構成を示す図である。
【図８】本発明に係わる位相追従手段の一例の構成を示す図である。
【図９】図８に示す位相追従手段の作用の一例を説明する動作波形図である。
【図１０】本発明に係わる位相追従手段の他の例の構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態５の位相追従装置の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態６の位相追従装置の一例を詳細に示すブロック線図である。
【図１３】本発明の実施の形態６に係わるシミュレーション結果を示す動作波形図である。
【図１４】本発明の実施の形態７の位相追従装置の一例を詳細に示すブロック線図である。
【図１５】本発明の二相式の実施方法に係わる三相二相変換手段の構成を示す原理図である。
【図１６】本発明に係わる位相追従手段のさらに他の例の構成を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態８の位相追従装置の一例を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態９の位相追従装置の一例を示す図である。
【図１９】従来例の位相追従装置を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１，１’ 正相分演算手段、２ 位相追従手段、３ 位相シフト手段、
４ 絶対値演算手段、５，５ａ，５ｂ 割り算手段、６ 波形整形手段、
７ 三相二相変換手段、８ 位相変更手段、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ 乗算手段、
２２ 和差演算手段、２３ 伝達手段、２４ 第２の和差演算手段、
２５ 積分演算手段、２６ａ，２６ｂ 周期的関数発生手段。
Claims (3)
- 出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号の１相分を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の１相分の位相をシフトすることにより互いに位相の異なる複数の信号を生成する位相シフト手段を設け、この位相シフト手段により生成された位相の異なる信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたことを特徴とする位相追従装置。 - 出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記信号源の正相分信号を生成する正相分演算手段、および上記正相分信号の振幅を単位化する単位化手段を設け、上記単位化した正相分信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたことを特徴とする位相追従装置。 - 出力位相情報を入力し、互いに位相が異なる複数の第１の周期的関数の各関数と対となる複数の第２の周期的関数を出力する周期的関数発生手段、上記第１の周期的関数と第２の周期的関数とを上記対ごとに乗算する乗算手段、上記対ごとの乗算出力の和差演算を行う和差演算手段、この和差演算手段の出力を所定伝達関数で伝達する伝達手段、およびこの伝達手段の出力を積分し上記出力位相情報として出力する積分手段からなり、同期すべき信号源の信号への位相追従動作を行う位相追従装置において、
上記第１の周期的関数を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号とし、上記第２の周期的関数を互いに上記α度の整数倍の位相差を有する信号とし、
上記信号源の信号を加工処理して生成された信号が互いにφ（φ≠α）度の整数倍の位相差を有する場合、上記互いにφ度の整数倍の位相差を有する信号を互いにα度の整数倍の位相差を有する信号に変更する位相変更手段を設け、この位相変更手段の出力信号を上記第１の周期的関数として上記乗算手段へ入力するようにしたことを特徴とする位相追従装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11536598A JP3549726B2 (ja) | 1997-10-07 | 1998-04-24 | 位相追従装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-274404 | 1997-10-07 | ||
| JP27440497 | 1997-10-07 | ||
| JP11536598A JP3549726B2 (ja) | 1997-10-07 | 1998-04-24 | 位相追従装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11177414A JPH11177414A (ja) | 1999-07-02 |
| JP3549726B2 true JP3549726B2 (ja) | 2004-08-04 |
Family
ID=26453889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11536598A Expired - Fee Related JP3549726B2 (ja) | 1997-10-07 | 1998-04-24 | 位相追従装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3549726B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3056851B1 (fr) * | 2016-09-29 | 2018-10-12 | Renault S.A.S | Procede de determination de consigne de courant pour chargeur de batterie de vehicule automobile |
| JP2017021055A (ja) * | 2016-10-28 | 2017-01-26 | 株式会社ダイヘン | 不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法 |
| JP6921245B2 (ja) * | 2018-01-11 | 2021-08-18 | 三菱電機株式会社 | 回転角度検出装置 |
-
1998
- 1998-04-24 JP JP11536598A patent/JP3549726B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11177414A (ja) | 1999-07-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH09126809A (ja) | 位置検出のための位相差検出装置及び位置検出システム並びに方法 | |
| CN109444515B (zh) | 一种基于sdft算法的无功、不平衡与谐波检测方法 | |
| NO864053L (no) | Krets for frembringelse av et flerfaset sinusformet utsignal. | |
| JP2006349583A (ja) | タイムインターバル測定装置およびジッタ測定装置 | |
| JPH10311741A (ja) | エンコーダの出力信号処理装置 | |
| JP2009038885A (ja) | 信号抽出装置及びそれを含む無効電力補償装置 | |
| JP3549726B2 (ja) | 位相追従装置 | |
| JP4935166B2 (ja) | 電力変換装置の位相同期制御装置 | |
| WO2003081264A1 (fr) | Watt-heuremetre electronique et circuit de calcul d'une quantite de courant | |
| JP2004061157A (ja) | レゾルバの信号処理装置及び信号処理方法 | |
| CN113447715B (zh) | 一种2次谐波式电网同步锁频环方法 | |
| WO2019064368A1 (ja) | 位相分析回路 | |
| JP3266966B2 (ja) | 三相電気量の正相／逆相成分検出回路 | |
| JP2969837B2 (ja) | π／４シフトＱＰＳＫ変調信号の判定回路 | |
| JP5823785B2 (ja) | 回転角度検出装置 | |
| JP2005003530A (ja) | 位相検出器 | |
| JP2005147729A (ja) | 回転角検出装置 | |
| CN104184463B (zh) | 应用于有源电力滤波器的数字锁相方法 | |
| JPH01138992A (ja) | デジタル式すべり周波数発生方法及び装置 | |
| JPH1090311A (ja) | 交流振幅検出装置 | |
| JP3624415B2 (ja) | インバータ装置用位相同期方法 | |
| Todoran et al. | New Modalities in Performing the “abc-$\alpha\beta $” and “$\alpha\beta $-abc” Coordinates Conversion using Hilbert Transform | |
| Koli et al. | Balancing of a rotating shaft using computed order tracking | |
| RU2668330C1 (ru) | Способ определения основной частотной составляющей напряжения питающей сети | |
| JP2946152B2 (ja) | 周波数検出装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040113 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040120 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040322 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040420 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040421 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080430 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090430 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100430 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100430 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110430 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120430 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120430 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130430 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |