JP3508702B2 - 電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、操舵ハンドルの回
動操作に対してアシスト力を付与する電動モータの電流
の大きさをデジタル量に変換し、このデジタル量に応じ
て前記電動モータの電流を制御する電動パワーステアリ
ングの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の電動パワーステアリングの制御
装置は、例えば特公平６−２４７３２４号公報に開示さ
れているように、電動モータに流れるモータ電流の大き
さを検出し、検出したモータ電流値に応じて前記電動モ
ータの制御を行うようになっている。このような制御
は、一般には、デジタル量を扱うマイクロコンピュータ
によりなされるので、前記モータ電流の大きさはアナロ
グ−デジタルコンバータ（以下、ＡＤＣという。）によ
りデジタル量に変換される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の技術においては、モータ電流の最大値（制御上電動
モータに流され得る電流の最大値）をデジタル量に変換
できるようにＡＤＣのＬＳＢ（Least Significant bi
t）が決定されているため、例えば、モータ電流の制御
を微細に行うことが必要とされるステアリングホイール
の中立点近傍において、前記デジタル量の精度が不足
し、操舵フィーリングの悪化を招くという問題がある。

【０００４】

【本発明の概要】本発明は、上記課題に対処するために
なされたものであり、その特徴の一つは、操舵アシスト
力を発生する電動モータに流れるモータ電流の大きさを
デジタル量に変換するアナログ−デジタル変換手段と、
前記変換されたモータ電流のデジタル量に応じて前記モ
ータ電流を制御する電流制御手段とを備えた電動パワー
ステアリングの制御装置において、前記アナログ−デジ
タル変換手段は、前記モータ電流の大きさをＬＳＢが第
１の電流の大きさのデジタル量に変換する第１変換手段
と、前記モータ電流の大きさをＬＳＢが前記第１の電流
の大きさよりも小さい第２の電流の大きさのデジタル量
に変換する第２変換手段とを備えたことにある。

【０００５】この場合において、前記第１変換手段は、
前記モータ電流に応じたアナログ電圧を第１の電圧に変
換する第１電圧変換手段と同第１電圧変換手段に接続さ
れたアナログ−デジタルコンバータとから構成され、前
記第２変換手段は、前記モータ電流に応じたアナログ電
圧を前記第１の電圧よりも大きな第２の電圧に変換する
第２電圧変換手段と同第２電圧変換手段に接続されたア
ナログ−デジタルコンバータとから構成されることが好
適である。なお、上記第１，第２電圧変換手段の「変
換」には、全く変換を行わない場合が含まれ得る。

【０００６】この特徴によれば、モータ電流が小さい場
合等には、ＬＳＢが相対的に小さいデジタル量に変換さ
れた同モータ電流の大きさを同モータ電流の制御に用い
ることが可能となる。このため、ｂｉｔ数の大きいアナ
ログ−デジタルコンバータを使用しない場合であって
も、モータ電流をより微細に制御することが可能とな
る。

【０００７】また、前記制御装置の構成を簡素化するた
めに、前記第１電圧変換手段は、前記モータ電流に応じ
たアナログ電圧を第１の増幅率で増幅する第１増幅回路
を含み、前記第２電圧変換手段は、前記モータ電流に応
じたアナログ電圧を前記第１の増幅率よりも大きい第２
の増幅率で増幅する第２増幅回路を含んでなるように構
成することもできる。

【０００８】また、前記制御装置の構成を簡素化するた
め、及び、同制御装置の製造コストを低減するために、
前記第１電圧変換手段、及び前記第２電圧変換手段は、
前記モータ電流に応じたアナログの電圧を分割する抵抗
分割回路を含んでなるように構成することもできる。

【０００９】さらに、マイクロコンピュータからなるこ
とが一般的である前記電流制御手段が同一ビット数のア
ナログ−デジタル変換値を扱うことができるようにする
ため、前記第１変換手段のアナログ−デジタルコンバー
タの扱うデジタル値のビット数と前記第２変換手段のア
ナログ−デジタルコンバータの扱うデジタル値のビット
数とは同一ビット数とすることが好適である。

【００１０】上記のように、前記第１変換手段のアナロ
グ−デジタルコンバータの扱うデジタル値のビット数と
前記第２変換手段のアナログ−デジタルコンバータの扱
うデジタル値のビット数とを同一ビット数とすれば、前
記第１変換手段の一部と前記第２変換手段の一部を構成
するアナログ−デジタルコンバータを単一のもの（一つ
のチップ）とすることも可能となり、装置のコストを一
層低減することが可能となる。

【００１１】本発明の他の特徴は、上記第１，第２変換
手段を備えた電動パワーステアリングの制御装置におい
て、前記電動パワーステアリングの操舵状態を検出する
操舵状態検出手段と、前記検出された操舵状態に基づい
て、前記モータ電流の制御に用いるデジタル量を前記第
１変換手段及び前記第２変換手段により変換されたデジ
タル量の何れかとするデジタル量選択手段とを備えたこ
とにある。

【００１２】これによれば、特に、操舵を行っていない
場合（保舵中）や緩やかに操舵を行っている場合等であ
って、操舵アシスト力の変動が操舵フィーリングの悪化
を招き易い状態を操舵状態検出手段により検出すること
ができ、そのような状態においてはより精度の高い第２
変換手段のデジタル量をモータ電流の制御に使用するこ
とができるので、操舵フィーリングの悪化を防止するこ
とが可能となる。

【００１３】また、上記何れかの特徴を有する電動パワ
ーステアリングの制御装置において、前記第１変換手段
及び前記第２変換手段により変換された両デジタル量を
用いて同第１変換手段及び同第２変換手段の異常状態を
検出する異常状態検出手段を備えることが好適である。

【００１４】これによれば、モータ電流の制御に用いる
デジタル量が異常な値となっていることを検出すること
ができるため、操舵アシスト力の急激な変化を抑制する
等の異常処置をとることが可能となる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施形態につ
いて図面を参照しつつ説明すると、図１は本発明による
電動パワーステアリングの制御装置を車両に適用したシ
ステムの概略をブロック図により示している。この電動
パワーステアリングの制御装置は、電気制御装置１０と
直流電動モータ２０とを備えている。

【００１６】電動モータ２０は、操舵ハンドル（ステア
リングホイール）２１の回動操作による前輪ＦＷＬ，Ｆ
ＷＲの操舵に対してアシスト力（アシストトルク）を付
与するもので、減速機構２２を介して操舵軸２３にトル
ク伝達可能に取付けられていて、その回転に応じてラッ
クバー２４を軸線方向に駆動し、同ラックバー２４にタ
イロッドを介して連結されている前輪ＦＷＬ，ＦＷＲを
操舵する。前記操舵軸２３には操舵トルクセンサ３１が
組みつけられていて、同操舵トルクセンサ３１は操舵軸
２３に作用する操舵トルクを検出して同トルクを表すア
ナログの電圧値VTMを発生する。電気制御装置１０に
は、車速センサ３２、エンジン回転数センサ３３、及び
モータ２０に流れる電流（モータ電流）を検出する電流
検出センサ（図示省略）が電流検出回路（図示省略）を
介して接続されている。車速センサ３２は車両の速度が
大きいほど短い間隔でパルスを発生し、エンジン回転数
センサ３３はエンジン回転速度が大きいほど短い間隔で
パルスを発生するようになっている。

【００１７】次に、図１に示した電気制御装置１０の詳
細について図２を参照しつつ説明する。電気制御装置１
０は、マイクロコンピュータ４０と、モータ駆動回路５
０と、電流検出回路（ダイナミックレンジ規定回路）６
０とから構成されている。

【００１８】マイクロコンピュータ４０は、ＣＰＵ４１
と、入力インターフェース４２と、ＡＤＣ（アナログ−
デジタルコンバータ）４３と、出力インターフェース４
４と、ＲＯＭ及びＲＡＭからなるメモリ４５とを含んで
構成されている。入力インターフェース４２は、バスを
介してＣＰＵ４１に接続されるとともに、車速センサ３
２と、エンジン回転数センサ３３とが接続されている。

【００１９】ＡＤＣ４３は、バスを介してＣＰＵ４１と
接続されるとともに、前述の操舵トルクセンサ３１、及
び電流検出回路６０と接続されていて、同操舵トルクセ
ンサ３１から供給されるアナログの電圧値VTM、及び電
流検出回路６０から供給されるモータ電流に応じたアナ
ログの電圧値VIM1，VIM2を１０bitのデジタル値ADTM,AD
1,AD2にそれぞれ変換し、同デジタル値ADTM,AD1,AD2を
ＣＰＵ４１に供給するようになっている。

【００２０】出力インターフェース４４は、バスを介し
てＣＰＵ４１に接続されるとともに、モータ駆動回路５
０に接続されていて、ＣＰＵ４１からの指令に基づき同
モータ駆動回路５０に対して指令信号を送出するように
なっている。また、出力インターフェース４４は、リレ
ー７１に接続されていて、同リレー７１を開閉制御する
ようになっている。メモリ４５は、ＲＯＭ及びＲＡＭか
らなり、バスを介してＣＰＵ４１に接続されていて、Ｃ
ＰＵ４１が実行する後述のプログラム（ルーチン）、及
びマップ等の制御用のデータを記憶するとともに、前記
プログラムの実行に必要なデータを一時的に記憶するよ
うになっている。

【００２１】モータ駆動回路５０は、ゲートが出力イン
ターフェース４４にそれぞれ接続されたＭＯＳＦＥＴか
らなる４個のスイッチング素子５１〜５４と、２つのシ
ャント抵抗５５，５６と、コンデンサ５７とを備えてい
る。抵抗５５の一端は車両に搭載されたバッテリ７０の
正極にリレー７１を介して接続され、同抵抗５５の他端
はスイッチング素子５１，５２の各ドレインに接続され
るとともに、コンデンサ５７を介して接地されている。
スイッチング素子５１，５２のソースは、スイッチング
素子５３，５４のドレインにそれぞれ接続され、同スイ
ッチング素子５３，５４のソースは抵抗５６を介して接
地されている。また、スイッチング素子５１と５３との
間は電動モータ２０の一側に接続され、スイッチング素
子５２と５４との間は電動モータ２０の他側に接続され
ている。なお、スイッチング素子５１〜５４の各々に
は、各ソースから各ドレインへの方向を順方向とする寄
生ダイオードが存在している。

【００２２】以上により、図示しないイグニッションキ
ースイッチングが「オフ」から「オン」に変更されたこ
とが確認される、或いは、エンジン回転数センサ３３か
ら得られるエンジン回転数に基づいて車両のエンジン始
動が確認される等の所定条件が成立すると、マイクロコ
ンピュータ４０からの指令によりリレー７１が「オン」
（閉成）され、モータ駆動回路５０（即ち、電動モータ
２０）がバッテリ７０から電源の供給を受け得る状態と
なる。スイッチング素子５１，５４は、スイッチング素
子５２，５３が非導通状態（「オフ」）に維持されてい
るときに、同時に導通状態（「オン」）とされるようにな
っていて、このとき、電動モータ２０に所定の方向の電
流が流れて同モータ２０は右回転する。スイッチング素
子５２，５３は、スイッチング素子５１，５４が非導通
状態に維持されているときに、同時に導通状態とされる
ようになっていて、このとき、電動モータ２０に前記所
定の方向と反対方向の電流が流れて同モータ２０は左回
転する。

【００２３】電流検出回路６０は、その入力側がモータ
電流センサとして機能する抵抗５６の両端に接続される
とともに、出力側がＡＤＣ４３に接続されている。この
電流検出回路６０は、図３に示したように、第１ピーク
ホールド回路６１と第２ピークホールド回路６２とから
構成されている。第１，第２ピークホールド回路６１，
６２は、共に抵抗５６の両端電圧（シャント電圧）VUD
のピーク値をホールドするとともに、ホールドしたアナ
ログ電圧（即ち、電動モータ２０に流れるモータ電流の
大きさに応じたアナログ量）を互いに異なる増幅率で増
幅し、同増幅したアナログ電圧VP1,VP2をＡＤＣ４３の
入力チャンネルCH1，CH2にそれぞれ出力するようになっ
ている。

【００２４】より具体的には、第１ピークホールド回路
６１は、コンパレータ６１ａ，オペアンプ６１ｂ、ダイ
オード６１ｃ、抵抗値がＲ１である抵抗６１ｄ、抵抗値
がＲ２である抵抗６１ｅ、コンデンサ６１ｆ、及び図示
しない定電圧源に一端が接続された抵抗６１ｇとから構
成されている。コンパレータ６１ａの非反転入力端子
（＋入力端子）は抵抗５６の上流側（点Ｕ）と接続さ
れ、同コンパレータ６１ａの反転入力端子（−入力端
子）は抵抗６１ｅを介して抵抗５６下流側（点Ｄ）に接
続されている。コンパレータ６１ａの出力端子は抵抗６
１ｇの他端、及びダイオード６１ｃのアノードに接続さ
れている。ダイオード６１ｃのカソード（点Ｐ１）は、
抵抗６１ｄを介してコンパレータ６１ａの反転入力端子
に接続されるとともに、コンデンサ６１ｆを介して接地
されている。また、ダイオード６１ｃのカソードは、オ
ペアンプ６１ｂの非反転入力端子にも接続されている。
オペアンプ６１ｂは、その出力端子が反転入力端子に接
続されてボルテージフォロアとして機能するものであっ
て、同出力端子はＡＤＣ４３の入力チャンネルCH1に接
続されている。

【００２５】第２ピークホールド回路６２は、第１ピー
クホールド回路６１と同様な構成を有しており、コンパ
レータ６２ａ，オペアンプ６２ｂ、ダイオード６２ｃ、
抵抗値がＲ３である抵抗６２ｄ、抵抗値がＲ４である抵
抗６２ｅ、コンデンサ６２ｆ、及び図示しない定電圧源
に一端が接続された抵抗６２ｇとから構成されている。
コンパレータ６２ａの非反転入力端子は抵抗５６の上流
側（点Ｕ）と接続され、同コンパレータ６２ａの反転入
力端子は抵抗６２ｅを介して抵抗５６下流側（点Ｄ）に
接続されている。コンパレータ６２ａの出力端子は抵抗
６２ｇの他端、及びダイオード６２ｃのアノードに接続
されている。ダイオード６２ｃのカソード（点Ｐ２）
は、抵抗６２ｄを介してコンパレータ６２ａの反転入力
端子に接続されるとともに、コンデンサ６２ｆを介して
接地されている。また、ダイオード６２ｃのカソード
は、オペアンプ６２ｂの非反転入力端子にも接続されて
いる。オペアンプ６２ｂは、その出力端子が反転入力端
子に接続されてボルテージフォロアとして機能するもの
であって、同出力端子はＡＤＣ４３の入力チャンネルCH
2に接続されている。なお、前述した操舵トルクセンサ
３１は、ＡＤＣ４３の入力チャンネルCH3に接続されて
いる。

【００２６】次に、上記のように構成したパワーステア
リングの制御装置の作動について電流検出回路６０から
説明する。上述したように、スイッチング素子５１，５
４、及びスイッチング素子５２，５３は、それぞれ同時
に所定時間だけ「オン」される。図４は、スイッチング
素子５１，５４（スイッチング素子５２，５３）が駆動
制御されている場合における、モータ電流IMと抵抗５６
の両端電圧VUDの波形を示している。両端電圧VUDは、ス
イッチング素子５１，５４が「オフ」から「オン」に変更さ
れたときに負の値から正の値に急激に変化し、その後モ
ータ電流IMの増大にしたがって緩やかに増大する。ま
た、両端電圧VUDは、スイッチング素子５１，５４が「オ
ン」から「オフ」に変更されたときに正の値から負の値に
急激に変化し、その後、緩やかに増大する。このため、
両端電圧VUDからモータ電流IMを検出しようとする場合
には、検出タイミングによっては同一のモータ電流IMに
対して異なる両端電圧VUDが得られてしまう。そこで、
上記実施形態においては、電流検出回路６０において第
１，第２ピークホールド回路６１，６２を採用し、両端
電圧VUDが最大（極大）となっている値（即ち、ピーク
値）をホールドするようになっている。

【００２７】ここで、第１ピークホールド回路６１の作
動について説明すると、抵抗５６に電流が流れることに
より、コンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位（点
Ｕの電位）が上昇する。このコンパレータ６１ａの非反
転入力端子の電位が、同コンパレータ６１ａの反転入力
端子の電位より高くなると、コンパレータ６１ａが「オ
フ」してダイオード６１ｃが「オン」となる。これによ
り、抵抗６１ｇとダイオード６１ｃを介してコンデンサ
６１ｆに電流が流れ、同コンデンサ６１ｆが充電され
る。この充電により、コンパレータ６１ａの反転入力端
子の電位が同コンパレータの非反転入力端子の電位より
も高くなると、コンパレータ６１ａが「オン」してダイ
オード６１ｃが「オフ」となり、コンデンサ６１ｆの充
電が停止するとともに、コンデンサ６１ｆの放電が抵抗
６１ｄ，６１ｅを介して行われる。このとき、点Ｐ１の
電位VP1は、両端電圧VUDのピーク値をVUDMとして、下記
数１により表わされる。オペアンプ６１ｂは、点Ｐ１の
信号を低インピーダンスに変換してＡＤＣ４３のチャン
ネルCH1に出力する。なお、抵抗値Ｒ１，Ｒ２、コンデ
ンサ６１ｆの容量等の第１ピークホールド回路６１の素
子の各値は、アナログ電圧VP1の最大値（モータ電流が
制御上取り得る最大値となったときのアナログ電圧VP
1）が、ＡＤＣ４３のアナログ−デジタル変換し得る電
圧の最大値と等しくなるように選択されている。

【００２８】

【数１】VP1＝VUDM・（１＋Ｒ１／Ｒ２）

【００２９】また、第２ピークホールド回路６２は、第
１ピークホールド回路６１と同様に作用する。従って、
ダイオード６２ｃとオペアンプ６２ｂの非反転入力端子
間の電位（即ち、点Ｐ２の電位）VP2は、下記数２にて
表わされ、この電位VP2がＡＤＣ４３のチャンネルCH2に
与えられる。

【００３０】

【数２】VP2＝VUDM・（１＋Ｒ３／Ｒ４）

【００３１】上記実施形態においては、抵抗値Ｒ２と抵
抗値Ｒ４は等しく（Ｒ２＝Ｒ４）なるように設定されて
いる。また、抵抗値Ｒ３は、抵抗値Ｒ１の１０倍の値
（１０Ｒ１）と抵抗値Ｒ２の９倍の値（９Ｒ２）の和
（１０・Ｒ１＋９・Ｒ２）に設定されている。この結
果、電位VP1と電位VP2との間には、下記数３の関係が成
立している。なお、抵抗値Ｒ１は抵抗値Ｒ２の１２倍
（Ｒ１＝１２・Ｒ２）に設定されている。

【００３２】

【数３】VP2＝１０・VP１

【００３３】次に、電動モータ２０のモータ電流の制御
について、ＣＰＵ４１が所定時間の経過毎に実行するル
ーチン（プログラム）を示した図５及び図６を参照しな
がら説明する。この図５，図６のルーチンは、モータ電
流を制御する電流制御手段を構成している。なお、図６
のルーチンは図５のルーチンに比べて、極めて短時間の
経過毎に実行される。

【００３４】先ず、運転者が図示しないイグニッション
スイッチを「オフ」から「オン」へと変更すると、ＣＰ
Ｕ４１は図示しないイニシャルルーチンを実行し、後述
する前回の駆動電流値ICNTOLDの値を「０」に設定する
等の処理を行い、その後、所定のタイミングにて図５の
ステップ５００から同図５のルーチンの処理を開始して
ステップ５０５に進む。そして、ＣＰＵ４１はステップ
５０５にて、図６に示したＡＤ変換ルーチンによりデジ
タル値（デジタル量）に変換されている操舵トルクセン
サ３１のデジタル出力値（以下、アナログ−デジタル変
換されたデジタル値を「AD値」という。）TMADを取りこ
む。

【００３５】ここで、ＣＰＵ４１が所定時間の経過毎に
繰り返し実行する図６のＡＤ変換ルーチンについて説明
すると、ＣＰＵ４１は所定のタイミングとなるとステッ
プ６００から処理を開始し、ステップ６１０にて変数ｎ
の値を「１」だけインクリメントする。なお、変数ｎの
値は図示しない前記イニシャルルーチンにて、当初は
「０」に設定されている。次に、ステップ６２０にて変
数ｎの値が「４」と等しいか否かを判定し、「Ｙｅｓ」
と判定される場合にはステップ６３０にて変数ｎの値を
「１」に設定し、ステップ６４０に進む。一方、ステッ
プ６２０にて「Ｎｏ」と判定される場合には、ステップ
６４０に直接進む。そして、ステップ６４０にてＡＤＣ
４３のチャンネルCH1〜CH3のうち、変数ｎにより指定さ
れるチャンネルCHnをＡＤ変換し、ステップ６９５にて
本ルーチンを一旦終了する。

【００３６】以上により、CH1〜CH3が順次且つ繰り返し
選択され、同CH1〜CH3に入力されているアナログ電圧VP
1,VP2,VTMがAD値に順次変換されて行く。即ち、本実施
形態の場合においては、第１ピークホールド回路６１
（オペアンプ６１ｂ）の出力電圧VP1がAD値AD1に変換さ
れ、次いで所定時間後に第２ピークホールド回路６２
（オペアンプ６２ｂ）の出力電圧VP2がAD値AD2に変換さ
れ、その時点から所定時間が経過すると操舵トルクセン
サ３１の出力電圧VTMがAD値TMADに変換され、以降は、
この変換が繰り返される。

【００３７】再び、図５を参照すると、ＣＰＵ４１は上
記ステップ５０５に操舵トルクセンサ３１の出力のAD値
TMADを取り込んだ後ステップ５１０に進み、同ステップ
５１０にて車速センサ３２の出力から車速Ｖを取りこ
む。なお、車速Ｖは、所定時間の経過毎に実行される図
示しない車速演算ルーチンにより、同演算ルーチンのイ
ンターバル内に発生した車速センサ３２のパルス数を基
に演算されている。次いで、ＣＰＵ４１はステップ５１
５に進み、目標電流値ＩＴを、上記操舵トルク値TMAD
と、車速Ｖと、同ステップ５１５に示されたメモリ４５
内に記憶されている目標電流値マップとから求める。

【００３８】次に、ＣＰＵ４１はステップ５２０に進
み、その時点にて既にAD値に変換されている第１ピーク
ホールド回路６１の出力電圧VP1のAD値AD1が「１００」
より大きいか否かを判定する。本実施形態においては、
モータ電流の最大値は１００Ａとされている。このた
め、AD値AD1のLSBは約０．１Ａ（正確には、１００Ａ／
１０２３）であるので、ステップ５２０の意味するとこ
ろは、モータ電流値が１０Ａ（正確には、１０Ａ／１．
０２３）以上か否かを判定していることになる。

【００３９】上述したように、第２ピークホールド回路
６２の出力電圧VP2は、第１ピークホールド回路の出力
電圧VP1の１０倍である。このため、モータ電流値が１
０Ａ以上である場合には、第２ピークホールド回路６２
の出力電圧VP2のAD値AD2はオーバーフローしているか
ら、ＣＰＵ４１はステップ５２０にて「Ｙｅｓ」と判定
してステップ５２５に進み、AD値AD1を１０倍した値を
モータ電流値IM（デジタル量）に設定する。AD値AD1を
１０倍するのは、後述する制御において使用されるモー
タ電流値IMのLSBをAD値AD2のLSBと同一にするためであ
る。

【００４０】一方、モータ電流値が１０Ａより小さい場
合には、第２ピークホールド回路６２の出力電圧VP2のA
D値AD2はオーバーフローしていない。このため、ＣＰＵ
４１はステップ５２０にて「Ｎｏ」と判定してステップ
５３０に進み、AD値AD2をモータ電流IMに設定する。

【００４１】次いで、ＣＰＵ４１はステップ５３５に進
み、本ルーチンを前回実行した際に演算された前回の駆
動電流値ICNTOLD（ステップ５５５，５６０参照）が０
以上であるか否かを判定し、同判定が「Ｙｅｓ」である
場合には、ステップ５４０にて、符号付きモータ電流SG
NIMに上記モータ電流IMをそのまま設定する。一方、ス
テップ５３５にて「Ｎｏ」と判定される場合には、ステ
ップ５４５にて、符号付きモータ電流SGNIMに上記モー
タ電流IMの符号を反転した値、即ち−IMを設定する。上
記ステップ５３５〜５４５は、前回の駆動電流値ICNTOL
Dに基づいてモータ２０に流れる電流の方向を決定し、
モータ電流値を符号付きの値とするためのステップであ
る。

【００４２】次に、ＣＰＵ４１はステップ５５０，５５
５に進み、モータ電流IMの比例積分制御（PI制御）を実
行する。具体的には、ステップ５５０にて、目標電流値
ＩＴと符号付きモータ電流SGNIMとの差の積分値ＩＳを
演算する。即ち、αを０〜１の任意の値として、（１−
α）・ＩＳ＋α・（ＩＴ−SGNIM）を計算し、その計算
結果を今回の積分値ＩＳとする。次いで、ＣＰＵ４１は
ステップ５５５に進み、今回の駆動電流値ICNTの演算を
行う。具体的には、k1，k2を任意の正の定数として、比
例分k1・（ＩＴ−SGNIM）と積分分k2・ＩＳの和を今回
の駆動電流値ICNTとする。次いで、ＣＰＵ４１は、ステ
ップ５６０にて今回の駆動電流値ICNTを前回の駆動電流
値ICNTOLDとして設定する。

【００４３】その後、ＣＰＵ４１はステップ５６５に進
み、上記ステップ５５５にて求めた駆動電流値ICNTに基
づいてＰＷＭ制御を実行し、スイッチング素子５１〜５
４のうち「オン」にすべきスイッチング素子を決定する
とともに、その「オン」時間（即ち、デューティ）を決
定する。そして、ステップ５７０にて、上記決定された
「オン」すべきスイッチング素子に対し、同素子を上記
決定されたデューティに基づく時間だけ「オン」とする
ように指令信号を出力し、ステップ５９５に進んで本ル
ーチンを一旦終了する。また、以降においては、ＣＰＵ
４１は所定の時間が経過する毎にステップ５００から本
ルーチンの処理を開始する。これにより、モータ２０に
流れる電流が操舵トルクTM，車速Ｖ等に応じた値にＰＩ
制御されて行く。

【００４４】以上、説明したように、第１実施形態によ
れば、電流検出回路６０の第１，第２ピークホールド回
路６１，６２により、ＡＤＣ４３のチャンネルCH1，CH2
に、モータ電流に応じたアナログ電圧VP1と、モータ電
流IMに応じたアナログ電圧であって前記アナログ電圧VP
1の１０倍の大きさを有する電圧であるアナログ電圧VP2
が与えられ、これらの値がモータ電流を表わすAD値AD
1，AD2にそれぞれアナログ−デジタル変換される。即
ち、実際のモータ電流とAD値AD1，AD2は図７に示したよ
うに対応し、従って、AD値AD1のLSBは、AD値AD2のLSBの
１０倍である。

【００４５】このように、第１ピークホールド回路６１
とＡＤＣ４３は、モータ電流を「LSBが第１の電流の大
きさのデジタル量」に変換する第１変換手段を構成し、
第２ピークホールド回路６２とＡＤＣ４３は、同モータ
電流を「LSBが第１の電流の大きさよりも小さい第２の
電流の大きさのデジタル量」に変換する第２変換手段を
構成している。また、第１，第２ピークホールド回路６
１，６２は、モータ電流に応じたアナログ電圧を第１，
第２の電圧にそれぞれ変換する第１，第２電圧変換手段
を構成している。更に、第１，第２ピークホールド回路
６１，６２は、互いに異なる第１，第２増幅率でそれぞ
れ増幅する第１，第２増幅回路を構成している。

【００４６】そして、ＣＰＵ４１は、モータ電流がAD値
AD2により表わされ得る最大値（約１０Ａ）より小さい
と判定される場合には、モータ電流のＰＩ制御に使用す
るモータ電流IMのAD値としてAD値AD2を採用する。他
方、モータ電流IMが、AD値AD2により表わされ得る最大
値より大きいと判定される場合には、モータ電流の制御
に使用するモータ電流IMのAD値としてAD値AD1を採用す
る。

【００４７】この結果、特に、ハンドル２１が中立付近
にあって、電動モータ２０に実際に流れているモータ電
流が小さく、且つ電動モータ２０に流すべきモータ電流
（モータトルク）を繊細に制御しなければならない運転
状態においても、高い精度のモータ電流IMのAD値AD2を
モータ電流の制御に使用できるので、運転フィーリング
の悪化を招くことが防止され得る。また、上記第１実施
形態においては、AD値AD1及びAD値AD2はともに１０bit
であり、必要以上に大きなデータを扱うことができるＡ
ＤＣを採用する必要がないので、装置のコストダウンが
図られる。更に、上記第１実施形態においては、AD値AD
1及びAD値AD2は同一のＡＤＣ４３によりアナログ−デジ
タル変換されるので、個別のＡＤＣを採用する場合に比
べて一層のコストダウンが図られる。

【００４８】次に、本発明による電動パワーステアリン
グの制御装置の第２実施形態について説明する。第２実
施形態は、第１実施形態の電流検出回路６０を図８に示
した電流検出回路８０に置換した点においてのみ同第１
実施形態と異なっている。従って、以下、電流検出回路
８０についてのみ説明を加える。

【００４９】図８に示した電流検出回路８０は、一つの
ピークホールド回路８１と、第１増幅回路８２と、第２
増幅回路８３とから構成されている。ピークホールド回
路８１は、抵抗５６の両端電圧のピーク値をホールドす
るとともに、このホールドしたアナログ電圧を第１，第
２増幅回路８２，８３に出力する。第１，第２増幅回路
８２，８３は、入力されたアナログ電圧を互いに異なる
増幅率で増幅し、同増幅したアナログ電圧VP31,VP32を
ＡＤＣの入力チャンネルCH1，CH2にそれぞれ出力するよ
うになっている。

【００５０】より具体的には、ピークホールド回路８１
は、コンパレータ８１ａ、ダイオード８１ｂ、抵抗値が
Ｒ５である抵抗８１ｃ、抵抗値がＲ６である抵抗８１
ｄ、コンデンサ８１ｅ、及び図示しない定電圧源に一端
が接続された抵抗８１ｆとから構成されている。コンパ
レータ８１ａの非反転入力端子は抵抗５６の上流側（点
Ｕ）に接続され、同コンパレータ８１ａの反転入力端子
は抵抗８１ｄを介して抵抗５６の下流側（点Ｄ）に接続
されている。コンパレータ８１ａの出力端子は、抵抗８
１ｆの他端、及びダイオード８１ｂのアノードと接続さ
れている。ダイオード８１ｂのカソードは、抵抗８１ｃ
を介してコンパレータ８１ａの反転入力端子と接続され
るとともに、コンデンサ８１ｅを介して接地されてい
る。

【００５１】第１増幅回路８２は、オペアンプ８２ａ、
抵抗値がＲ７である抵抗８２ｂ、及び抵抗値がＲ８であ
る抵抗８２ｃとから構成されている。オペアンプ８２ａ
の非反転入力端子は、ピークホールド回路８１のダイオ
ード８１ｂのカソード（点Ｐ３）と接続されている。ま
た、オペアンプ８２ａの反転入力端子は、抵抗８２ｂを
介して接地されるとともに、抵抗８２ｃを介して同オペ
アンプ８２ａの出力端子と接続されている。オペアンプ
８２ａの出力端子は、ＡＤＣ４３の入力チャンネルCH1
に接続されている。

【００５２】第２増幅回路８３は、第１増幅回路８２と
同様の回路構成を有していて、オペアンプ８３ａ、抵抗
値がＲ９である抵抗８３ｂ、及び抵抗値がＲ１０である
抵抗８３ｃとから構成されている。オペアンプ８３ａの
非反転入力端子は、ピークホールド回路８１のダイオー
ド８１ｂのカソード（点Ｐ３）と接続されている。ま
た、オペアンプ８３ａの反転入力端子は、抵抗８３ｂを
介して接地されるとともに、抵抗８３ｃを介して同オペ
アンプ８３ａの出力端子と接続されている。オペアンプ
８３ａの出力端子は、ＡＤＣ４３の入力チャンネルCH2
に接続されている。

【００５３】次に、第２実施形態の作動について説明す
ると、ピークホールド回路８１は、第１実施形態の第
１，第２ピークホールド回路６１，６２と同様に機能
し、抵抗５６の両端電圧VUDのピーク値をホールドし
（ホールドして抵抗８１ｃ，８１ｄ等で決まる所定の増
幅率で増幅し）、そのホールドされた電圧を点Ｐ３に出
力する。第１，第２増幅回路８２，８３は、このホール
ドされた電圧（点Ｐ３の電位）VP3を下記数４及び数５
にて示される電圧VP31，VP32に変換（増幅）して、それ
ぞれＡＤＣ４３のチャンネルCH1，CH2に出力する。な
お、抵抗値Ｒ５〜Ｒ８は、アナログ電圧VP31の最大値と
ＡＤＣ４３のアナログ−デジタル変換し得る電圧の最大
値とが等しくなるように選択されている。

【００５４】

【数４】VP31＝VP3・（１＋Ｒ８／Ｒ７）

【００５５】

【数５】VP32＝VP3・（１＋Ｒ１０／Ｒ９）

【００５６】上記第２実施形態においては、抵抗値Ｒ７
と抵抗値Ｒ９は等しく（Ｒ７＝Ｒ９）なるように設定さ
れている。また、抵抗値Ｒ１０は、抵抗値Ｒ８の１０倍
の値（１０・Ｒ８）と抵抗値Ｒ７の９倍の値（９・Ｒ
７）の和（１０・Ｒ８＋９・Ｒ７）に設定されている。
この結果、電位VP31と電位VP32との間には、下記数６の
関係が成立している。

【００５７】

【数６】VP32＝１０・VP31

【００５８】この結果、電流検出回路８０の第１，第２
増幅回路８２，８３により、ＡＤＣ４３のチャンネルCH
1，CH2には、電動モータ２０に実際に流れているモータ
電流に応じたアナログ電圧VP31と、同モータ電流に応じ
たアナログ電圧であって前記アナログ電圧VP31の１０倍
の大きさを有する電圧であるアナログ電圧VP32が与えら
れる。

【００５９】一方、第２実施形態においても、ＣＰＵ４
１は、第１実施形態と同様に図５，図６に示したルーチ
ンを実行する。この結果、アナログ電圧VP31，VP32が実
際のモータ電流を表わすAD値AD1，AD2にそれぞれアナロ
グ−デジタル変換される。即ち、この場合においても、
実際のモータ電流とAD値AD1，AD2とは、図７に示したよ
うに対応している。従って、AD値AD1のLSBは、AD値AD2
のLSBの１０倍である。

【００６０】このように、ピークホールド回路８１、第
１増幅回路８２、及びＡＤＣ４３は、モータ電流を「LS
Bが第１の電流の大きさのデジタル量」に変換する第１
変換手段を構成し、ピークホールド回路８１、第２増幅
回路８３、及びＡＤＣ４３は、同モータ電流を「LSBが
第１の電流の大きさよりも小さい第２の電流の大きさの
デジタル量」に変換する第２変換手段を構成している。
また、第１，第２増幅回路８２，８３は、モータ電流に
応じたアナログ電圧を第１，第２の電圧にそれぞれ変換
する第１，第２電圧変換手段の一部又は全部を構成して
いる。

【００６１】そして、ＣＰＵ４１は、モータ電流がAD値
AD2により表わされ得る最大値より小さいと判定される
場合には、モータ電流のＰＩ制御に使用するモータ電流
IMのAD値としてAD値AD2を採用する。他方、モータ電流
が、ＡＤ値AD2により表わされ得る最大値より大きいと
判定される場合には、モータ電流のＰＩ制御に使用する
モータ電流IMのAD値としてAD値AD1を採用する。

【００６２】この結果、特に、ハンドル２１が中立付近
にあって、電動モータ２０に実際に流れているモータ電
流が小さく、且つ電動モータ２０に流すべきモータ電流
（モータトルク）を繊細に制御しなければならない運転
状態においても、高い精度のモータ電流IMのAD値AD2を
モータ電流の制御に使用できるので、運転フィーリング
の悪化を招くことが防止され得る。また、上記第２実施
形態においても、AD値AD1及びAD値AD2はともに１０bit
であり、必要以上に大きなデータを扱うことができるＡ
ＤＣを採用する必要がないので、装置のコストダウンが
図られる。更に、上記第２実施形態においては、AD値AD
1及びAD値AD2は同一のＡＤＣ４３によりアナログ−デジ
タル変換されるので、個別のＡＤＣを採用する場合に比
べて一層のコストダウンが図られる。また、第２実施形
態においては、オペアンプの数が３個であり、第１実施
形態のオペアンプ数よりも少ないので、さらにコストダ
ウンが図られる。

【００６３】次に、本発明による電動パワーステアリン
グの制御装置の第３実施形態について説明する。第３実
施形態は、第１実施形態の電流検出回路６０を図９に示
した電流検出回路９０に置換した点においてのみ同第１
実施形態と異なっている。従って、以下、電流検出回路
９０についてのみ説明を加える。

【００６４】図９に示した電流検出回路９０は、一つの
ピークホールド回路９１と、インピーダンス変換回路９
２と、抵抗分割回路９３とから構成されている。ピーク
ホールド回路９１は、第２実施形態のピークホールド回
路８１と同一であるので説明を省略する。但し、抵抗８
１ｃ，８１ｄの抵抗値Ｒ５，Ｒ６と、コンデンサ８１ｅ
の容量等は、ピークホールド回路８１とは異なる適当な
値に選択されている。

【００６５】インピーダンス変換回路９２は、オペアン
プ９２ａからなっている。オペアンプ９２ａの非反転入
力端子はピークホールド回路８１のダイオード８１ｂの
カソード（点Ｐ４）と接続され、反転入力端子はその出
力端子と接続されている。これにより、インピーダンス
変換回路９２は、点Ｐ４の信号を低インピーダンスに変
換して、オペアンプアンプ９２ａの出力端子から出力す
る。

【００６６】抵抗分割回路９３は、抵抗値がＲ１１であ
る抵抗９３ａと、抵抗値がＲ１２である抵抗９３ｂとか
らなっている。抵抗９３ａの一端はオペアンプ９２ａの
出力端子に接続され、同抵抗９３ａの他端は抵抗９３ｂ
の一端と接続されている。また、抵抗９３ｂの他端は接
地されている。そして、抵抗９３ａの前記一端（即ち、
オペアンプ９２ａの出力端子である点Ｐ５）はＡＤＣ４
３の入力チャンネルCH2に接続され、抵抗９３ａの前記
他端（抵抗９３ａと抵抗９３ｂとの接続点Ｐ６）はＡＤ
Ｃ４３の入力チャンネルCH1に接続されている。

【００６７】次に、第３実施形態の作動について説明す
ると、ピークホールド回路９１は、第２実施形態のピー
クホールド回路８１と同様に機能し、抵抗５６の両端電
圧VUDのピーク値をホールドして点Ｐ４に出力する。そ
して、インピーダンス変換回路９２は、点Ｐ４の信号の
インピーダンスを変換して出力する。抵抗分割回路９３
は、点Ｐ４の電位VP4を、下記数７及び数８にて示され
る電圧VP5，電圧VP6に変換してチャンネルCH2，CH1にそ
れぞれ与える。なお、上記抵抗値Ｒ５，Ｒ６等は、アナ
ログ電圧VP6の最大値とＡＤＣ４３のアナログ−デジタ
ル変換し得る電圧の最大値とが等しくなるように選択さ
れている。

【００６８】

【数７】VP5＝VP4

【００６９】

【数８】VP6＝VP4・Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）＝VP5
・Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）

【００７０】この第３実施形態においては、抵抗値Ｒ１
１は抵抗値Ｒ１２の９倍（Ｒ１１＝９・Ｒ１２）となる
ように設定されている。この結果、電位VP5と電位VP6と
の間には、下記数９の関係が成立している。

【００７１】

【数９】VP5＝１０・VP6

【００７２】この結果、電流検出回路９０の抵抗分割回
路９３により、ＡＤＣ４３のチャンネルCH1，CH2には、
電動モータ２０に実際に流れているモータ電流に応じた
アナログ電圧VP6と、同モータ電流に応じたアナログ電
圧であって前記アナログ電圧VP6の１０倍の大きさを有
する電圧であるアナログ電圧VP5が与えられる。

【００７３】一方、第３実施形態においても、ＣＰＵ４
１は、第１実施形態と同様に図５，図６に示したルーチ
ンを実行する。この結果、アナログ電圧VP5，VP6が実際
のモータ電流を表わすAD値AD2，AD1にそれぞれアナログ
−デジタル変換される。即ち、この場合においても、実
際のモータ電流とAD値AD1，AD2とは、図７に示したよう
に対応している。従って、AD値AD1のLSBは、AD値AD2のL
SBの１０倍である。

【００７４】このように、ピークホールド回路９１、イ
ンピーダンス変換回路９２、抵抗分割回路９３、及びＡ
ＤＣ４３は、モータ電流を「LSBが第１の電流の大きさ
のデジタル量」に変換する第１変換手段を構成し、同時
に、これらは同モータ電流を「LSBが第１の電流の大き
さよりも小さい第２の電流の大きさのデジタル量」に変
換する第２変換手段をも構成している。また、抵抗分割
回路９３は、モータ電流に応じたアナログ電圧を第１，
第２の電圧にそれぞれ変換する第１，第２電圧変換手段
の全部又は一部を構成している。

【００７５】そして、ＣＰＵ４１は、モータ電流がAD値
AD2により表わされ得る最大値より小さいと判定される
場合には、モータ電流のＰＩ制御に使用するモータ電流
IMのAD値としてAD値AD2を採用する。他方、モータ電流
が、ＡＤ値AD2により表わされ得る最大値より大きいと
判定される場合には、モータ電流のＰＩ制御に使用する
同モータ電流IMのAD値としてAD値AD1を採用する。

【００７６】この結果、特に、ハンドル２１が中立付近
にあって、電動モータ２０に実際に流れているモータ電
流が小さく、且つ電動モータ２０に流すべきモータ電流
（モータトルク）を繊細に制御しなければならない運転
状態においても、高い精度のモータ電流IMのAD値AD2を
モータ電流の制御に使用できるので、運転フィーリング
の悪化を招くことが防止され得る。また、上記第３実施
形態においても、AD値AD1及びAD値AD2はともに１０bit
であり、必要以上に大きなデータを扱うことができるＡ
ＤＣを採用する必要がないので、装置のコストダウンが
図られる。更に、上記第３実施形態においては、AD値AD
1及びＡＤ値AD2は同一のＡＤＣ４３によりアナログ−デ
ジタル変換されるので、個別のＡＤＣを採用する場合に
比べて一層のコストダウンが図られる。また、第３実施
形態は、オペアンプの数が１個と少なく、且つ廉価な抵
抗分割回路９３が採用されているので、さらにコストダ
ウンが図られる。

【００７７】次に、本発明による電動パワーステアリン
グの制御装置の第４実施形態について説明する。第４実
施形態は、モータ電流の大きさを、LSBが第１の電流の
大きさのAD値AD1と、LSBが前記第１の電流の大きさより
小さい第２の電流の大きさのAD値AD2とに変換する点に
おいて上記第１実施形態と同様である。一方、第４実施
形態は、AD値AD2が操舵角速度STωの絶対値が小さい場
合（操舵角STが所定値近傍にて安定している場合）にお
いてモータ電流の制御に採用されるとともに、その採用
されるAD値AD2が前記操舵角速度STωの絶対値が小さい
場合においてAD値AD1により示されるモータ電流IKを中
心とした所定範囲内にあるモータ電流のAD値となるよう
に構成される点で、第１実施形態と相違している。従っ
て、以下、図１０〜図１５を参照しながら前記相違点を
中心に説明を加えるが、第１実施形態と同一構成部分に
ついては同一参照符号を付してその詳細説明を省略す
る。

【００７８】第４実施形態においては、図１０に示した
ように、操舵ハンドル２１の操舵角を検出する操舵角セ
ンサ３４が追加される。この操舵角センサ３４は操舵軸
２３に組み付けられていて、図１１に示したように、電
気制御装置１０´の入力インターフェース４２に接続さ
れ、同インターフェース４２を介してＣＰＵ４１に対し
前記検出した操舵角に応じた信号ST（操舵角ST）を供給
するようになっている。

【００７９】電気制御装置１０´は、第１実施形態の電
気制御装置１０のマイクロコンピュータ４０及び電流検
出回路６０を、それぞれマイクロコンピュータ４０´及
び電流検出回路１００に置換した点のみにおいて同電気
制御装置１０と相違している。前記マイクロコンピュー
タ４０´は、マイクロコンピュータ４０が有する構成で
あるＣＰＵ４１、入力インターフェース４２、ＡＤＣ４
３、及び出力インターフェース４４を備え、更に、ＣＰ
Ｕ４１に対してバスを介して接続されるとともに電流検
出回路１００に接続されたデジタル−アナログコンバー
タ４６（以下、ＤＡＣ４６という。）を備えている。

【００８０】電流検出回路１００は、図１２に詳細を示
したように、第１ピークホールド回路１０１と、第２ピ
ークホールド回路１０２と、バイアス電圧回路１０３と
を備えている。第１ピークホールド回路１０１は、抵抗
値が値Ｒｘである抵抗５６の両端電圧VUDのピーク値VUD
Mをホールドするとともに、ホールドしたアナログ電圧
（即ち、電動モータ２０に流れるモータ電流の大きさに
応じたアナログ量）VUDMを所定の増幅率（第１の増幅
率）で増幅し、同増幅したアナログ電圧VP10をＡＤＣ４
３の入力チャンネルCH1に出力するようになっている。

【００８１】より具体的に述べると、第１ピークホール
ド回路１０１は、コンパレータ１０１ａ，オペアンプ１
０１ｂ、ダイオード１０１ｃ、抵抗値がＲ２１である抵
抗１０１ｄ、抵抗値がＲ２２である抵抗１０１ｅ、コン
デンサ１０１ｆ、及び図示しない定電圧源に一端が接続
された抵抗１０１ｇとから構成されている。これらの接
続関係は、第１実施形態の第１ピークホールド回路６１
の対応する素子の接続関係と同一である。従って、第１
ピークホールド回路１０１の作動は、第１ピークホール
ド回路６１と同様であり、図１２において点P10として
示したダイオード１０１ｃの出力側（カソード側）の電
位、即ち、ボルテージフォロワとして機能するオペアン
プ１０１ｂの出力電圧VP10は、下記数１０により表わさ
れる。

【００８２】

【数１０】VP10＝VUDM・（１＋Ｒ２１／Ｒ２２）

【００８３】第２ピークホールド回路１０２は、抵抗５
６の両端電圧VUDを所定のオフセット電圧Voffだけオフ
セットした電圧（VUD−Voff）のピーク値をホールドす
るとともに、ホールドしたアナログ電圧（VUDM−Voff）
を第１ピークホールド回路１０１の第１の増幅率よりも
大きい第２の増幅率で増幅し、同増幅した電圧VP20をＡ
ＤＣ４３の入力チャンネルCH2に出力するようになって
いる。

【００８４】より具体的には、第２ピークホールド回路
１０２は、コンパレータ１０２ａ，オペアンプ１０２
ｂ、ダイオード１０２ｃ、抵抗値がＲ２３である抵抗１
０２ｄ、抵抗値がＲ２４である抵抗１０２ｅ、コンデン
サ１０２ｆ、図示しない定電圧源に一端が接続された抵
抗１０２ｇ、及び抵抗値が値Ｒｄである抵抗１０２ｈか
ら構成されている。これらの接続関係は、コンパレータ
１０２ａの非反転入力端子が抵抗１０２ｈを介して抵抗
５６の上流側（点Ｕ）と接続されている点を除き、第１
実施形態の第２ピークホールド回路６２の対応する素子
の接続関係と同一である。

【００８５】バイアス電圧回路１０３は、前記コンパレ
ータ１０２ａに対して前記バイアス電圧Voffを印加する
ためのものであって、３つの抵抗１０３ａ，１０３ｂ，
１０３ｃから構成されている。これらの抵抗１０３ａ，
１０３ｂ，１０３ｃの抵抗値は、それぞれ値Ｒａ，Ｒ
ｂ，及びＲｃである。抵抗１０３ａの一端はＤＡＣ４６
の出力チャンネルCHに接続され、同抵抗１０３ａの他端
は抵抗１０３ｂの一端に接続されている。抵抗１０３ｂ
の他端は接地されている。抵抗１０３ｃの一端は抵抗１
０３ａと抵抗１０３ｂとの接続点P30に接続され、同抵
抗１０３ｃの他端は前記抵抗１０２ｈと前記コンパレー
タ１０２ａの非反転入力端子との間に接続されている。

【００８６】上記第２ピークホールド回路１０２の作動
は、基本的には第２ピークホールド回路６２と同様であ
るが、上記バイアス電圧回路１０３によってオペアンプ
であるコンパレータ１０２ａの非反転入力端子にバイア
ス電圧Voffが印加されることから、図１２において点P2
0として示したダイオード１０２ｃの出力側の電位、即
ち、ボルテージフォロワとして機能するオペアンプ１０
２ｂの出力電圧VP20は、下記数１１により表わされる。

【００８７】

【数１１】 VP20＝（VUDM＋Voff）・（１＋Ｒ２３／Ｒ２４）

【００８８】また、バイアス電圧Voffは、ＤＡＣ４６の
出力チャンネルCHの電圧をVDAとするとき、下記数１２
により表される。なお、この実施形態では、抵抗値Ｒx
は2.5ｍΩ、抵抗値Ｒcは100ｋΩ、及び抵抗値Ｒdは5ｋ
Ωとしている。従って、抵抗値Ｒxは抵抗値Ｒc，Ｒdに
対して十分に小さく、これに基づいて数１２が導かれて
いる。この数１２から、ＤＡＣ４６の出力チャンネルCH
の電圧VDAを変化させることで、バイアス電圧Voffを変
化させ得ることが理解される。

【００８９】

【数１２】Voff＝（Ｒb／（Ｒa＋Ｒb））・VDA・（Ｒd
／（Ｒc＋Ｒd））

【００９０】この実施形態では、抵抗値Ｒａは1200Ω、
抵抗値Ｒｂは300Ωとしているので、上記数１２に具体
的数値を代入すると、同数１２は下記数１３に書換えら
れる。

【００９１】

【数１３】Voff＝VDA／105

【００９２】更に、抵抗値Ｒ２２と抵抗値Ｒ２４とは等
しく設定され、抵抗値Ｒ２３は抵抗値Ｒ２１の１０倍の
値と抵抗値Ｒ２２の９倍の値との和（10・Ｒ２１＋9・
Ｒ２２）に設定されている。この結果、電位VP10と電位
VP20との間には、下記数１４の関係が成立している。

【００９３】

【数１４】 VP20＝10・VP10＋10・Voff（１＋Ｒ２１／Ｒ２２）

【００９４】一方、この実施形態では、Ｒ２１＝5.5ｋ
Ω、Ｒ２２＝Ｒ２４＝5ｋΩ、及びＲ２３＝100ｋΩとし
てある。数１０、及び数１１に対しこれらの数値を代入
すると、下記数１５、及び数１６にそれぞれ書き換えら
れる。

【００９５】

【数１５】VP10＝2.1・VUDM

【００９６】

【数１６】VP20＝21・（VUDM＋Voff）

【００９７】他方、数１３及び数１４（又は数１３、数
１５、及び数１６）より、数１７が得られる。

【００９８】

【数１７】VP20＝10・VP10＋21・Voff＝10・VP10＋（21
／100）・VDA

【００９９】以上から、電圧VP10，VP20を同一ＡＤＣ４
３にてAD値AD1，AD2に変換した場合、AD値AD2は、そのL
SBがAD値AD1のLSBの１／１０であり、0.21・VDAだけオ
フセットされた値となることが理解される。図１５は、
このようなAD値AD1，AD2の関係を示している。

【０１００】次に、上記第４実施形態の作動について説
明する。第４実施形態のＣＰＵ４１は、図６、図１３、
及び図１４にフローチャートにて示したプログラム（ル
ーチン）を実行する。図１３に示したルーチンは図５の
ルーチンに代わるものであり、図５と同一ステップには
同一符号が付されている。図１４に示したルーチンは、
図６及び図１３のルーチンに比べて極めて短い時間の経
過毎にＣＰＵ４１により実行される時間割込みルーチン
である。

【０１０１】ＣＰＵ４１は、図１３に示したルーチンの
実行を所定時間の経過毎にステップ１３００から開始
し、ステップ５０５に進んで操舵トルクセンサ３１の出
力のAD値TMADを取りこみ、続くステップ５１０にて車速
センサ３２の出力に基づいて車速Ｖを取りこむ。次い
で、ＣＰＵ４１はステップ５１５に進み、目標電流値Ｉ
Ｔを、上記操舵トルク値TMADと、車速Ｖと、同ステップ
５１５に示されたメモリ４５内に記憶されている目標電
流値マップとから求める。

【０１０２】次に、ＣＰＵ４１はステップ１３０５に進
んで、AD値選択フラグＦの値が「１」か否かを判定す
る。AD値選択フラグＦの値は、イグニッションスイッチ
が「オフ」から「オン」へと変更されたとき等の始動時
に実行されるイニシャルルーチン（図示省略）にて
「０」に設定されるとともに、図１４に示した時間割込
みルーチンの実行により変更される。

【０１０３】ここで、図１４に示したルーチンについて
説明すると、ＣＰＵ４１は図１４に示したルーチンによ
り、操舵角速度STωの絶対値が所定値Ｋより小さい状態
が所定の基準時間以上継続した場合（即ち、保舵されて
いる、又は操舵が比較的緩慢になされている場合）にAD
値選択フラグＦの値を「１」に変更し、その他の場合に
同フラグＦの値を「０」に変更する。また、AD値選択フ
ラグＦの値を「１」に変更したときのモータ電流値から
所定の電流値を減じた値に相当するオフセット電圧Voff
をＤＡＣ４６とバイアス電圧回路１０３とを介して第２
ピークホールド回路１０２のコンパレータ１０２ａに印
加する。

【０１０４】具体的に述べると、ＣＰＵ４１は所定のタ
イミングにてステップ１４００から処理を開始し、ステ
ップ１４０５に進んで現在の操舵角STから前回の操舵角
STOLD（本ルーチンの実行間隔時間である所定時間前の
操舵角ST）を減算することにより操舵角速度STωを求め
る。次いで、ＣＰＵ４１はステップ１４１０に進み、操
舵角速度STωの絶対値が正の所定値Ｋより小さいか否か
を判定する。

【０１０５】いま、操舵中であり操舵角速度STωの絶対
値が所定値Ｋより大きいとして説明を続けると、ＣＰＵ
４１はステップ１４１０にて「Ｎｏ」と判定してステッ
プ１４１５に進み、同ステップ１４１５にてカウンタCN
Tの値を「０」にクリアし、ステップ１４２０に進んでA
D値選択フラグＦの値を「０」に設定する。次いで、Ｃ
ＰＵ４１はステップ１４２５に進んで次回の本ルーチン
の実行における操舵角速度STωの演算のために、現在の
操舵角STを前回の操舵角STOLDとして格納し、ステップ
１４９５に進んで本ルーチンを一旦終了する。このよう
に、操舵中であり操舵角速度STωの絶対値が所定値Ｋよ
り大きい場合にはAD値選択フラグＦの値は「０」に設定
される。

【０１０６】次に、操舵中の状態から、保舵、又は操舵
が緩慢になされる状態に移行した場合について説明す
る。ＣＰＵ４１は所定のタイミングにおいてステップ１
４１０を実行し、この場合には操舵角速度STωの絶対値
が所定値Ｋより小さいので、同ステップ１４１０にて
「Ｙｅｓ」と判定してステップ１４３０に進み、カウン
タCNTの値を「１」だけ増大する。次に、ＣＰＵ４１は
ステップ１４３５に進み、カウンタCNTの値が所定値CNT
K（上記所定の基準時間に相当）よりも大きいか否かを
判定する。現時点においては、先のステップ１４１５に
てカウンタCNTの値が「０」に設定されていた直後であ
るので、同カウンタCNTの値は所定値CNTKよりも小さ
い。従って、ＣＰＵ４１はステップ１４３５にて「Ｎ
ｏ」と判定して上記ステップ１４２０に進んでAD値選択
フラグＦの値を「０」に設定し、ステップ１４２５に進
んで現在の操舵角STを前回の操舵角STOLDとして格納
し、その後ステップ１４９５に進んで本ルーチンを一旦
終了する。

【０１０７】このような運転状態が継続すると、ステッ
プ１４３０が繰り返し実行されるため、カウンタCNTの
値が次第に増大する。この結果、所定の時間が経過する
と、カウンタCNTの値が所定値CNTKよりも大きくなるた
め、ＣＰＵ４１はステップ１４３５にて「Ｙｅｓ」と判
定してステップ１４４０に進む。

【０１０８】ＣＰＵ４１は、このステップ１４４０にて
AD値AD1の値が「５０」より大きいか否かを判定する。
このとき、AD値AD1の値が「５０」より小さければ、Ｃ
ＰＵ４１はステップ１４４０にて「Ｎｏ」と判定し、前
記ステップ１４２０及びステップ１４２５を実行した
後、ステップ１４９５にて本ルーチンを一旦終了する。

【０１０９】一方、ステップ１４４０の実行時におい
て、AD値AD1の値が「５０」より大きい場合には、ＣＰ
Ｕ４１は同ステップ１４４０にて「Ｙｅｓ」と判定し、
ステップ１４４５に進んで上述のオフセット電圧Voffを
変更するため、ＤＡＣ４６のチャンネルCHから出力され
るDA値VDAを値ｋ・（AD1−50）（ｍＶ）に設定する。な
お、上記の各抵抗値によれば、上記値ｋは26.25であ
る。

【０１１０】ここで、上記DA値VDA（＝26.25・（AD1−5
0））について説明を加える。いま、上記カウンタCNTの
値が所定値CNTKよりも大きくなった時点のモータ電流値
がIK（Ａ）であるとし、値IK−5（Ａ）に相当する値だ
けコンパレータ１０２ａの入力電圧をオフセットするこ
とを検討すると、コンパレータ１０２ａの非反転入力端
子の電位Voffを下記数１８のように定めれば良い。

【０１１１】

【数１８】Voff（ｍＶ）＝Ｒx・（IK−５）＝2.5（ｍ
Ω）・（IK−５）（Ａ）

【０１１２】一方、ＡＤＣ４３は第１実施形態にて説明
したように、１０ｂｉｔであるので、電流値IKとAD値AD
1の間には下記数１９の関係が成立する。

【０１１３】

【数１９】IK（Ａ）＝AD1・（100／1023）≒AD1／10

【０１１４】従って、数１８、数１９、及び上記数１３
から、下記数２０が得られる。

【０１１５】

【数２０】VDA＝26.25（AD1−50）（ｍＶ）

【０１１６】以上のことから、上記ステップ１４４５，
１４５０の実行により、値IK−5（Ａ）に相当する値だ
けコンパレータ１０２ａにオフセット電圧が印加される
ことになる。次いで、ＣＰＵ４１はステップ１４５５に
進んでAD値選択フラグＦの値を「１」に設定し、上記ス
テップ１４２５を実行した後にステップ１４９５に進ん
で本ルーチンを一旦終了する。この結果、図６に示した
AD変換割込みルーチンの実行により、AD値AD2がAD値AD1
のLSBの１／１０の大きさのLSBを有する値であって、IK
−5（Ａ）だけオフセットされた値（図１５参照）とし
てAD変換される。

【０１１７】再び、図１３を参照すると、ＣＰＵ４１は
ステップ１３０５にて上記図１４のルーチンにより決定
されたAD値選択フラグＦの値が「１」か否かを判定し、
同フラグＦの値が「１」の場合にはステップ１３１０に
進み、同ステップ１３１０にてAD値AD2を同AD値AD2とAD
値AD1と図１５に示した関係を記憶する関数ｆとにより
モータ電流値に変換し、この変換値ｆ（AD2）をモータ
電流の制御に採用するモータ電流IMとして格納する。ま
た、ステップ１３０５の実行時においてAD値選択フラグ
Ｆの値が「１」でない場合には、ＣＰＵ４１はステップ
１３１５に進んでAD値AD1を１０倍し、この値をモータ
電流値IMとして格納する。AD値AD1を１０倍するのは、
モータ電流値IMのLSBをAD値AD2のLSBと同一にするため
である。以降、ＣＰＵ４１は、第１実施形態にて説明し
たステップ５３５〜５７０までの処理を実行し、ステッ
プ１３９５にて本ルーチンを一旦終了する。これによ
り、AD値AD1又はAD値AD2に応じてモータ電流が制御され
る。

【０１１８】以上説明したように、第４実施形態によれ
ば、操舵角速度STωの絶対値が所定値Ｋより小さい状態
が所定時間以上継続したとき、その時点のモータ電流値
IKから所定電流だけ小さい値（この例では、５（Ａ））
に相当するオフセット電圧Voffがコンパレータ１０２ａ
に印加される。そして、LSBが小さく精度の高いAD値AD2
がモータ電流の制御に使用される。

【０１１９】この結果、特に、ハンドル２１が緩やかに
回転操作されていて操舵トルクの変動が感じられやすい
ため、流すべきモータ電流（モータトルク，アシスト
力）を繊細に制御しなければならない運転状態におい
て、高い精度のAD値AD2を同モータ電流の制御に使用で
きる。従って、このような運転状態における運転フィー
リングの悪化を防止することができる。また、上記第４
実施形態においても、AD値AD1及びAD値AD2はともに１０
bitであり、必要以上に大きなデータを扱うことができ
るＡＤＣを採用する必要がないので、装置のコストダウ
ンが図られる。

【０１２０】なお、上記第４実施形態においては、操舵
角センサ３４及び図１４のステップ１４０５，１４２５
が操舵状態検出手段を構成し、図１４のステップ１４１
０〜１４２０及びステップ１４３０〜１４５５と、図１
３のステップ１３０５〜１３１５とが、AD値AD1とAD値A
D2の何れかをモータ電流の制御に使用する値として選択
・決定するデジタル量選択手段となっている。

【０１２１】更に、上記第４実施形態では、操舵角セン
サ３４を用いて操舵角速度STωを検出したが、モータ電
流IMの微分値又はモータ回転角センサ等からモータ回転
角速度を求め、これから操舵角速度STωを求めるように
構成してもよい。加えて、上記操舵状態検出手段が検出
する操舵状態を示す値としては、操舵角速度STωの他に
操舵角ST、操舵角速度STωの時間微分値、及び操舵角速
度STωと操舵角STとから定まる値（例えば、操舵角速度
STωが小さいほど大きく、操舵角STが小さいほど大きく
なる値）等であってもよい。

【０１２２】次に、本発明による電動パワーステアリン
グの制御装置の第５実施形態について説明する。第５実
施形態は、上記AD値AD1，AD2の値が異常となったか否か
を判定し、異常と判定されたときにモータ電流制御の異
常処理を行うものであって、ＣＰＵ４１が第１〜第３実
施形態の各ＣＰＵ４１が実行する図５及び図６のルーチ
ンに加えて同図５のルーチンに挿入される図１６に示し
たルーチンを実行するようになっている点においてのみ
同第１〜第３の各実施形態と異なっている。従って、以
下、図１６を主に参照しながら説明を加える。

【０１２３】先ず、AD値AD1及びAD値AD2が正常である場
合から説明を開始する。前述したように、ＣＰＵ４１
は、所定時間の経過毎に図５に示したルーチンの実行を
ステップ５００から開始し、ステップ５０５，５１０，
５１５を実行して目標電流値ITを演算した後、図１６に
示したステップ１６０５に進む。

【０１２４】ＣＰＵ４１は、ステップ１６０５において
異常フラグFIJOの値が「０」か否かを判定する。異常フ
ラグFIJOの値は、図示しないイニシャルルーチンにおい
て「０」に設定されている。従って、ＣＰＵ４１は、イ
ニシャルルーチン後において初めて同ステップ１６０５
を実行するとき、同ステップ１６０５にて「Ｙｅｓ」と
判定してステップ１６１０に進み、同ステップ１６１０
にてAD値AD1の値を１０倍し、AD値AD10として格納す
る。これは、AD値AD1のＬＳＢをAD値AD2のＬＳＢと一致
させるためである。

【０１２５】次いで、ＣＰＵ４１は、ステップ１６１５
にてAD値AD10が判定値K1より大きく、且つAD値AD2が前
記判定値K1より小さい判定値K2より小さいか否かを判定
する。前記判定値K1と前記判定値K2との差は、正常であ
るAD値AD10，AD2の差としてはあり得ない大きさに設定
してある。現段階においては、AD値AD10，AD2はともに
正常であるので、上記条件は成立しない。従って、ＣＰ
Ｕ４１はステップ１６１５にて「Ｎｏ」と判定してステ
ップ１６２０に進む。

【０１２６】ＣＰＵ４１は、ステップ１６２０にてAD値
AD10が前記判定値K2より小さく、且つAD値AD2が前記判
定値K1よりも大きいか否かを判定する。この条件も、AD
値AD10，AD2が正常な値であれば成立しない条件であ
る。従って、ＣＰＵ４１はステップ１６２０にて「Ｎ
ｏ」と判定し、図５のステップ５２０以降に進み、通常
のモータ電流制御を行う。

【０１２７】次に、AD値AD1又はAD値AD2が異常値となっ
た場合について説明すると、この場合には、ステップ１
６１５又はステップ１６２０の何れかの条件が成立する
ため、ＣＰＵ４１は同ステップ１６１５又はステップ１
６２０の何れかにおいて「Ｙｅｓ」と判定してステップ
１６２５に進み、同ステップ１６２５にて異常フラグFI
JOの値を「１」に設定する。

【０１２８】次いで、ＣＰＵ４１は異常処理のためのス
テップ１６３０〜１６４０を実行する。即ち、ＣＰＵ４
１は、ステップ１６３０にて今回の（その時点の）駆動
電流ICNTから所定の正の値βを減じ、これを新たな駆動
電流値ICNTとして設定し、続くステップ１６３５にて駆
動電流値ICNTが「０」に近い遮断電流値I1より小さいか
否かを判定する。現段階、即ち、ステップ１６３０にて
初めて正の値βが減じられた段階では、通常は駆動電流
値ICNTは遮断電流値I1より大きいので、ＣＰＵ４１はス
テップ１６３５にて「Ｎｏ」と判定し、図５のステップ
５６５以降に進む。これにより、上記正の値βが減ぜら
れた駆動電流値ICNTに応じた電流がモータ２２に通電さ
れる。

【０１２９】その後、ＣＰＵ４１は、所定時間の経過後
にステップ１６０５を実行する。このとき、異常フラグ
FIJOの値は「１」となっているので、ＣＰＵ４１はステ
ップ１６０５にて「Ｎｏ」と判定しステップ１６３０に
直接進む。そして、同ステップ１６３０にてその時点の
駆動電流ICNTから所定の正の値βを減じ、これを新たな
駆動電流値ICNTとする。次いで、ＣＰＵ４１は上記ステ
ップ１６３５を実行し、駆動電流値ICNTが遮断電流値I1
よりも大きければステップ５６５以降に進み、駆動電流
値ICNTが遮断電流値I1よりも小さければステップ１６４
０にて同駆動電流値ICNTの値を「０」に設定した後にス
テップ５６５以降に進む。

【０１３０】これにより、駆動電流値ICNTは、異常フラ
グFIJOの値が「０」から「１」に変化したとき（即ち、
AD値AD1，AD2に異常が認められたとき）の値から所定時
間の経過毎に正の値βずつ減少され、遮断電流値I1より
も小さくなった以降は「０」とされる。

【０１３１】以上説明したように、第５実施形態によれ
ば、AD値AD1，AD2を用いて同AD値AD1，AD2が異常である
か否かを判定し、異常が認められたときは駆動電流値IC
NTを「０」に向けて徐々に低下させ、アシスト力を緩や
かに低下させる。このため、AD値AD1，AD2が異常となっ
た場合であっても、アシスト力の急変を回避することが
できる。

【０１３２】なお、上記のステップ１６０５〜１６２０
はAD値AD1，AD2の両デジタル量を用いて上述した第１変
換手段及び第２変換手段の異常状態を検出する異常状態
検出手段を構成し、またステップ１６３０〜１６４０
は、異常状態が検出されたときに異常処理を行う異常処
理手段を構成している。

【０１３３】また、上記第５実施形態は、第４実施形態
にも適用可能である。この場合においては、図１６のス
テップ１６１０とステップ１６１５との間に、AD値AD2
を上記関数ｆによりAD値AD1と同じスケールを有する値
に変換するステップを設ける。また、ＣＰＵ４１がステ
ップ１６３５にて「Ｎｏ」と判定した後、又はステップ
１６４０を実行した後には図１３のステップ５６５へ、
ステップ１６２０にて「Ｎｏ」と判定した場合には図１
３のステップ１３０５に進むように構成しておく。

【０１３４】以上、説明したように、本発明の各実施形
態によれば、精度の高いモータ電流のAD値を限られたbi
t数のＡＤＣにより得て、必要に応じ同AD値をモータ電
流の制御に使用することができる。この結果、操舵フィ
ーリングの悪化を防止することが可能となる。

【０１３５】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ことはなく、本発明の範囲内において種々の変形例を採
用することができる。例えば、上記各実施形態において
は、ＡＤＣは１個であったが、図１７に示したように、
ＡＤＣを複数採用し（ＡＤＣ４３ａ，４３ｂ参照）、上
記ＡＤＣ４３が有している入力チャンネルCH1，CH2をＡ
ＤＣ４３ａ，４３ｂにそれぞれ持たせ、上記電流検出回
路６０，８０，９０，１００の二つの出力端子をＡＤＣ
４３ａ，４３ｂのそれぞれに接続するように構成しても
よい。また、上記各実施形態においては、ＰＩ制御によ
りモータ電流の制御を行っていたが、ＰＩＤ制御、Ｐ制
御等により同モータ電流の制御を行うこともできる。ま
た、モータ電流IMの符号については、電動モータ２０の
両端電圧をそれぞれ検出し、検出した両端電圧からモー
タ電流IMの方向を決定してもよい。更に、上記各実施形
態においては、第１，第２変換手段の二つの変換手段の
みを採用していたが、必要に応じて第１，第２変換手段
により得られるデジタル量のＬＳＢとは異なるＬＳＢを
有するモータ電流のAD値を得る第３変換手段、またはそ
れ以上の数の変換手段を採用することもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施形態に係る電動パワーステ
アリングの制御装置を車両に適用した概略システム図で
ある。

【図２】 図１に示した電動パワーステアリングの制御
装置の電気回路図である。

【図３】 図２に示した電流検出回路の概略図である。

【図４】 スイッチング素子、モータ電流、及びシャン
ト電圧の各波形を示したタイムチャートである。

【図５】 図２に示したＣＰＵが実行するプログラムを
示すフローチャートである。

【図６】 図２に示したＣＰＵが実行するプログラムを
示すフローチャートである。

【図７】 モータ電流とＡＤ値との関係を示した図であ
る。

【図８】 本発明の第２実施形態に係る電流検出回路の
概略図である。

【図９】 本発明の第３実施形態に係る電流検出回路の
概略図である。

【図１０】 本発明の第４実施形態に係る電動パワース
テアリングの制御装置を車両に適用した概略システム図
である。

【図１１】 図１０に示した電動パワーステアリングの
制御装置の電気回路図である。

【図１２】 図１１に示した電流検出回路の概略図であ
る。

【図１３】 図１１に示したＣＰＵが実行するプログラ
ムを示すフローチャートである。

【図１４】 図１１に示したＣＰＵが実行するプログラ
ムを示すフローチャートである。

【図１５】 モータ電流とＡＤ値との関係を示した図で
ある。

【図１６】 本発明の第５実施形態に係るＣＰＵが実行
するプログラムを示すフローチャートである。

【図１７】 本発明の各実施形態の変形例に係る電流検
出回路とアナログ−デジタルコンバータとの接続関係を
示す概略図である。

【符号の説明】

１０…電気制御装置、２０…直流電動モータ、２１…ハ
ンドル、２２…減速機構、２３…操舵軸、２４…ラック
バー、３１…操舵トルクセンサ、３２…車速センサ、４
０…マイクロコンピュータ、４１…ＣＰＵ、４２…入力
インターフェース、４３…アナログ−デジタルコンバー
タ（ＡＤＣ）、４４…出力インターフェース、４５…メ
モリ、５０…モータ駆動回路、５１〜５４…スイッチン
グ素子、５５…抵抗、５６…抵抗（シャント抵抗）、６
０…電流検出回路、６１…第１ピークホールド回路、６
２…第２ピークホールド回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｂ６２Ｄ 119:00 Ｂ６２Ｄ 119:00 127:00 127:00 (56)参考文献 特開 平４−251596（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−142883（ＪＰ，Ａ) 特開2001−278082（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−247324（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) B62D 5/04 B62D 6/00

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】操舵アシスト力を発生する電動モータに流
   れるモータ電流の大きさをデジタル量に変換するアナロ
   グ−デジタル変換手段と、 前記変換されたモータ電流のデジタル量に応じて前記モ
   ータ電流を制御する電流制御手段とを備えた電動パワー
   ステアリングの制御装置において、 前記アナログ−デジタル変換手段は、 前記モータ電流の大きさをＬＳＢが第１の電流の大きさ
   のデジタル量に変換する第１変換手段と、 前記モータ電流の大きさをＬＳＢが前記第１の電流の大
   きさよりも小さい第２の電流の大きさのデジタル量に変
   換する第２変換手段とを備えたことを特徴とする電動パ
   ワーステアリングの制御装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の電動パワーステアリング
   の制御装置において、 前記第１変換手段は、前記モータ電流に応じたアナログ
   電圧を第１の電圧に変換する第１電圧変換手段と同第１
   電圧変換手段に接続されたアナログ−デジタルコンバー
   タとから構成され、 前記第２変換手段は、前記モータ電流に応じたアナログ
   電圧を前記第１の電圧よりも大きな第２の電圧に変換す
   る第２電圧変換手段と同第２電圧変換手段に接続された
   アナログ−デジタルコンバータとから構成されたことを
   特徴とする電動パワーステアリングの制御装置。
3. 【請求項３】請求項２に記載の電動パワーステアリング
   の制御装置において、 前記第１電圧変換手段は、前記モータ電流に応じたアナ
   ログ電圧を第１の増幅率で増幅する第１増幅回路を含
   み、 前記第２電圧変換手段は、前記モータ電流に応じたアナ
   ログ電圧を前記第１の増幅率よりも大きい第２の増幅率
   で増幅する第２増幅回路を含んでなることを特徴とする
   電動パワーステアリングの制御装置。
4. 【請求項４】請求項２に記載の電動パワーステアリング
   の制御装置において、 前記第１電圧変換手段、及び前記第２電圧変換手段は、
   前記モータ電流に応じたアナログの電圧を分割する抵抗
   分割回路を含んで構成されたことを特徴とする電動パワ
   ーステアリングの制御装置。
5. 【請求項５】請求項２乃至請求項４の何れか一項に記載
   の電動パワーステアリングの制御装置において、 前記第１変換手段のアナログ−デジタルコンバータの扱
   うデジタル値のビット数と前記第２変換手段のアナログ
   −デジタルコンバータの扱うデジタル値のビット数とは
   同一ビット数である電動パワーステアリングの制御装
   置。
6. 【請求項６】請求項１に記載の電動パワーステアリング
   の制御装置において、 前記電動パワーステアリングの操舵状態を検出する操舵
   状態検出手段と、 前記検出された操舵状態に基づいて、前記モータ電流の
   制御に用いるデジタル量を前記第１変換手段及び前記第
   ２変換手段により変換されたデジタル量の何れかとする
   デジタル量選択手段とを備えたことを特徴とする電動パ
   ワーステアリングの制御装置。
7. 【請求項７】請求項１乃至請求項６の何れか一項に記載
   の電動パワーステアリングの制御装置において、 前記第１変換手段及び前記第２変換手段により変換され
   た両デジタル量を用いて同第１変換手段及び同第２変換
   手段の異常状態を検出する異常状態検出手段を備えたこ
   とを特徴とする電動パワーステアリングの制御装置。