JP2006349583A - タイムインターバル測定装置およびジッタ測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 パルス信号の入力間隔時間を高い精度に且つ安定に測定できるようにする。
【解決手段】 所定周波数の正弦波の基準信号ｒを移相器２２に入力して、互いに位相がずれた第１信号ｉと第２信号ｑとを生成し、Ａ／Ｄ変換器２３、２４にそれぞれ入力して、パルス信号ｐの入力タイミングにサンプリングを行い、その結果得られたサンプル値Ｉ、Ｑを誤差補正部２５に入力する。誤差補正部２５は、移相器２２、Ａ／Ｄ変換器２３、２４により、サンプル値Ｉ、Ｑにそれぞれ生じる直流オフセット誤差、９０度に対する位相誤差および振幅誤差を補正し、瞬時位相算出手段３２は、補正されたサンプル値Ｉ′、Ｑ′に基づいてパルス入力タイミングにおける基準信号の瞬時位相φを算出し、間隔時間算出手段３５は算出された瞬時位相の変化量に基づいて、パルス信号の入力間隔時間を求める。
【選択図】 図１

Description

本発明は、パルス信号の入力間隔時間を高い分解能で且つ正確に測定するための技術に関する。

データ信号やクロック信号等のパルス信号の位相揺らぎ（ジッタ）を測定する方法として、そのパルス信号の立ち上がりや立ち下がりの間隔時間を測定するタイムインターバル測定が知られているが、近年のデータ伝送速度の高速化に伴い、その高精度化が要求されている。

例えば、１Gbpsデジタル信号のビット間のインターバルは１nsecであるから、これを測定対象とする場合の測定精度は少なくとも１００psecが必要である。

パルス信号の入力間隔時間を測定する最も簡単な方法としては、周波数が安定な高周波信号を、測定対象のパルス信号の一つの入力タイミング（立ち上がりや立ち下がりのタイミング）とその次の入力タイミングまで計数する所謂周期測定法があるが、上記のように１００psecの精度で測定するためには、数１０ＧＨｚ以上の高周波信号を分周することなく直接計数できるカウンタが必要であり、現状では実現困難である。

この問題を解決する方法として、上記周期測定法と、所定周期のアナログ信号の位相変化量を測定する位相測定法とを組み合わせてパルス信号の入力間隔時間を高精度に測定する技術が知られている。

図１２は、上記した周期測定法と位相測定法とを組み合わせた従来のタイムインターバル測定装置１０の構成を示している。

このタイムインターバル測定装置１０の基準信号発生器１１は、所定周波数ｆｒ（周期Ｔｒ）のアナログの基準信号ｒ（ｔ）と、その基準信号ｒ（ｔ）と同一周波数で位相同期したクロック信号ｃとを発生する。この基準信号ｒ（ｔ）としては、例えば図１３の（ａ）に示すように、位相０〜π／２までの範囲では一定の傾きで電圧０〜Ｖまで単調増加し、位相π／２〜πの範囲では一定電圧Ｖとなり、位相π〜３π／２の範囲で一定の傾きで電圧Ｖ〜０まで単調減少し、さらに、位相３π／２〜２πの範囲では一定電圧０となる台形波を用いる。

この基準信号ｒ（ｔ）は移相器１２に入力される。移相器１２は、図１３の（ｂ）、（ｃ）に示すように、基準信号ｒ（ｔ）と同一波形で、互いに位相が９０度異なる第１信号ｉ（ｔ）および第２信号ｑ（ｔ）を生成し、第１信号ｉ（ｔ）を第１のＡ／Ｄ変換器１３に入力し、第２信号ｑ（ｔ）を第２のＡ／Ｄ変換器１４に入力する。ここで、図１３では第１信号ｉ（ｔ）と基準信号ｒ（ｔ）とを同一位相としている。また、各Ａ／Ｄ変換器１３、１４は、図示しないトラック・ホールド（サンプルホールド）回路を内蔵しているものとして説明するが、トラック・ホールド回路が内蔵されていないＡ／Ｄ変換器を用いる場合には、その前段に独立したトラック・ホールド回路を設ける。

両Ａ／Ｄ変換器１３、１４には、測定対象のパルス信号ｐが共通に入力されており、第１のＡ／Ｄ変換器１３は、図１３の（ｄ）に示すパルス信号ｐの入力タイミングｔ_ｎ（例えば立ち上がりタイミング）に第１信号ｉ（ｔ）をサンプリングし、そのアナログのサンプル値ｉ（ｔ_ｎ）を図１３の（ｅ）のようにデジタルのサンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）に変換して出力する（ｎ＝１、２、３……）。

また、第２のＡ／Ｄ変換器１４は、パルス信号ｐの入力タイミングｔ_ｎに第２信号ｑ（ｔ）をサンプリングし、そのアナログのサンプル値ｑ（ｔ_ｎ）を図１３の（ｆ）のようにデジタルのサンプル値Ｑ（ｔ_ｎ）に変換して出力する。

瞬時位相算出手段１５は、両Ａ／Ｄ変換器１３、１４から出力されるサンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）、Ｑ（ｔ_ｎ）に基づいて、パルス信号ｐが入力したときの基準信号ｒ（ｔ）の１周期内における瞬時位相φ（ｔ_ｎ）を求めて、図１３の（ｇ）のように出力する。

ここで、第１信号ｉ（ｔ）および第２信号ｑ（ｔ）は、基準信号ｒ（ｔ）と同一波形で、上記したようにπ／２毎に傾きが変化する台形波形であり、しかも両者はπ／２ずれているので、２つのサンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）、Ｑ（ｔ_ｎ）から位相特定が可能である。

即ち、図１３の時刻ｔ１の場合のように、サンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）が０以上Ｖ未満の範囲に有り、サンプル値Ｑ（ｔ_ｎ）が０であれば、瞬時位相φ（ｔ_ｎ）は０以上π／２未満の範囲にあり、次の演算、
φ（ｔ_ｎ）＝（π／２）・Ｉ（ｔ_ｎ）／Ｖ
で求めることができる。

また、サンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）がＶで、サンプル値Ｑ（ｔ_ｎ）が０以上Ｖ未満の範囲にあれば、瞬時位相φ（ｔ_ｎ）はπ／２以上π未満の範囲にあり、次の演算、
φ（ｔ_ｎ）＝（π／２）＋（π／２）・Ｑ（ｔ_ｎ）／Ｖ
で求めることができる。

また、図１３の時刻ｔ２の場合のように、サンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）がＶ以下で０を超える範囲にあり、サンプル値Ｑ（ｔ_ｎ）がＶであれば、位相φ（ｔ_ｎ）はπ以上３π／２未満の範囲にあり、次の演算、
φ（ｔ_ｎ）＝π＋（π／２）・［Ｖ−Ｉ（ｔ_ｎ）］／Ｖ
で求めることができる。

さらに、サンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）が０で、サンプル値Ｑ（ｔ_ｎ）がＶ以下で０を超える範囲にあれば、位相φ（ｔ_ｎ）は３π／２以上２π未満の範囲にあり、次の演算、
φ（ｔ_ｎ）＝（３π／２）＋（π／２）・［Ｖ−Ｑ（ｔ_ｎ）］／Ｖ
で求めることができる。

一方、計数器１７は、基準信号発生器１１から図１３の（ｈ）のように出力されるクロック信号ｃを計数（加算計数とする）し、その計数値Ｍを図１３の（ｉ）のように順次出力する。

間隔時間算出手段１８は、計数器１７から出力される計数値Ｍ、瞬時位相算出手段１５から出力される瞬時位相φ（ｔ_ｎ）およびパルス信号ｐを受け、パルス信号ｐの入力間隔時間Ｔを算出する。

例えば、図１３に示しているように、パルス信号ｐの入力タイミングｔ１、ｔ２の間隔Ｔを求める場合、それぞれのタイミングで得られた瞬時位相φ（ｔ１）、φ（ｔ２）の差Δφ（ラジアン）を、次の演算、
Δφ＝φ（ｔ２）−φ（ｔ１）
により求める。

また、ｔ１時の計数値Ｍ（ｔ１）とｔ２時の計数値Ｍ（ｔ２）の差ΔＭ（計数器１７の歩進数）を、次の演算、
ΔＭ＝Ｍ（ｔ２）−Ｍ（ｔ１）
により求める（図１３の例では、ΔＭ＝ｕ＋２−ｕ＝２）。

そして、次の演算により、間隔Ｔを算出する。
Ｔ＝（１／ｆｒ）・（ΔＭ＋Δφ／２π）

上記構成のタイムインターバル測定装置１０により算出される間隔Ｔの精度は、位相差Δφの精度で決定され、位相差Δφの精度は各Ａ／Ｄ変換器１３、１４のビット数に依存している。

例えば、各Ａ／Ｄ変換器１３、１４が１４ビット型で、信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）の電圧０から最大電圧Ｖまでが全ビット０から全ビット１の値で表され、基準信号周波数ｆｒが１０ＭＨｚの場合、台形波の電圧が０からＶまで変化する時間は２５nsecとなる。したがって、その間の時間分解能は、約２５／１６０００（nsec）＝２５／１６（psec）となり、理論上数psecの精度を実現できる。

なお、上記のように、アナログ台形波の基準信号を移相器により９０度位相の異なる信号に分けてそれぞれＡ／Ｄ変換器に入力し、測定対象のパルス信号でサンプリングし、そのサンプル値に基づいてパルス信号の入力間隔時間を求める技術は、次の特許文献１に記載されている。

特開平５−２１５８７３号公報

しかしながら、上記の測定精度は理論上のものであり、実際の装置では、移相器１２の直交誤差、Ａ／Ｄ変換器１３、１４の特性差および環境変化により、パルス信号ｐの入力間隔時間を上記精度で正確に且つ安定に測定することは極めて困難である。

即ち、アナログの移相器１２として一般的に使用されている９０度ハイブリッドの場合、直交誤差（位相誤差と振幅誤差）が存在し、しかも、その誤差が周波数および温度などの環境変化によって大きく変化する。したがって、たとえ移相器内部の回路定数を調整してある周波数、ある環境下で所望精度を得たとしても、その精度を長時間に渡って維持することはできない。

さらに、上記した台形波には、その基本波成分の他に多くの高調波成分が含まれており、この台形波を歪み無く移相処理するためには、基本波の周波数ｆｒの数倍の広帯域特性が要求されるが、このような広帯域な移相器で誤差特性が変化しないようにすることはほぼ不可能である。

数値例を示すと、基準信号周波数ｆｒで移相器における１度の位相誤差は、１／（ｆｒ・３６０）sec p-p の測定誤差に相当し、周波数ｆｒが１０ＭＨｚのときの測定誤差は、２７７psec p-pにもなってしまう。逆に言えば、測定誤差を１００psec以下にするためには、広い周波数帯域で移相器の位相誤差を０．３度以下にする必要があり、実現不可能である。

また、Ａ／Ｄ変換器１３、１４は、それぞれ個別の遅延特性、利得特性、直流オフセット特性を有しており、それらの特性差により、サンプル値Ｉ、Ｑの間に位相誤差、振幅誤差および直流オフセット誤差が生じてしまう。特に、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング処理の遅延時間は短くても数１００psecあり、２つのＡ／Ｄ変換器１３、１４の遅延時間の差を１００psec以下のオーダーで一致させることは極めて困難である。また、たとえ、この遅延時間差を一方のＡ／Ｄ変換器側に入力されるパルス信号に対する遅延処理で解消しても、その遅延処理部の温度などによる特性変化より、長時間精度を得ることはできない。

本発明は、上記問題を解決し、パルス信号の入力間隔時間を高い精度で正確に且つ安定に測定できるタイムインターバル測定装置およびこれを用いたジッタ測定装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のタイムインターバル測定装置は、
所定周波数の正弦波の基準信号を発生する基準信号発生器（２１）と、
前記基準信号を受け、互いに位相がずれた第１信号と第２信号とを出力する移相器（２２）と、
パルス信号の入力タイミングに前記第１信号に対するサンプリングを行い、該サンプリングによって得られた値をデジタルの第１のサンプル値に変換して出力する第１のＡ／Ｄ変換器（２３）と、
前記パルス信号の入力タイミングに前記第２信号に対するサンプリングを行い、該サンプリングによって得られた値をデジタルの第２のサンプル値に変換して出力する第２のＡ／Ｄ変換器（２４）と、
前記第１のサンプル値と第２のサンプル値とを受け、前記移相器、第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器により、前記第１のサンプル値および第２のサンプル値にそれぞれ生じる直流オフセット誤差、前記第１のサンプル値と第２のサンプル値の間に生じる９０度に対する位相誤差および振幅誤差を補正する誤差補正部（２５）と、
前記誤差補正部によって補正されたサンプル値に基づいて前記入力タイミングにおける前記基準信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出手段（３２）と、
前記瞬時位相算出手段によって算出された瞬時位相の変化量を求め、該変化量に基づいて、前記パルス信号の入力間隔時間を求める間隔時間算出手段（３５）とを有している。

また、本発明の請求項２のタイムインターバル測定装置は、請求項１記載のタイムインターバル測定装置において、
前記基準信号を受け、該基準信号を逓倍数３以上で逓倍した逓倍信号を発生する逓倍器（３３）と、
前記逓倍器から出力された逓倍信号を計数する計数器（３４）とを有し、
前記間隔時間算出手段は、前記パルス信号の入力タイミングの前記計数器の計数値を取得して、その変化量を求め、該計数値の変化量と前記瞬時位相の変化量とに基づいて、前記パルス信号の入力間隔時間を求めることを特徴としている。

また、本発明の請求項３のタイムインターバル測定装置は、請求項１または請求項２記載のタイムインターバル測定装置において、
前記第１のＡ／Ｄ変換器、第２のＡ／Ｄ変換器、誤差補正部および瞬時位相算出手段が２組設けられ、
一方の組の前記第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器で時間測定の開始を示すパルス信号を受け、
他方の組の前記第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器で時間測定の終了を示すパルス信号を受け、
前記間隔時間算出手段は、前記２組の瞬時位相算出手段によってそれぞれ算出された瞬時位相同士の差を前記瞬時位相の変化量として求め、該瞬時位相の変化量と前記計数値の変化量に基づいて、前記時間測定の開始を示すパルス信号と時間測定の終了を示すパルス信号の入力間隔時間を求めることを特徴としている。

また、本発明の請求項４のジッタ測定装置は、
前記請求項１〜３のいずれかに記載のタイムインターバル測定装置と、
該タイムインターバル測定装置により測定されたパルス信号の入力間隔時間を用いてジッタ量を算出するジッタ演算部（４１）とを備えている。

このように、本発明のタイムインターバル測定装置は、移相器、第１のＡ／Ｄ変換器、および第２のＡ／Ｄ変換器によって生じる２信号間の位相誤差、振幅誤差、直流オフセット誤差を誤差補正部で補正してから瞬時位相を求め、その瞬時位相に基づいてパルス信号の入力間隔時間を求めている。

即ち、前記特許文献１などの従来技術において、移相器から出力される２信号間の位相差を９０度とするために必要な移相器内部の回路定数の調整作業が不要になるだけでなく、移相器で生じる位相誤差と振幅誤差を、移相器後段の第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器とで生じる直流オフセット誤差、位相誤差および振幅誤差の３種類の誤差と併せて数値演算によって補正できる。

この結果、従来技術では不可能だった数１００psec以下の精度をもつタイムインターバル測定装置が容易に実現できる。

また、基準信号を逓倍数３以上で逓倍した逓倍信号を計数器で計数し、その計数値の変化量と瞬時位相の変化量に基づいてパルス信号の入力間隔時間を算出するものでは、逓倍信号のジッタの影響を受けることなく、基準信号の周期以上の時間間隔を誤りなく測定することができる。

また、第１のＡ／Ｄ変換器、第２のＡ／Ｄ変換器、誤差補正部および瞬時位相算出手段を２組設け、一方の組の第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器で時間測定の開始を示すパルス信号を受け、他方の組の第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器で時間測定の終了を示すパルス信号を受けるようにしたものでは、測定時間の下限がなくなり、ゼロから測定することができる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したタイムインターバル測定装置２０の構成を示している。

図１において、基準信号発生器２１は、所定周波数ｆｒの基準信号ｒ（ｔ）を発生するものであり、安定な周波数ｆｒの任意波形（正弦波、矩形波等）の信号ｒ（ｔ）′を発振出力する発振器２１ａと、発振器２１ａの出力信号ｒ（ｔ）′から周波数ｆｒの基本波成分のみを抽出して、周波数ｆｒの歪みのない正確な正弦波の基準信号ｒ（ｔ）を出力する狭帯域なフィルタ２１ｂとにより構成されている。

この基準信号ｒ（ｔ）は移相器２２に入力される。移相器２２は、基準信号ｒ（ｔ）と同一波形（正弦波）で、互いに位相がある角度βずれた等しい振幅の第１信号ｉ（ｔ）と第２信号ｑ（ｔ）とを出力するためのものである。ここで、角度βは単なる移相器２２の仕様上の値であり、基準信号ｒ（ｔ）に対して実際に出力される２信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）の位相差が厳密にβに一致している必要は無く、角度βが９０度である必要も全く無い。ただし、後述する誤差補正部２５の補正処理の都合上、実際に出力される２信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）の位相差は、０度（同相）、１８０度（逆相）およびその近傍を除く範囲である必要がある。

また、前記したように、この移相器２２には角度βに対する位相誤差だけでなく、振幅誤差もあるため、２信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）の振幅も厳密には一致しない。なお、移相対象が周波数固定の正弦波であるので、移相器としての広帯域特性は要求されない。

第１信号ｉ（ｔ）は第１のＡ／Ｄ変換器２３に入力され、第２信号ｑ（ｔ）は第２のＡ／Ｄ変換器２４に入力される。

第１のＡ／Ｄ変換器２３は、測定対象のパルス信号ｐの入力タイミングｔ_ｎに第１信号ｉ（ｔ）に対するサンプリングを行い、そのサンプリングによって得られたアナログのサンプル値ｉ（ｔ_ｎ）をデジタルのサンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）（第１のサンプル値）に変換して出力する。

同様に、第２のＡ／Ｄ変換器２４は、測定対象のパルス信号ｐの入力タイミングｔ_ｎに第２信号ｑ（ｔ）に対するサンプリングを行い、そのサンプリングによって得られたアナログのサンプル値ｑ（ｔ_ｎ）をデジタルのサンプル値Ｑ（ｔ_ｎ）（第２のサンプル値）に変換して出力する。

ただし、前記したように、Ａ／Ｄ変換器２３、２４には、それぞれ個別のサンプリングの遅延特性、利得特性、直流オフセットがあり、これらの特性の差により、Ａ／Ｄ変換器２３、２４の間に利得差、直流オフセット誤差および位相差が生じる。

各Ａ／Ｄ変換器２３、２４から出力されたサンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）、Ｑ（ｔ_ｎ）は、移相器２２の各誤差、Ａ／Ｄ変換器２３、２４との間の特性差に起因して生じる誤差を補正して、互いに位相が直交し、等振幅で直流オフセット誤差がない２信号を生成するための誤差補正部２５に入力される。

誤差補正部２５は、オフセット補正手段２６、位相補正手段２７、振幅補正手段２８によって構成されている。

オフセット補正手段２６は、図２に示しているように、入力されるサンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）、Ｑ（ｔ_ｎ）を受ける減算器２６ａ、２６ｂと、減算器２６ａ、２６ｂの出力値Ｉａ（ｔ_ｎ）、Ｑａ（ｔ_ｎ）に対する平均値演算により直流オフセット誤差を補正するための補正値Ｈｉ、Ｈｑをそれぞれ算出する演算器２６ｃ、２６ｄとにより構成されている。

ここで、サンプル値Ｉ（ｔ_ｎ）、Ｑ（ｔ_ｎ）、補正値Ｈｉ、Ｈｑおよび出力値Ｉａ（ｔ_ｎ）、Ｑｂ（ｔ_ｎ）と間には次の関係がある。なお、以下、各サンプル値の時刻を表す記号（ｔ_ｎ）を省略して説明する。

Ｉａ＝Ｉ−Ｈｉ
Ｑａ＝Ｑ−Ｈｑ
また、補正値Ｈｉ、Ｈｑは、出力値Ｉａ、Ｑａの平均値をそれぞれ０に等しくするための補正値であるから、
＜Ｉａ＞＝＜Ｉ−Ｈｉ＞＝＜Ｉ＞−Ｈｉ＝０
＜Ｑａ＞＝＜Ｑ−Ｈｑ＞＝＜Ｑ＞−Ｈｑ＝０
となる（記号＜ｘ＞は、ｘの平均値を示す）。

また、サンプル値Ｉ、Ｑの振幅をそれぞれＡ、Ｂ、直流オフセットをそれぞれＤｉ、Ｄｑ、サンプル値Ｉに対するサンプル値Ｑの９０度に対する位相誤差（前記角度βと９０度との差も含む）をαとすれば、誤差補正部２５に入力されるサンプル値Ｉ、Ｑは次のように表すことができる。

Ｉ＝Ｄｉ＋Ａcos ωｔ_ｎ
Ｑ＝Ｄｑ＋Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）
ただし、ω＝２πｆｒ

したがって、各補正値Ｈｉ、Ｈｑは、次のように表される。
Ｈｉ＝＜Ｉ＞＝＜Ｄｉ＋Ａcos ωｔ_ｎ＞
＝Ｄｉ＋＜Ａcos ωｔ_ｎ＞
Ｈｑ＝＜Ｑ＞＝＜Ｄｑ＋Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）＞
＝Ｄｑ＋＜Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）＞

ここで、正弦波の信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）に対してパルス信号ｐは非同期（即ちランダムなタイミング）に入力されるため、その入力回数がある程度大きくなれば、
＜Ａcos ωｔ_ｎ＞＝０
＜Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）＞＝０
となり、各補正値Ｈｉ、Ｈｑは直流オフセットＤｉ、Ｄｑにそれぞれ等しくなる。

よって、出力値Ｉａ、Ｑａは、
Ｉａ＝Ａcos ωｔ_ｎ
Ｑａ＝Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）
となり、入力されたサンプル値Ｉ、Ｑから直流オフセット誤差が補正されたものとなる。

なお、図２では、減算器２６ａ、２６ｂの出力値の平均が０となるような補正値を求めていたが、入力サンプル値Ｉ、Ｑの平均値をそれぞれ求めて、これを補正値としてサンプル値Ｉ、Ｑからそれぞれ減算してもよい。

このようにして直流オフセット誤差が補正されたサンプル値Ｉａ、Ｑａは位相補正手段２７に出力される。

また、位相補正手段２７は、図３に示しているように、入力サンプル値Ｉａの位相を基準にしてサンプル値Ｑａの位相を補正する（逆でもよい）ものであり、サンプル値Ｑａを受ける減算器２７ａ、減算器２７ａの出力値Ｑｂとサンプル値Ｉａとの積を求める乗算器２７ｂ、この積の平均値がゼロとなるための補正係数Ｐを求める演算器２７ｃ、係数Ｐとサンプル値Ｉａとの積を求め、演算結果を減算器２７ａに出力する乗算器２７ｄとを有している。

この位相補正処理は、位相が直交する信号同士の相関値（積）の平均が０になるという性質を利用したものである。

即ち、上記位相補正手段２７は次の演算を行っている。
Ｑｂ＝Ｑａ−Ｐ・Ｉａ

ここで、補正係数Ｐは、出力値Ｉａ、Ｑｂの積の平均値を０に等しくするためのものであるから、次の関係が成立する。

＜Ｉａ・Ｑｂ＞
＝＜Ｉａ（Ｑａ−Ｐ・Ｉａ）＞
＝＜Ｉａ・Ｑａ−Ｐ・Ｉａ^２＞
＝＜Ｉａ・Ｑａ＞−Ｐ・＜Ｉａ^２＞＝０
Ｐ＝＜Ｉａ・Ｑａ＞／＜Ｉａ^２＞

ここで、
＜Ｉａ・Ｑａ＞
＝＜｛Ａcos ωｔ_ｎ｝｛Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）｝＞
＝（ＡＢ／２） sin α
＜Ｉａ^２＞＝＜（Ａcos ωｔ_ｎ）^２＞＝Ａ^２／２

よって、補正係数Ｐは次のようになる。
Ｐ＝（ＡＢ／２） sin α／（Ａ^２／２）＝（Ｂ／Ａ）sin α

この補正係数Ｐを用いて補正後の出力値Ｑｂを表すと、次のようになる。
Ｑｂ＝Ｑａ−Ｐ・Ｉａ
＝Ｂsin （ωｔ_ｎ＋α）−（Ｂ／Ａ）sin α・Ａcos
ωｔ_ｎ
＝Ｂcos α・sin （ωｔ_ｎ）

このように補正後の出力値Ｑｂの位相はＩａと直交している。ただし、振幅は元の値ＢからＢcos
αに減少している。

ここで、位相差αの値は、前記補正係数Ｐ＝（Ｂ／Ａ）sin αの関係と、振幅Ａ、Ｂの検出処理により求めることができ、これによりcos
αも求めることができるので、位相補正後の出力値Ｑｂに対してcos αを除算すれば、上記位相補正に伴う振幅誤差の発生を阻止することができる。

ただし、この位相補正に伴う振幅誤差は、次の振幅補正手段２８の処理で他の誤差成分とともに一括して補正することができるので、この位相補正処理では振幅の補正は行わない。

また、上記した位相補正処理において、位相誤差αが±９０度に等しいか近い場合、即ち補正前の２信号の位相がほぼ同相あるいはほぼ逆相の場合、cos αが０または微小値となり、上記演算で補正後の出力値Ｑｂが０あるいは微小値となる不都合が生じるので、移相器２２の角度βとしてはその誤差分も含めて０度およびその近傍、１８０度およびその近傍から離れている必要がある。

振幅補正手段２８は、移相器２２やＡ／Ｄ変換２３、２４の利得差等によって生じる振幅誤差を補正するためのものであり、図４に示しているように、入力サンプル値Ｑｂを受ける減算器２８ａ、入力サンプル値Ｉａの自乗を計算する乗算器２８ｂ、減算器２８ａの出力値Ｑｃの自乗を計算する乗算器２８ｃ、乗算器２８ｂ、２８ｃの出力の差を求める減算器２８ｄ、減算器２８ｄの出力の平均値を０にするための補正係数Ｇを求める演算器２８ｅ、補正係数Ｇと入力サンプル値Ｑｂの積を求め、その演算結果を減算器２８ａに入力する乗算器２８ｆとにより構成されている。

この振幅補正処理は、次の演算を行っている。
Ｑｃ＝Ｑｂ−Ｇ・Ｑｂ＝（１−Ｇ）Ｑｂ

補正係数Ｇは減算器２８ｄの出力の平均値を０にするための値であるから、次の式が成立する。

＜Ｑｃ^２−Ｉａ^２＞
＝＜Ｑｂ^２（１−Ｇ）^２−Ｉａ^２＞
＝＜Ｑｂ^２＞（１−Ｇ）^２−＜Ｉａ^２＞＝０
（１−Ｇ）^２＝＜Ｉａ^２＞／＜Ｑｂ^２＞

ここで、
＜Ｉａ^２＞＝＜Ａ^２cos ωｔ_ｎ ^２＞＝Ａ^２／２
＜Ｑｂ^２＞＝＜Ｂ^２sin ωｔ_ｎ ^２＞＝Ｂ^２／２

よって、
１−Ｇ＝Ａ／Ｂ
ただし、Ａ／Ｂ＞０の条件から、Ｇ＜１となる。

したがって、補正後の出力値Ｑｃは、
Ｑｃ＝Ｑｂ−Ｇ・Ｑｂ
＝（１−Ｇ）・Ｑｂ
＝（Ａ／Ｂ）・Ｂsin ωｔ_ｎ
＝Ａsin ωｔ_ｎ
となり、出力値Ｑｃの振幅は他方の出力値Ｉａの振幅Ａに一致する。

以上の各補正処理により、誤差補正部２５から出力されるサンプル値Ｉ′、Ｑ′は、
Ｉ′＝Ｉａ＝Ａcos ωｔ_ｎ
Ｑ′＝Ｑｃ＝Ａsin ωｔ_ｎ
となり、振幅が正確に一致し、且つ位相が正確に直交する信号を正確に同一タイミングにサンプリングして得た値となる。

なお、上記各補正処理の方法は本発明を限定するものではなく、他の補正方法を用いてもよい。

また、前記したように、位相補正手段２７において、位相補正により生じた振幅誤差をcos
αにより補正する場合には、振幅補正手段２８による補正処理を位相補正処理の前に行ってもよい。

また、上記構成の誤差補正部２５の各補正処理手段では、入力サンプル値に対する平均化処理で補正に必要な係数を求めている。

したがって、測定対象のパルス信号ｐがある程度の数入力した後に正しい補正処理が行えることになるが、この補正に必要な係数を求めるためのパルス信号は、測定対象の信号である必要はなく、図１に示しているように、パルス発生器３０から出力されるパルス信号ｐ′をスイッチ３１を介してＡ／Ｄ変換器２３、２４に入力して、誤差補正に必要な係数を求めてから、スイッチ３１を切り換えて測定対象のパルス信号ｐを入力させてもよい。ただし、このパルス発生器３０は基準信号ｒ（ｔ）と非同期なパルス信号ｐ′を出力するものとする。

このようにして各誤差が補正されたサンプル値Ｉ′、Ｑ′は、瞬時位相算出手段３２に入力される。瞬時位相算出手段３２は、次の演算に基づいてパルス入力時の基準信号ｒ（ｔ）の位相値（瞬時位相）φを求め、後述する間隔時間算出手段３５に出力する。

φ＝ tan ^−１（Ｑ′／Ｉ′）

ただし、tan φは、φが±π／２の整数倍のとき不連続で、その近傍で±無限大となってしまい計算の精度が低下する。

したがって、ここでは、正接（tan ）の計算範囲を０〜π／４の範囲に限定し、次のように、（Ｑ′／Ｉ′）の値およびＱ′、Ｉ′の符号に基づいて、位相値φを求めている。

即ち、図５の（ａ）のように、０≦（Ｑ′／Ｉ′）＜１，０≦Ｑ′，０≦Ｉ′の場合、位相値φは、０≦φ＜π／４の範囲にあるので、
φ＝ tan ^−１（Ｑ′／Ｉ′）
の演算で精度よく求めることができる。

また、図５の（ｂ）のように、１≦（Ｑ′／Ｉ′），０＜Ｑ′，０＜Ｉ′の場合、位相値φは、π／４≦φ＜π／２の範囲にあり、このときの正接値Ｑ′／Ｉ′は、（π／２−φ）における正接値の逆数である。

したがって、この場合の位相値φは、
φ＝（π／２）− tan ^−１（Ｉ′／Ｑ′）
の演算で精度よく求めることができる。

また、図５の（ｃ）のように、（Ｑ′／Ｉ′）≦−１，０＜Ｑ′，０＞Ｉ′の場合、位相値φは、π／２≦φ＜３π／４の範囲にあり、このときの正接値Ｑ′／Ｉ′は、（φ−π／２）における正接値の逆数で且つ符号を負にしたものと等しい。

したがって、この場合の位相値φは、
φ＝（π／２）＋ tan ^−１（−Ｉ′／Ｑ′）
の演算で精度よく求めることができる。

また、図５の（ｄ）のように、（Ｑ′／Ｉ′）≦−１，０＜Ｑ′，０＞Ｉ′の場合、位相値φは、３π／４≦φ＜πの範囲にあり、このときの正接値Ｑ′／Ｉ′は、（π−φ）における正接値の符号が負にしたものと等しい。

したがって、この場合の位相値φは、
φ＝π− tan ^−１（−Ｑ′／Ｉ′）
の演算で精度よく求めることができる。

以下同様に、位相値φがπ〜２πの範囲においても、Ｉ′、Ｑ′の符号反転と逆数を用いて、正接（tan ）の計算範囲を０〜π／４に限定した状態で、位相値φを正確に求めることができる。

また、このタイムインターバル測定装置２０には、基準信号ｒ（ｔ）を受け、基準信号のＮ倍（Ｎは３以上の整数）の周波数の逓倍信号ｍ（ｔ）を発生する逓倍器３３と、逓倍器３３から出力された逓倍信号ｍ（ｔ）を計数する計数器３４とが設けられている。

ここで、逓倍器３３は、基準信号の波形をダイオード等で歪ませて高調波成分を発生させ、その高調波成分からＮ次の高調波成分をフィルタで抽出する構成、あるいはＰＬＬ回路による構成、即ち、基準信号のＮ倍の周波数の信号をＶＣＯから出力させ、その出力を分周器で１／Ｎに分周し、その分周出力と基準信号との位相が同期するように、ＶＣＯの周波数を制御する構成であってもよく、いずれの場合でも、逓倍信号ｍ（ｔ）の位相は基準信号ｒ（ｔ）の位相に同期している必要はない。

間隔時間算出手段３５は、パルス信号ｐが入力される毎に瞬時位相算出手段３２によって算出される位相値（瞬時位相）φと計数器３４の計数値Ｍに基づいて、パルス信号ｐの入力間隔時間Ｔを求める。

即ち、あるパルス入力タイミングｔ１における位相値φ１および計数値Ｍ１と、その次のパルス入力タイミングｔ２における位相値φ２および計数値Ｍ２とを受けたとき、位相差Δφ＝φ２−φ１を求め、また、逓倍信号ｍ（ｔ）の歩進数ΔＭ＝Ｍ２−Ｍ１を求め、次の演算により入力間隔時間Ｔを算出する。

Ｔ＝｛１／（２πｆｒ）｝（Δφ＋２πＷ）＝（Δφ／２πｆｒ）＋（Ｗ／ｆｒ）
ここで、Ｗは、（ΔＭ／Ｎ）−（Δφ／２π）＋（１／２）を超えない最大の整数であり、時刻ｔ１〜ｔ２の間に基準信号の位相が何周期分変化したかを正確に表している。

ここで、計数器３４の計数値Ｍは、逓倍信号ｍ（ｔ）のジッタの影響を受けるため、歩進数ΔＭには±１の誤差が含まれることがあるが、前記したように、基準信号の周波数ｆｒの３倍以上の逓倍信号ｍ（ｔ）を用いていれば、上記Ｗの計算でその誤差の影響を受けることなく入力間隔時間Ｔを正確に求めることができる。

先ず、Ｎ＝１の場合を説明すると、図６の（ａ）、（ｂ）のように、Ｎ＝１（逓倍無し）で、Ｔ＝２／ｆｒの場合（Δφ＝０の場合）を考える。ジッタがなければ、ΔＭ＝２となるはずであるが、実際にはジッタにより、ΔＭは１、２、３のいずれにもなる可能性があり、その場合、上記Ｗの値も１、２、３のいずれにもなり、１つの値に特定できない。

次に、図７の（ａ）、（ｂ）のように、Ｎ＝２、Ｔ＝２／ｆｒの場合を考えると、ジッタがなければ、ΔＭ＝４となるはずであるが、実際には、ジッタによりΔＭは３、４、５のいずれにもなる可能性があり、その場合、上記Ｗの値は２、３のいずれにもなり、１つの値に特定できない。

また、図示しないが、Ｎ＝２、Ｔ＝３／ｆｒの場合には、ジッタがなければ、ΔＭ＝６となるはずであるが、ジッタの影響によりΔＭは５、６、７のいずれにもなる可能性があり、その場合、上記Ｗの値は３、４のいずれにもなり、１つに特定できない。

また、図８の（ａ）、（ｂ）のように、Ｎ＝３で、Ｔ＝２／ｆｒの場合、ジッタがなければΔＭ＝６となるはずであるが、ジッタの影響によりΔＭは５、６、７のいずれにもなる可能性がある。

しかし、Ｎ＝３であるために上記Ｗの値は一つの値２に特定され、入力間隔時間Ｔを正確に求めることができる。

また、図示しないが、Ｎ＝３で、Ｔ＝３／ｆｒの場合、ΔＭは８、９、１０のいずれかであるが、Ｗの値は一つの値３に特定でき、これにより入力間隔時間Ｔを正確に求めることができる。

以下同様に、Ｎ＝４以上の場合であっても、ΔＭがとり得る３つの連続した数に対して、値Ｗは一つに特定でき、時刻ｔ１〜ｔ２の間の基準信号の位相の回転数を正確に求めることができ、これにより入力間隔時間Ｔを正確に求めることができる。

なお、上記説明では、位相差Δφ＝０の場合で説明したが、Δφが０でない場合についても上記Ｗの計算で時刻ｔ１〜ｔ２の間の基準信号の位相の回転数を正確に求めることができ、これにより入力間隔時間Ｔを正確に求めることができる。

図９は、上記実施形態のタイムインターバル装置２０において、基準信号ｒ（ｔ）の周波数ｆｒを１０ＭＨｚ、Ａ／Ｄ変換器２３、２４の分解能を１４ビットとして、周波数６４ＭＨｚ（周期１５．６２５nsec）の安定なクロック信号をパルス信号ｐとして入力したときの測定結果Ａと、誤差補正部２５による補正処理をしない場合（従来装置）の測定結果Ｂを示している。

この図９から明らかなように、補正処理をしない場合、約８００psec p-pの誤差（位相換算で２．８度）が発生しているのに対し、補正処理をしたことで、約４０psec p-pの誤差（位相換算で０．１４度）に抑圧されている。したがって、１Gbpsデジタル信号のビット間のインターバルを十分な精度で測定できる。

このように、上記実施形態のタイムインターバル測定装置２０では、移相器２２およびＡ／Ｄ変換器２３、２４によって生じる２信号間の位相誤差、振幅誤差、直流オフセット誤差を誤差補正部２５で補正して瞬時位相を求め、その瞬時位相に基づいてパルス信号の入力間隔時間を求めている。

このため、移相器２２およびＡ／Ｄ変換器２３、２４に対する細かな調整作業などをすることなく、また、環境変化の影響を受けることなく、極めて精度の高い測定を安定に行うことができる。

また、基準信号を逓倍数３以上の逓倍器３３により逓倍し、その逓倍信号を計数器３４で計数し、その計数値の差と瞬時位相の差に基づいてパルス信号の入力間隔時間Ｔを算出している。このため、逓倍信号のジッタの影響を受けることなく、基準信号の周期以上の入力間隔時間Ｔを精度よく測定することができる。また、基準信号と逓倍信号との位相同期処理が不要であるので構成が簡単で済む。

前記構成のタイムインターバル測定装置２０の最小測定時間は、Ａ／Ｄ変換器２３、２４のサンプリング周波数の上限ｆmax で決定される。

即ち、
Ｔ≧１／ｆmax
となり、これより短い時間は測定できないという制限があるが、図１０に示すタイムインターバル測定装置２０′のように、Ａ／Ｄ変換器２３、２４、誤差補正部２５および瞬時位相算出手段３２を２組設けることで、測定時間の下限をなくすことができる。

このタイムインターバル測定装置２０′では、一方の組のＡ／Ｄ変換器２３、２４に時間測定の開始を示すパルス信号ｐ１を入力し、他方の組のＡ／Ｄ変換器２３、２４に時間測定の終了を示すパルス信号ｐ２を入力して、各組の瞬時位相算出手段３２、３２で位相値（瞬時位相）φ１、φ２をそれぞれ算出し、その算出結果を間隔時間算出手段３５に入力する。

そして、間隔時間算出手段３５において、前記同様に位相値φ１、φ２同士の差Δφを瞬時位相の変化量として求め、計数器３４の計数値Ｍ１、Ｍ２の差ΔＭを計数値の変化量として求め、これらの変化量に基づいて、パルス信号ｐ１、ｐ２の入力間隔時間Ｔを求める。

なお、この図１０に示した実施形態の場合で、補正係数を求めるためにパルス発生器３０のパルス信号ｐ′を入力する場合には、２連型のスイッチ３１′を用いて、測定対象のパルス信号ｐ１、ｐ２と切り換える。

また、前記構成のタイムインターバル測定装置２０、２０′は、間隔時間測定用の装置として単独に構成される場合だけでなく、図１１に示すように、算出された時間Ｔからジッタについての統計量を算出するジッタ演算部４１と、入力信号ｄ（例えばデータ信号）から測定対象のパルス信号ｐ（例えばクロック成分）を抽出する信号処理部４２とともに用いて、ジッタ測定装置４０を構成することができる。このジッタ測定装置４０では、上記のように高い精度で測定された入力間隔時間Ｔに基づいてジッタ量を算出しているので、そのジッタ量の精度も十分高く、高精度なジッタ測定が行える。

なお、入力信号ｄがクロック信号の場合には、信号処理部４２を省略して、入力信号ｄをパルス信号ｐとすることが可能である。

また、入力信号ｄがＮＲＺ（Non-Return-Zero ）符号のデータ信号の場合には、信号処理部４２において、入力信号ｄと、その入力信号ｄを１／２ビット幅相当の時間だけ遅延た信号ｄ′との排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）をとることで、一方の信号がマークからスペース、スペースからマークに遷移するタイミングでそれぞれ立ち上がる１／２ビット幅のパルス信号を生成する。そして、この生成したパルス信号を前記タイムインターバル測定装置２０のパルス信号ｐとして、または前記タイムインターバル測定装置２０′のパルス信号ｐ１、ｐ２として、入力信号ｄのビットレートに応じて使い分ける。この場合には、ジッタ測定装置４０で測定されたタイムインターバルと、入力信号ｄのビットレートの逆数から求まる理想的なユニットインターバル（ＵＩ）の倍数との差がジッタ測定値となる。

本発明の実施形態の構成を示す図 実施形態の要部の構成例を示す図 実施形態の要部の構成例を示す図 実施形態の要部の構成例を示す図 実施形態の位相算出の方法を説明するための図 実施形態の逓倍信号の逓倍数とパルス入力タイミングとの関係を示す図 実施形態の逓倍信号の逓倍数とパルス入力タイミングとの関係を示す図 実施形態の逓倍信号の逓倍数とパルス入力タイミングとの関係を示す図 測定結果の一例を示す図 他の実施形態の構成を示す図 実施形態のタイムインターバル装置を含むジッタ測定装置の構成例を示す図 従来装置の構成を示す図 従来装置の動作を説明するための図

符号の説明

２０、２０′……タイムインターバル測定装置、２１……基準信号発生器、２２……移相器、２３、２４……Ａ／Ｄ変換器、２５……誤差補正部、２６……オフセット補正手段、２７……位相補正手段、２８……振幅補正手段、３０……パルス発生器、３１、３１′……スイッチ、３２……瞬時位相算出手段、３３……逓倍器、３４……計数器、３５……間隔時間算出手段、４０……ジッタ測定装置、４１……ジッタ演算部、４２……信号処理部

Claims (4)

1. 所定周波数の正弦波の基準信号を発生する基準信号発生器（２１）と、
   前記基準信号を受け、互いに位相がずれた第１信号と第２信号とを出力する移相器（２２）と、
   パルス信号の入力タイミングに前記第１信号に対するサンプリングを行い、該サンプリングによって得られた値をデジタルの第１のサンプル値に変換して出力する第１のＡ／Ｄ変換器（２３）と、
   前記パルス信号の入力タイミングに前記第２信号に対するサンプリングを行い、該サンプリングによって得られた値をデジタルの第２のサンプル値に変換して出力する第２のＡ／Ｄ変換器（２４）と、
   前記第１のサンプル値と第２のサンプル値とを受け、前記移相器、第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器により、前記第１のサンプル値および第２のサンプル値にそれぞれ生じる直流オフセット誤差、前記第１のサンプル値と第２のサンプル値の間に生じる９０度に対する位相誤差および振幅誤差を補正する誤差補正部（２５）と、
   前記誤差補正部によって補正されたサンプル値に基づいて前記入力タイミングにおける前記基準信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出手段（３２）と、
   前記瞬時位相算出手段によって算出された瞬時位相の変化量を求め、該変化量に基づいて、前記パルス信号の入力間隔時間を求める間隔時間算出手段（３５）とを有するタイムインターバル測定装置。
2. 前記基準信号を受け、該基準信号を逓倍数３以上で逓倍した逓倍信号を発生する逓倍器（３３）と、
   前記逓倍器から出力された逓倍信号を計数する計数器（３４）とを有し、
   前記間隔時間算出手段は、前記パルス信号の入力タイミングの前記計数器の計数値を取得して、その変化量を求め、該計数値の変化量と前記瞬時位相の変化量とに基づいて、前記パルス信号の入力間隔時間を求めることを特徴とする請求項１記載のタイムインターバル測定装置。
3. 前記第１のＡ／Ｄ変換器、第２のＡ／Ｄ変換器、誤差補正部および瞬時位相算出手段が２組設けられ、
   一方の組の前記第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器で時間測定の開始を示すパルス信号を受け、
   他方の組の前記第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器で時間測定の終了を示すパルス信号を受け、
   前記間隔時間算出手段は、前記２組の瞬時位相算出手段によってそれぞれ算出された瞬時位相同士の差を前記瞬時位相の変化量として求め、該瞬時位相の変化量と前記計数値の変化量に基づいて、前記時間測定の開始を示すパルス信号と時間測定の終了を示すパルス信号の入力間隔時間を求めることを特徴とする請求項１または請求項２記載のタイムインターバル測定装置。
4. 前記請求項１〜３のいずれかに記載のタイムインターバル測定装置と、
   該タイムインターバル測定装置により測定されたパルス信号の入力間隔時間を用いてジッタ量を算出するジッタ演算部（４１）とを備えたジッタ測定装置。

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