JP3486450B2 - Ｎ個の誘導機電気パラメータを得る同定方法 - Google Patents
Ｎ個の誘導機電気パラメータを得る同定方法Info
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- B66—HOISTING; LIFTING; HAULING
- B66B—ELEVATORS; ESCALATORS OR MOVING WALKWAYS
- B66B1/00—Control systems of elevators in general
- B66B1/24—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration
- B66B1/28—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical
- B66B1/30—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical effective on driving gear, e.g. acting on power electronics, on inverter or rectifier controlled motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導機、特に、エレベ
ータの駆動装置を構成する誘導電動機の電気パラメータ
を同定する同定方法に関する。
ータの駆動装置を構成する誘導電動機の電気パラメータ
を同定する同定方法に関する。
【０００２】
【従来技術】現在、多くのエレベータでは、インバータ
特にＵ（電圧）−ｆ（周波数）特性又はベクトル制御の
いずれかを有するインバータを備えた誘導電動機の駆動
装置を使用している。
特にＵ（電圧）−ｆ（周波数）特性又はベクトル制御の
いずれかを有するインバータを備えた誘導電動機の駆動
装置を使用している。
【０００３】このような駆動装置では、エレベータ速度
が顕著な偏差を持たずその基準値に追従するので良好な
乗り心地と短い昇降時間を保証する。
が顕著な偏差を持たずその基準値に追従するので良好な
乗り心地と短い昇降時間を保証する。
【０００４】この制御方法の長所を獲得するためには、
被制御モータの特性に応じて駆動制御器を調整すること
が必要である。欠陥のある値を有する幾つかの駆動装置
を運行することは可能であり最適ではない。多くの場
合、特に未知の機械では、制御器を調整することは良い
方法である。この調整は、“試行錯誤”により手動で又
は自動的にモータの電気的特性を測定しその後所望の制
御器値を演算するモータパラメータ同定アルゴリズムの
援助により行うのが望ましい。後者の同定は、最初エレ
ベータが始動する前に一旦運用する。従って、停止状態
時運用しなければならないこととなる。エレベータ動作
時、時間不変パラメータがモータパラメータ適応アルゴ
リズムの支援で適用する。（関連米国出願で１９９３年
３月３１日の優先権主張日を有する発明者がＭ．Ｍａｎ
ｎとＫ．−Ｈ．Ｇｌａｈｅによるベクトル制御エレベー
タ駆動装置の誘導電動機のロータ時定数適用方法（日本
国内代理人ケース番号９４ＯＴＩ０２１Ｐ、米国代理人
ケース番号ＯＴ−１６８３）を参照のこと。）
被制御モータの特性に応じて駆動制御器を調整すること
が必要である。欠陥のある値を有する幾つかの駆動装置
を運行することは可能であり最適ではない。多くの場
合、特に未知の機械では、制御器を調整することは良い
方法である。この調整は、“試行錯誤”により手動で又
は自動的にモータの電気的特性を測定しその後所望の制
御器値を演算するモータパラメータ同定アルゴリズムの
援助により行うのが望ましい。後者の同定は、最初エレ
ベータが始動する前に一旦運用する。従って、停止状態
時運用しなければならないこととなる。エレベータ動作
時、時間不変パラメータがモータパラメータ適応アルゴ
リズムの支援で適用する。（関連米国出願で１９９３年
３月３１日の優先権主張日を有する発明者がＭ．Ｍａｎ
ｎとＫ．−Ｈ．Ｇｌａｈｅによるベクトル制御エレベー
タ駆動装置の誘導電動機のロータ時定数適用方法（日本
国内代理人ケース番号９４ＯＴＩ０２１Ｐ、米国代理人
ケース番号ＯＴ−１６８３）を参照のこと。）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】モータパラメータを同
定する多くのアルゴリズムがあるが殆どエレベータの駆
動装置に適用可能なものはない。モータが回転する時に
アルゴリズムを動作させるかエレベータでは通常測定す
ることのないモータのステータ電圧を使用するかであ
る。（ドイツ連邦共和国、シーメンス ＡＧの“Ｓｅｌ
ｆ−Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−−Ａ Ｎｏｖｅｌ
Ｆｅａｔｕｒｅ ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ Ｉｎｖｅｒｔｅ
ｒ−Ｆｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉ
ｖｅｓ”及びドイツ連邦共和国、Ｄａｒｍｓｔａ技術大
学、第６１頁から第６６頁までの１９８７年発行の論文
でＨ.ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇによる“Ｓｅｌｂｓｔｅｉ
ｎｓｔｅｌｌｅｎｄｅｓ ａｎｄ ｓｅｌｂｓｔａｎｐ
ａｓｓｅｎｄｅｓ Ａｎｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｓｙｓ
ｔｅｍ ｆｕｒ ｄｉｅ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｍａｓｃ
ｈｉｎｅ ｍｉｔ Ｐｕｌｓｗｅｃｈｓｅｌｒｉｃｈｔ
ｅｒ、”を参照のこと。
定する多くのアルゴリズムがあるが殆どエレベータの駆
動装置に適用可能なものはない。モータが回転する時に
アルゴリズムを動作させるかエレベータでは通常測定す
ることのないモータのステータ電圧を使用するかであ
る。（ドイツ連邦共和国、シーメンス ＡＧの“Ｓｅｌ
ｆ−Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−−Ａ Ｎｏｖｅｌ
Ｆｅａｔｕｒｅ ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ Ｉｎｖｅｒｔｅ
ｒ−Ｆｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉ
ｖｅｓ”及びドイツ連邦共和国、Ｄａｒｍｓｔａ技術大
学、第６１頁から第６６頁までの１９８７年発行の論文
でＨ.ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇによる“Ｓｅｌｂｓｔｅｉ
ｎｓｔｅｌｌｅｎｄｅｓ ａｎｄ ｓｅｌｂｓｔａｎｐ
ａｓｓｅｎｄｅｓ Ａｎｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｓｙｓ
ｔｅｍ ｆｕｒ ｄｉｅ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｍａｓｃ
ｈｉｎｅ ｍｉｔ Ｐｕｌｓｗｅｃｈｓｅｌｒｉｃｈｔ
ｅｒ、”を参照のこと。
【０００６】機械が静止している場合、比較的低い電圧
を印加できる。この場合、パルス制御した設定電圧と予
め設定した所望の値との相対誤差は大きくなる。同定時
周波数コンバータ（変換器）を正確に知っておればこの
誤差を修正することが考えられる。しかしながら、この
手法は、もはや多種類の周波数変換器には適用できな
い。更に、この手法は、温度依存性と時に変動すること
がある。
を印加できる。この場合、パルス制御した設定電圧と予
め設定した所望の値との相対誤差は大きくなる。同定時
周波数コンバータ（変換器）を正確に知っておればこの
誤差を修正することが考えられる。しかしながら、この
手法は、もはや多種類の周波数変換器には適用できな
い。更に、この手法は、温度依存性と時に変動すること
がある。
【０００７】これらのことを考慮すれば、電動機の電圧
の知識が無くても同定する方法が強く要望されている。
の知識が無くても同定する方法が強く要望されている。
【０００８】そこで、本発明の目的は、４個の誘導機の
パラメータのうちその１つを与えることでパラメータ同
定することにある。
パラメータのうちその１つを与えることでパラメータ同
定することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】そこで、上記課題を解決
するための手段として請求項１から請求項１４に記載さ
れている通りである。
するための手段として請求項１から請求項１４に記載さ
れている通りである。
【００１０】誘導機パラメータがステータ電圧を測定す
ることなく得られることが主たる特徴である。
ることなく得られることが主たる特徴である。
【００１１】
【作用】上記本発明に係るＮ個の誘導機（誘導電動機、
同期機、非同期機）の電気的パラメータを同定する方法
に於いては、誘導機の等価回路のＮ個のパラメータを求
めるために上記誘導機がトルクを生じない程度のステー
タ電圧を印加し、少なくともＮ−１の周波数に対してス
テータ電流を測定し、上記Ｎ−１の周波数でのステータ
電圧とステータ電流との角度φの正接（ｔａｎｇｅｎ
ｔ）を求め、Ｎ−１個のＲ（ω）ｔａｎφ＋Ｘ（ω）＝
０（ここで、Ｒ（ω）とＸ（ω）とは上記誘導機の複素
ステータインピーダンスの実数部と虚数部を示す）であ
る式に、上記パラメータの１つ、上記周波数値及びｔａ
ｎφに関連する値を代入することで解法する。
同期機、非同期機）の電気的パラメータを同定する方法
に於いては、誘導機の等価回路のＮ個のパラメータを求
めるために上記誘導機がトルクを生じない程度のステー
タ電圧を印加し、少なくともＮ−１の周波数に対してス
テータ電流を測定し、上記Ｎ−１の周波数でのステータ
電圧とステータ電流との角度φの正接（ｔａｎｇｅｎ
ｔ）を求め、Ｎ−１個のＲ（ω）ｔａｎφ＋Ｘ（ω）＝
０（ここで、Ｒ（ω）とＸ（ω）とは上記誘導機の複素
ステータインピーダンスの実数部と虚数部を示す）であ
る式に、上記パラメータの１つ、上記周波数値及びｔａ
ｎφに関連する値を代入することで解法する。
【００１２】さらに詳しくは、出力トルクが生じない程
度に方形波電圧を上記誘導機ステータに供給し、測定入
力としてステータ電流のみ使用して３（又はそれ以上）
の周波数でのステータ電圧及びステータ電流との間の角
度の正接（ｔａｎφ）を求め、これら周波数とそれに関
連する正接（ｔａｎφｓ）及び総漏洩インダクタンスＬ
σを与えながら、３（又はそれ以上）の非線形一次方程
式Ｒ（ω）ｔａｎφ＋Ｘ（ω）＝０を解き、上記誘導機
等価回路の残りのパラメータを得る。
度に方形波電圧を上記誘導機ステータに供給し、測定入
力としてステータ電流のみ使用して３（又はそれ以上）
の周波数でのステータ電圧及びステータ電流との間の角
度の正接（ｔａｎφ）を求め、これら周波数とそれに関
連する正接（ｔａｎφｓ）及び総漏洩インダクタンスＬ
σを与えながら、３（又はそれ以上）の非線形一次方程
式Ｒ（ω）ｔａｎφ＋Ｘ（ω）＝０を解き、上記誘導機
等価回路の残りのパラメータを得る。
【００１３】該残りの３個のパラメータとは、ロータの
時定数τ2、ロータの抵抗Ｒ1、ＬH 2／Ｒ2に等しいパラ
メータＬRである。ＬHとは誘導電動機の主インダクタン
スを示す。
時定数τ2、ロータの抵抗Ｒ1、ＬH 2／Ｒ2に等しいパラ
メータＬRである。ＬHとは誘導電動機の主インダクタン
スを示す。
【００１４】
【実施例】以下図面を参照しつつ本発明に係る誘導機の
Ｎ個のパラメータを同定する方法の実施例を詳細に説明
する。
Ｎ個のパラメータを同定する方法の実施例を詳細に説明
する。
【００１５】記号
添字１はステータ（固定子）側の値を示し、添字２はロ
ータ（回転子）側の値を示す。
ータ（回転子）側の値を示す。
【００１６】Ｚ（ω） 複素ステータインピーダンス
τ2 ロータ時定数
φ ステータ電流とステータ電圧との間の角度（位相
角） Ｔ ステータ電流周期 ＩＭ 誘導電動機（以下モータとも称する） Ｘ（ω） ステータインピーダンスの虚数部 Ｌσ 総漏洩インダクタンス Ｌ1σ ステータ漏洩インダクタンス Ｌ2σ ロータ漏洩インダクタンス Ｌ1 ステータインダクタンス Ｌ2 ロータインダクタンス ＬR ＬH／Ｒ2 ＬH 主インダクタンス Ｕ1a ステータ電圧 Ｕ1b ステータ電圧 ｉ1a ステータ電流 ｉ1b ステータ電流 Ｒ（ω） ステータインピーダンス実数部 Ｒ1 ステータ抵抗 Ｒ2 ロータ抵抗 ω ステータ抵抗 ω2 スリップ周波数 ψ2b ステータ磁束 ψ2a ステータ磁束 機械モデル 同定アルゴリズムは、『電気駆動装置の制御（Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｄｅｖｉｃｅ
ｓ』と言う１９８５年ベルリン、ハイデルベルグ、ニュ
ーヨーク及び東京で（Ｓｐｒｉｎｇｅｒ Ｐｕｂｌｉｓ
ｈｉｎｇと言う出版社）で発行されＷ．Ｌｅｏｎｈａｒ
ｄ氏著書により記載されたものと少々異なる誘導電動機
モデルに基づく。
角） Ｔ ステータ電流周期 ＩＭ 誘導電動機（以下モータとも称する） Ｘ（ω） ステータインピーダンスの虚数部 Ｌσ 総漏洩インダクタンス Ｌ1σ ステータ漏洩インダクタンス Ｌ2σ ロータ漏洩インダクタンス Ｌ1 ステータインダクタンス Ｌ2 ロータインダクタンス ＬR ＬH／Ｒ2 ＬH 主インダクタンス Ｕ1a ステータ電圧 Ｕ1b ステータ電圧 ｉ1a ステータ電流 ｉ1b ステータ電流 Ｒ（ω） ステータインピーダンス実数部 Ｒ1 ステータ抵抗 Ｒ2 ロータ抵抗 ω ステータ抵抗 ω2 スリップ周波数 ψ2b ステータ磁束 ψ2a ステータ磁束 機械モデル 同定アルゴリズムは、『電気駆動装置の制御（Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｄｅｖｉｃｅ
ｓ』と言う１９８５年ベルリン、ハイデルベルグ、ニュ
ーヨーク及び東京で（Ｓｐｒｉｎｇｅｒ Ｐｕｂｌｉｓ
ｈｉｎｇと言う出版社）で発行されＷ．Ｌｅｏｎｈａｒ
ｄ氏著書により記載されたものと少々異なる誘導電動機
モデルに基づく。
【００１７】以下に示す等式（１）、（２）が本発明に
係るＮ個の誘導機パラメータを同定する方法に使用され
るモデルを表す。
係るＮ個の誘導機パラメータを同定する方法に使用され
るモデルを表す。
【００１８】軸（ａ）及び軸（ｂ）を有する座標系を示
し、ステータ側を固定座標とした停止中の誘導電動機を
モデルにしている。尚、以下の式において、軸（ａ）は
線Ｒ、Ｓ、Ｔを有する３相モータに対し１相Ｒに等し
い。
し、ステータ側を固定座標とした停止中の誘導電動機を
モデルにしている。尚、以下の式において、軸（ａ）は
線Ｒ、Ｓ、Ｔを有する３相モータに対し１相Ｒに等し
い。
【００１９】
【数１】
【００２０】
【数２】
【００２１】この機械モデルは、インバータ制御エレベ
ータの駆動装置（通常巻上機）制御器の調整に使用でき
る。
ータの駆動装置（通常巻上機）制御器の調整に使用でき
る。
【００２２】上記式（１）と（２）に示すように、完全
モデル記述には４つのパラメータが使用されている。
モデル記述には４つのパラメータが使用されている。
【００２３】即ち、この４つのパラメータとは、ステー
タ抵抗Ｒ1、ロータ時定数τ2、総漏洩インダクタンスＬ
σ、及び従来のモデルで使用されないパラメータＬRで
ある。このＬRは以下の式で求められる。即ち、ＬR＝Ｌ
H 2／Ｒ2。
タ抵抗Ｒ1、ロータ時定数τ2、総漏洩インダクタンスＬ
σ、及び従来のモデルで使用されないパラメータＬRで
ある。このＬRは以下の式で求められる。即ち、ＬR＝Ｌ
H 2／Ｒ2。
【００２４】ここでＬHは上記のように主インダクタン
スでありＲ2はロータ抵抗である。
スでありＲ2はロータ抵抗である。
【００２５】図１は、上記モデルの等価回路を示す。
【００２６】総漏洩インダクタンスＬσについては、ド
イツ連邦共和国、シーメンスＡＧのＨ. Ｓｃｈｉｅｌ
ｉｎｇ氏の“Ｓｅｌｆ−Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−
−ＡＮｏｖｅｌ Ｆｅａｔｕｒｅ ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ
Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｆｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍ
ｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ”及びドイツ連邦共和国のＤａ
ｒｍｓｔａｄｔ工業大学第６１頁から第６６頁記載の１
９８７年学術論文『Ｓｅｌｂｓｔｅｉｎｓｔｅｌｌｅｎ
ｄｓ ｕｎｄ ｓｅｌｂｓｔａｎｐａｓｓｅｎｄｅｓ
Ａｎｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｓｙｓｔｅｍ』に記載され
ている。但し、当該２つの論文に記載されたアルゴリズ
ムは本発明に係るＮ個の誘導機パラメータを同定する方
法の一部を構成していないことに注意されたい。
イツ連邦共和国、シーメンスＡＧのＨ. Ｓｃｈｉｅｌ
ｉｎｇ氏の“Ｓｅｌｆ−Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−
−ＡＮｏｖｅｌ Ｆｅａｔｕｒｅ ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ
Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｆｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍ
ｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ”及びドイツ連邦共和国のＤａ
ｒｍｓｔａｄｔ工業大学第６１頁から第６６頁記載の１
９８７年学術論文『Ｓｅｌｂｓｔｅｉｎｓｔｅｌｌｅｎ
ｄｓ ｕｎｄ ｓｅｌｂｓｔａｎｐａｓｓｅｎｄｅｓ
Ａｎｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｓｙｓｔｅｍ』に記載され
ている。但し、当該２つの論文に記載されたアルゴリズ
ムは本発明に係るＮ個の誘導機パラメータを同定する方
法の一部を構成していないことに注意されたい。
【００２７】総漏洩インダクタンスＬσの同定上記式
（１）に於いて、ｉ1a=０、ψ'2a＝０ならば、式（１）
（２）全体は、以下の式（３）になる。
（１）に於いて、ｉ1a=０、ψ'2a＝０ならば、式（１）
（２）全体は、以下の式（３）になる。
【００２８】
【数３】Ｌσｄｉ1a／ｄｔ ……（３）
これらの前提条件のもとではモータ電流とモータ電圧の
偏差から総漏洩インダクタンスを演算することが可能で
ある。パルス制御する（例えばＰＷＭ）インバータの低
電圧領域での上記相対誤差を回避するために、誘導電動
機は１００Ｖを超える範囲での高い電圧を供給しなけれ
ばならずそのため実際には設定電圧は所望値に対応す
る。電流も又非常に急激に上昇することがあるので測定
時間は短くなりそのためψ’2a＝０の条件はほぼ満足す
る。その他の条件即ちｉ1aを満足させるため、電流がゼ
ロにクロスする点で測定される。
偏差から総漏洩インダクタンスを演算することが可能で
ある。パルス制御する（例えばＰＷＭ）インバータの低
電圧領域での上記相対誤差を回避するために、誘導電動
機は１００Ｖを超える範囲での高い電圧を供給しなけれ
ばならずそのため実際には設定電圧は所望値に対応す
る。電流も又非常に急激に上昇することがあるので測定
時間は短くなりそのためψ’2a＝０の条件はほぼ満足す
る。その他の条件即ちｉ1aを満足させるため、電流がゼ
ロにクロスする点で測定される。
【００２９】図２に示すように、印加電圧を時間的に離
散させた状態にさせ又その結果生じるモータ電流を測定
すれば上記総漏洩インダクタンスＬσの同定は可能であ
る。
散させた状態にさせ又その結果生じるモータ電流を測定
すれば上記総漏洩インダクタンスＬσの同定は可能であ
る。
【００３０】図２に於いて、時刻ｔ0で上記誘導機の軸
（ａ）方向に正方向の電圧Ｕが印加される。時刻ｔ1に
於いて電流ｉはモータの定格電流Ｉratedにより予め設
定した値に到達する。この予め設定した値は、安全性確
保のため０.５Ｉratedに制限される。時刻ｔ1では、印
加電圧はゼロにステップ降下し、又、周波数変換器の中
間コンデンサを介して上記誘導機電流ｉは放電する。
（ａ）方向に正方向の電圧Ｕが印加される。時刻ｔ1に
於いて電流ｉはモータの定格電流Ｉratedにより予め設
定した値に到達する。この予め設定した値は、安全性確
保のため０.５Ｉratedに制限される。時刻ｔ1では、印
加電圧はゼロにステップ降下し、又、周波数変換器の中
間コンデンサを介して上記誘導機電流ｉは放電する。
【００３１】上記コンデンサでの電圧増加は吸収エネル
ギから演算できる（３.９）。
ギから演算できる（３.９）。
【００３２】誘導機の吸収エネルギ： Ｅ＝０.５ｉ2Ｌ
上記コンデンサの吸収エネルギ： Ｅ＝０.５（Ｕ＋ｄ
Ｕ）2Ｃ 尚、無負荷の中間回路電圧がＵ＝５４０Ｖ及び総漏洩イ
ンダクタンスが最大３０ｍＨでＣ＝１ｍＦでは、電圧上
昇分がＵｄ（ｄＵ）＝２.７８Ｖでこれは公差範囲の０.
５％となる。
Ｕ）2Ｃ 尚、無負荷の中間回路電圧がＵ＝５４０Ｖ及び総漏洩イ
ンダクタンスが最大３０ｍＨでＣ＝１ｍＦでは、電圧上
昇分がＵｄ（ｄＵ）＝２.７８Ｖでこれは公差範囲の０.
５％となる。
【００３３】次に、図２のように時刻ｔ2では負方向電
圧Ｕaが誘導機に印加される。この時上記電流ｉａがゼ
ロクロス点を超えて別の予め設定された負の制限値に動
く。その後電圧Ｕaは再度ゼロに設定され時刻ｔ3で誘導
機のインダクタが放電する。以上で総漏洩インダクタン
スτσの同定が終了する。
圧Ｕaが誘導機に印加される。この時上記電流ｉａがゼ
ロクロス点を超えて別の予め設定された負の制限値に動
く。その後電圧Ｕaは再度ゼロに設定され時刻ｔ3で誘導
機のインダクタが放電する。以上で総漏洩インダクタン
スτσの同定が終了する。
【００３４】時刻ｔ2、ｔ3の間で、モータ電流のゼロク
ロス点が検出される。このゼロクロス点での時間間隔ｄ
ｔに対しモータ電流ｉ2の傾斜を求めこの傾斜から上記
総漏洩インダクタンスを以下のように求める。
ロス点が検出される。このゼロクロス点での時間間隔ｄ
ｔに対しモータ電流ｉ2の傾斜を求めこの傾斜から上記
総漏洩インダクタンスを以下のように求める。
【００３５】Ｌσ＝Ｕ2ｄｔ／ｄｉ2、Ｕ2とはＵa即ち時
刻ｔ2からｔ3までの印加電圧ｉ2とは時刻ｔ2、ｔ3まで
のモータ電流。
刻ｔ2からｔ3までの印加電圧ｉ2とは時刻ｔ2、ｔ3まで
のモータ電流。
【００３６】本発明に於いては、残りのパラメータ
Ｒ1、τ2、ＬRを得る同定アルゴリズムを記述してい
る。
Ｒ1、τ2、ＬRを得る同定アルゴリズムを記述してい
る。
【００３７】このアルゴリズムは、ステータ電圧ステー
タ電流が全て定常状態の時に運用する。このステータ電
圧ステータ電流が全て定常状態の値とするためには、こ
れら電圧電流を印加しその後モータ運転過渡状態が終了
し定常運転状態になるまで十分に時間をかけることで得
られる。
タ電流が全て定常状態の時に運用する。このステータ電
圧ステータ電流が全て定常状態の値とするためには、こ
れら電圧電流を印加しその後モータ運転過渡状態が終了
し定常運転状態になるまで十分に時間をかけることで得
られる。
【００３８】残りのパラメータ同定
誘導機に於ける周波数変換器（コンバータ）により大き
さ及び方向に応じて電圧位相器をプリセットすることが
できる。同定方法に要求される出力周波数変換器の周波
数（ω：本来角周波数と呼ばれる）のａｃ電圧Ｕ1aは上
記周波数変換器に供給される定格電圧を適当に変えるこ
とにより得られるものである。しかしながら、周波数変
換器に有る性質（最小ターンオン時間、デッドタイム）
により実際に設定された出力電圧対要求公称値の基本波
の位相シフトを引き起こす。
さ及び方向に応じて電圧位相器をプリセットすることが
できる。同定方法に要求される出力周波数変換器の周波
数（ω：本来角周波数と呼ばれる）のａｃ電圧Ｕ1aは上
記周波数変換器に供給される定格電圧を適当に変えるこ
とにより得られるものである。しかしながら、周波数変
換器に有る性質（最小ターンオン時間、デッドタイム）
により実際に設定された出力電圧対要求公称値の基本波
の位相シフトを引き起こす。
【００３９】低電圧領域では、この位相シフトは問題と
なる周波数変換器に対し５°から１０°に到達すること
がある。従って、同定作業のための参考として公称電圧
を列挙してみても無駄であろう。
なる周波数変換器に対し５°から１０°に到達すること
がある。従って、同定作業のための参考として公称電圧
を列挙してみても無駄であろう。
【００４０】図３に示すように、上記位相シフトと言う
問題に対する解決策として本実施例では誘導機に正弦波
Ｕ1aよりも方形波を供給することとした。
問題に対する解決策として本実施例では誘導機に正弦波
Ｕ1aよりも方形波を供給することとした。
【００４１】図３の方形波状のステータ電圧Ｕ1aを停止
中のモータに供給する。尚、他のステータ電圧成分Ｕ1b
をゼロに設定したのでそのためモータから何ら出力トル
クが生じないし回転もしない。図３の上記ステータ電圧
曲線は、基本周波数ωと高調波成分からなる。ωは周期
Ｔ（図１を参照のこと）から求められる。即ち、ω＝２
π／Ｔ。
中のモータに供給する。尚、他のステータ電圧成分Ｕ1b
をゼロに設定したのでそのためモータから何ら出力トル
クが生じないし回転もしない。図３の上記ステータ電圧
曲線は、基本周波数ωと高調波成分からなる。ωは周期
Ｔ（図１を参照のこと）から求められる。即ち、ω＝２
π／Ｔ。
【００４２】図４は、図３のステータ電圧Ｕ1aから生じ
るモータステータ電流ｉ1aを示す。
るモータステータ電流ｉ1aを示す。
【００４３】図４に於いて、ステータ電流ｉ1aの曲線
は、Ｕ1aが正か負に応じて増減する指数関数を呈する。
は、Ｕ1aが正か負に応じて増減する指数関数を呈する。
【００４４】図５は、ｔａｎφを演算する本発明に係る
Ｎ個の誘導機パラメータを同定する方法の一部を示す。
Ｎ個の誘導機パラメータを同定する方法の一部を示す。
【００４５】角度φはステータ電圧とステータ電流の基
本周波数の間の位相角を意味する。又、ｔａｎφは更に
本発明に係るＮ個の誘導機パラメータを同定する方法に
於ける未知のパラメータを同定するために使用される。
本周波数の間の位相角を意味する。又、ｔａｎφは更に
本発明に係るＮ個の誘導機パラメータを同定する方法に
於ける未知のパラメータを同定するために使用される。
【００４６】図５に於いて、インバータ（３）は基本周
波数ω1（４）を有する所望のステータ電圧Ｕ1aを誘導
電動機（５）に供給する。
波数ω1（４）を有する所望のステータ電圧Ｕ1aを誘導
電動機（５）に供給する。
【００４７】上記ステータ電圧は、図１と同様である。
上記モータのステータ電流（６）は、Ａ／Ｄ変換器
（７）により周期Ｔ毎にサンプリングされる。サンプル
されＡ／Ｄ変換されたステータ電流は回路ブロック
（８）、（９）に送られる。
上記モータのステータ電流（６）は、Ａ／Ｄ変換器
（７）により周期Ｔ毎にサンプリングされる。サンプル
されＡ／Ｄ変換されたステータ電流は回路ブロック
（８）、（９）に送られる。
【００４８】回路ブロック（８）は、下記式（４）によ
り出力ｙcを演算する。
り出力ｙcを演算する。
【００４９】（数４）
ｙc［ｋ＋１］＝ｙc［ｋ］＋ｉ1a［ｋ］＊ｓｉｎ（２π
ｋ＊ｔclock／Ｔ）＊ｔ clock ……（４） 等式（４）（差分方程式ｔ＝ｋ）では、ｉ1a［ｋ］はｉ
1aのサンプル値である。この次にサンプリングされる値
は、ｉia［ｋ＋１］（ｉ1a［ｋ＋１］（ｉia［ｋ＋
２］、…）である。
ｋ＊ｔclock／Ｔ）＊ｔ clock ……（４） 等式（４）（差分方程式ｔ＝ｋ）では、ｉ1a［ｋ］はｉ
1aのサンプル値である。この次にサンプリングされる値
は、ｉia［ｋ＋１］（ｉ1a［ｋ＋１］（ｉia［ｋ＋
２］、…）である。
【００５０】第１回目の値はｉ1a［０］（ｋ＝０）で最
新の値はｉ1a［Ｔ／ｔｃｌｏｋ−１］。
新の値はｉ1a［Ｔ／ｔｃｌｏｋ−１］。
【００５１】ブロック（８）の出力はｙcosでｙcosはｙ
cの最新値であり以下の式（５）で示す。
cの最新値であり以下の式（５）で示す。
【００５２】
【数５】ｙcos＝ｙc［Ｔ／ｔclock］ ……（５）
従って、式（４）、（５）は時間連続の離散形で表現さ
れる。
れる。
【００５３】次に式（６）を示す。
【００５４】
【数６】
【００５５】式（６）に於いてｉfundはｉ1a（ｔ）の基
本周波数振幅である。
本周波数振幅である。
【００５６】上記式（６）は以下のようにして求めてい
る。
る。
【００５７】即ち、回路ブロック（９）は回路ブロック
（８）の動作に類似したｙsinという値を演算する。
（式（４）から（６）まで参照のこと）。
（８）の動作に類似したｙsinという値を演算する。
（式（４）から（６）まで参照のこと）。
【００５８】
【数７】
ｙs［ｋ＋１］＝ｙｓ［ｋ］＋ｉ1a［ｋ］＊ｃｏｓ（２πｋ＊ｔclock／Ｔ）＊
ｔclock ……（７）
【００５９】
【数８】ｙsin＝ｙs［Ｔ／ｔclock］ ……（８）
【００６０】
【数９】
【００６１】式（９）は時間連続である。
【００６２】又、回路ブロック（１６）は割り算を行
う。次式（１１）により
う。次式（１１）により
【００６３】
【数１０】ｔａｎφ ……（１０）
を演算する。
【００６４】
【数１１】
【００６５】図６は、周波数ωに対するｔａｎφの値を
示す。この同定手順は図１に示すステータ電圧曲線が上
記モータに供給される毎に（ｎサンプリング時間で）ｎ
回行われる。状ｋ基本周波数ωを毎時間変化させる。全
ての上記ｔａｎφの反復演算の結果、一連のｎ個の基本
周波数ωに対するｎ対のｔａｎφ値が得られる。
示す。この同定手順は図１に示すステータ電圧曲線が上
記モータに供給される毎に（ｎサンプリング時間で）ｎ
回行われる。状ｋ基本周波数ωを毎時間変化させる。全
ての上記ｔａｎφの反復演算の結果、一連のｎ個の基本
周波数ωに対するｎ対のｔａｎφ値が得られる。
【００６６】
【数１２】
【００６７】以下は、測定した値Ｌσと式（１２）で示
すｔａｎφの値を使用することにより未知のパラメータ
Ｒ1、ＬR，τ2を推定するアルゴリズムを説明する。
すｔａｎφの値を使用することにより未知のパラメータ
Ｒ1、ＬR，τ2を推定するアルゴリズムを説明する。
【００６８】定常状態では複素ステータインピーダンス
Ｚ（ω）は上記モデル式（１）、（２）とから求めるこ
とができる。
Ｚ（ω）は上記モデル式（１）、（２）とから求めるこ
とができる。
【００６９】
【数１３】
ｕ1a／ｉ1a＝Ｚ（ω）＝Ｒ（ω）＋ｌＸ（ω）＝｜Ｚ（ω）｜ｅ-jφ ……（
１３）
上記インピーダンスＺ（ω）の実数及び虚数成分は以下
のようにして求める。
のようにして求める。
【００７０】
【数１４】
【００７１】別の変換により次の式が成立する。
【００７２】
【数１５】
【００７３】インピーダンス量｜Ｚ（ω）｜の虚数部分
はゼロに等しい（その量は実数となる）。
はゼロに等しい（その量は実数となる）。
【００７４】
【数１６】
【００７５】上記式（１３）をこの式（１６）に入れ、
Ｒ（ω）とＸ（ω）を式（１）（２）のパラメータに置
き換える。その結果次式（１７）の非線形式となる。
Ｒ（ω）とＸ（ω）を式（１）（２）のパラメータに置
き換える。その結果次式（１７）の非線形式となる。
【００７６】
【数１７】
Ｒ（ω）ｔａｎφ＋Ｘ（ω）＝（ｔａｎφ）Ｒ1＋ω2（ｔａｎφ）（Ｒ1τ2 2
＋ＬR）＋ω3Ｌστ2 2＋ωＬR／τ2＋ωＬσ＝０ ……（１７）
式（１７）は、以下のようにして求める。
【００７７】
【数１８】
【００７８】
【数１９】
【００７９】ここで、ｄ／ｄｔをｊωに置き換えると式
（２０）と式（２１）を得る。
（２０）と式（２１）を得る。
【００８０】
【数２０】
【００８１】
【数２１】
【００８２】式２１より
【００８３】
【数２２】
【００８４】
【数２３】
【００８５】式２３より
【００８６】
【数２４】
【００８７】
【数２５】
【００８８】
【数２６】
【００８９】
【数２７】
【００９０】
【数２８】
【００９１】
【数２９】
【００９２】式（１５）においてＲ（ω）をＸ（ω）に
置き換えると（３０）式〜（３５）式を得る。
置き換えると（３０）式〜（３５）式を得る。
【００９３】
【数３０】
【００９４】
【数３１】
【００９５】
【数３２】
【００９６】
【数３３】
【００９７】
【数３４】
【００９８】
【数３５】
【００９９】式（３５）は式（１７）に相当する。
【０１００】この式（３５）は、式（１２）のｎ個の作
動点毎に立てることができる。その結果、ｎ個の非線形
行列式（３６）となる。
動点毎に立てることができる。その結果、ｎ個の非線形
行列式（３６）となる。
【０１０１】
【数３６】
【０１０２】この行列式（３６）では、パラメータ
Ｌσ、ｔａｎφ、及びωが概知でありパラメータＲ1、
ＬR、及びτ2が未知である。この未知なるパラメータＲ
1、ＬR、及びτ2は上記行列式（３６）を満足させる必
要がある。実際には、Ｌσとｔａｎφとの測定誤差のた
めに正確に上記行列式（３６）の条件であるｆ（Ｒ1、
ＬR、τ2）＝０となることは不可能である。
Ｌσ、ｔａｎφ、及びωが概知でありパラメータＲ1、
ＬR、及びτ2が未知である。この未知なるパラメータＲ
1、ＬR、及びτ2は上記行列式（３６）を満足させる必
要がある。実際には、Ｌσとｔａｎφとの測定誤差のた
めに正確に上記行列式（３６）の条件であるｆ（Ｒ1、
ＬR、τ2）＝０となることは不可能である。
【０１０３】この正確ではなくなることは、測定時の妨
害（又は干渉）ばかりではなく機械モデルを設定する際
の省略にも原因がある。従って、未知のパラメータは式
（３６）を正確に満たすことはなくそれに近似していれ
ば良い。
害（又は干渉）ばかりではなく機械モデルを設定する際
の省略にも原因がある。従って、未知のパラメータは式
（３６）を正確に満たすことはなくそれに近似していれ
ば良い。
【０１０４】良好な近似を行うための評価条件は、ｆ
（Ｒ1、ＬR、τ2）の自乗の最小化即ち最小自乗法を使
う。
（Ｒ1、ＬR、τ2）の自乗の最小化即ち最小自乗法を使
う。
【０１０５】
【数３７】
【０１０６】この最小自乗法では最新のパラメータセッ
ト（Ｒ1、ＬR、τ2）［ｋ］から新しいパラメータセッ
ト（Ｒ1、ＬR、τ2）［ｋ＋１］を演算する反復命令を
与えるように構成されている。この最小自乗アルゴリズ
ムは推定した開始値（Ｒ1、ＬR、τ2）［０］がＲ1、Ｌ
R、τ2に限りなく近似すればこの未知のパラメータ
Ｒ1、ＬR、τ2に収束する。
ト（Ｒ1、ＬR、τ2）［ｋ］から新しいパラメータセッ
ト（Ｒ1、ＬR、τ2）［ｋ＋１］を演算する反復命令を
与えるように構成されている。この最小自乗アルゴリズ
ムは推定した開始値（Ｒ1、ＬR、τ2）［０］がＲ1、Ｌ
R、τ2に限りなく近似すればこの未知のパラメータ
Ｒ1、ＬR、τ2に収束する。
【０１０７】これら同定したパラメータは、図７のエレ
ベータモータ駆動装置に供給される。ベクトル制御につ
いてはロータ時定数が速度制御器に供給される。
ベータモータ駆動装置に供給される。ベクトル制御につ
いてはロータ時定数が速度制御器に供給される。
【０１０８】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係るＮ個の
誘導機パラメータを同定する方法は、請求項１から請求
項１４に記載する通りである。
誘導機パラメータを同定する方法は、請求項１から請求
項１４に記載する通りである。
【０１０９】従って、ステータ電圧を測定することなく
誘導機のパラメータを同定することが可能である。
誘導機のパラメータを同定することが可能である。
【０１１０】又、誘導機のパラメータであるｔａｎφ、
総漏洩インダクタンスＬσ、ロータ時定数τ2、ロータ
抵抗Ｒ2、及びロータインダクタンスＬR＝ＬH／Ｒ2等が
本発明に係る同定方法により得られエレベータの駆動装
置に供給されるのでエレベータのかご室の乗り心地ある
いはエレベータ速度が良好な特性を示すようになる。
総漏洩インダクタンスＬσ、ロータ時定数τ2、ロータ
抵抗Ｒ2、及びロータインダクタンスＬR＝ＬH／Ｒ2等が
本発明に係る同定方法により得られエレベータの駆動装
置に供給されるのでエレベータのかご室の乗り心地ある
いはエレベータ速度が良好な特性を示すようになる。
【０１１１】その他種々の効果を有する。
【０１１２】又、本発明に係るＮ個の誘導機パラメータ
は上記実施例に限定されず他の誘導機のパラメータ同定
に適用できるものである。
は上記実施例に限定されず他の誘導機のパラメータ同定
に適用できるものである。
【図１】誘導電動機等価回路である。
【図２】誘導電動機のパラメータである総漏洩インダク
タンスＬσを同定する時使用されるステータ電圧とステ
ータ電流波形図である。
タンスＬσを同定する時使用されるステータ電圧とステ
ータ電流波形図である。
【図３】ｔａｎφ対ステータ周波数ωのグラフである。
【図４】ロータ時定数τ2、ロータ抵抗Ｒ1、及びパラメ
ータＬRの同定に使用されるステータ電圧のグラフであ
る。
ータＬRの同定に使用されるステータ電圧のグラフであ
る。
【図５】ロータ時定数τ2、ロータ抵抗Ｒ1、及びパラメ
ータＬRの同定に使用されるステータ電流のグラフであ
る。
ータＬRの同定に使用されるステータ電流のグラフであ
る。
【図６】パラメータｔａｎφを得る回路ブロックダイヤ
グラムである。
グラムである。
【図７】ベクトル制御の誘導電動機のブロックダイヤグ
ラムである。
ラムである。
（３）…インバータ
（５）…誘導電動機
（６）…測定ステータ電流
（７）…Ａ／Ｄ変換器
（８）、（９）…回路ブロック
（１８）…割り算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01R 31/34
H02K 17/00
H02P 7/63 302
H02P 21/00
Claims (5)
- 【請求項１】 インバータにより駆動される三相誘導モ
ータを運転する方法であって、前記インバータは、コン
トローラに応答して、前記モータの総漏洩インダクタン
ス、前記モータのステータの抵抗、前記モータの主イン
ダクタンス、および前記モータのロータの時定数に相関
するように動作するものにおいて、前記方法は、 （ａ） 極性が交互に変わるとともに持続時間が前記時
定数よりも短いパルス電圧を前記ステータの１相に加
え、前記ステータの電流が０になる点における、時間に
対する前記のステータの電流の変化率を測定するステッ
プと、 （ｂ） 前記パルス電圧の振幅および前記のステータの
電流の変化率から、前記モータの総漏洩インダクタンス
を示す漏洩インダクタンス信号を得るステップと、 （ｃ） 第１の周波数の矩形波電圧を、前記ステータの
１相への電圧入力として加え、前記ステータの他の相に
は電圧を加えないようにして、前記ステータの定常電流
を測定するステップと、 （ｄ） 前記矩形波電圧および前記のステータの定常電
流から、前記のステータの定常電流と前記矩形波電圧と
の間の位相角度の正接を得るステップと、 （ｅ） 前記の第１の周波数とは別のそれぞれ異なる付
加的な周波数の矩形波電圧を用いて、２回以上、ステッ
プ（ｃ）およびステップ（ｄ）を繰り返し、前記ステー
タの対応する定常電流と矩形波電圧との間の位相角度の
正接を示す対応する正接信号を得るステップと、 （ｆ） 前記漏洩インダクタンス信号、前記の第１の周
波数を示す信号および前記の付加的な周波数を示す信
号、および前記正接信号から、前記ステータの抵抗の近
似値を示す抵抗信号と、前記ロータの主インダクタンス
と前記ロータの抵抗との関係を近似的に示す総インダク
タンス信号と、前記ロータの時定数の近似値を示す時定
数信号と、を得るステップと、 （ｇ） 前記漏洩インダクタンス信号、前記抵抗信号、
前記総インダクタンス信号および前記時定数信号に応じ
て、前記コントローラ内部に前記モータの制御パラメー
タを設定するステップと、 （ｈ）前記コントローラを起動して、前記インバータを
運転し、これによって、前記モータを駆動するステップ
と、 を有することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記ステップ（ｅ）では、測定時間の
間、前記定常電流のサンプル値をステップ状に積分する
ことを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 前記ステップ（ｆ）では、各周波数に対
応する前記の全ての信号の関係を１つの関係式として示
し、これらの関係式を同時に解くことを特徴とする請求
項１記載の方法。 - 【請求項４】 前記ステップ（ｆ）では、最小自乗法に
よって、前記関係式を同時に解くことを特徴とする請求
項３記載の方法。 - 【請求項５】 前記モータは、エレベータのモータであ
ることを特徴とする請求項１記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US041,017 | 1993-03-31 | ||
| US08/041,017 US5388052A (en) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | Method of operating an induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06324127A JPH06324127A (ja) | 1994-11-25 |
| JP3486450B2 true JP3486450B2 (ja) | 2004-01-13 |
Family
ID=21914272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06367394A Expired - Fee Related JP3486450B2 (ja) | 1993-03-31 | 1994-03-31 | Ｎ個の誘導機電気パラメータを得る同定方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5388052A (ja) |
| JP (1) | JP3486450B2 (ja) |
| DE (1) | DE4411149A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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