JPH0648828B2 - 回線モニタ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、角度変調された搬送波によりディジタル信号
の伝送を行う無線通信回線に利用する。本発明は通信回
線の伝送特性の監視を行い、かつその伝送特性を向上さ
せるための制御に役立つ回線モニタ回路に関する。

〔従来の技術〕

無線通信回線では、電波のレベルやフェージングあるい
は干渉等による位相変動などの状態を監視することが必
要である。特にその位相変動を監視し検出することによ
って、その変動ピッチの測定値からフェージング周波数
や干渉の度合を算定する技術が知られている。また、こ
の変動する各位相の値からその時の伝送データの信頼度
を算出し、そのデータから誤り訂正を行うことも行われ
ている。搬送波レベルの検出回路としては、多段接続さ
れた増幅器の各段出力について、検波および増幅を行っ
た後に、合成した信号のレベルを監視する構成のものが
一般的に利用されている。

一方、位相変動の検出回路としては、第９図に示す同期
検波出力を利用したものが使用されている。この回路は
角度変調波として４相ＰＳＫ変調を例にとると、４相Ｐ
ＳＫ変調では、送信データに応じて搬送波の位相が第10
図(a)に示すように４つの位相のいずれかに割り当てら
れる。これらの位相は同期検波出力であるＩ信号および
Ｑ信号のレベルをそれぞれのデータの識別時刻ごとに観
測することにより検出できる。しかし、伝送回線におい
て、フェージングや干渉等が発生し回線の状態が劣化す
ると、第10図(a)に矢印で示すようにそれぞれの位相が
４つの点から変動する。その位相変動の様子をデータと
して検出するには、まず角度変調波をリミッタを通して
レベル変動を除去して位相変動成分のみとし、第10図
(b)に示すように、複数個の基準レベルを用意しＩ軸お
よびＱ軸の出力レベルを細かく分割する。そして、それ
らの基準レベルとＩ信号およびＱ信号の検波出力のレベ
ルを比較する。これにより、データから信号位相をディ
ジタル値で算出することができる。Ｉ信号およびＱ信号
のレベル検出に関して複数列のコンパレータやＡ／Ｄ変
換器を使用することができる。

以上のようにして１ビットずつの出力データごとにその
時の位相を知ることができるので、４つの安定な位相点
からのずれの大きさによってデータの信頼度を予測でき
る。また、その変動の回数からフェージング周波数や干
渉の度合も予測できる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、上述した検出回路の出力は位相情報そのものを
示していないから、Ｉ信号およびＱ信号の検出レベルを
位相データに変換する必要がある。この変換は直交座標
から極座標への変換であり、そのための回路設計および
回路構成が複雑化する。したがって、変換回路として簡
単で精度の悪いものが用いられることになって、位相情
報の検出に関しては正確性に欠ける欠点があった。さら
に、精度を上げるためには、比較用の基準レベルを数多
く設けておく必要があり、コンパレータの数が増加する
ため消費電力が増加する。その他、検出レベルのディジ
タル値に変換回路として、コンパレータやＡ／Ｄ変換器
等のアナログ回路を必要とするためにレベル調整が必要
である、消費電力が多い、ゲートアレイ化などディジタ
ルＩＣ化が行えない、等の欠点があった。

本発明は、上述した従来の位相変動の検出器における欠
点を解決し、回路を簡単化し、低消費電力化、無調整化
を行うとともに、ディジタルＩＣ化に適した精度の高い
回線モニタ回路を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記課題を解決するため、この発明は検波回路から抽出
できる基準位相信号を複数の適当な位相量だけシフト
し、それぞれの基準位相信号で角度変調波をサンプル
し、それらのデータから簡単な論理回路のみで相対位相
データを作成することを特徴とする。

本発明は、 検波回路から抽出される基準位相信号を複数の適当
な時間だけ遅延させることによって、適当な位相量だけ
それぞれ段階的にシフトさせた複数の基準位相信号を作
成する手段と、 適当な位相量だけ段階的にシフトされた複数の基準
位相信号で角度変調波をサンプルする手段と、 サンプルされた出力データから簡単な論理回路で相
対位相データを作成し、任意のタイミングあるいはシン
ボルクロックに同期したタイミングで出力する手段と を備える。

従来の回線モニタ回路とは、上記の３つの手段を設けた
点で異なる。

〔作用〕

これにより、本発明による回線モニタ回路は、サンプル
出力そのものが角度変調波の位相情報を表すので、相対
位相データへの変換回路が簡単になるとともに、角度変
調波の位相を正確に検出することができる。また、位相
シフトの数を増やすだけで簡単に位相検出の精度を上げ
ることもできる。さらに、アナログ回路を使用しないで
ディジタル回路のみで構成できるので、無調整化、低消
費電力化およびディジタルＩＣ化ができる。

〔実施例〕

（実施例１） 第１図に本発明の第１の実施例構成図を示す。図におい
て、検波回路２からは角度変調信号の位相変化の基準位
相となる基準位相信号が出力される。この基準位相信号
は位相シフト回路３へ入力され適当に定めた遅延素子14
を順次通過させ段階的に位相シフトされる。それぞれ位
相シフトされた基準位相信号はサンプル回路４に入力さ
れ、端子１に入力する角度変調信号をそれぞれサンプル
する。さらに、それぞれのサンプル出力データは相対位
相変換回路５へ入力され、基準位相信号の位相に対する
角度変調波位相の相対位相データに変換される。

検波回路２としては、同期検波用の搬送波再生回路が応
用できる。この搬送波再生回路では、端子１の角度変調
信号は再生搬送波によって位相比較回路７、７′で位相
比較され、その出力をローパスフィルタ８、８′を通し
て乗算器９で合成する。この信号はさらにループフィル
タ10を通して電圧性発振器11へ制御信号として供給して
位相同期ループを構成し、その電圧制御発振器11から上
記再生搬送波を得ている。ここで、角度変調信号が第２
図のような位相の停留点で示される４相ＰＳＫ信号の場
合には、Ｉ軸あるいはＱ軸の位相にほぼ一致した再生搬
送波が得られる。したがって、この再生搬送波は角度変
調信号の瞬時位相を検出するための基準位相信号とな
る。また、検波回路２はクロック再生回路13を備え、ロ
ーパスフィルタ８の出力に同期する再生クロックも出力
している。

位相シフト回路３では検波回路２から出力される基準位
相信号を適当な値に設定されたｎ個の遅延素子14で遅延
させ、基準位相信号の位相を段階的にシフトさせる。こ
こで、各遅延素子14の遅延量は、再生搬送信号が第２図
のＱ軸に同期した場合はｎ個の遅延された再生搬送波の
半周期を適当な位相量で分割するように設定されてい
る。例えば搬送波周波数が中間周波数455kHz（一周期＝
2197.8nsec）の場合には、各遅延素子14の遅延量を137.
4nsecに設定すれば、第３図に示すように搬送波の半周
期を22.5度ずつシフトした再生搬送波が得られる。

次に、サンプル回路４では、位相シフト回路３からのｎ
個の位相シフトされた基準位相信号でそれぞれ端子１の
角度変調信号をサンプルする。サンプル回路としてはフ
リップフロップを使用することができる。フリップフロ
ップ15は角度変調波がハイレベルの間に基準位相信号の
立ち上がりエッジが位置していれば１を出力し、ローレ
ベルの間に位置していれば０を出力する。したがって、
各フリップフロップ15の出力Ｑ_１〜Ｑ_ｎにより角度変調
波の瞬時位相がどの基準位相信号の間に位置しているか
を知ることができる。

例えば、角度変調波の位相が第４図に示す位相にある場
合には、再生搬送波Ｃ_１、Ｃ_２による角度変調波のサン
プル出力Ｑ_１、Ｑ_２は１、再生搬送波Ｃ_３〜Ｃ_８による
角度変調波のサンプル出力Ｑ_３〜Ｑ_８は０となる。した
がって、サンプル回路４の出力は （Ｑ_１〜Ｑ_８）＝（11000000） となる。フリップフロップ15の他にＥＸ−ＯＲ回路とロ
ーパスフィルタを用いてもサンプル回路と同等の動作を
行わせることができる。

これらのサンプルデータは相対位相変換回路５へ送ら
れ、相対位相情報として処理しやすいフォーマットに変
換され、処理回路から指定されたタイミングごとにある
いは検波回路２で再生したクロックに同期して出力され
る。相対位相への変換方法の例を第５図および第６図に
示す。

第５図の方法では搬送波の一周期を16分割し、それぞれ
の位相領域に０から15の番号を割り当て、角度変調波の
立ち上がりエッジがこれらのいずれの位相領域に位置す
るかをサンプル回路４のサンプルデータからその番号を
示すデータ（（0000）〜（1111）の何れか１つ）に変換
する。

第６図の方法では斜線で示した位相領域に角度変調波の
立ち上がりエッジが入ると１を出力し、入らない場合に
は０を出力するようにサンプルデータから変換する。い
ずれもこのための回路は簡単な論理回路の組み合わせで
構成できる。

以上示したように、本実施例は、再生搬送波のＩ軸およ
びＱ軸によって信号空間を任意の位相ごとに区切って各
位相領域に相当するデータを出力するので、出力データ
が角度変調波の位相そのものを示す。したがって、位相
情報データを作成するための相対位相変換回路５の構成
が簡単になるとともに、正確な位相情報が得られる。ま
た、位相シフト回路３において遅延量の小さい遅延素子
を多く使用し、信号空間をさらに多くの位相領域に区切
れば、容易に位相検出の精度を上げることができる。

（実施例２） 第７図に本発明の第２の実施例構成図を示す。本実施例
では、第１の実施例と比べると位相シフト回路３とし
て、アナログの遅延素子の代わりにシフトレジスタ16を
用いていることと、検波回路２の電圧制御発振器11の出
力周波数を搬送波周波数のｎ（ｎは２以上の整数）倍と
しておき、検波回路２ではそれを分周器17でｎ分周して
再生搬送波として使用するとともに、再生搬送波は角度
変調信号をフリップフロップ回路18にて検波して同期検
波回路を構成しているところに相違がある。このとき分
周された信号の高調波をフィルタによって取り除けば、
ミキサ等のアナログ検波回路も使用できる。位相シフト
回路３ではシフトレジスタ16によって電圧制御発振器11
の出力信号の１周期ごとに再生搬送波の位相をシフトで
きる。位相情報データの検出方法その他は上記第１の実
施例と同様である。

以上示したように、この第２の実施例では、第１の実施
例で示した効果に加えて、検波回路２以外の回路は全て
ディジタル回路で構成できるので、調整部分がなくかつ
ディジタルＩＣ化が簡単である。また、アナログ回路を
多く使用した従来の回路に比べて消費電力を少ない。さ
らに、検波回路２においても電圧制御発振器11としてデ
ィジタル制御のマルチバイブレータを使用でき、ループ
フィルタとしてランダムウォークフィルタを適用すれ
ば、全ての回路のディジタルＩＣ化が可能である。

以上示した実施例１および２において、検波回路２とし
て再生搬送波を基準位相信号とする同期検波回路の他
に、第８図に示す遅延検波回路を用いることもできる。
遅延検波回路は、角度変調信号を伝送シンボルの１周期
分だけ遅延させた信号と元の角度変調波とを乗算し検波
する方法である。この方法では、検波出力として常に１
ビット前の角度変調波との位相差が現れる。したがっ
て、常に１ビット遅延させた角度変調波を基準位相信号
として本回線モニタ回路に使用すれば、次に送られてき
た角度変調波の信号位相の変動の様子を直接検出できる
利点がある。位相変動情報データの検出の原理は第１の
実施例と同様である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明による回線モニタ回路は受
信信号である角度変調信号の位相変動のデータに直接に
対応する出力を得られるから、正確な回線の位相変動の
様子を知ることができる。また、変動によってある設定
した位相領域に入る数をカウントすれば、あらかじめ測
定したデータやその他の回線情報からフェージング周波
数、あるいは干渉の度合、あるいは受信レベルの予測を
従来の回線モニタ回路よりも正確に行うことができる。

さらに、低消費電力、無調整、ディジタルＩＣ化に適し
ていることから、携帯形無線機の回線モニタ回路として
広く応用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明第１の実施例ブロック構成図。 第２図は４相ＰＳＫの信号空間図。 第３図は位相シフト回路の動作原理図。 第４図はサンプル回路の動作原理図。 第５図は相対位相変換方法の一例を示す図。 第６図は相対位相変換方法の一例を示す図。 第７図は本発明第２の実施例ブロック構成図。 第８図は遅延検波回路の一例を示す構成図。 第９図は従来例回線モニタ回路の構成図。 第10図(a)(b)は従来例回線モニタ回路の動作説明図。 １……角度変調信号の入力端子、２……検波回路、３…
…位相シフト回路、４……サンプル回路、５……相対位
相変換回路、６……相対位相データ出力端子、７、７′
……検波器、８、８′……ローパスフィルタ、９……乗
算器、10……ループフィルタ、11……電圧制御発振器、
12……（π／２）シフト回路、13……クロック再生回
路、14……遅延素子、15……フリップフロップ、16……
シフトレジスタ、17……分周器、18……フリップフロッ
プ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】監視すべき角度変調信号（１）が入力され
   る検波回路（２）を備えた回線モニタ回路において、 前記検波回路（２）に前記角度変調信号に位相同期され
   た基準位相信号を取り出す手段を備え、 この基準位相信号を段階的に遅延させた複数の信号を生
   成する位相シフト回路（３）と、 この複数の信号により前記角度変調信号をそれぞれサン
   プルするサンプル回路（４）と、 このサンプル回路の出力を前記角度変調信号の相対位相
   を示すデータに変換する相対位相変換回路（５）と を備えたことを特徴とする回線モニタ回路。